JP2021027337A - Printed circuit board, printed wiring board, and electronic device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、プリント回路板における配線の技術に関する。 The present invention relates to a technique for wiring in a printed circuit board.
プリント回路板は、信号の伝送に用いられる信号配線を含んでいる。信号配線を設計する際の制約事項の１つに、電気部品が実装されるパッドの形状がある。パッドは、信号配線に含まれる主配線よりも配線幅が広いのが一般的である。このため、主配線の特性インピーダンスに対しパッドの特性インピーダンスが低下し、主配線とパッドとの境界で特性インピーダンスの不整合が発生する。特性インピーダンスの不整合は、信号波形の品質に影響を及ぼす。特許文献１には、パッドにおける特性インピーダンスの不整合を抑制する技術として、パッドに対向するグラウンドプレーンにくり抜き部が形成されている技術が提案されている。 The printed circuit board contains signal wiring used for signal transmission. One of the restrictions when designing signal wiring is the shape of the pad on which the electrical components are mounted. The pad is generally wider than the main wiring included in the signal wiring. Therefore, the characteristic impedance of the pad is lowered with respect to the characteristic impedance of the main wiring, and the characteristic impedance mismatch occurs at the boundary between the main wiring and the pad. The mismatch of characteristic impedance affects the quality of the signal waveform. Patent Document 1 proposes a technique in which a hollow portion is formed in a ground plane facing the pad as a technique for suppressing a mismatch of characteristic impedance in the pad.
しかしながら、信号配線における信号の伝送速度は、高速化の傾向にある。信号の伝送速度の高速化に伴い、信号に要求される品質は、従来よりも高いものとなってきており、プリント回路板には更なる改良が求められていた。 However, the signal transmission speed in the signal wiring tends to increase. With the increase in signal transmission speed, the quality required for signals has become higher than before, and further improvements have been required for printed circuit boards.
本発明は、信号の品質を向上させることを目的とする。 An object of the present invention is to improve the quality of a signal.
本発明のプリント回路板は、信号端子を含む電気部品と、前記電気部品が実装されたプリント配線板と、を備え、前記プリント配線板は、前記信号端子に接続された信号配線を有し、前記信号配線は、この順に連続して配置された第１配線部、第２配線部、第３配線部、及び第４配線部を含み、前記第４配線部には、前記信号端子が接合され、前記第２配線部の第２特性インピーダンスは、前記第１配線部の第１特性インピーダンスよりも低く、前記第３配線部の第３特性インピーダンスは、前記第１特性インピーダンスよりも高く、前記第４配線部と前記信号端子とで形成された一体構造の第４特性インピーダンスは、前記第１特性インピーダンスよりも低いことを特徴とする。 The printed circuit board of the present invention includes an electric component including a signal terminal and a printed wiring board on which the electric component is mounted, and the printed wiring board has a signal wiring connected to the signal terminal. The signal wiring includes a first wiring portion, a second wiring portion, a third wiring portion, and a fourth wiring portion which are continuously arranged in this order, and the signal terminal is joined to the fourth wiring portion. The second characteristic impedance of the second wiring portion is lower than the first characteristic impedance of the first wiring portion, and the third characteristic impedance of the third wiring portion is higher than the first characteristic impedance. The fourth characteristic impedance of the integrated structure formed by the four wiring portions and the signal terminal is lower than the first characteristic impedance.
また、本発明のプリント回路板は、信号端子を含む電気部品と、前記電気部品が実装されたプリント配線板と、を備え、前記プリント配線板は、前記信号端子に接続された信号配線を有し、前記信号配線は、この順に連続して配置された第１配線部、第２配線部、第３配線部、及び第４配線部を含み、前記第４配線部には、前記信号端子が接合され、前記第２配線部の配線幅は、前記第１配線部の配線幅よりも広く、前記第３配線部の配線幅は、前記第１配線部の配線幅よりも狭く、前記第４配線部の配線幅は、前記第１配線部の配線幅よりも広いことを特徴とする。 Further, the printed circuit board of the present invention includes an electric component including a signal terminal and a printed wiring board on which the electric component is mounted, and the printed wiring board has signal wiring connected to the signal terminal. However, the signal wiring includes a first wiring portion, a second wiring portion, a third wiring portion, and a fourth wiring portion which are continuously arranged in this order, and the signal terminal is provided in the fourth wiring portion. The wiring width of the second wiring portion is wider than the wiring width of the first wiring portion, the wiring width of the third wiring portion is narrower than the wiring width of the first wiring portion, and the fourth wiring portion is joined. The wiring width of the wiring portion is wider than the wiring width of the first wiring portion.
また、本発明のプリント配線板は、電気部品が実装されるプリント配線板であって、前記電気部品の信号端子に接続される信号配線を有し、前記信号配線は、連続して配置された第１配線部、第２配線部、第３配線部、及び第４配線部を含み、前記第４配線部には、前記信号端子が接合可能であり、前記第２配線部の特性インピーダンスは、前記第１配線部の特性インピーダンスよりも低く、前記第３配線部の特性インピーダンスは、前記第１配線部の特性インピーダンスよりも高く、前記第４配線部の特性インピーダンスは、前記第１配線部の特性インピーダンスよりも低いことを特徴とする。 Further, the printed wiring board of the present invention is a printed wiring board on which an electric component is mounted, and has a signal wiring connected to a signal terminal of the electric component, and the signal wiring is continuously arranged. The signal terminal can be joined to the fourth wiring portion including the first wiring portion, the second wiring portion, the third wiring portion, and the fourth wiring portion, and the characteristic impedance of the second wiring portion is The characteristic impedance of the first wiring unit is lower than that of the first wiring unit, the characteristic impedance of the third wiring unit is higher than the characteristic impedance of the first wiring unit, and the characteristic impedance of the fourth wiring unit is that of the first wiring unit. It is characterized by being lower than the characteristic impedance.
また、本発明のプリント配線板は、電気部品が実装されるプリント配線板であって、前記電気部品の信号端子に接続される信号配線を有し、前記信号配線は、連続して配置された第１配線部、第２配線部、第３配線部、及び第４配線部を含み、前記第４配線部には、前記信号端子が接合可能であり、前記第２配線部の配線幅は、前記第１配線部の配線幅よりも広く、前記第３配線部の配線幅は、前記第１配線部の配線幅よりも狭く、前記第４配線部の配線幅は、前記第１配線部の配線幅よりも広いことを特徴とする。 Further, the printed wiring board of the present invention is a printed wiring board on which an electric component is mounted, and has a signal wiring connected to a signal terminal of the electric component, and the signal wiring is continuously arranged. The signal terminal can be joined to the fourth wiring portion including the first wiring portion, the second wiring portion, the third wiring portion, and the fourth wiring portion, and the wiring width of the second wiring portion is The wiring width of the first wiring portion is wider than the wiring width of the first wiring portion, the wiring width of the third wiring portion is narrower than the wiring width of the first wiring portion, and the wiring width of the fourth wiring portion is the wiring width of the first wiring portion. It is characterized by being wider than the wiring width.
本発明によれば、信号の品質が向上する。 According to the present invention, the quality of the signal is improved.
以下、本発明を実施するための形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
［第１実施形態］
図１は、第１実施形態に係る電子機器の一例としての撮像装置であるデジタルカメラ６００の説明図である。撮像装置であるデジタルカメラ６００は、レンズ交換式のデジタルカメラであり、カメラ本体６０１を備える。カメラ本体６０１には、レンズを含むレンズユニット（レンズ鏡筒）６０２が着脱可能となっている。カメラ本体６０１は、筐体６１１と、筐体６１１の内部に配置された、処理モジュール３００及びセンサモジュール９００と、を備えている。処理モジュール３００は、プリント回路板の一例であり、半導体モジュールの一例でもある。処理モジュール３００とセンサモジュール９００とは不図示のケーブルで電気的に接続されている。
[First Embodiment]
FIG. 1 is an explanatory diagram of a
センサモジュール９００は、撮像素子であるイメージセンサ７００と、プリント配線板８００と、を有する。イメージセンサ７００は、プリント配線板８００に実装されている。イメージセンサ７００は、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）イメージセンサ又はＣＣＤ（Charge Coupled Device）イメージセンサである。イメージセンサ７００は、レンズユニット６０２を介して入射した光を電気信号に変換する機能を有する。
The
処理モジュール３００は、半導体装置１００と、電気部品の一例であるコネクタ４００と、プリント配線板２００と、を有する。半導体装置１００及びコネクタ４００は、プリント配線板２００に実装されている。プリント配線板２００は、リジッド基板である。半導体装置１００は、例えばデジタルシグナルプロセッサであり、イメージセンサ７００から電気信号を取得し、取得した電気信号を補正する処理を行い、画像データを生成する機能を有する。
The
コネクタ４００は、例えばＵＳＢ（Universal Serial Bus）コネクタ又はＨＤＭＩ（登録商標）（High-Definition Multimedia Interface）コネクタなど、外部機器とのインタフェースとなるコネクタである。コネクタ４００は、不図示のＵＳＢケーブルのコネクタ又はＨＤＭＩ（登録商標）ケーブルのコネクタが挿脱される挿入口４０１を有し、挿入口４０１がカメラ本体６０１の筐体６１１から外部に露出するように、筐体６１１の内部に配置されている。
The
図２は、第１実施形態に係る処理モジュール３００の斜視図である。半導体装置１００は、半導体パッケージであり、第１実施形態では、ＢＧＡ（Ball Grid Array）の半導体パッケージである。
FIG. 2 is a perspective view of the
プリント配線板２００は、半導体装置１００とコネクタ４００とを電気的に接続する信号配線２５０を有する。信号配線２５０は、半導体装置１００からコネクタ４００へデジタル信号を伝送するための配線である。なお、図２に示すプリント配線板２００において、信号配線２５０以外の配線、例えば電源配線、グラウンド配線、信号配線２５０以外の信号配線の図示は省略している。
The printed
なお、図２では、信号が伝送される信号配線２５０を１つだけ図示しているが、信号配線２５０が複数あってもよい。この場合、複数の信号配線２５０でバス配線が構成されていてもよい。
Although only one
信号配線２５０は、配線方向、即ち信号配線２５０の長手方向であるＸ方向に延在するよう形成されている。信号配線２５０の厚み方向をＺ方向、信号配線２５０の幅方向をＹ方向とする。Ｚ方向は、プリント配線板２００の厚み方向でもあり、プリント配線板２００を平面視する方向でもある。
The
信号配線２５０は、Ｘ方向の第１端部である端部２５１と、端部２５１とは反対側のＸ方向の第２端部である端部２５２と、を有する。半導体装置１００は、デジタル信号を出力する端子１０１を有する。端子１０１は、信号配線２５０の端部２５１に接続されている。信号配線２５０において伝送されるデジタル信号の伝送速度は、１Ｇｂｐｓ（Giga Bits Per Second）以上である。デジタル信号は、第１実施形態ではシングルエンド信号である。信号配線２５０の材質は、銅や金などの導電性を有する金属材料を含んでいる。
The
図３（ａ）は、第１実施形態に係る処理モジュール３００の一部分の平面図である。図３（ｂ）は、第１実施形態に係る処理モジュール３００の一部分の断面図である。プリント配線板２００は、絶縁体層２３１，２３２，２３３を挟んで積層して配置された４層の導体層２２１，２２２，２２３，２２４を含むプリント配線板である。導体層２２１，２２４が表層、即ち外層であり、導体層２２２，２２３が内層である。導体層２２１は、半導体装置１００及びコネクタ４００が実装される側の表層である。なお、導体層２２１，２２４上に不図示のソルダーレジストが設けられていてもよい。
FIG. 3A is a plan view of a part of the
信号配線２５０は、導体層２２１に配置されている。信号配線２５０のＺ方向の厚みは、ＸＹ方向に亘って一定である。絶縁体層２３１を挟んで導体層２２１に隣接する導体層２２２には、平面状のグラウンドパターン２６２が配置されている。導体層２２３には、平面状のグラウンドパターン２６３が配置されている。導体層２２４には、信号配線２５０以外の信号配線２６４が配置されている。
The
コネクタ４００は、表面実装形の電気部品であり、信号端子である端子４１４を有する。端子４１４は、ピン形状である。端子４１４は、信号配線２５０の端部２５２に接続されている。端子４１４は、信号の入力を受ける端子である。信号配線２５０における信号の伝送方向をＸ１方向とする。
The
信号配線２５０は、Ｘ方向に連続して配置された配線部２１１，２１２，２１３，２１４を含む。配線部２１１は第１配線部、配線部２１２は第２配線部、配線部２１３は第３配線部、配線部２１４は第４配線部である。本実施形態では、Ｘ１方向に向かって、配線部２１１、配線部２１２、配線部２１３、及び配線部２１４の順にこれら配線部２１１〜２１４が連続して配列されている。コネクタ４００は、端子４１４と連続する配線部４１５を有する。配線部４１５は、第５配線部であり、コネクタ４００の内部配線である。
The
配線部２１１は、主配線であり、配線部２１１〜２１４の中でＸ方向に最も長い。配線部２１４は、コネクタ４００の端子４１４がはんだで接合可能なパッドである。配線部２１４に端子４１４が接合されることで、配線部２１４及び端子４１４により一体構造３１４が形成される。パッドである配線部２１４は、Ｚ方向に見て、矩形形状である。
The
ここで、配線部２１１の特性インピーダンスをＺ１、配線部２１２の特性インピーダンスをＺ２、配線部２１３の特性インピーダンスをＺ３とする。また、配線部２１４と端子４１４とで形成された一体構造３１４の特性インピーダンスをＺ４とする。また、配線部４１５の特性インピーダンスをＺ５とする。また、配線部２１４のみの特性インピーダンスをＺ１４とする。特性インピーダンスＺ１が第１特性インピーダンス、特性インピーダンスＺ２が第２特性インピーダンス、特性インピーダンスＺ３が第３特性インピーダンスである。また、特性インピーダンスＺ４が第４特性インピーダンス、特性インピーダンスＺ５が第５特性インピーダンスである。
Here, the characteristic impedance of the
