JP2021069242A - Power conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
本願は、電力変換装置に関するものである。 The present application relates to a power converter.
コンバータ等の電力変換装置は、半導体スイッチング素子を用いてリアクトルに印加する電圧を変化させることにより、入出力電流が目標値に追従するように制御しつつ電力変換を行う。電流が目標値に追従するように半導体スイッチング素子の駆動を制御する方法として、リアクトルの直流重畳特性に基づいて設定したゲインを用いた比例積分制御（ＰＩ制御）による電流フィードバック制御が知られている（例えば、下記の特許文献１参照）。
A power conversion device such as a converter performs power conversion while controlling the input / output current to follow a target value by changing the voltage applied to the reactor using a semiconductor switching element. As a method of controlling the drive of the semiconductor switching element so that the current follows the target value, current feedback control by proportional integration control (PI control) using a gain set based on the DC superimposition characteristic of the reactor is known. (For example, see
また、従来の電力変換装置には、交流電源を入力として交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部と、このＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流側に接続された平滑用コンデンサと、この平滑用コンデンサの直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、上記の各コンバータ部を構成する半導体スイッチング素子のＤｕｔｙ制御により各コンバータ部を制御する制御部とを備えたものがある。 Further, the conventional power conversion device includes an AC / DC converter unit that converts an AC voltage into a DC voltage by using an AC power supply as an input, a smoothing capacitor connected to the DC side of the AC / DC converter unit, and the smoothing. It is provided with a DC / DC converter unit that converts the DC power of the capacitor into DC / DC and supplies it to the load, and a control unit that controls each converter unit by Duty control of the semiconductor switching elements constituting each of the above converter units. There is something.
この構成の電力変換装置において、ＡＣ／ＤＣコンバータ部の出力電圧は、交流電圧が整流、平滑された電圧であるため、直流電圧に交流電源の倍周波数成分のリプルを含んだ電圧となる。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ部の入力電圧は、直流電圧に交流電源の倍周波数成分のリプルを含んだ電圧であるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ部から安定化された直流電流を出力するには、交流電源の倍周波数成分による変動を抑制するように半導体スイッチング素子の動作を制御する必要がある。すなわち、所定の周波数の電流成分を抑制するための電流応答性が得られるよう、制御部における比例積分制御のゲインを適切に設定する必要がある。 In the power converter having this configuration, the output voltage of the AC / DC converter unit is a voltage obtained by including the ripple of the double frequency component of the AC power supply in the DC voltage because the AC voltage is a rectified and smoothed voltage. Therefore, since the input voltage of the DC / DC converter unit is a voltage that includes the ripple of the double frequency component of the AC power supply in the DC voltage, it is necessary to output a stabilized DC current from the DC / DC converter unit. It is necessary to control the operation of the semiconductor switching element so as to suppress fluctuations due to the double frequency component of the power supply. That is, it is necessary to appropriately set the gain of the proportional integration control in the control unit so that the current response for suppressing the current component of a predetermined frequency can be obtained.
しかしながら、上述した従来の各種の電力変換装置においては、リアクトルの特性のみでなく、負荷側のインピーダンスの影響によって、出力の電流応答性が変化する点について十分に考慮されていない。 However, in the above-mentioned various conventional power conversion devices, not only the characteristics of the reactor but also the point that the current response of the output changes due to the influence of the impedance on the load side is not sufficiently considered.
本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、いかなるインピーダンス成分を含む負荷が接続された場合でも、出力のリプル電流を閾値以下に抑制して安定化し、ひいては負荷となるバッテリ等のユーザー保守費用を軽減可能な電力変換装置を提供することを目的とする。 The present application discloses a technique for solving the above-mentioned problems, and even when a load containing any impedance component is connected, the ripple current of the output is suppressed to a threshold value or less to stabilize the load, and thus the load. It is an object of the present invention to provide a power conversion device capable of reducing user maintenance costs such as a battery.
本願に開示される電力変換装置は、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部と、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流側に接続された平滑用コンデンサと、半導体スイッチング素子を備えて前記平滑用コンデンサの直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部から前記負荷への出力電流を検出する出力電流検出器と、比例積分制御により前記出力電流が目標電流に追従するように前記半導体スイッチング素子をオンオフ制御する制御部とを備え、
前記制御部は、前記出力電流検出器で検出した前記出力電流のリプル量が予め設定された閾値よりも大きい場合には、前記比例積分制御に基づくゲインを、予め設定された第１のゲインから当該第１のゲインよりも大きな値をもつ第２のゲインに変更するものである。
The power conversion device disclosed in the present application includes an AC / DC converter unit that converts an AC voltage into a DC voltage, a smoothing capacitor connected to the DC side of the AC / DC converter unit, and a semiconductor switching element. A DC / DC converter unit that converts the DC power of the smoothing capacitor into DC / DC and supplies it to the load, an output current detector that detects the output current from the DC / DC converter unit to the load, and proportional integration control. A control unit that controls on / off of the semiconductor switching element so that the output current follows a target current is provided.
When the ripple amount of the output current detected by the output current detector is larger than the preset threshold value, the control unit obtains the gain based on the proportional integration control from the preset first gain. The gain is changed to a second gain having a value larger than that of the first gain.
本願に開示される電力変換装置によれば、いかなるインピーダンス成分を含む負荷が接続された場合でも、出力のリプル電流を閾値以下に抑制して安定化し、ひいては負荷となるバッテリ等のユーザー保守費用を軽減することが可能となる。 According to the power conversion device disclosed in the present application, even when a load containing any impedance component is connected, the ripple current of the output is suppressed to a threshold value or less to stabilize, and as a result, user maintenance costs such as a battery that becomes a load are reduced. It is possible to reduce it.
ここで、本願の実施の形態の説明に入る前に、前述したように、電力変換装置において、リアクトルの特性のみでなく、負荷側のインピーダンスの影響によって、出力の電流応答性が変化する点について説明する。 Here, before going into the description of the embodiment of the present application, as described above, in the power conversion device, not only the characteristics of the reactor but also the influence of the impedance on the load side changes the current responsiveness of the output. explain.
図７は、負荷側のインピーダンスの影響も含めた電流フィードバック制御の一巡伝達関数のゲイン−周波数の関係を示す特性図である。 FIG. 7 is a characteristic diagram showing the gain-frequency relationship of the one-circle transfer function of the current feedback control including the influence of the impedance on the load side.
図７から分るように、負荷に含まれる抵抗成分が大きくなるほど、リアクトルの特性に対して抵抗成分の影響が増大し、電流フィードバック制御系のゲインが０ｄＢとなるクロスオーバー周波数が低下する。すなわち、電流応答性が低下するため、所定の周波数成分の電流を抑制できず、リプル電流が増加する。このため、安定した出力が得られず、特に負荷としてバッテリが接続される場合は、リプル電流によりバッテリ寿命が低下するという課題があった。 As can be seen from FIG. 7, as the resistance component contained in the load increases, the influence of the resistance component on the characteristics of the reactor increases, and the crossover frequency at which the gain of the current feedback control system becomes 0 dB decreases. That is, since the current responsiveness is lowered, the current of a predetermined frequency component cannot be suppressed, and the ripple current is increased. Therefore, a stable output cannot be obtained, and there is a problem that the battery life is shortened due to the ripple current, particularly when the battery is connected as a load.
これに対して、以下に説明する実施の形態に係る電力変換装置は、出力のリプル電流を検出し、そのリプル電流量に応じて電流制御における比例積分制御時のゲインを調整することにより電流応答性を向上させ、これにより、いかなるインピーダンス成分を含む負荷が接続された場合でも、出力のリプル電流を閾値以下に抑制して安定化し、ひいては負荷となるバッテリ等のユーザー保守費用を軽減することが可能となる。 On the other hand, the power conversion device according to the embodiment described below detects the ripple current of the output and adjusts the gain at the time of proportional integration control in the current control according to the ripple current amount to respond to the current. By improving the performance, even if a load containing any impedance component is connected, the ripple current of the output can be suppressed to below the threshold value to stabilize it, and by extension, the user maintenance cost of the battery, etc. that becomes the load can be reduced. It will be possible.