また、配線部２１１のＹ方向の配線幅をＷ１、配線部２１２のＹ方向の配線幅をＷ２、配線部２１３のＹ方向の配線幅をＷ３、配線部２１４のＹ方向の配線幅をＷ４とする。また、配線部２１１のＸ方向の長さをＬ１、配線部２１２のＸ方向の長さをＬ２、配線部２１３のＸ方向の長さをＬ３、配線部２１４のＸ方向の長さをＬ４とする。
Further, the wiring width of the
ここで、比較のため、比較例１の処理モジュールについて説明する。図１０（ａ）は、比較例１の処理モジュール３００Ｘの一部分の平面図である。処理モジュール３００Ｘは、第１実施形態と同様のコネクタ４００と、第１実施形態のプリント配線板２００とは異なる比較例１のプリント配線板２００Ｘとを有する。
Here, for comparison, the processing module of Comparative Example 1 will be described. FIG. 10A is a plan view of a part of the
プリント配線板２００Ｘは、第１実施形態の信号配線２５０とは異なる構成の信号配線２５０Ｘを有する。なお、それ以外の構成は第１実施形態のプリント配線板２００と同様である。信号配線２５０Ｘは、配線部２１１Ｘと、配線部２１１Ｘに連続する配線部２１４Ｘと、を有する。配線部２１４Ｘは、コネクタ４００の端子４１４がはんだで接合可能なパッドである。配線部２１４Ｘに端子４１４が接合されることで、配線部２１４Ｘ及び端子４１４により一体構造３１４Ｘが形成される。
The printed
配線部２１４Ｘの配線幅Ｗ４Ｘは、配線部２１１Ｘの配線幅Ｗ１Ｘよりも広い。よって、配線部２１４Ｘの特性インピーダンスＺ１４Ｘは、配線部２１１Ｘの特性インピーダンスＺ１Ｘよりも低い。このため、配線部２１１Ｘと配線部２１４Ｘとの間に特性インピーダンスの不整合が生じる。
The wiring width W4X of the
更に配線部２１４Ｘにコネクタ４００の端子４１４が接合されているとき、配線部２１４Ｘと端子４１４との一体構造３１４Ｘの特性インピーダンスＺ４Ｘは、電気部品が実装されていない場合の配線部２１４Ｘのみの特性インピーダンスＺ１４Ｘよりも低い。配線部２１４Ｘと端子４１４との一体構造３１４ＸのＺ方向の厚みが、端子４１４のＺ方向の厚みよりも厚いため、グラウンドパターン２６２（図３（ｂ））と電磁結合によるキャパシタンス成分が増加するためである。よって、特性インピーダンスＺ１Ｘと特性インピーダンスＺ４Ｘとの差（Ｚ１Ｘ−Ｚ４Ｘ）は、特性インピーダンスＺ１Ｘと特性インピーダンスＺ１４Ｘとの差（Ｚ１Ｘ−Ｚ１４Ｘ）よりも大きい。
Further, when the
第１実施形態においても、図３（ａ）に示す配線部２１４の配線幅Ｗ４は、配線部２１１の配線幅Ｗ１よりも広い。よって、配線部２１４の特性インピーダンスＺ１４は、配線部２１１の特性インピーダンスＺ１よりも低い。更に、配線部２１４にコネクタ４００の端子４１４が接合されているとき、配線部２１４と端子４１４との一体構造３１４の特性インピーダンスＺ４は、電気部品が実装されていない場合の配線部２１４の特性インピーダンスＺ１４よりも低い。よって、特性インピーダンスＺ１と特性インピーダンスＺ４との差（Ｚ１−Ｚ４）は、特性インピーダンスＺ１と特性インピーダンスＺ１４との差（Ｚ１−Ｚ１４）よりも大きい。
Also in the first embodiment, the wiring width W4 of the
第１実施形態では、配線部２１１と配線部２１４との間には、配線部２１２及び配線部２１３が配置されている。配線部２１２及び配線部２１３は、特性インピーダンスＺ１と特性インピーダンスＺ４との差（Ｚ１−Ｚ４）によるデジタル信号の電圧の乱れを制御するためのものである。２つの配線部２１２，２１３で制御配線部２１０が構成されている。
In the first embodiment, the
第１実施形態では、配線部２１１〜２１４のＺ方向の厚みは同一である。配線部２１２の配線幅Ｗ２は、配線部２１１の配線幅Ｗ１よりも広い。したがって、配線部２１２の特性インピーダンスＺ２は、配線部２１１の特性インピーダンスＺ１よりも低い。配線部２１３の配線幅Ｗ３は、配線部２１１の配線幅Ｗ１よりも狭い。したがって、配線部２１３の特性インピーダンスＺ３は、配線部２１１の特性インピーダンスＺ１よりも高い。制御配線部２１０が配線部２１１と配線部２１４との間に配置されることにより、一体構造３１４と配線部２１３における特性インピーダンスの不整合によって生じる信号の反射を比較例の一体構造３１４Ｘと配線部２１１Ｘとの形態より低減することができる。また、制御配線部２１０の配線部２１３より配線部２１２の特性インピーダンスが低いため、配線部２１３と一体構造３１４における特性インピーダンスの不整合によって生じる信号の反射をさらに低減できる。これによりデジタル信号の電圧波形の乱れ、即ち最大ピーク値と最小ピーク値の差が抑制されるので、伝送されるデジタル信号の品質が向上する。
In the first embodiment, the thicknesses of the
特性インピーダンスＺ２は、特性インピーダンスＺ４以下であってもよいが、伝送されるデジタル信号の電圧を安定させる点で、特性インピーダンスＺ４よりも高いのが好ましい。また、特性インピーダンスＺ３は、特性インピーダンスＺ５以上であってもよいが、伝送されるデジタル信号の電圧波形を安定させる点で、特性インピーダンスＺ５よりも低いのが好ましい。 The characteristic impedance Z2 may be equal to or lower than the characteristic impedance Z4, but is preferably higher than the characteristic impedance Z4 in terms of stabilizing the voltage of the transmitted digital signal. The characteristic impedance Z3 may be equal to or higher than the characteristic impedance Z5, but is preferably lower than the characteristic impedance Z5 in terms of stabilizing the voltage waveform of the transmitted digital signal.
［第２実施形態］
第２実施形態において電子機器の一例であるデジタルカメラの構成ついて説明する。なお第２実施形態では、デジタルカメラに含まれる処理モジュールの構成が第１実施形態と異なる。そのため、処理モジュールについて説明する。図４（ａ）は、第２実施形態に係る処理モジュール３００Ａの一部分の平面図である。図４（ｂ）は、第２実施形態に係る処理モジュール３００Ａの一部分の断面図である。なお、第２実施形態において、第１実施形態と同様の構成については、同一符号を付して説明を省略する。
[Second Embodiment]
The configuration of a digital camera, which is an example of an electronic device, will be described in the second embodiment. In the second embodiment, the configuration of the processing module included in the digital camera is different from that in the first embodiment. Therefore, the processing module will be described. FIG. 4A is a plan view of a part of the
プリント回路板の一例である処理モジュール３００Ａは、プリント配線板２００Ａと、プリント配線板２００Ａに実装されたコネクタ４００を備える。なお、図示は省略するが、処理モジュール３００Ａは、第１実施形態と同様、図２の半導体装置１００を備える。半導体装置１００は、プリント配線板２００Ａに実装されている。
The
プリント配線板２００Ａは、第１実施形態と同様、絶縁体層２３１，２３２，２３３を挟んで積層して配置された４層の導体層２２１，２２２，２２３，２２４を含むプリント配線板である。
Similar to the first embodiment, the printed
第２実施形態では、導体層２２１には、第１実施形態と同様、信号配線２５０が配置されている。導体層２２２には、第１実施形態のグラウンドパターン２６２（図３（ｂ））とは異なる平面状のグラウンドパターン２６２Ａが配置されている。
In the second embodiment, the
グラウンドパターン２６２Ａは、プリント配線板２００Ａを平面視して、即ちＺ方向に見て、信号配線２５０の配線部２１４のうち少なくとも一部と重なる開口部Ｈ１を有する。第２実施形態では、Ｚ方向に見て、開口部Ｈ１は、配線部２１４の全部と重なる。
The
グラウンドパターン２６２Ａに開口部Ｈ１が形成されているため、第２実施形態における一体構造３１４の特性インピーダンスＺ４は、第１実施形態における一体構造３１４の特性インピーダンスＺ４よりも高くなる。つまり、第２実施形態によれば、第１実施形態よりも特性インピーダンスＺ１と特性インピーダンスＺ４との差を小さくすることができる。これにより、デジタル信号の品質を更に向上させることができる。
Since the opening H1 is formed in the
［第３実施形態］
第３実施形態において電子機器の一例であるデジタルカメラの構成ついて説明する。なお第３実施形態では、デジタルカメラに含まれる処理モジュールの構成が第１実施形態と異なる。そのため、処理モジュールについて説明する。図５は、第３実施形態に係る処理モジュール３００Ｂの斜視図である。なお、第３実施形態において、第１実施形態と同様の構成については、同一符号を付して説明を省略する。
[Third Embodiment]
The configuration of a digital camera, which is an example of an electronic device, will be described in the third embodiment. In the third embodiment, the configuration of the processing module included in the digital camera is different from that in the first embodiment. Therefore, the processing module will be described. FIG. 5 is a perspective view of the
処理モジュール３００Ｂは、半導体装置１００Ｂと、電気部品の一例であるコネクタ４００Ｂと、プリント配線板２００Ｂと、を有する。半導体装置１００Ｂ及びコネクタ４００Ｂは、プリント配線板２００Ｂに実装されている。プリント配線板２００Ｂは、リジッド基板である。半導体装置１００Ｂは、例えばデジタルシグナルプロセッサである。コネクタ４００Ｂは、不図示のＵＳＢケーブルのコネクタ又はＨＤＭＩ（登録商標）ケーブルのコネクタが挿脱される挿入口４０１Ｂを有する。
The
プリント配線板２００Ｂは、第１実施形態の信号配線２５０と同様の構成の信号配線を一対有する。即ち、プリント配線板２００Ｂは、半導体装置１００Ｂとコネクタ４００Ｂとを電気的に接続する一対の信号配線２５０１，２５０２を有する。各信号配線２５０１，２５０２は、第１実施形態の信号配線２５０と同様の構成であるが、伝送されるデジタル信号が第１実施形態と異なる。即ち、第１実施形態では、信号配線２５０において伝送されるデジタル信号がシングルエンド信号であったが、第２実施形態では、一対の信号配線２５０１，２５０２において伝送されるデジタル信号が差動信号である。一対の信号配線２５０１，２５０２は、隣り合って配置されている。
The printed
なお、図５に示すプリント配線板２００Ｂにおいて、信号配線２５０１，２５０２以外の配線、例えば電源配線、グラウンド配線、信号配線２５０１，２５０２以外の信号配線の図示は省略している。一対の信号配線２５０１，２５０２が複数あってもよく、これら配線でバス配線が構成されていてもよい。
In the printed
信号配線２５０１，２５０２は、Ｘ方向の第１端部である端部２５１１，２５１２と、端部２５１１，２５１２とは反対側のＸ方向の第２端部である端部２５２１，２５２２と、を有する。半導体装置１００Ｂは、差動信号を出力する端子１０１１，１０１２を有する。端子１０１１，１０１２は、信号配線２５０１，２５０２の端部２５１１，２５１２に接続されている。信号配線２５０１，２５０２において伝送されるデジタル信号の伝送速度は、１Ｇｂｐｓ以上である。信号配線２５０１，２５０２の材質は、銅や金などの導電性を有する金属材料を含んでいる。
図６（ａ）は、第３実施形態に係る処理モジュール３００Ｂの一部分の平面図である。図６（ｂ）は、第３実施形態に係る処理モジュール３００Ｂの一部分の断面図である。プリント配線板２００Ｂは、第１実施形態と同様、絶縁体層２３１，２３２，２３３を挟んで積層して配置された４層の導体層２２１，２２２，２２３，２２４を含むプリント配線板である。
FIG. 6A is a plan view of a part of the
第３実施形態では、導体層２２１には、一対の信号配線２５０１，２５０２が配置されている。絶縁体層２３１を挟んで導体層２２１に隣接する導体層２２２には、平面状のグラウンドパターン２６２が配置されている。導体層２２３には、平面状のグラウンドパターン２６３が配置されている。導体層２２４には、信号配線２５０１，２５０２以外の信号配線２６４が配置されている。
In the third embodiment, a pair of
コネクタ４００Ｂは、表面実装形の電気部品であり、信号端子である一対の端子４１４１，４１４２を有する。各端子４１４１，４１４２は、ピン形状である。各端子４１４１，４１４２は、各信号配線２５０１，２５０２の端部２５２１，２５２２に接続されている。一対の端子４１４１，４１４２は、差動信号の入力を受ける端子である。一対の信号配線２５０１，２５０２における差動信号の伝送方向をＸ１方向とする。
信号配線２５０１は、Ｘ方向に連続して配置された配線部２１１１，２１２１，２１３１，２１４１を含む。信号配線２５０２は、Ｘ方向に連続して配置された配線部２１１２，２１２２，２１３２，２１４２を含む。配線部２１１１と配線部２１１２とはＹ方向に間隔をあけて隣り合っている。配線部２１２１と配線部２１２２とはＹ方向に間隔をあけて隣り合っている。配線部２１３１と配線部２１３２とはＹ方向に間隔をあけて隣り合っている。配線部２１４１と配線部２１４２とはＹ方向に間隔をあけて隣り合っている。コネクタ４００Ｂは、端子４１４１と連続する配線部４１５１と、端子４１４２と連続する配線部４１５２と、を有する。
The
信号配線２５０１について説明する。配線部２１１１は、主配線であり、配線部２１１１〜２１４１の中でＸ方向に最も長い。配線部２１４１は、コネクタ４００１の端子４１４１がはんだで接合可能なパッドである。配線部２１４１に端子４１４１が接合されることで、配線部２１４１及び端子４１４１により一体構造３１４１が形成される。パッドである配線部２１４１は、Ｚ方向に見て、矩形形状である。なお、信号配線２５０２も、信号配線２５０１と同様の構成であるため、説明を省略する。
The
ここで、一対の配線部２１１１，２１１２の差動インピーダンスをＺ１とする。一対の配線部２１２１，２１２２の差動インピーダンスをＺ２とする。一対の配線部２１３１，２１３２の差動インピーダンスをＺ３とする。一対の一体構造３１４１，３１４２の差動インピーダンスをＺ４とする。一対の配線部４１５１，４１５２の差動インピーダンスをＺ５とする。また、端子が接合されていない一対の配線部２１４１，２１４２のみの差動インピーダンスをＺ１４とする。差動インピーダンスＺ１が第１特性インピーダンス、差動インピーダンスＺ２が第２特性インピーダンス、差動インピーダンスＺ３が第３特性インピーダンスに対応する。また、差動インピーダンスＺ４が第４特性インピーダンス、差動インピーダンスＺ５が第５特性インピーダンスに対応する。
Here, let Z1 be the differential impedance of the pair of
また、各配線部２１１１，２１１２のＹ方向の配線幅をＷ１、各配線部２１２１，２１２２のＹ方向の配線幅をＷ２、各配線部２１３１，２１３２のＹ方向の配線幅をＷ３、各配線部２１４１，２１４２のＹ方向の配線幅をＷ４とする。また、各配線部２１１１，２１１２のＸ方向の長さをＬ１、各配線部２１２１，２１２２のＸ方向の長さをＬ２、各配線部２１３１，２１３２のＸ方向の長さをＬ３、各配線部２１４１，２１４２のＸ方向の長さをＬ４とする。
Further, the wiring width of each
配線幅Ｗ４は、配線幅Ｗ１よりも広い。よって、差動インピーダンスＺ１４は、差動インピーダンスＺ１よりも低い。更に、配線部２１４１，２１４２にコネクタ４００Ｂの端子４１４１，４１４２が接合されているとき、一体構造３１４１，３１４２の差動インピーダンスＺ４は、配線部２１４１，２１４２のみの差動インピーダンスＺ１４よりも低い。よって、差動インピーダンスＺ１と差動インピーダンスＺ４との差（Ｚ１−Ｚ４）は、差動インピーダンスＺ１と差動インピーダンスＺ１４との差（Ｚ１−Ｚ１４）よりも大きい。
The wiring width W4 is wider than the wiring width W1. Therefore, the differential impedance Z14 is lower than the differential impedance Z1. Further, when the
第１実施形態と同様、配線部２１１１と配線部２１４１との間には、配線部２１２１及び配線部２１３１からなる制御配線部２１０１が配置されている。配線部２１１２と配線部２１４２との間には、配線部２１２２及び配線部２１３２からなる制御配線部２１０２が配置されている。一対の制御配線部２１０１，２１０２は、差動インピーダンスＺ１と差動インピーダンスＺ４との差（Ｚ１−Ｚ４）による差動信号の電圧の乱れを制御するためのものである。
Similarly to the first embodiment, between the
第３実施形態では、配線部２１１１〜２１４１，２１１２〜２１４２のＺ方向の厚みは同一である。配線幅Ｗ２は配線幅Ｗ１よりも広い。したがって、差動インピーダンスＺ２は、差動インピーダンスＺ１よりも低い。配線幅Ｗ３は、配線幅Ｗ１よりも狭い。したがって、差動インピーダンスＺ３は、差動インピーダンスＺ１よりも高い。この構成により、まず一体構造３１４１、３１４２よりも差動インピーダンスが高い配線部２１３１、２１３２によって一体構造３１４１、３１４２の差動インピーダンスの低下を緩和する。さらに、配線部２１３１、２１３２よりも差動インピーダンスが低い配線部２１２１、２１２２によって配線部２１３１、２１３２による差動インピーダンスの上昇を緩和する。これにより、一体構造３１４１，３１４２における信号の反射が低減され、これにより差動信号の電圧の乱れ、即ち最大ピーク値と最小ピーク値の差が低減されるので、伝送される差動信号の品質が向上する。
In the third embodiment, the wiring portion 211 1-214 1, 211 2 to 214 2 in the Z direction of the thickness are the same. The wiring width W2 is wider than the wiring width W1. Therefore, the differential impedance Z2 is lower than the differential impedance Z1. The wiring width W3 is narrower than the wiring width W1. Therefore, the differential impedance Z3 is higher than the differential impedance Z1. With this configuration, first, to mitigate the decrease monolithic 314 1, 314 2 of the differential impedance by
差動インピーダンスＺ２は、差動インピーダンスＺ４以下であってもよいが、伝送される差動信号の電圧を安定させる点で、差動インピーダンスＺ４よりも高いのが好ましい。また、差動インピーダンスＺ３は、差動インピーダンスＺ５以上であってもよいが、伝送される差動信号の電圧を安定させる点で、差動インピーダンスＺ５よりも低いのが好ましい。 The differential impedance Z2 may be equal to or lower than the differential impedance Z4, but is preferably higher than the differential impedance Z4 in terms of stabilizing the voltage of the transmitted differential signal. Further, the differential impedance Z3 may be equal to or higher than the differential impedance Z5, but is preferably lower than the differential impedance Z5 in terms of stabilizing the voltage of the transmitted differential signal.