実施の形態１．
図１は、本願の実施の形態１における電力変換装置を示す回路構成図である。
この実施の形態１の電力変換装置１０００は、交流電源１からの交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部１００、このＡＣ／ＤＣコンバータ部１００の出力を平滑化する平滑用コンデンサ２、この平滑用コンデンサ２の直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷３に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ部２００、およびＡＣ／ＤＣコンバータ部１００ならびにＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の動作を共に制御する制御部４を備えている。なお、本例では、負荷３は高圧バッテリとしているが、これに限定されものではない。
FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a power conversion device according to the first embodiment of the present application.
The
ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００は、交流電源１と平滑用コンデンサ２との間に配置されている。すなわち、交流電源１は整流回路としてのダイオードブリッジ回路５に接続され、ダイオードブリッジ回路５の出力は、限流回路としてのリアクトル６に接続されている。リアクトル６の後段には半導体スイッチング素子７の一端および整流ダイオード８が接続され、整流ダイオード８のカソード側が出力段の平滑用コンデンサ２の正極に接続され、さらに半導体スイッチング素子７の他端は、平滑用コンデンサ２の負極に接続されている。
The AC /
この場合の上記の半導体スイッチング素子７は、例えばソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）が適用される。 In this case, for example, a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) in which a diode is built in between the source and drain is applied to the semiconductor switching element 7.
また、ダイオードブリッジ回路５の入力側には、交流電源１に並列に接続されて交流電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出器（ＳＶ１）２０、および交流電源１に直列に接続されて交流電源１からの交流の入力電流Ｉｉｎを検出する入力電流検出器（ＳＩ１）２１が設けられており、また平滑用コンデンサ２に並列して平滑用コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出器（ＳＶ２）２２が接続されている。
Further, on the input side of the
一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００は、平滑用コンデンサ２と負荷３との間に設けられている。すなわち、平滑用コンデンサ２の後段には、４つの半導体スイッチング素子９〜１２がフルブリッジ型に接続されている。この場合の各々の半導体スイッチング素子９〜１２は、前述の半導体スイッチング素子７と同様、例えばＭＯＳＦＥＴが適用される。
On the other hand, the DC /
そして、半導体スイッチング素子９、１１のドレインは、平滑用コンデンサ２の正極側に接続され、半導体スイッチング素子１０、１２のソースは、平滑用コンデンサ２の負極側に接続されている。また、トランス１３の一次巻線の一端が、半導体スイッチング素子９のソースと半導体スイッチング素子１０のドレインとの接続点に接続されており、トランス１３の一次巻線の他端が、半導体スイッチング素子１１のソースと半導体スイッチング素子１２のドレインとの接続点に接続されている。
The drains of the
また、トランス１３の二次巻線には、整流用ダイオード１４〜１７がフルブリッジ構成で接続されている。整流用ダイオード１４〜１７の後段には、平滑用リアクトル１８および出力電流Ｉｏｕｔを検出する出力電流検出器（ＳＩ２）２３が接続されると共に、平滑用コンデンサ１９が接続されている。そして、この平滑用コンデンサ１９に並列して、出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出器（ＳＶ３）２４が接続されている。
Further, rectifying
上記の各々の検出器２０〜２４で検出された電流値および電圧値は、制御部４へ送られる。制御部４は、電流目標値として、入力電流の振幅指令値ならびに出力電流の目標値を生成し、検出された電流値が電流目標値に追従するようＡＣ／ＤＣコンバータ部１００の半導体スイッチング素子７、ならびにＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の各々の半導体スイッチング素子９〜１２をパルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ制御と表記）する。
The current value and the voltage value detected by each of the
次に、制御部４によるＡＣ／ＤＣコンバータ部１００の制御内容について説明する。
図２は、制御部４において、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００の半導体スイッチング素子７をＰＷＭ制御する部分の構成を示す機能ブロック図である。
Next, the control contents of the AC /
FIG. 2 is a functional block diagram showing a configuration of a portion of the
制御部４は、出力電圧検出器（ＳＶ３）２４で検出される出力電圧Ｖｏｕｔに応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００が高効率で動作するように、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００の平滑用コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃを調整している。
The
すなわち、図２において、差分器１０１は、直流電圧検出器（ＳＶ２）２２が検出した直流電圧Ｖｄｃと予め設定された平滑用コンデンサ２の直流電圧目標値Ｖｄｃ＊との差分ΔＶ１を求める。次に、比例積分器１０２は、この差分ΔＶ１をフィードバック量として比例積分（ＰＩ）制御した値を振幅指令値Ｓａとして出力する。また、交流電源同期正弦波発生器１０３からは、入力電圧検出器（ＳＶ１）２０が検出した交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎに同期した振幅「１」の信号を同期正弦波Ｓｂとして出力する。乗算器１０４は、上記の振幅指令値Ｓａを上記同期正弦波Ｓｂに乗算して目標電流値Ｉｉｎ＊として生成する。
That is, in FIG. 2, the
次に、差分器１０５は、上記の目標電流値Ｉｉｎ＊と入力電流検出器（ＳＩ１）２１で検出された入力電流Ｉｉｎとの差分ΔＩ１を求め、続いて、比例積分器１０６は、この差分ΔＩ１をフィードバック量として比例積分（ＰＩ）制御した値をリアクトル６への印加電圧としての目標値である目標電圧ＶＬｉｎとして出力する。
Next, the
次に、半導体スイッチング素子７が任意のデューティ比Ｄ１で動作するとき、半導体スイッチング素子７のスイッチング周期の１周期分について、入力電圧検出器（ＳＶ１）２０で検出された入力電圧Ｖｉｎ、直流電圧検出器（ＳＶ２）２２で検出された直流電圧Ｖｄｃ、および目標電圧ＶＬｉｎの関係は、以下の式で表わされる。 Next, when the semiconductor switching element 7 operates at an arbitrary duty ratio D1, the input voltage Vin and DC voltage detected by the input voltage detector (SV1) 20 are detected for one switching cycle of the semiconductor switching element 7. The relationship between the DC voltage Vdc detected by the device (SV2) 22 and the target voltage VLin is expressed by the following equation.
Ｖｉｎ＝ＶＬｉｎ＋Ｖｄｃ・（１−Ｄ１） （１） Vin = VLin + Vdc ・ (1-D1) (1)
これより、ゲート信号生成器１０７は、次の式（２）に従ってデューティ比Ｄ１を演算し、このデューティ比Ｄ１に従ってＰＷＭ制御すべきゲート信号Ｇ７を半導体スイッチング素子７へ出力する。
From this, the
Ｄ１＝１−（Ｖｉｎ−ＶＬｉｎ）／Ｖｄｃ （２） D1 = 1- (Vin-VLin) / Vdc (2)
次に、制御部４によるＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の制御内容について説明する。
まず、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力電流Ｉｏｕｔのリプル量を検出する方法について説明する。
Next, the control contents of the DC /
First, a method of detecting the ripple amount of the output current Iout of the DC /
図３は入力電圧検出器（ＳＶ１）２０で検出される交流電源１の入力電圧Ｖｉｎの波形と、出力電流検出器（ＳＩ２）２３で検出されるＤＣ／ＤＣコンバータ部２００からの出力電流Ｉｏｕｔの波形との関係を示す波形図である。
FIG. 3 shows the waveform of the input voltage Vin of the