［第４実施形態］
第４実施形態において電子機器の一例であるデジタルカメラの構成ついて説明する。なお第４実施形態では、デジタルカメラに含まれる処理モジュールの構成が第３実施形態と異なる。そのため、処理モジュールについて説明する。図７（ａ）は、第４実施形態に係る処理モジュール３００Ｃの一部分の平面図である。図７（ｂ）は、第４実施形態に係る処理モジュール３００Ｃの一部分の断面図である。なお、第４実施形態において、第３実施形態と同様の構成については、同一符号を付して説明を省略する。
[Fourth Embodiment]
The configuration of a digital camera, which is an example of an electronic device, will be described in the fourth embodiment. In the fourth embodiment, the configuration of the processing module included in the digital camera is different from that in the third embodiment. Therefore, the processing module will be described. FIG. 7A is a plan view of a part of the
プリント回路板の一例である処理モジュール３００Ｃは、プリント配線板２００Ｃと、プリント配線板２００Ｃに実装されたコネクタ４００Ｂを備える。なお、図示は省略するが、処理モジュール３００Ｃは、第３実施形態と同様、図５の半導体装置１００Ｂを備える。半導体装置１００Ｂは、プリント配線板２００Ｃに実装されている。
The
プリント配線板２００Ｃは、第３実施形態と同様、絶縁体層２３１，２３２，２３３を挟んで積層して配置された４層の導体層２２１，２２２，２２３，２２４を含むプリント配線板である。
Similar to the third embodiment, the printed
第４実施形態では、導体層２２１には、第３実施形態と同様、信号配線２５０１，２５０２が配置されている。導体層２２２には、第３実施形態のグラウンドパターン２６２（図６（ｂ））とは異なる平面状のグラウンドパターン２６２Ｃが配置されている。
In the fourth embodiment, the
グラウンドパターン２６２Ｃは、平面視して、即ちＺ方向に見て、各配線部２１４１，２１４２の少なくとも一部と重なる開口部Ｈ２を有する。第４実施形態では、Ｚ方向に見て、開口部Ｈ２は、一対の配線部２１４１，２１４２の全部と重なる。
The
グラウンドパターン２６２Ｃに開口部Ｈ２が形成されているため、第４実施形態における一対の一体構造３１４１，３１４２の差動インピーダンスＺ４は、第３実施形態における一対の一体構造３１４１，３１４２の差動インピーダンスＺ４よりも高くなる。つまり、第４実施形態によれば、第３実施形態よりも差動インピーダンスＺ１と差動インピーダンスＺ４との差を小さくすることができる。これにより、差動信号の品質を更に向上させることができる。
Since the opening portion H2 is formed on the
（実施例）
以下、実施例１、実施例２、及び比較例１において、シングルエンド信号の配線について説明し、実施例３、実施例４、及び比較例２において、差動信号の配線について説明する。
(Example)
Hereinafter, the wiring of the single-ended signal will be described in Example 1, Example 2, and Comparative Example 1, and the wiring of the differential signal will be described in Example 3, Example 4, and Comparative Example 2.
［実施例１］
第１実施形態に対応する具体的な数値例を示す実施例１について図３（ａ）及び図３（ｂ）を参照しながら説明する。特性インピーダンスの大小関係をＺ４＜Ｚ２＜Ｚ１＜Ｚ３＜Ｚ５とするために、以下のパラメータとなるようプリント回路板をシミュレーション装置で設計し、特性インピーダンスを計算した。なお、特性インピーダンスの計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを使用した。
[Example 1]
Example 1 showing a specific numerical example corresponding to the first embodiment will be described with reference to FIGS. 3 (a) and 3 (b). In order to set the magnitude relationship of the characteristic impedance to Z4 <Z2 <Z1 <Z3 <Z5, the printed circuit board was designed by a simulation device so as to have the following parameters, and the characteristic impedance was calculated. In addition, HyperLynx of Mentor Co., Ltd. was used for the calculation of the characteristic impedance.
導体層２２１の厚みを３７μｍとした。導体層２２２の厚みを３５μｍとした。導体層２２３の厚みを３５μｍとした。導体層２２４の厚みを３７μｍとした。絶縁体層２３１の厚みを１００μｍとした。絶縁体層２３２の厚みを１２００μｍとした。絶縁体層２３３の厚みを１００μｍとした。絶縁体層２３１，２３２，２３３の比誘電率を４．３、誘電正接を０．０２とした。また、導体層２２１と導体層２２４の各表面には、不図示のソルダーレジストが塗布されているものとした。不図示のソルダーレジストのＺ方向の厚みを２０μｍとした。不図示のソルダーレジストの比誘電率を３．０、誘電正接を０．０２とした。
The thickness of the
配線部２１１のＹ方向の配線幅Ｗ１を１５０μｍとし、Ｘ方向の長さＬ１を２８．６ｍｍとした。配線部２１２のＹ方向の配線幅Ｗ２を２８０μｍとし、Ｘ方向の長さＬ２を０．４ｍｍとした。配線部２１３のＹ方向の配線幅Ｗ３を８５μｍとし、Ｘ方向の長さＬ３を１．０ｍｍとした。配線部２１４のＹ方向の配線幅Ｗ４を２５０μｍとし、Ｘ方向の長さＬ４を２．０ｍｍとした。
The wiring width W1 in the Y direction of the
配線部２１４に接合された端子４１４のＹ方向の幅を２５０μｍとし、Ｘ方向の長さを２．０ｍｍとした。また端子４１４のＺ方向の厚みを２００μｍとした。配線部４１５のＸ方向の長さを２．０ｍｍとした。なお、配線部４１５の信号出力側を５０Ωで終端した（不図示）。
The width of the terminal 414 joined to the
上記条件で計算した結果、各特性インピーダンスＺ１〜Ｚ４は以下のようになった。特性インピーダンスＺ１は５０．８Ωであった。特性インピーダンスＺ２は３６．４Ωであった。特性インピーダンスＺ３は６４．２Ωであった。特性インピーダンスＺ４は３６．１Ωであった。特性インピーダンスＺ５は６５Ωであった。配線部２１４と端子４１４との一体構造３１４は、配線部２１２よりも幅が狭いが、特性インピーダンスＺ４は、特性インピーダンスＺ２よりも低かった。なお、特性インピーダンスＺ１４は４０．３Ωであった。
As a result of calculation under the above conditions, each characteristic impedance Z1 to Z4 is as follows. The characteristic impedance Z1 was 50.8Ω. The characteristic impedance Z2 was 36.4 Ω. The characteristic impedance Z3 was 64.2Ω. The characteristic impedance Z4 was 36.1Ω. The characteristic impedance Z5 was 65Ω. The
実施例１の構造についてＴＤＲ（Time Domain Reflectometry）解析のシミュレーションを実施した。図８（ａ）は、実施例のシミュレーション結果を示すグラフである。図８（ａ）において、縦軸は特性インピーダンスで単位はΩであり、横軸は時間で単位はｓｅｃである。ＴＤＲ解析を行うと、信号源からの位置、即ち距離について、信号配線の特性インピーダンスの大きさを特定することができる。そして、ＴＤＲ解析を行うことにより、デジタル信号の電圧波形の品質も評価することができる。 A simulation of TDR (Time Domain Reflectometry) analysis was carried out for the structure of Example 1. FIG. 8A is a graph showing the simulation results of the examples. In FIG. 8A, the vertical axis is the characteristic impedance and the unit is Ω, and the horizontal axis is the time and the unit is sec. When the TDR analysis is performed, the magnitude of the characteristic impedance of the signal wiring can be specified with respect to the position from the signal source, that is, the distance. Then, by performing the TDR analysis, the quality of the voltage waveform of the digital signal can also be evaluated.
図８（ａ）中、波形１００１は、実施例１のＴＤＲ解析結果である。ＴＤＲ解析には、シノプシス社のＨＳＰＩＣＥを使用した。また、信号配線に入力されるデジタル信号としてパルス信号を用いた。
In FIG. 8A, the
図８（ｂ）は、実施例において、主配線の一端に、信号源によって入力されるパルス信号の説明図である。主配線とは、実施例１では配線部２１１である。主配線の一端とは、図２に示す端部２５１に対応する。信号源は、図２に示す半導体装置１００に対応する。配線部２１１に入力されるパルス信号の電圧振幅をＶｉｎとし、パルス信号の立ち上がり時間をｔｒとする。立ち上がり時間ｔｒは、電圧振幅Ｖｉｎの０−１００％の時間である。電圧振幅Ｖｉｎを４００ｍＶ、立ち上がり時間ｔｒを３５ｐｓとした。信号源の内部インピーダンスを５０Ωとした。
FIG. 8B is an explanatory diagram of a pulse signal input by a signal source to one end of the main wiring in the embodiment. The main wiring is the
実施例１の解析結果について、ＴＤＲ解析結果と特性インピーダンスの計算結果とを照らし合わせながら説明する。実施例１では、配線部２１１の一端からパルス信号が入力される。ＴＤＲ解析の結果、配線部２１１の特性インピーダンスＺ１は５２Ωであった。
The analysis result of Example 1 will be described by comparing the TDR analysis result with the calculation result of the characteristic impedance. In the first embodiment, a pulse signal is input from one end of the
計算による配線部２１２の特性インピーダンスＺ２は、配線部２１１の特性インピーダンスＺ１よりも低い３６．４Ωであった。配線部２１３の特性インピーダンスＺ３は、特性インピーダンスＺ１よりも高い６４．２Ωであった。一体構造３１４の特性インピーダンスＺ４は、特性インピーダンスＺ１よりも低い３６．１Ωであった。
The calculated characteristic impedance Z2 of the
配線部２１１のＸ方向の長さＬ１を２８．６ｍｍとした。配線部２１１の周囲に形成されたソルダーレジストの比誘電率を３とし、配線部２１１の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．５５１倍、即ち１．６５４×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が配線部２１１を伝播する時間は１７２．９ｐｓとなった。
The length L1 of the
配線部２１２のＸ方向の長さＬ２を０．４ｍｍとした。配線部２１２の周囲に形成されたソルダーレジストの比誘電率を３とし、配線部２１２の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．５３９倍、即ち１．６１７×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が配線部２１２を伝播する時間は２．５ｐｓとなった。
The length L2 of the
パルス信号の立ち上がり時間ｔｒである３５ｐｓをかけて特性インピーダンスが３６．４Ωまで低下するところを、配線部２１２では、２．５ｐｓ×２＝５．０ｐｓの時間で信号波が１往復する。信号源の内部インピーダンスである５０Ωから配線部２１２の特性インピーダンスＺ２である３６．４Ωまでの特性インピーダンスの遷移は実効的に、（３６．４Ω−５０Ω）×（５．０ｐｓ／３５ｐｓ）≒−１．９Ωとなった。
In the
また、配線部２１３のＸ方向の長さＬ３を１．０ｍｍとした。配線部２１３の周囲に形成されたソルダーレジストの比誘電率を３とし、配線部２１３の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．５６０倍の１．６８１×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が配線部２１３を伝播する時間は５．９ｐｓとなった。
Further, the length L3 of the
パルス信号の立ち上がり時間ｔｒである３５ｐｓをかけて特性インピーダンスが６４．２Ωまで増加するところを、配線部２１３では、５．９ｐｓ×２＝１１．８ｐｓの時間で信号波が１往復する。信号源の内部インピーダンスである５０Ωから配線部２１３の特性インピーダンスＺ３である６４．２Ωまでの特性インピーダンスの遷移は実効的に、（６４．２Ω−５０Ω）×（１１．８ｐｓ／３５ｐｓ）≒４．８Ωとなった。
Where the characteristic impedance increases to 64.2 Ω over 35 ps, which is the rise time tr of the pulse signal, the signal wave reciprocates once in the
また、一体構造３１４のＸ方向の長さは、２．０ｍｍとした。信号が一体構造３１４を伝播する時間は１１．３ｐｓとなった。パルス信号の立ち上がり時間ｔｒである３５ｐｓをかけて特性インピーダンスが３６．１Ωまで低下するところを、一体構造３１４では、１１．３ｐｓ×２＝２２．６ｐｓの時間で信号波が１往復する。信号源の内部インピーダンスである５０Ωから一体構造３１４の特性インピーダンスＺ４である３６．１Ωまでの特性インピーダンスの遷移は実効的に、（３６．１Ω−５０Ω）×（２２．６ｐｓ／３５ｐｓ）≒−９．０Ωとなった。
The length of the
実施例１では、配線部２１１、配線部２１２、配線部２１３、一体構造３１４の順に連続して接続され、特性インピーダンスが各部２１１，２１２，２１３，３１４毎に変化している。このため、ＴＤＲ解析した際の各部の特性インピーダンスの値は、一つ手前の配線部の特性インピーダンスから遷移した値となる。よって、ＴＤＲ解析による配線部２１１の特性インピーダンスＺ１に対して、計算による３つの特性インピーダンスの遷移を加味すると、机上計算では５２−１．９＋４．８−９．０＝４５．９Ωまで低下した。ＴＤＲ解析では４６．９Ωとなった。
In the first embodiment, the
図８（ａ）に示す波形１００１では、信号波が配線部２１１を伝播する時間の２倍は、３４５．８ｐｓであり、０から３４５．８ｐｓまでの期間が配線部２１１に相当する。続いて、信号波が配線部２１２を伝播する時間の２倍は、５ｐｓであり、３４５．８ｐｓから５ｐｓ後の３５０．８ｐｓ（＝３４５．８＋５）までの期間が配線部２１２に相当する。さらに、信号波が配線部２１３を伝播する時間の２倍は、１０．８ｐｓであり、３５０．８ｐｓから１０．８ｐｓ後の３６１．６ｐｓ（＝３５０．８＋１０．８）までの期間が配線部２１３に相当する。最後に、信号波が一体構造３１４を伝播する時間の２倍は、２２．６ｐｓであり、３６１．６ｐｓから２２．６ｐｓ後の３８４．２ｐｓ（＝３６１．６＋２２．６）までの期間が一体構造３１４に相当する。３８４．２ｐｓの特性インピーダンスが４６．９Ωであった。
In the
特性インピーダンスＺ３は、特性インピーダンスＺ１よりも高い。特性インピーダンスＺ３は、特性インピーダンスＺ２、特性インピーダンスＺ４、及び特性インピーダンスＺ５の中で最大の特性インピーダンスＺ５よりも低いのが好ましい。ＴＤＲ解析による配線部２１３の特性インピーダンスの変動範囲を、回路中、最大の特性インピーダンスＺ５よりも抑制するためである。
The characteristic impedance Z3 is higher than the characteristic impedance Z1. The characteristic impedance Z3 is preferably lower than the maximum characteristic impedance Z5 among the characteristic impedance Z2, the characteristic impedance Z4, and the characteristic impedance Z5. This is because the fluctuation range of the characteristic impedance of the
また、配線部２１３のＸ方向の長さＬ３は、以下の式（１）を満たすのが好ましい。
主配線である配線部２１１の特性インピーダンスは、約５０Ωに制御されている。配線部２１１と配線部４１５の特性インピーダンス差（Ｚ５−Ｚ１）に対する、配線部２１３で許容する特性インピーダンス変動量（Ｚ１×０．１０）の比に、パルス信号の立ち上がり時間の１／２と伝播速度を掛ける。これにより、デジタル信号の電圧波形の品質を保つために配線部２１３に必要な配線長が決定される。なお、一体構造３１４におけるデジタル信号の電圧波形の乱れを抑制するための構造、即ち配線部２１３によって、新たな乱れを発生させないために、配線部２１３の特性インピーダンスを決定する。
The characteristic impedance of the
電磁波が配線を往復する時間の方がパルス信号の立ち上がり時間よりも十分に長い配線の場合、パルス信号の立ち上がり時間後に、配線の特性インピーダンスがＴＤＲ解析で測定できる。一方、電磁波が配線を往復する時間の方がパルス信号の立ち上がり時間よりも短い配線、即ちパルス信号の時間分解能よりも短い配線においては、特性インピーダンスは十分長い場合の値まで遷移しない。Ｚ３＝Ｚ５とした場合、Ｚ５−Ｚ１の量だけ遷移する時間がパルス信号の立ち上がり時間に等しいが、Ｚ３をＺ１の０．１０倍に制限すると、式（１）になる。 In the case of wiring in which the time for the electromagnetic wave to reciprocate in the wiring is sufficiently longer than the rise time of the pulse signal, the characteristic impedance of the wiring can be measured by TDR analysis after the rise time of the pulse signal. On the other hand, in a wiring in which the time for the electromagnetic wave to reciprocate in the wiring is shorter than the rise time of the pulse signal, that is, the wiring is shorter than the time resolution of the pulse signal, the characteristic impedance does not transition to the value when it is sufficiently long. When Z3 = Z5, the transition time by the amount of Z5-Z1 is equal to the rise time of the pulse signal, but if Z3 is limited to 0.10 times that of Z1, the equation (1) is obtained.
また、デジタル信号の電圧波形の品質を保つために、配線部２１３で許容する特性インピーダンス変動量を、主配線の特性インピーダンスの±５％〜±１５％程度を狙って基板を製造することが多い。即ち、特性インピーダンスの変動の許容値も考慮して、配線部２１３のＸ方向の長さＬ３は、以下の式（２）を満たすのが好ましい。
特性インピーダンスＺ２は、特性インピーダンスＺ１よりも低い。特性インピーダンスＺ２は、特性インピーダンスＺ３，Ｚ４，Ｚ５の中で最小の特性インピーダンスＺ４よりも高いのが好ましい。ＴＤＲ解析による配線部２１１の特性インピーダンスに対する配線部２１２の特性インピーダンスの変動の範囲を、一体構造３１４の特性インピーダンスよりも小さくするためである。
The characteristic impedance Z2 is lower than the characteristic impedance Z1. The characteristic impedance Z2 is preferably higher than the minimum characteristic impedance Z4 among the characteristic impedances Z3, Z4, and Z5. This is because the range of fluctuation of the characteristic impedance of the
また、配線部２１２のＸ方向の長さＬ２は、以下の式（３）を満たすのが好ましい。
主配線である配線部２１１の特性インピーダンスは、約５０Ωに制御されている。配線部２１１と一体構造３１４の特性インピーダンス差（Ｚ１−Ｚ４）に対する、配線部２１２で許容する特性インピーダンス変動量（Ｚ１×０．１０）の比に、パルス信号の立ち上がり時間の１／２と伝播速度を掛ける。さらにこの演算結果を０．５倍することで、配線部２１２に必要な配線長を決定する。なお、一体構造３１４におけるデジタル信号の電圧波形の乱れを抑制するための構造、即ち配線部２１２によって、新たな乱れを発生させないために、配線部２１２の特性インピーダンスを決定している。
The characteristic impedance of the
配線部２１３の手前に配線部２１２が配置されているので、配線部２１３による特性インピーダンスの上昇を抑制することができる。しかし、配線部２１３の手前で配線部２１２によって特性インピーダンスが下がりすぎると、配線部２１３によって小さくした配線部２１１の特性インピーダンスＺ１と一体構造３１４の特性インピーダンスＺ４との特性インピーダンス差が再び大きくなる。このため、実施例１では、配線部２１２の配線長を補正した。上述の式（３）の例では、補正係数を０．５とした。
Since the
また、デジタル信号の電圧波形の品質を保つために、配線部２１２で許容する特性インピーダンス変動量を、主配線の特性インピーダンスの±５％、±１０％、±１５％程度を狙って基板を製造する。即ち、特性インピーダンスの変動の許容値も考慮して、配線部２１２のＸ方向の長さＬ２は、以下の式（４）を満たすのが好ましい。
配線部２１４のＸ方向の長さＬ４は、以下の式（５）を満たすのが好ましい。
電磁波が配線を往復する時間の方がパルス信号の立ち上がり時間よりも十分に長い配線の場合、パルス信号の立ち上がり時間後に、配線が無限長の場合と同等の配線の特性インピーダンスがＴＤＲ解析で測定できる。一方、電磁波が配線を往復する時間の方がパルス信号の立ち上がり時間よりも短い配線、即ちパルス信号の時間分解能よりも短い配線においては、特性インピーダンスは十分長い場合の値まで遷移しない。長さＬ４を電磁波が往復する時間がパルス信号の立ち上がり時間よりも長くなると、配線部２１２、配線部２１３を配置することによる一体構造３１４でのデジタル信号の電圧波形の乱れを抑制する効果がなくなる。そのため、長さＬ４を規定している。
In the case of wiring in which the time it takes for the electromagnetic wave to reciprocate the wiring is sufficiently longer than the rise time of the pulse signal, the characteristic impedance of the wiring equivalent to that in the case of infinite length can be measured by TDR analysis after the rise time of the pulse signal. .. On the other hand, in a wiring in which the time for the electromagnetic wave to reciprocate in the wiring is shorter than the rise time of the pulse signal, that is, the wiring is shorter than the time resolution of the pulse signal, the characteristic impedance does not transition to the value when it is sufficiently long. When the time for the electromagnetic wave to reciprocate in the length L4 is longer than the rise time of the pulse signal, the effect of suppressing the disturbance of the voltage waveform of the digital signal in the
［実施例２］
第２実施形態に対応する具体的な数値例を示す実施例２について図４（ａ）及び図４（ｂ）を参照しながら説明する。まず、特性インピーダンスを計算した。なお、特性インピーダンスの計算には、実施例１と同様、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを使用した。以下、特性インピーダンスの計算に用いた各構成要件の数値について説明する。なお、実施例２におけるプリント配線板２００Ａの各層の構成は、実施例１と同じとした。以下、実施例１と異なる点についてのみ説明する。
[Example 2]
Example 2 showing a specific numerical example corresponding to the second embodiment will be described with reference to FIGS. 4 (a) and 4 (b). First, the characteristic impedance was calculated. As in the case of Example 1, HyperLynx manufactured by Mentor was used for the calculation of the characteristic impedance. Hereinafter, the numerical values of each constituent requirement used in the calculation of the characteristic impedance will be described. The configuration of each layer of the printed
配線部２１１のＹ方向の配線幅Ｗ１を１５０μｍとし、Ｘ方向の長さＬ１を２８．２ｍｍとした。配線部２１２のＹ方向の配線幅Ｗ２を２１０μｍとし、Ｘ方向の長さＬ２を０．８ｍｍとした。配線部２１３のＹ方向の配線幅Ｗ３を８５μｍとし、Ｘ方向の長さＬ３を１．０ｍｍとした。配線部２１４のＹ方向の配線幅Ｗ４を２５０μｍとし、Ｘ方向の長さＬ４を２．０ｍｍとした。開口部Ｈ１のＹ方向の幅を配線幅Ｗ４と同じ２５０μｍとし、開口部Ｈ１のＸ方向の長さを長さＬ４と同じ２．０ｍｍとした。即ち、配線部２１４と開口部Ｈ１は同じ面積である。
The wiring width W1 in the Y direction of the
配線部２１４に接合された端子４１４のＹ方向の幅を２５０μｍとし、Ｘ方向の長さを２．０ｍｍとした。また端子４１４のＺ方向の厚みを２００μｍとした。配線部４１５のＸ方向の長さを２．０ｍｍとした。なお、配線部４１５の信号出力側を５０Ωで終端した（不図示）。
The width of the terminal 414 joined to the
上記条件で計算した結果、各特性インピーダンスＺ１〜Ｚ４は以下のようになった。特性インピーダンスＺ１は５０．８Ωであった。特性インピーダンスＺ２は４２．９Ωであった。特性インピーダンスＺ３は６４．２Ωであった。特性インピーダンスＺ４は４２．６Ωであった。特性インピーダンスＺ５は６５Ωであった。即ち、特性インピーダンスの大小関係は、Ｚ４＜Ｚ２＜Ｚ１＜Ｚ３＜Ｚ５であった。配線部２１４と端子４１４との一体構造３１４は、配線部２１２よりも幅が広く、特性インピーダンスＺ４は、特性インピーダンスＺ２よりも低かった。なお、特性インピーダンスＺ１４は４８．８Ωであった。
As a result of calculation under the above conditions, each characteristic impedance Z1 to Z4 is as follows. The characteristic impedance Z1 was 50.8Ω. The characteristic impedance Z2 was 42.9Ω. The characteristic impedance Z3 was 64.2Ω. The characteristic impedance Z4 was 42.6Ω. The characteristic impedance Z5 was 65Ω. That is, the magnitude relationship of the characteristic impedance was Z4 <Z2 <Z1 <Z3 <Z5. The
なお、実施例２において、配線部２１３の特性インピーダンスＺ３が６４．２Ωとなるように、配線幅Ｗ３を８５μｍとした例について説明したが、これに限定するものではない。配線部２１３と対向するグラウンドパターン２６２Ａに、スリットを設けてもよい。例えば、配線幅Ｗ３を１００μｍとし、グラウンドパターン２６２Ａにおいて配線部２１３と対向する位置にスリットを設けると、特性インピーダンスＺ３は６２．８Ωとなる。
In the second embodiment, an example in which the wiring width W3 is set to 85 μm so that the characteristic impedance Z3 of the
実施例２の構造についてＴＤＲ解析のシミュレーションを実施した。図８（ａ）中、波形１００２は、実施例２のＴＤＲ解析結果である。ＴＤＲ解析には、実施例１と同様、シノプシス社のＨＳＰＩＣＥを使用した。また、信号配線に入力されるデジタル信号として、実施例１と同様のパルス信号を用いた。
A simulation of TDR analysis was performed for the structure of Example 2. In FIG. 8A,
実施例２の解析結果について、ＴＤＲ解析結果と特性インピーダンスの計算結果とを照らし合わせながら説明する。実施例２では、配線部２１１の一端からパルス信号が入力される。ＴＤＲ解析の結果、実施例２では、配線部２１１の特性インピーダンスＺ１は５２Ωであった。
The analysis result of Example 2 will be described by comparing the TDR analysis result with the calculation result of the characteristic impedance. In the second embodiment, a pulse signal is input from one end of the
計算による配線部２１２の特性インピーダンスＺ２は、配線部２１１の特性インピーダンスＺ１よりも低い４２．９Ωであった。配線部２１３の特性インピーダンスＺ３は、配線部２１１の特性インピーダンスＺ１よりも高い６４．２Ωであった。一体構造３１４の特性インピーダンスＺ４は、特性インピーダンスＺ１よりも低い４２．６Ωであった。配線部２１４は、Ｚ方向に見て、グラウンドパターン２６２Ａの開口部Ｈ１と重なっている。そのため、実施例１の配線部２１４よりも特性インピーダンスＺ４が高い。
The calculated characteristic impedance Z2 of the
配線部２１１のＸ方向の長さＬ１を２８．２ｍｍとした。配線部２１１の周囲に形成されたソルダーレジストの比誘電率を３とし、配線部２１１の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．５５１倍、即ち１．６５４×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が配線部２１１を伝播する時間は１７０．４ｐｓとなった。
The length L1 of the
配線部２１２のＸ方向の長さＬ２を０．８ｍｍとした。配線部２１２の周囲に形成されたソルダーレジストの比誘電率を３とし、配線部２１２の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．５４５倍、即ち１．６３５×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が配線部２１２を伝播する時間は４．９ｐｓとなった。パルス信号の立ち上がり時間ｔｒである３５ｐｓをかけて特性インピーダンスが４２．９Ωまで低下するところを、配線部２１２では、４．９ｐｓ×２＝９．８ｐｓの時間で信号波が１往復する。信号源の内部インピーダンスである５０Ωから配線部２１２の特性インピーダンスＺ２である４２．９Ωまでの特性インピーダンスの遷移は実効的に、（４２．９−５０Ω）×（９．８ｐｓ／３５ｐｓ）≒−２．０Ωとなった。