制御部４は、交流電源１の入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１毎に、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００からの出力電流Ｉｏｕｔの最大値Ｉｏｕｔ＿ｍａｘおよび最小値Ｉｏｕｔ＿ｍｉｎを記憶する。このとき、次の式（３）に従って求めた両者Ｉｏｕｔ＿ｍａｘ、Ｉｏｕｔ＿ｍｉｎの差分ΔＩｏｕｔを出力電流Ｉｏｕｔのリプル量ΔＩｏｕｔとして検出する。
The
ΔＩｏｕｔ＝（Ｉｏｕｔ＿ｍａｘ）−（Ｉｏｕｔ＿ｍｉｎ） （３） ΔIout = (Iout_max)-(Iout_min) (3)
このリプル量ΔＩｏｕｔは、交流周期Ｔ１毎に更新する。ここで、出力電流Ｉｏｕｔは、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００により交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎを整流、平滑化して得られる直流電圧Ｖｄｃを入力として、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００により出力される電流であるため、出力電流Ｉｏｕｔは少なくとも入力電圧Ｖｉｎの倍周波数成分を含む波形となる。したがって、リプル量ΔＩｏｕｔを上記のように交流周期Ｔ１毎に更新することにより、入力電圧Ｖｉｎの倍周波数成分を含んだリプル量を検出することができる。
This ripple amount ΔIout is updated every AC cycle T1. Here, the output current Iout is the current output by the DC /
次に、制御部４によるリプル量ΔＩｏｕｔに応じたＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力電流制御、すなわち、比例積分制御（ＰＩ制御）のゲインを調整しつつ出力電流Ｉｏｕｔが目標電流に追従するように前記半導体スイッチング素子９〜１２をオンオフ制御する内容について説明する。
Next, the output current control of the DC /
図４は、制御部４においてＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の半導体スイッチング素子９〜１２をＰＷＭ制御する部分の構成を示す機能ブロックである。
FIG. 4 is a functional block showing the configuration of a portion of the
差分器２０１は、出力電流検出器（ＳＩ２）２３により検出した出力電流Ｉｏｕｔと予め設定された出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊との差分ΔＩ２を求める。次に、比例積分器２０２は、この差分ΔＩ２をフィードバック量として比例積分（ＰＩ）制御した値を平滑用リアクトル１８に対する印加電圧としての目標値である目標電圧ＶＬｏｕｔとして出力する。このとき、比例積分器２０２が比例積分制御（ＰＩ制御）する場合のゲインＫｐは、前述の式（３）により求まるリプル量ΔＩｏｕｔおよび予め設定した閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈに基づいてゲイン補正部２０３により設定される。この場合のゲイン補正部２０３によるゲインＫｐの設定動作については、後に詳述する。
The
次に、半導体スイッチング素子９〜１２がデューティ比Ｄ２となるよう動作するとき、トランス１３の一次側の巻き数をＮ１、二次側の巻き数をＮ２とすると、半導体スイッチング素子９〜１２のスイッチング周期の１周期分について、出力電圧検出器（ＳＶ３）２４で検出される出力電圧Ｖｏｕｔ、直流電圧検出器（ＳＶ２）２２で検出される直流電圧Ｖｄｃ、および目標電圧ＶＬｏｕｔの関係は、以下の式（４）で表わされる。
Next, when the semiconductor switching elements 9 to 12 operate so as to have a duty ratio D2, assuming that the number of turns on the primary side of the
Ｖｏｕｔ＝（Ｎ２／Ｎ１）・Ｖｄｃ・Ｄ２―ＶＬｏｕｔ （４） Vout = (N2 / N1) ・ Vdc ・ D2-VLout (4)
これより、ゲート信号生成器２０４は、以下に示される式（５）に従ってデューティ比Ｄ２を演算し、このデューティ比Ｄ２に従ってＰＷＭ制御すべきゲート信号Ｇ９〜Ｇ１２を半導体スイッチング素子９〜１２へ個別に出力する。
From this, the
Ｄ２＝（Ｎ１／Ｎ２）・（Ｖｏｕｔ＋ＶＬｏｕｔ）／Ｖｄｃ （５） D2 = (N1 / N2) · (Vout + VLout) / Vdc (5)
ここで、制御部４がＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力電流制御を行う場合の、比例積分制御（ＰＩ制御）のゲインを設定するゲイン補正部２０３の動作について説明する。
Here, the operation of the
図５（図５Ａ〜図５Ｅ）はゲイン補正部２０３の動作内容を説明するためのタイミングチャートである。なお、図５Ａは交流電源１による入力電圧Ｖｉｎの波形、図５ＢはＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力電流Ｉｏｕｔの波形、図５Ｃは前述の式（３）で得られるリプル量ΔＩｏｕｔ、図５Ｄはゲイン補正部２０３がリプル量ΔＩｏｕｔと予め設定した閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈの差分に応じて設定する補正量ΔＫｐ、図５Ｅはゲイン補正部２０３が比例積分器２０２に出力する補正後のゲインＫｐの値を、それぞれ時間経過に伴って示している。