The length L2 of the
また、配線部２１３のＸ方向の長さＬ３を１．０ｍｍとした。配線部２１３の周囲に形成されたソルダーレジストの比誘電率を３とし、配線部２１３の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．５６０倍、即ち１．６８１×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が配線部２１３を伝播する時間は６．０ｐｓとなった。パルス信号の立ち上がり時間ｔｒである３５ｐｓをかけて特性インピーダンスが６４．２Ωまで増加するところを、配線部２１３では、６．０ｐｓ×２＝１２ｐｓの時間で信号波が１往復する。信号源の内部インピーダンスである５０Ωから配線部２１３の特性インピーダンスＺ３である６４．２Ωまでの特性インピーダンスの遷移は実効的に、（６４．２Ω−５０Ω）×（１２ｐｓ／３５ｐｓ）≒４．９Ωとなった。
Further, the length L3 of the
また、一体構造３１４のＸ方向の長さを２．０ｍｍとした。一体構造３１４の周囲の空気の比誘電率を１とし、一体構造３１４の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．６１２倍、即ち１．８３５×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が一体構造３１４を伝播する時間は１０．９ｐｓとなった。パルス信号の立ち上がり時間ｔｒである３５ｐｓをかけて特性インピーダンスが４２．６Ωまで低下するところを、一体構造３１４では、１０．９ｐｓ×２＝２１．８ｐｓの時間で信号波が１往復する。信号源の内部インピーダンスである５０Ωから一体構造３１４の特性インピーダンスである３６．１Ωまでの特性インピーダンスの遷移は実効的に、（４２．６Ω−５０Ω）×（２１．８ｐｓ／３５ｐｓ）≒−４．６Ωとなった。
Further, the length of the
実施例２では、配線部２１１、配線部２１２、配線部２１３、一体構造３１４の順に連続して接続され、特性インピーダンスが各部２１１，２１２，２１３，３１４毎に変化している。このため、ＴＤＲ解析した際の各部の特性インピーダンスの値は、一つ手前の配線部の特性インピーダンスから遷移した値となる。よって、ＴＤＲ解析による配線部２１１の特性インピーダンスＺ１に対して、計算による３つの特性インピーダンスの遷移を加味すると、机上計算では、５２−２．０＋４．９−４．６＝５０．３Ωまで低下した。ＴＤＲ解析では５１．２Ωとなった。
In the second embodiment, the
図８（ａ）に示す波形１００２では、信号波が配線部２１１を伝播する時間の２倍は、３４０．８ｐｓであり、０から３４０．８ｐｓまでの期間が配線部２１１に相当する。続いて、信号波が配線部２１２を伝播する時間の２倍は、９．８ｐｓであり、３４０．８ｐｓから９．８ｐｓ後の３５０．６ｐｓ（＝３４０．８＋９．８）までの期間が配線部２１２に相当する。さらに、信号波が配線部２１３を伝播する時間の２倍は、１２ｐｓであり、３５０．６ｐｓから１２ｐｓ後の３６２．６ｐｓ（＝３５０．６＋１２）までの期間が配線部２１３に相当する。最後に、信号波が一体構造３１４を伝播する時間の２倍は、２１．８ｐｓであり、３６２．６ｐｓから２１．８ｐｓ後の３８４．４ｐｓ（＝３６２．６＋２１．８）までの期間が一体構造３１４に相当する。３８４．４ｐｓの特性インピーダンスが５１．２Ωであった。
In the
［比較例１］
比較例１の具体的な数値例について説明する。まず、特性インピーダンスを計算した。なお、特性インピーダンスの計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを使用した。以下、特性インピーダンスの計算に用いた各構成要件の数値について説明する。なお、比較例１におけるプリント配線板２００Ｘの各層の構成は、実施例１と同じとした。以下、実施例１と異なる点についてのみ説明する。
[Comparative Example 1]
A specific numerical example of Comparative Example 1 will be described. First, the characteristic impedance was calculated. In addition, HyperLynx of Mentor Co., Ltd. was used for the calculation of the characteristic impedance. Hereinafter, the numerical values of each constituent requirement used in the calculation of the characteristic impedance will be described. The configuration of each layer of the printed
配線部２１１ＸのＹ方向の配線幅Ｗ１Ｘを１５０μｍとし、Ｘ方向の長さＬ１Ｘを３０ｍｍとした。パッドである配線部２１４ＸのＹ方向の配線幅Ｗ４Ｘを２５０μｍとし、Ｘ方向の長さＬ４Ｘを２．０ｍｍとした。これ以外は、実施例１と同様とした。配線部２１１Ｘの特性インピーダンスＺ１Ｘは５０．８Ωであった。配線部２１４Ｘの特性インピーダンスＺ４Ｘは３６．１Ωであった。
The wiring width W1X in the Y direction of the
比較例１の構造についてＴＤＲ解析のシミュレーションを実施した。図８（ａ）中、波形１００３は、比較例１のＴＤＲ解析結果である。ＴＤＲ解析には、実施例１，２と同様、シノプシス社のＨＳＰＩＣＥを使用した。また、信号配線に入力されるデジタル信号として、実施例１，２と同様のパルス信号を用いた。
A TDR analysis simulation was performed for the structure of Comparative Example 1. In FIG. 8A, the
比較例１の解析結果について説明する。比較例１では、配線部２１１Ｘの一端からパルス信号が入力される。ＴＤＲ解析の結果、比較例１では、配線部２１１Ｘの特性インピーダンスＺ１Ｘは５２Ωであった。一体構造３１４Ｘの特性インピーダンスＺ４Ｘは、配線部２１１Ｘの特性インピーダンスＺ１Ｘよりも低い。そのため、パルス信号が一体構造３１４Ｘまで到達すると、ＴＤＲ解析結果、図８（ａ）の波形１００３に示すように、約４５Ωまで特性インピーダンスが低下した。
The analysis result of Comparative Example 1 will be described. In Comparative Example 1, a pulse signal is input from one end of the
配線部２１１ＸのＸ方向の長さＬ１Ｘを３０ｍｍとした。配線部２１１Ｘの周囲に形成されたソルダーレジストの比誘電率を３とし、配線部２１１Ｘの周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．５５１倍、即ち１．６５４×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が配線部２１１Ｘを伝播する時間は１８１．３ｐｓとなった。
The length L1X of the
また一体構造３１４ＸのＸ方向の長さを２．０ｍｍとした。一体構造３１４Ｘの周囲の空気の比誘電率を１とし、一体構造３１４Ｘの周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．５９１倍、即ち１．７７２×１０８ｍ／ｓとなった。このため、信号が一体構造３１４Ｘを伝播する時間は１１．３ｐｓとなった。
Further, the length of the
よって、一体構造３１４Ｘの長さに対応する信号の伝播時間である１１．３ｐｓは、入力されるパルス信号の立ち上がり時間ｔｒである３５ｐｓの分解能よりも短い。このため、ＴＤＲ解析による特性インピーダンスが実際の特性インピーダンスＺ４Ｘである３６．１Ωに低下する前に、信号がコネクタ４００の配線部４１５に到達する。
Therefore, 11.3 ps, which is the signal propagation time corresponding to the length of the
具体的な机上計算とＴＤＲ解析結果を示す。パルス信号の立ち上がり時間ｔｒである３５ｐｓをかけて特性インピーダンスが３６．１Ωまで低下するところを、一体構造３１４Ｘでは、１１．３ｐｓ×２＝２２．６ｐｓの時間で信号波が１往復する。この時間内において信号源の内部インピーダンスである５０Ωから一体構造３１４Ｘの特性インピーダンスである３６．１Ωまでの特性インピーダンスの遷移は実効的に、（３６．１Ω−５０Ω）×（２２．６ｐｓ／３５ｐｓ）≒−９．０Ωとなった。机上計算では特性インピーダンスは、５２−９．０＝４３．０Ωまで低下した。ＴＤＲ解析では特性インピーダンスは４５．４Ωまで低下した。
Specific desk calculations and TDR analysis results are shown. In the
図８（ａ）の波形１００３では、信号波が配線部２１１Ｘを伝播する時間の２倍は、３６２．６ｐｓであり、０から３６２．６ｐｓまでの期間が配線部２１１Ｘに相当する。また、信号波が一体構造３１４Ｘを伝播する時間の２倍は、２２．６ｐｓであり、３６２．６ｐｓから２２．６ｐｓ後の３８５．２ｐｓ（＝３６２．６＋２２．６）までの期間が一体構造３１４Ｘに相当する。３８５．２ｐｓの特性インピーダンスが４５．４Ωであった。
In the
［実施例１、実施例２、比較例１の比較］
上記のＴＤＲ解析の結果、実施例１では、比較例１よりも配線部２１１の特性インピーダンスに対する一体構造３１４の特性インピーダンスの変動が低減される。ＴＤＲ解析で一体構造３１４の特性インピーダンスの変動が低減されるのは、配線部２１１と一体構造の間に配線部２１２と２１３を配置することにより、配線部２１１と一体構造３１４の間のインピーダンス不整合を補正しているからである。半導体装置１００から信号配線２５０へ出力されるデジタル信号においても、ＴＤＲ解析で用いられたパルス信号と同様、立ち上がり時間ｔｒで信号が電圧０から電圧Ｖｉｎまで立ち上がる。したがって、信号配線２５０を伝送されるデジタル信号においても、ＴＤＲ解析で用いられたパルス信号と同様に、一体構造３１４においてデジタル信号の反射が低減される。よって、信号配線２５０を通じてコネクタ４００へ伝送されるデジタル信号の品質が向上する。
[Comparison of Example 1, Example 2, and Comparative Example 1]
As a result of the above TDR analysis, in the first embodiment, the fluctuation of the characteristic impedance of the
また、上記のＴＤＲ解析の結果、実施例２では、比較例１よりも配線部２１１の特性インピーダンスに対する一体構造３１４の特性インピーダンスの変動が低減される。ＴＤＲ解析で一体構造３１４の特性インピーダンスの変動が低減されるのは、配線部２１１と一体構造３１４の間に配線部２１２と２１３を配置することにより、配線部２１１と一体構造３１４の間のインピーダンス不整合を補正しているからである。半導体装置１００から信号配線２５０へ出力されるデジタル信号においても、ＴＤＲ解析で用いられたパルス信号と同様、立ち上がり時間ｔｒで信号が電圧０から電圧Ｖｉｎまで立ち上がる。したがって、信号配線２５０を伝送されるデジタル信号においても、ＴＤＲ解析で用いられたパルス信号と同様に、一体構造３１４においてデジタル信号の反射が低減される。よって、信号配線２５０を通じてコネクタ４００へ伝送されるデジタル信号の品質が向上する。
Further, as a result of the above TDR analysis, in the second embodiment, the fluctuation of the characteristic impedance of the
以上、計測される特性インピーダンスのシミュレーションについて説明したが、実際のプリント配線板において、信号配線２５０の特性インピーダンスを測定するためには、ＴＤＲオシロスコープを使用する。ＴＤＲオシロスコープに接続されたプローブを介して、配線部２１１の一端へ、電圧振幅Ｖｉｎ、立ち上がり時間ｔｒの３５ｐｓのステップパルスを入力する。特性インピーダンスの不整合点があると、不整合点で信号が反射し、信号を入力したプローブへ信号が戻ってくる。そのため、プローブで観測される信号には、反射電圧が加算される。この観測電圧から信号配線２５０の特性インピーダンスを算出できる。
The simulation of the measured characteristic impedance has been described above, but in an actual printed wiring board, a TDR oscilloscope is used to measure the characteristic impedance of the
観測点の電圧をＶｒとし、ＴＤＲオシロスコープの出力インピーダンスを５０［Ω］としたとき、信号配線２５０の特性インピーダンスＺ０は以下の式（６）のように計算できる。
また、ＴＤＲオシロスコープで観測される特性インピーダンスの変化点と変化点との時間間隔の０．５倍が、信号配線２５０での信号の伝播速度ｖｏとなる。
Further, 0.5 times the time interval between the change points of the characteristic impedance observed by the TDR oscilloscope is the signal propagation speed vo in the
送信回路（不図示）から出力されるパルス信号の立ち上がり時間を測定するためには、オシロスコープを使用する。まず送信回路（不図示）に接続された配線部２１１の一端の電圧の波形を、プローブを用いて測定する。このとき、特性インピーダンスの整合条件で得られる電圧振幅Ｖｉｎの２０［％］〜８０［％］の範囲の電圧変化に要する時間を測定する。例えば整合時の電圧振幅Ｖｉｎが４００［ｍＶ］の場合、２４０［ｍＶ］の電圧変化に要する時間を測定する。このときの時間をｔｒ´としたとき、立ち上がり時間ｔｒとの関係は、以下になる。
ｔｒ＝ｔｒ´／０．６
An oscilloscope is used to measure the rise time of the pulse signal output from the transmission circuit (not shown). First, the waveform of the voltage at one end of the
tr = tr'/0.6
なお、ＴＤＲ解析をする以外に特性インピーダンスを調べる方法として、基板を切断して配線の断面寸法、即ち厚み及び幅を測定し、材料の誘電率を測定し、導体の導電率を測定し、電磁界シミュレータで計算する方法もある。 In addition to the TDR analysis, as a method of examining the characteristic impedance, the substrate is cut, the cross-sectional dimensions of the wiring, that is, the thickness and width are measured, the permittivity of the material is measured, the conductivity of the conductor is measured, and electromagnetic field is measured. There is also a method of calculating with a field simulator.
［実施例３］
第３実施形態に対応する具体的な数値例を示す実施例３について図６（ａ）及び図６（ｂ）を参照しながら説明する。まず、差動インピーダンスを計算した。なお、差動インピーダンスの計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを使用した。以下、差動インピーダンスの計算に用いた各構成要件の数値について説明する。
[Example 3]
Example 3 showing a specific numerical example corresponding to the third embodiment will be described with reference to FIGS. 6 (a) and 6 (b). First, the differential impedance was calculated. In addition, HyperLynx of Mentor Co., Ltd. was used for the calculation of the differential impedance. Hereinafter, the numerical values of each constituent requirement used in the calculation of the differential impedance will be described.
導体層２２１の厚みを３７μｍとした。導体層２２２の厚みを３５μｍとした。導体層２２３の厚みを３５μｍとした。導体層２２４の厚みを３７μｍとした。絶縁体層２３１の厚みを１００μｍとした。絶縁体層２３２の厚みを１２００μｍとした。絶縁体層２３３の厚みを１００μｍとした。絶縁体層２３１，２３２，２３３の比誘電率を４．３、誘電正接を０．０２とした。また、導体層２２１と導体層２２４の各表面には、不図示のソルダーレジストが塗布されているものとした。不図示のソルダーレジストのＺ方向の厚みを２０μｍとした。不図示のソルダーレジストの比誘電率を３．０、誘電正接を０．０２とした。
The thickness of the
各配線部２１１１，２１１２のＹ方向の配線幅Ｗ１を１００μｍとし、Ｘ方向の長さＬ１を２８．３４ｍｍとした。配線部２１１１，２１１２の間隙を１３５μｍとした。各配線部２１２１，２１２２のＹ方向の配線幅Ｗ２を３００μｍとし、Ｘ方向の長さＬ２を０．３７ｍｍとした。配線部２１２１，２１２２の間隙を１５０μｍとした。各配線部２１３１，２１３２のＹ方向の配線幅Ｗ３を９０μｍとし、Ｘ方向の長さＬ３を１．２９ｍｍとした。配線部２１３１，２１３２の間隙を４１０μｍとした。各配線部２１４１，２１４２のＹ方向の配線幅Ｗ４を２５０μｍとし、Ｘ方向の長さＬ４を２．０ｍｍとした。配線部２１４１，２１４２の間隙を２５０μｍとした。各端子４１４１，４１４２のＹ方向の幅を２５０μｍとし、Ｘ方向の長さを２．０ｍｍとした。各端子４１４１，４１４２のＺ方向の厚みを２００μｍとした。各配線部４１５１，４１５２のＸ方向の長さを２．０ｍｍとした。なお、一対の４１５１，４１５２の信号出力側を１００Ωで終端した（不図示）。
The wiring width W1 in the Y direction of each of the
上記条件で計算した結果、各差動インピーダンスＺ１〜Ｚ４は以下のようになった。差動インピーダンスＺ１は１００．１Ωであった。差動インピーダンスＺ２は６１．７Ωであった。差動インピーダンスＺ３は１２１．３Ωであった。差動インピーダンスＺ４は６０．６Ωであった。差動インピーダンスＺ５は１２３．４Ωであった。即ち、差動インピーダンスの大小関係は、Ｚ４＜Ｚ２＜Ｚ１＜Ｚ３＜Ｚ５であった。一体構造３１４１，３１４２は、配線部２１２１，２１２２よりも幅が狭いが、差動インピーダンスＺ４は、差動インピーダンスＺ２よりも低かった。なお、差動インピーダンスＺ１４は７５．５Ωであった。
As a result of calculation under the above conditions, the differential impedances Z1 to Z4 are as follows. The differential impedance Z1 was 100.1Ω. The differential impedance Z2 was 61.7Ω. The differential impedance Z3 was 121.3Ω. The differential impedance Z4 was 60.6Ω. The differential impedance Z5 was 123.4Ω. That is, the magnitude relationship of the differential impedance was Z4 <Z2 <Z1 <Z3 <Z5. The
実施例３の構造についてＴＤＲ解析のシミュレーションを実施した。図９（ａ）は、実施例のシミュレーション結果を示すグラフである。図９（ａ）において、縦軸は差動インピーダンスで単位はΩであり、横軸は時間で単位はｓｅｃである。ＴＤＲ解析を行うと、信号源からの位置、即ち距離について、信号配線の差動インピーダンスの大きさを特定することができる。そして、ＴＤＲ解析を行うことにより、デジタル信号の電圧波形の品質も評価することができる。 A simulation of TDR analysis was performed for the structure of Example 3. FIG. 9A is a graph showing the simulation results of the examples. In FIG. 9A, the vertical axis is the differential impedance and the unit is Ω, and the horizontal axis is the time and the unit is sec. When TDR analysis is performed, the magnitude of the differential impedance of the signal wiring can be specified with respect to the position from the signal source, that is, the distance. Then, by performing the TDR analysis, the quality of the voltage waveform of the digital signal can also be evaluated.
図９（ａ）中、波形２００１は、実施例３のＴＤＲ解析結果である。ＴＤＲ解析には、シノプシス社のＨＳＰＩＣＥを使用した。また、信号配線に入力されるデジタル信号としてパルス信号を用いた。
In FIG. 9A, the
図９（ｂ）は、実施例において、主配線の一端に、信号源によって入力されるパルス信号の説明図である。主配線とは、実施例３では配線部２１１１，２１１２である。主配線の一端とは、図５に示す端部２５１１，２５１２に対応する。信号源は、図５に示す半導体装置１００Ｂに対応する。主配線の一端に入力される差動パルス信号の電圧振幅をＶｉｎとし、差動パルス信号の立ち上がり時間をｔｒとする。立ち上がり時間ｔｒは、電圧振幅Ｖｉｎの０−１００％の時間である。電圧振幅Ｖｉｎを４００ｍＶ、立ち上がり時間ｔｒを３５ｐｓとした。信号源の内部インピーダンスを１００Ωとした。
FIG. 9B is an explanatory diagram of a pulse signal input by a signal source to one end of the main wiring in the embodiment. The main wiring is the
実施例３の解析結果について、ＴＤＲ解析結果と特性インピーダンスの計算結果とを照らし合わせながら説明する。実施例３では、一対の配線部２１１１，２１１２の一端から差動パルス信号が入力される。ＴＤＲ解析の結果、配線部２１１１，２１１２の差動インピーダンスＺ１は１０４Ωであった。 The analysis result of Example 3 will be described by comparing the TDR analysis result with the calculation result of the characteristic impedance. In the third embodiment, the differential pulse signal is input from one end of the pair of wiring portions 211 1 and 211 2. As a result of TDR analysis, the differential impedance Z1 of the wiring portions 211 1 and 211 2 was 104Ω.
計算による一対の配線部２１２１，２１２２の差動インピーダンスＺ２は、一対の配線部２１１１，２１１２の差動インピーダンスＺ１よりも低い６１．７Ωであった。一対の配線部２１３１，２１３２の差動インピーダンスＺ３は、差動インピーダンスＺ１よりも高い１２１．３Ωであった。一対の一体構造３１４１，３１４２の差動インピーダンスＺ４は、差動インピーダンスＺ１よりも低い６０．６Ωであった。
The calculated differential impedance Z2 of the pair of
各配線部２１１１、２１１２のＸ方向の長さＬ１を２８．３４ｍｍとした。配線部２１１１，２１１２の間隙を１３５μｍとした。配線部２１１１、２１１２の周囲に形成されたソルダーレジストの比誘電率を３とし、配線部２１１１、２１１２の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．５８７倍、即ち１．７５９×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が配線部２１１１、２１１２を伝播する時間は１６１．１ｐｓとなった。
The length L1 of each
各配線部２１２１，２１２２のＸ方向の長さＬ２を０．３７ｍｍとした。配線部２１２１，２１２２の間隙を１５０μｍとした。配線部２１２１，２１２２の周囲に形成されたソルダーレジストの比誘電率を３とし、配線部２１２１，２１２２の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．５６３倍、即ち１．６８８×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が一対の配線部２１２１，２１２２を伝播する時間は２．２ｐｓとなった。
The length L2 of each
パルス信号の立ち上がり時間ｔｒである３５ｐｓをかけて差動インピーダンスが６１．７Ωまで低下するところを、一対の配線部２１２１，２１２２では、２．２ｐｓ×２＝４．４ｐｓの時間で信号波が１往復する。信号源の内部インピーダンスである１００Ωから一対の配線部２１２１，２１２２の差動インピーダンスＺ２である６１．７Ωまでの差動インピーダンスの遷移は、（６１．７−１００Ω）×（４．４ｐｓ／３５ｐｓ）≒−４．８Ωとなった。
Where the differential impedance drops to 61.7Ω over the pulse signal rise time tr of 35ps, the pair of
また、各配線部２１３１，２１３２のＸ方向の長さＬ３を１．２９ｍｍとした。配線部２１３１，２１３２の間隙を４１０μｍとした。配線部２１３１，２１３２の周囲に形成されたソルダーレジストの比誘電率を３とし、配線部２１３１，２１３２の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．５７２倍の１．７１３×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が一対の配線部２１３１，２１３２を伝播する時間は７．５ｐｓとなった。
Further, the length L3 of each
パルス信号の立ち上がり時間ｔｒである３５ｐｓをかけて差動インピーダンスが１２１．３Ωまで増加するところを、一対の配線部２１３１，２１３２では、７．５ｐｓ×２＝１５．０ｐｓの時間で信号波が１往復する。信号源の内部インピーダンスである１００Ωから一対の配線部２１３１，２１３２の差動インピーダンスＺ３である１２１．３Ωまでの差動インピーダンスの遷移は、（１２１．３Ω−１００Ω）×（１５．０ｐｓ／３５ｐｓ）≒９．１Ωとなった。
Where the differential impedance increases to 121.3Ω over 35ps, which is the rise time tr of the pulse signal, the pair of
また、各一体構造３１４１，３１４２のＸ方向の長さを２．０ｍｍとした。一体構造３１４１，３１４２の周囲の空気の比誘電率を１とし、一体構造３１４１，３１４２の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．６４４倍、即ち１．９３１×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が一対の一体構造３１４１，３１４２を伝播する時間は１０．４ｐｓとなった。
Further, the length of each of the
パルス信号の立ち上がり時間ｔｒである３５ｐｓをかけて差動インピーダンスが６０．６Ωまで低下するところを、一対の一体構造３１４１，３１４２では、１０．４ｐｓ×２＝２０．８ｐｓの時間で信号波が１往復する。信号源の内部インピーダンスである１００Ωから一対の一体構造３１４１，３１４２の差動インピーダンスＺ４である６０．６Ωまでの差動インピーダンスの遷移は、（６０．６Ω−５０Ω）×（２０．８ｐｓ／３５ｐｓ）≒−２３．４Ωとなった。
The place where the differential impedance over 35ps the rise time tr of a pulse signal is reduced to 60.6Omu, a pair of
実施例３では、一対の配線部２１１１，２１１２、一対の配線部２１２１，２１２２、一対の配線部２１３１，２１３２、一対の一体構造３１４１，３１４２の順に連続して接続され、差動インピーダンスが各部毎に変化している。このため、ＴＤＲ解析した際の各部の差動インピーダンスの値は、一つ手前の一対の配線部の差動インピーダンスから遷移した値となる。よって、ＴＤＲ解析による一対の配線部２１１１，２１１２の差動インピーダンスＺ１に対して、計算による３つの差動インピーダンスの遷移を加味すると、机上計算では１０４−４．８＋９．１−２３．４＝８４．９Ωまで低下した。ＴＤＲ解析では８７．９Ωとなった。
In the third embodiment, the pair of
図９（ａ）に示す波形２００１では、信号波が配線部２１１１、２１１２を伝播する時間の２倍は、３２２．２ｐｓであり、０から３２２．２ｐｓまでの期間が配線部２１１１、２１１２に相当する。続いて、信号波が配線部２１２１、２１２２を伝播する時間の２倍は、４．４ｐｓであり、３２２．２ｐｓから４．４ｐｓ後の３２６．６ｐｓ（＝３２２．２＋４．４）までの期間が配線部２１２１、２１２２に相当する。さらに、信号波が配線部２１３１、２１３２を伝播する時間の２倍は、１５．０ｐｓであり、３２６．６ｐｓから１５．０ｐｓ後の３４１．６ｐｓ（＝３２６．６＋１５．０）までの期間が配線部２１３１、２１３２に相当する。最後に、信号波が一体構造３１４１、３１４２を伝播する時間の２倍は、２０．８ｐｓであり、３４１．６ｐｓから２０．８ｐｓ後の３６２．４ｐｓ（＝３４１．６＋２０．８）までの期間が一体構造３１４１、３１４２に相当する。３６２．４ｐｓの特性インピーダンスが８７．９Ωであった。
In the
差動インピーダンスＺ３は、差動インピーダンスＺ１よりも高い。差動インピーダンスＺ３は、差動インピーダンスＺ２、差動インピーダンスＺ４、及び差動インピーダンスＺ５の中で最大の差動インピーダンスＺ５よりも低いのが好ましい。ＴＤＲ解析による一対の配線部２１３１，２１３２の差動インピーダンスの変動範囲を、回路中、最大の差動インピーダンスＺ５よりも抑制するためである。
The differential impedance Z3 is higher than the differential impedance Z1. The differential impedance Z3 is preferably lower than the maximum differential impedance Z5 among the differential impedance Z2, the differential impedance Z4, and the differential impedance Z5. This is because the fluctuation range of the differential impedance of the pair of
また、各配線部２１３１，２１３２のＸ方向の長さＬ３は、以下の式（７）を満たすのが好ましい。
主配線である配線部２１１１、２１１２の差動インピーダンスは、約１００Ωに制御されている。配線部２１１１、２１１２と配線部４１５１、４１５２の特性インピーダンス差（Ｚ５−Ｚ１）に対する、配線部２１３１、２１３２で許容する特性インピーダンス変動量（Ｚ１×０．１０）の比に、パルス信号の立ち上がり時間の１／２と伝播速度を掛ける。これにより、デジタル信号の電圧波形の品質を保つために必要な配線長が決定される。なお、一体構造３１４１、３１４２におけるデジタル信号の電圧波形の乱れを抑制するための構造、即ち配線部２１３１、２１３２によって、新たな乱れを発生させないために、配線部２１３１、２１３２の特性インピーダンスを決定している。
The differential impedance of the wiring portions 211 1 and 211 2 which are the main wirings is controlled to about 100Ω. For
電磁波が配線を往復する時間の方がパルス信号の立ち上がり時間よりも十分に長い配線の場合、パルス信号の立ち上がり時間後に、配線の特性インピーダンスがＴＤＲ解析で測定できる。一方、電磁波が配線を往復する時間の方がパルス信号の立ち上がり時間よりも短い配線、即ちパルス信号の時間分解能よりも短い配線においては、特性インピーダンスは十分長い場合の値まで遷移しない。Ｚ３＝Ｚ５とした場合、Ｚ５−Ｚ１の量だけ遷移する時間がパルス信号の立ち上がり時間に等しいが、Ｚ３をＺ１の０．１０倍に制限すると、式（７）になる。 In the case of wiring in which the time for the electromagnetic wave to reciprocate in the wiring is sufficiently longer than the rise time of the pulse signal, the characteristic impedance of the wiring can be measured by TDR analysis after the rise time of the pulse signal. On the other hand, in a wiring in which the time for the electromagnetic wave to reciprocate in the wiring is shorter than the rise time of the pulse signal, that is, the wiring is shorter than the time resolution of the pulse signal, the characteristic impedance does not transition to the value when it is sufficiently long. When Z3 = Z5, the transition time by the amount of Z5-Z1 is equal to the rise time of the pulse signal, but if Z3 is limited to 0.10 times that of Z1, the equation (7) is obtained.