5A to 5E are timing charts for explaining the operation contents of the
前述のように、制御部４は、交流電源１の入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１毎に式（３）に基づいてリプル量ΔＩｏｕｔを算出するが、これに合わせてゲイン補正部２０３も交流電源１の入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１毎に比例積分器２０２に出力するゲインＫｐの値を更新する。
As described above, the
この場合、ゲイン補正部２０３は、リプル量ΔＩｏｕｔが閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈ以上（ΔＩｏｕｔ≧ΔＩｏｕｔ＿ｔｈ）の場合、リプル量ΔＩｏｕｔと閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈの差分に応じて補正量ΔＫｐを、以下の式（６）に基づいて算出する。ただし、リプル量ΔＩｏｕｔが閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈより小さくなった場合（ΔＩｏｕｔ＜ΔＩｏｕｔ＿ｔｈ）には、補正量ΔＫｐを零とする（ΔＫｐ＝０）。
In this case, when the ripple amount ΔIout is equal to or greater than the threshold value ΔIout_th (ΔIout ≧ ΔIout_th), the
ΔＫｐ＝Ａ・（ΔＩｏｕｔ−ΔＩｏｕｔ＿ｔｈ） （６）
ここに、Ａは正の比例定数である。
ΔKp = A · (ΔIout−ΔIout_th) (6)
Here, A is a positive proportionality constant.
具体的にゲイン補正部２０３の時間経過に伴う動作について説明すると、制御部４は、交流電源１の入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１の経過前（図５の時刻ｔ０〜ｔ１の期間）では、リプル量ΔＩｏｕｔは更新しておらず、初期値「０」を設定している（ΔＩｏｕｔ＝０）。このとき、補正量ΔＫｐ１＝０となるため、ゲイン補正部２０３は、比例積分器２０２に与えるゲインＫｐ（＝Ｋｐ１）を、予め決定した第１のゲインＫｐ１に設定する（Ｋｐ＝Ｋｐ１＝Ｋｐ１＋０）。
Specifically, the operation of the
次の入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１（時刻ｔ１〜ｔ２）では、ゲイン補正部２０３は、比例積分器２０２に与えるゲインＫｐ（＝Ｋｐ２）として、式（６）で得られた今回の補正量ΔＫｐ２を前回設定したゲインＫｐ１に加算してこれを今回のゲインとして設定する（Ｋｐ＝Ｋｐ２＝Ｋｐ１＋ΔＫｐ２）。
In the AC period T1 (time t1 to t2) of the next input voltage Vin, the
次の入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１（時刻ｔ２〜ｔ３）では、ゲイン補正部２０３は、比例積分器２０２に与えるゲインＫｐ（＝Ｋｐ３）として、式（６）で得られた今回の補正量ΔＫｐ３を前回設定したゲインＫｐ２に加算してこれを今回のゲインとして設定する（Ｋｐ＝Ｋｐ３＝Ｋｐ２＋ΔＫｐ３）。
In the AC period T1 (time t2 to t3) of the next input voltage Vin, the
次の入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１（時刻ｔ３〜ｔ４）では、リプル量ΔＩｏｕｔが閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈより小さくなる（ΔＩｏｕｔ＜ΔＩｏｕｔ＿ｔｈ）。このためゲイン補正部２０３は、補正量ΔＫｐを零に設定し（ΔＫｐ＝０）、比例積分器２０２に与えるゲインＫｐ（＝Ｋｐ４）として、前回設定したゲインＫｐ３の値をそのまま維持する（Ｋｐ＝Ｋｐ４＝Ｋｐ３＋０）。
以降は、入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１毎に同様の処理が継続される。
In the AC cycle T1 (time t3 to t4) of the next input voltage Vin, the ripple amount ΔIout becomes smaller than the threshold value ΔIout_th (ΔIout <ΔIout_th). Therefore, the
After that, the same processing is continued for each AC cycle T1 of the input voltage Vin.