また、デジタル信号の電圧波形の品質を保つために、配線部２１３１、２１３２で許容する特性インピーダンス変動量を、主配線の特性インピーダンスの±５％〜±１５％程度を狙って基板を製造することが多い。即ち、特性インピーダンスの変動の許容値も考慮して、配線部２１３１、２１３２のＸ方向の長さＬ３は、以下の式（８）を満たすのが好ましい。
差動インピーダンスＺ２は、差動インピーダンスＺ１よりも低い。差動インピーダンスＺ２は、差動インピーダンスＺ３，Ｚ４，Ｚ５の中で最小の差動インピーダンスＺ４よりも高いのが好ましい。ＴＤＲ解析による一対の配線部２１１１，２１１２の差動インピーダンスに対する一対の配線部２１２１，２１２２の差動インピーダンスの変動の範囲を、一対の一体構造３１４１，３１４２の差動インピーダンスよりも小さくするためである。
The differential impedance Z2 is lower than the differential impedance Z1. The differential impedance Z2 is preferably higher than the smallest differential impedance Z4 among the differential impedances Z3, Z4, and Z5. The range of variation of the differential impedance of the pair of
また、各配線部２１２１，２１２２のＸ方向の長さＬ２は、以下の式（９）を満たすのが好ましい。
主配線である配線部２１１１、２１１２の差動インピーダンスは、約１００Ωに制御されている。配線部２１１１、２１１２と一体構造３１４１、３１４２の特性インピーダンス差（Ｚ１−Ｚ４）に対する、配線部２１２１、２１２２で許容する特性インピーダンス変動量（Ｚ１×０．１０）の比に、パルス信号の立ち上がり時間の１／２と伝播速度を掛ける。さらにこの演算結果を０．５倍することで、配線部２１２１、２１２２に必要な配線長を決定する。なお、一体構造３１４１、３１４２におけるデジタル信号の電圧波形の乱れを抑制するための構造、即ち配線部２１２１、２１２２によって、新たな乱れを発生させないために、配線部２１２１、２１２２の特性インピーダンスを決定している。
The differential impedance of the wiring portions 211 1 and 211 2 which are the main wirings is controlled to about 100Ω. For
配線部２１３１、２１３２の手前に配線部２１２１、２１２２が配置されているので、配線部２１３１、２１３２による特性インピーダンスの上昇を抑制することができる。しかし、配線部２１３１、２１３２の手前で配線部２１２１、２１２２によって特性インピーダンスが下がりすぎると、配線部２１３１、２１３２によって小さくした特性インピーダンス差（Ｚ１−Ｚ４）が再び大きくなる。このため、実施例３では、配線部２１２１、２１２２の配線長を補正した。上述の式（９）の例では、補正係数を０．５とした。
The
また、デジタル信号の電圧波形の品質を保つために、配線部２１２１、２１２２で許容する特性インピーダンス変動量を、主配線の特性インピーダンスの±５％、±１０％、±１５％程度を狙って基板を製造する。即ち、特性インピーダンスの変動の許容値も考慮して、配線部２１２１、２１２２のＸ方向の長さＬ２は、以下の式（１０）を満たすのが好ましい。
各配線部２１４１，２１４２のＸ方向の長さＬ４は、以下の式（１１）を満たすのが好ましい。
電磁波が配線を往復する時間の方がパルス信号の立ち上がり時間よりも十分に長い配線の場合、パルス信号の立ち上がり時間後に、配線が無限長の場合と同等の配線の特性インピーダンスがＴＤＲ解析で測定できる。一方、電磁波が配線を往復する時間の方がパルス信号の立ち上がり時間よりも短い配線、即ちパルス信号の時間分解能よりも短い配線においては、特性インピーダンスは十分長い場合の値まで遷移しない。長さＬ４を電磁波が往復する時間がパルス信号の立ち上がり時間よりも長くなると、配線部２１２１、２１２２、及び配線部２１３１、２１３２を配置することによる一体構造３１４１、３１４２でのデジタル信号の電圧波形の乱れを抑制する効果がなくなる。そのため、長さＬ４を規定している。
In the case of wiring in which the time it takes for the electromagnetic wave to reciprocate the wiring is sufficiently longer than the rise time of the pulse signal, the characteristic impedance of the wiring equivalent to the case of infinite length can be measured by TDR analysis after the rise time of the pulse signal. .. On the other hand, in a wiring in which the time for the electromagnetic wave to reciprocate in the wiring is shorter than the rise time of the pulse signal, that is, the wiring is shorter than the time resolution of the pulse signal, the characteristic impedance does not transition to the value when it is sufficiently long. And the length L4 electromagnetic wave is longer than the rise time of the time for reciprocating the pulse signal, the
［実施例４］
第４実施形態に対応する具体的な数値例を示す実施例４について図７（ａ）及び図７（ｂ）を参照しながら説明する。まず、特性インピーダンスである差動インピーダンスを計算した。なお、差動インピーダンスの計算には、実施例３と同様、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを使用した。以下、差動インピーダンスの計算に用いた各構成要件の数値について説明する。なお、実施例４におけるプリント配線板２００Ｃの各層の構成は、実施例３と同じとした。以下、実施例３と異なる点についてのみ説明する。
[Example 4]
Example 4 showing a specific numerical example corresponding to the fourth embodiment will be described with reference to FIGS. 7 (a) and 7 (b). First, the differential impedance, which is the characteristic impedance, was calculated. As in the case of Example 3, HyperLynx manufactured by Mentor was used for the calculation of the differential impedance. Hereinafter, the numerical values of each constituent requirement used in the calculation of the differential impedance will be described. The configuration of each layer of the printed
各配線部２１１１，２１１２のＹ方向の配線幅Ｗ１を１００μｍとし、Ｘ方向の長さＬ１を２８．１３ｍｍとした。配線部２１１１，２１１２の間隙を１３５μｍとした。各配線部２１２１，２１２２のＹ方向の配線幅Ｗ２を２３０μｍとし、Ｘ方向の長さＬ２を０．５８ｍｍとした。配線部２１２１，２１２２の間隙を２３０μｍとした。各配線部２１３１，２１３２のＹ方向の配線幅Ｗ３を９０μｍとし、Ｘ方向の長さＬ３を１．２９ｍｍとした。配線部２１３１，２１３２の間隙を４１０μｍとした。各配線部２１４１，２１４２のＹ方向の配線幅Ｗ４を２５０μｍとし、Ｘ方向の長さＬ４を２．０ｍｍとした。配線部２１４１，２１４２の間隙を２５０μｍとした。各端子４１４１，４１４２のＹ方向の幅を２５０μｍとし、Ｘ方向の長さを２．０ｍｍとした。開口部Ｈ２のＹ方向の幅は、Ｗ４×２に配線部２１４１，２１４２の間隙２５０μｍを加えた７５０μｍとし、Ｘ方向の長さＬ４を２．０ｍｍとした。各端子４１４１，４１４２のＺ方向の厚みを２００μｍとした。各配線部４１５１，４１５２のＸ方向の長さを２．０ｍｍとした。なお、一対の４１５１，４１５２の信号出力側を１００Ωで終端した（不図示）。
The wiring width W1 in the Y direction of each of the
上記条件で計算した結果、各差動インピーダンスＺ１〜Ｚ４は以下のようになった。差動インピーダンスＺ１は１００．１Ωであった。差動インピーダンスＺ２は７５．４Ωであった。差動インピーダンスＺ３は１２１．３Ωであった。差動インピーダンスＺ４は７４．８Ωであった。差動インピーダンスＺ５は１２３．４Ωであった。即ち、差動インピーダンスの大小関係は、Ｚ４＜Ｚ２＜Ｚ１＜Ｚ３＜Ｚ５であった。一体構造３１４１，３１４２は、配線部２１２１，２１２２よりも幅が広く、差動インピーダンスＺ４は、差動インピーダンスＺ２よりも低かった。なお、差動インピーダンスＺ１４は９８．６Ωであった。
As a result of calculation under the above conditions, the differential impedances Z1 to Z4 are as follows. The differential impedance Z1 was 100.1Ω. The differential impedance Z2 was 75.4Ω. The differential impedance Z3 was 121.3Ω. The differential impedance Z4 was 74.8 Ω. The differential impedance Z5 was 123.4Ω. That is, the magnitude relationship of the differential impedance was Z4 <Z2 <Z1 <Z3 <Z5. The
実施例４の構造についてＴＤＲ解析のシミュレーションを実施した。図９（ａ）中、波形２００２は、実施例４のＴＤＲ解析結果である。ＴＤＲ解析には、実施例３と同様、シノプシス社のＨＳＰＩＣＥを使用した。また、信号配線に入力されるデジタル信号として、実施例３と同様のパルス信号を用いた。
A simulation of TDR analysis was performed for the structure of Example 4. In FIG. 9A, the
実施例４の解析結果について、ＴＤＲ解析結果と特性インピーダンスの計算結果とを照らし合わせながら説明する。実施例４では、一対の配線部２１１１，２１１２の一端から差動パルス信号が入力される。ＴＤＲ解析の結果、配線部２１１１，２１１２の差動インピーダンスＺ１は１０４Ωであった。 The analysis result of Example 4 will be described by comparing the TDR analysis result with the calculation result of the characteristic impedance. In the fourth embodiment, the differential pulse signal is input from one end of the pair of wiring portions 211 1 and 211 2. As a result of TDR analysis, the differential impedance Z1 of the wiring portions 211 1 and 211 2 was 104Ω.
計算による一対の配線部２１２１，２１２２の差動インピーダンスＺ２は、一対の配線部２１１１，２１１２の差動インピーダンスＺ１よりも低い７５．４Ωであった。一対の配線部２１３１，２１３２の差動インピーダンスＺ３は、一対の配線部２１１１，２１１２の差動インピーダンスＺ１よりも高い１２１．３Ωであった。一対の一体構造３１４１，３１４２の差動インピーダンスＺ４は、差動インピーダンスＺ１よりも低い７４．８Ωであった。一対の配線部２１４１，２１４２は、Ｚ方向に見て、グラウンドパターン２６２Ｃの開口部Ｈ２と重なっている。そのため、実施例３の一対の配線部２１４１，２１４２よりも差動インピーダンスＺ４が高い。
The calculated differential impedance Z2 of the pair of
各配線部２１１１、２１１２のＸ方向の長さＬ１を２８．１３ｍｍとした。配線部２１１１，２１１２の間隙を１３５μｍとした。配線部２１１１、２１１２の周囲に形成されたソルダーレジストの比誘電率を３とし、配線部２１１１、２１１２の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．５８７倍、即ち１．７５９×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が配線部２１１１、２１１２を伝播する時間は１５９．９ｐｓとなった。
The length L1 of each
各配線部２１２１，２１２２のＸ方向の長さを０．５８ｍｍとした。配線部２１２１，２１２２の間隙を２５０μｍとした。配線部２１２１，２１２２の周囲に形成されたソルダーレジストの比誘電率を３とし、配線部２１２１，２１２２の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．５６３倍、即ち１．６８９×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が一対の配線部２１２１，２１２２を伝播する時間は３．４ｐｓとなった。
The length of each
差動パルス信号の立ち上がり時間ｔｒである３５ｐｓをかけて差動インピーダンスが７５．４Ωまで低下するところを、一対の配線部２１２１，２１２２では、３．４ｐｓ×２＝６．８ｐｓの時間で信号波が１往復する。信号源の内部インピーダンスである１００Ωから一対の配線部２１２１，２１２２の差動インピーダンスＺ２である７５．４Ωまでの差動インピーダンスの遷移は、（７５．４−１００Ω）×（６．８ｐｓ／３５ｐｓ）≒−４．８Ωとなった。
The differential impedance drops to 75.4 Ω over 35 ps, which is the rise time tr of the differential pulse signal, but with the pair of
また、各配線部２１３１，２１３２のＸ方向の長さＬ３を１．２９ｍｍとした。配線部２１３１，２１３２の間隙を４１０μｍとした。配線部２１３１，２１３２の周囲に形成されたソルダーレジストの比誘電率を３とし、配線部２１３１，２１３２の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．５７２倍、即ち１．７１３×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が一対の配線部２１３１，２１３２を伝播する時間は７．５ｐｓとなった。
Further, the length L3 of each
差動パルス信号の立ち上がり時間ｔｒである３５ｐｓをかけて差動インピーダンスが１２１．３Ωまで増加するところを、一対の配線部２１３１，２１３２では、７．５ｐｓ×２＝１５．０ｐｓの時間で信号波が１往復する。信号源の内部インピーダンスである１００Ωから一対の配線部２１３１，２１３２の差動インピーダンスＺ３である１２１．３Ωまでの差動インピーダンスの遷移は、（１２１．３Ω−１００Ω）×（１５．０ｐｓ／３５ｐｓ）≒９．１Ωとなった。
The differential impedance increases to 121.3Ω over 35ps, which is the rise time tr of the differential pulse signal, but in the pair of
また、各一体構造３１４１，３１４２のＸ方向の長さを２．０ｍｍとした。一体構造３１４１，３１４２の周囲の空気の比誘電率を１とし、一体構造３１４１，３１４２の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．６８１倍、即ち２．０４３×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が一対の一体構造３１４１，３１４２を伝播する時間は９．８ｐｓとなった。
Further, the length of each of the
差動パルス信号の立ち上がり時間ｔｒである３５ｐｓをかけて差動インピーダンスが７４．８Ωまで低下するところを、一対の一体構造３１４１，３１４２では、９．８ｐｓ×２＝１９．６ｐｓの時間で信号波が１往復する。信号源の内部インピーダンスである１００Ωから一対の一体構造３１４１，３１４２の差動インピーダンスである７４．８Ωまでの差動インピーダンスの遷移は実効的に、（７４．８Ω−１００Ω）×（１９．６ｐｓ／３５ｐｓ）≒−１４．１Ωとなった。
The place where the differential impedance over 35ps the rise time tr of the differential pulse signal is reduced to 74.8Omu, the pair of
実施例４では、一対の配線部２１１１，２１１２、一対の配線部２１２１，２１２２、一対の配線部２１３１，２１３２、一対の一体構造３１４１，３１４２の順に連続して接続され、差動インピーダンスが各部毎に変化している。このため、ＴＤＲ解析した際の各部の差動インピーダンスの値は、一つ手前の配線部の差動インピーダンスから遷移した値となる。よって、ＴＤＲ解析による一対の配線部２１１１，２１１２の差動インピーダンスＺ１に対して、計算による３つの差動インピーダンスの遷移を加味すると、机上計算では、１０４−４．８＋９．１−１４．１＝９４．２Ωまで低下した。ＴＤＲ解析では９７．８Ωとなった。
In the fourth embodiment, the pair of
図９（ａ）に示す波形２００２では、信号波が配線部２１１１、２１１２を伝播する時間の２倍は、３１９．８ｐｓであり、０から３１９．８ｐｓまでの期間が配線部２１１１、２１１２に相当する。続いて、信号波が配線部２１２１、２１２２を伝播する時間の２倍は、６．８ｐｓであり、３１９．８ｐｓから６．８ｐｓ後の３２６．６ｐｓ（＝３１９．８＋６．８）までの期間が配線部２１２１、２１２２に相当する。さらに、信号波が配線部２１３１、２１３２を伝播する時間の２倍は、１５．０ｐｓであり、３２６．６ｐｓから１５．０ｐｓ後の３４１．６ｐｓ（＝３２６．６＋１５．０）までの期間が配線部２１３１、２１３２に相当する。最後に、信号波が一体構造３１４１、３１４２を伝播する時間の２倍は、１９．６ｐｓであり、３４１．６ｐｓから１９．６ｐｓ後の３６１．２ｐｓ（＝３４１．６＋１９．６）までの期間が一体構造３１４１、３１４２に相当する。３６１．２ｐｓの特性インピーダンスが９７．８Ωであった。
In the
［比較例２］