このように、ゲイン補正部２０３は、リプル量ΔＩｏｕｔが閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈより小さくなるまで比例積分制御（ＰＩ制御）におけるゲインＫｐを増加させるため、電流応答性を改善可能であり、出力電流Ｉｏｕｔのリプル量を低減でき、安定した出力を得ることができる。
In this way, the
上述の通り、ゲイン補正部２０３は、リプル量ΔＩｏｕｔと閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈの差分に応じて比例積分器２０２に与えるゲインＫｐが増加するように、第２のゲインＫｐ２を設定したが、比例積分器２０２のゲインＫｐが過大となると制御が不安定となる。よって、前述の式（７）で設定される第２のゲインＫｐ２が予め決められた上限値Ｋｐ＿ｌｉｍを超えるような場合、制御部４は半導体スイッチング素子７ならびに半導体スイッチング素子９〜１２をオフにして電力変換を停止する。以上により制御不安定化することなく安定した出力を得ることができる。
As described above, the
なお、上記の説明では、前述の（６）式に基づいて補正量ΔＫｐを求めた上で、（７）式に基づいて第１のゲインＫｐ１に補正量ΔＫｐを加えた値を第２のゲインＫｐ２として設定しているが、これに限らず、第２のゲインＫｐ２は、補正量ΔＫｐに応じて増加するように設定すればよく、具体的には次のようにして第２のゲインＫｐ２を設定することもできる。 In the above description, the correction amount ΔKp is obtained based on the above equation (6), and then the value obtained by adding the correction amount ΔKp to the first gain Kp1 based on the equation (7) is used as the second gain. Although it is set as Kp2, it is not limited to this, and the second gain Kp2 may be set so as to increase according to the correction amount ΔKp. Specifically, the second gain Kp2 is set as follows. It can also be set.
例えば、以下の式（８）のように、第１のゲインＫｐ１に補正量ΔＫｐを乗じた値を第２のゲインＫｐ２として設定し、この第２のゲインＫｐ２を比例積分器２０２に対するゲインＫｐとして出力してもよい。
For example, as shown in the following equation (8), the value obtained by multiplying the first gain Kp1 by the correction amount ΔKp is set as the second gain Kp2, and this second gain Kp2 is set as the gain Kp with respect to the
Ｋｐ＝Ｋｐ２＝Ｋｐ１・ΔＫｐ （８） Kp = Kp2 = Kp1 · ΔKp (8)
さらに、上記実施の形態では、ゲイン補正部２０３は、補正量ΔＫｐについて、前述の式（６）に示したように、リプル量ΔＩｏｕｔと閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈの差分に応じて線形（比例定数Ａ）に増加するよう算出したが、補正量ΔＫｐはリプル量ΔＩｏｕｔと閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈの差分に応じて単調増加するよう設定されればよく、例えば、図６に示すように、リプル量ΔＩｏｕｔと閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈの差分に対して非線形に増加するように補正量ΔＫｐを設定してもよい。
Further, in the above embodiment, the
この場合でも、ゲイン補正部２０３は、リプル量ΔＩｏｕｔが閾値ΔＩｏｕｔ＿ｔｈより小さくなるまで比例積分制御（ＰＩ制御）時のゲインを増加させるため、電流応答性を改善可能であり、出力電流Ｉｏｕｔのリプル量を低減して安定した出力を得ることができる。
Even in this case, the
以上のように、本願によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力電流Ｉｏｕｔのリプル量ΔＩｏｕｔを検出し、そのリプル量ΔＩｏｕｔに応じて電流制御における比例積分制御（ＰＩ制御）時のゲインを調整することにより電流応答性を向上させるので、これにより、いかなるインピーダンス成分を含む負荷３が接続された場合でも、出力のリプル電流を閾値以下に抑制して出力電流を安定化することができる。このため、負荷３として例えば高圧バッテリが接続される場合でもリプル電流によるバッテリ寿命の低下を抑制することができ、ユーザー保守費用を軽減することが可能となる。
As described above, according to the present application, the ripple amount ΔIout of the output current Iout of the DC /
なお、上記の実施の形態１では、本願の内容の理解を容易にするために、制御部４の構成として、図２および図４に機能ブロック図としてのハードウェア構成を示したが、これに限らず、コンビュータが備える記憶装置に所定のプログラムをインストールすることにより、ソフトウェアとして構成することも可能である。
In the above-described first embodiment, in order to facilitate understanding of the contents of the present application, the hardware configuration as the functional block diagram is shown in FIGS. 2 and 4 as the configuration of the
また、本願は、例示的な実施の形態が記載されているが、この実施の形態に記載された様々な特徴、態様、および機能はこの実施の形態の適用に限られるものではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。 Further, although the present application describes an exemplary embodiment, the various features, aspects, and functions described in this embodiment are not limited to the application of this embodiment, and are used alone. , Or in various combinations are applicable to embodiments.
したがって、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも一つの構成要素を変形する場合、追加する場合、または省略する場合が含まれものとする。 Therefore, innumerable variations not illustrated are envisioned within the scope of the techniques disclosed in the present application. For example, it includes cases where at least one component is modified, added, or omitted.
１０００ 電力変換装置、１００ ＡＣ／ＤＣコンバータ部、
２００ ＤＣ／ＤＣコンバータ部、１ 交流電源、２ 平滑用コンデンサ、
３ 負荷（高圧バッテリ）、４ 制御部、６ リアクトル、
７ 半導体スイッチング素子、９，１０，１１，１２ 半導体スイッチング素子、
１３ トランス、１８ 平滑用リアクトル、１９ 平滑用コンデンサ、
２０ 入力電圧検出器（ＳＶ１）、２１ 入力電流検出器（ＳＩ１）、
２２ 直流電圧検出器（ＳＶ２）、２３ 出力電流検出器（ＳＩ２）、
２４ 出力電圧検出器（ＳＶ３）。
1000 power converter, 100 AC / DC converter,
200 DC / DC converter, 1 AC power supply, 2 smoothing capacitor,
3 load (high voltage battery), 4 control unit, 6 reactor,
7 Semiconductor switching element, 9, 10, 11, 12 Semiconductor switching element,
13 transformer, 18 smoothing reactor, 19 smoothing capacitor,
20 Input voltage detector (SV1), 21 Input current detector (SI1),
22 DC voltage detector (SV2), 23 Output current detector (SI2),
24 Output voltage detector (SV3).
Claims (5)
前記制御部は、前記出力電流検出器で検出した前記出力電流のリプル量が予め設定された閾値よりも大きい場合には、前記比例積分制御に基づくゲインを、予め設定された第１のゲインから当該第１のゲインよりも大きな値をもつ第２のゲインに変更する、電力変換装置。 An AC / DC converter unit that converts AC voltage to DC voltage, a smoothing capacitor connected to the DC side of the AC / DC converter unit, and a semiconductor switching element are provided to convert the DC power of the smoothing capacitor to DC / DC. A DC / DC converter unit that converts and supplies the load, an output current detector that detects the output current from the DC / DC converter unit to the load, and proportional integration control so that the output current follows the target current. Is equipped with a control unit that controls the on / off of the semiconductor switching element.
When the ripple amount of the output current detected by the output current detector is larger than the preset threshold value, the control unit obtains the gain based on the proportional integration control from the preset first gain. A power conversion device that changes to a second gain having a value larger than the first gain.
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