比較例２の処理モジュールについて説明する。図１０（ｂ）は、比較例２の処理モジュール３００Ｙの一部分の平面図である。処理モジュール３００Ｙは、第３実施形態と同様のコネクタ４００Ｂと、第３実施形態のプリント配線板２００Ｂとは異なる比較例２のプリント配線板２００Ｙとを有する。
[Comparative Example 2]
The processing module of Comparative Example 2 will be described. FIG. 10B is a plan view of a part of the
プリント配線板２００Ｙは、第３実施形態の信号配線２５０１，２５０２とは異なる構成の信号配線２５０Ｙ１，２５０Ｙ２を有する。なお、それ以外の構成は第３実施形態のプリント配線板２００Ｂと同様である。信号配線２５０Ｙ１，２５０Ｙ２は、配線部２１１Ｙ１，２１１Ｙ２と、配線部２１１Ｙ１，２１１Ｙ２に連続する配線部２１４Ｙ１，２１４Ｙ２と、を有する。配線部２１４Ｙ１，２１４Ｙ２は、コネクタ４００Ｂの端子４１４１，４１４２がはんだで接合可能なパッドである。配線部２１４Ｙ１，２１４Ｙ２に端子４１４１，４１４２が接合されることで、一体構造３１４Ｙ１，３１４Ｙ２が形成される。
The printed
比較例２の具体的な数値例について説明する。まず、特性インピーダンスである差動インピーダンスを計算した。なお、差動インピーダンスの計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを使用した。以下、差動インピーダンスの計算に用いた各構成要件の数値について説明する。なお、比較例２におけるプリント配線板２００Ｙの各層の構成は、実施例３と同じとした。以下、実施例３と異なる点についてのみ説明する。
A specific numerical example of Comparative Example 2 will be described. First, the differential impedance, which is the characteristic impedance, was calculated. In addition, HyperLynx of Mentor Co., Ltd. was used for the calculation of the differential impedance. Hereinafter, the numerical values of each constituent requirement used in the calculation of the differential impedance will be described. The configuration of each layer of the printed
各配線部２１１Ｙ１，２１１Ｙ２のＹ方向の配線幅Ｗ１Ｙを１００μｍとし、Ｘ方向の長さＬ１Ｙを３０ｍｍとした。配線部２１１Ｙ１，２１１Ｙ２の間隙を１５０μｍとした。各配線部２１４Ｙ１，２１４Ｙ２のＹ方向の配線幅Ｗ４Ｙを２５０μｍとし、Ｘ方向の長さＬ４Ｙを２．０ｍｍとした。配線部２１４Ｙ１，２１４Ｙ２の間隙を２５０μｍとした。これ以外は、実施例３と同様とした。一対の配線部２１１Ｙ１，２１１Ｙ２の差動インピーダンスＺ１Ｙは１００．１Ωであった。一対の配線部２１４Ｙ１，２１４Ｙ２の差動インピーダンスＺ４Ｙは６０．６Ωであった。
Each wiring portion 211Y 1, 211Y 2 in the Y direction of the wiring width W1Y and 100 [mu] m, and the X-direction length L1Y and 30 mm. The gap between the wiring portions 211Y 1 and 211Y 2 was set to 150 μm. The wiring width W4Y in the Y direction of each of the
比較例２の構造についてＴＤＲ解析のシミュレーションを実施した。図９（ａ）中、波形２００３は、比較例２のＴＤＲ解析結果である。ＴＤＲ解析には、実施例３，４と同様、シノプシス社のＨＳＰＩＣＥを使用した。また、信号配線に入力されるデジタル信号として、実施例３，４と同様のパルス信号を用いた。
A TDR analysis simulation was performed for the structure of Comparative Example 2. In FIG. 9A, the
比較例２の解析結果について説明する。比較例２では、一対の配線部２１１Ｙ１，２１１Ｙ２の一端から差動パルス信号が入力される。ＴＤＲ解析の結果、配線部２１１Ｙ１，２１１Ｙ２の差動インピーダンスＺ１は１０４Ωであった。一対の一体構造３１４Ｙ１，３１４Ｙ２の差動インピーダンスＺ４Ｙは、差動インピーダンスＺ１Ｙよりも低い。そのため、差動パルス信号が一対の一体構造３１４Ｙ１，３１４Ｙ２まで到達すると、ＴＤＲ解析結果、図９（ａ）の波形２００３に示すように、約８６Ωまで差動インピーダンスが低下した。
The analysis result of Comparative Example 2 will be described. In Comparative Example 2, a differential pulse signal is input from one end of the pair of wiring portions 211Y 1 and 211Y 2. As a result of the TDR analysis, the differential impedance Z1 of the wiring portions 211Y 1 and 211Y 2 was 104Ω. The differential impedance Z4Y of the pair of integrated structures 314Y 1 and 314Y 2 is lower than the differential impedance Z1Y. Therefore, when the differential pulse signal reaches the pair of integrated structures 314Y 1 and 314Y 2 , the differential impedance drops to about 86Ω as shown in the
配線部２１１Ｙ１、２１１Ｙ２のＸ方向の長さＬ１Ｙを３０ｍｍとした。配線部２１１Ｙ１、２１１Ｙ２の周囲に形成されたソルダーレジストの比誘電率を３とし、配線部２１１Ｙ１、２１１Ｙ２の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．５８７倍、即ち１．７５９×１０８ｍ／ｓとなった。よって、信号が配線部２１１Ｙ１、２１１Ｙ２を伝播する時間は１７０．６ｐｓとなった。 The length L1Y of the wiring portions 211Y 1 and 211Y 2 in the X direction was set to 30 mm. The relative permittivity of the solder resist formed around the wiring portions 211Y 1 and 211Y 2 was set to 3, and the relative permittivity of the insulator formed around the wiring portions 211Y 1 and 211Y 2 was set to 4.3. The propagation speed of electromagnetic waves was calculated using these relative permittivity. HyperLynx from Mentor was used to calculate the propagation velocity of electromagnetic waves. Propagation speed of electromagnetic waves is about 0.587 times the speed of light (≒ 3.0 × 10 8 m / s), i.e. becomes 1.759 × 10 8 m / s. Therefore, the time signal to propagate the wiring portion 211Y 1, 211Y 2 became 170.6Ps.
また一体構造３１４Ｙ１、３１４Ｙ２のＸ方向の長さを２．０ｍｍとした。一体構造３１４Ｙ１、３１４Ｙ２の周囲の空気の比誘電率を１とし、一体構造３１４Ｙ１、３１４Ｙ２の周囲に形成された絶縁体の比誘電率を４．３とした。これらの比誘電率を用いて電磁波の伝播速度を計算した。電磁波の伝播速度の計算には、メンター社のＨｙｐｅｒＬｙｎｘを用いた。電磁波の伝播速度は、光速（≒３．０×１０８ｍ／ｓ）の約０．６４４倍、即ち１．９３１×１０８ｍ／ｓとなった。このため、信号が一体構造３１４Ｙ１、３１４Ｙ２を伝播する時間は１０．４ｐｓとなった。 Further, the length of the integrated structure 314Y 1 and 314Y 2 in the X direction was set to 2.0 mm. The relative permittivity of the air around the integrated structures 314Y 1 and 314Y 2 was set to 1, and the relative permittivity of the insulator formed around the integrated structures 314Y 1 and 314Y 2 was set to 4.3. The propagation speed of electromagnetic waves was calculated using these relative permittivity. HyperLynx from Mentor was used to calculate the propagation velocity of electromagnetic waves. Propagation speed of electromagnetic waves is about 0.644 times the speed of light (≒ 3.0 × 10 8 m / s), i.e. becomes 1.931 × 10 8 m / s. Therefore, the time for the signal to propagate through the integrated structures 314Y 1 and 314Y 2 is 10.4 ps.
よって、一体構造３１４Ｙ１，３１４Ｙ２の長さＬ４Ｙに対応する信号の伝播時間である１０．４ｐｓは、入力される差動パルス信号の立ち上がり時間ｔｒである３５ｐｓの分解能よりも短い。このため、ＴＤＲ解析による差動インピーダンスが実際の差動インピーダンスＺ４Ｙである６０．６Ωに低下する前に、信号がコネクタ４００Ｂの一対の配線部４１５１，４１５２に到達する。
Therefore, 10.4 ps, which is the signal propagation time corresponding to the length L4Y of the integrated structures 314Y 1 and 314Y 2 , is shorter than the resolution of 35 ps, which is the rise time tr of the input differential pulse signal. Therefore, prior to reduction to 60.6Ω differential impedance by TDR analysis is the actual differential impedance Z4Y, signal arrives at the pair of the
具体的な机上計算を示す。差動パルス信号の立ち上がり時間ｔｒである３５ｐｓをかけて差動インピーダンスが６０．６Ωまで低下するところを、一対の一体構造３１４Ｙ１，３１４Ｙ２では、１０．４ｐｓ×２＝２０．８ｐｓの時間で信号波が１往復する。この時間内で信号源の内部インピーダンス１００Ωから一対の一体構造３１４Ｙ１，３１４Ｙ２の差動インピーダンス６０．６Ωまでの差動インピーダンスの遷移は実効的に（６０．６Ω−１００Ω）×（２０．８ｐｓ／３５ｐｓ）≒−２３．４Ωとなった。机上計算では差動インピーダンスは、１０４−２３．４＝８０．６Ωまで低下した。ＴＤＲ解析では差動インピーダンスは８５．７Ωまで低下した。 A concrete desk calculation is shown. In the pair of integrated structures 314Y 1 and 314Y 2 , the differential impedance drops to 60.6 Ω over 35 ps, which is the rise time tr of the differential pulse signal, in 10.4 ps x 2 = 20.8 ps. The signal wave makes one round trip. Within this time, the transition of the differential impedance from the internal impedance of the signal source of 100Ω to the differential impedance of the pair of integrated structures 314Y 1 , 314Y 2 to 60.6Ω is effectively (60.6Ω-100Ω) × (20.8ps). / 35ps) ≈-23.4Ω. In the desk calculation, the differential impedance dropped to 104-23.4 = 80.6Ω. In TDR analysis, the differential impedance dropped to 85.7Ω.
図９（ａ）に示す波形２００３では、信号波が配線部２１１Ｙ１、２１１Ｙ２を伝播する時間の２倍は、３４１．２ｐｓであり、０から３４１．２ｐｓまでの期間が配線部２１１Ｙ１、２１１Ｙ２に相当する。また、信号波が一体構造３１４Ｙ１、３１４Ｙ２を伝播する時間の２倍は、２０．８ｐｓであり、３４１．２ｐｓから２０．８ｐｓ後の３６２．０ｐｓ（＝３４１．２＋２０．８）までの期間が一体構造３１４Ｙ１、３１４Ｙ２に相当する。３６２．０ｐｓの特性インピーダンスが８５．７Ωであった。
In the
［実施例３、実施例４、及び比較例２の比較］
上記のＴＤＲ解析の結果、実施例３では、比較例２よりも一対の配線部２１１１，２１１２の差動インピーダンスに対する一対の一体構造３１４１，３１４２の差動インピーダンスの変動が低減される。実施例３では、配線部２１１１、２１１２と一体構造３１４１、３１４２との間に配線部２１２１、２１２２と配線部２１３１、２１３２とが配置されている。ＴＤＲ解析で一体構造３１４１、３１４２の特性インピーダンスの変動が低減されるのは、配線部２１１１、２１１２と一体構造３１４１、３１４２の間のインピーダンス不整合が、配線部２１２１、２１２２、２１３１、２１３２により補正されるからである。半導体装置１００Ｂから一対の信号配線２５０１，２５０２へ出力される差動信号においても、ＴＤＲ解析で用いられた差動パルス信号と同様、立ち上がり時間ｔｒで信号が電圧０から電圧Ｖｉｎまで立ち上がる。したがって、一対の信号配線２５０１，２５０２を伝送される差動信号においても、ＴＤＲ解析で用いられた差動パルス信号と同様に、一対の一体構造３１４１，３１４２において差動信号の反射が低減される。よって、一対の信号配線２５０１，２５０２を通じてコネクタ４００Ｂへ伝送されるデジタル信号の品質が向上する。
[Comparison of Example 3, Example 4, and Comparative Example 2]
Result of the TDR analysis, fluctuation of the pair of differential impedance monolithic 314 1, 314 2 for a pair of the
また、上記のＴＤＲ解析の結果、実施例４では、比較例２よりも一対の配線部２１１１，２１１２の差動インピーダンスに対する一対の一体構造３１４１，３１４２の差動インピーダンスの変動が低減される。実施例４では、配線部２１１１、２１１２と一体構造３１４１，３１４２との間に配線部２１２１、２１２２と配線部２１３１、２１３２とが配置されている。ＴＤＲ解析で一体構造３１４１、３１４２の特性インピーダンスの変動が低減されるのは、配線部２１１１、２１１２と一体構造３１４１、３１４２の間のインピーダンス不整合が、配線部２１２１、２１２２、２１３１、２１３２により補正されるからである。半導体装置１００Ｂから一対の信号配線２５０１，２５０２へ出力される差動信号においても、ＴＤＲ解析で用いられた差動パルス信号と同様、立ち上がり時間ｔｒで信号が電圧０から電圧Ｖｉｎまで立ち上がる。したがって、一対の信号配線２５０１，２５０２を伝送される差動信号においても、ＴＤＲ解析で用いられた差動パルス信号と同様に、一対の一体構造３１４１，３１４２において差動信号の反射が低減される。よって、一対の信号配線２５０１，２５０２を通じてコネクタ４００Ｂへ伝送されるデジタル信号の品質が向上する。
As a result of the above TDR analysis, in Example 4, variation of the pair of differential impedance monolithic 314 1, 314 2 for a pair of the
以上、計測される差動インピーダンスのシミュレーションについて説明したが、実際のプリント配線板において、一対の信号配線２５０１，２５０２の差動インピーダンスを測定するためには、ＴＤＲオシロスコープを使用する。ＴＤＲオシロスコープに接続されたプローブを介して、一対の配線部２１１１，２１１２の一端へ、正信号と負信号で位相反転した電圧振幅Ｖｉｎ、立ち上がり時間３５ｐｓのステップパルスを入力する。差動インピーダンスの不整合点があると、不整合点で信号が反射し、信号を入力したプローブへ信号が戻ってくる。そのため、プローブで観測される信号には、反射電圧が加算される。この観測電圧から一対の信号配線２５０１，２５０２の差動インピーダンスを算出できる。
Although the simulation of the measured differential impedance has been described above, a TDR oscilloscope is used to measure the differential impedance of the pair of
観測点の電圧をＶｒとし、ＴＤＲオシロスコープの出力インピーダンスを１００［Ω］としたとき、一対の信号配線２５０１，２５０２の差動インピーダンスＺ０は以下の式（１２）のように計算できる。
また、ＴＤＲオシロスコープで観測される差動インピーダンスの変化点と変化点との時間間隔の０．５倍が、一対の信号配線２５０１，２５０２での信号の伝播速度ｖｏとなる。 Further, 0.5 times the time interval between the change points of the differential impedance observed by the TDR oscilloscope is the signal propagation speed vo in the pair of signal wirings 250 1 and 250 2.
送信回路（不図示）から出力されるパルス信号の立ち上がり時間を測定するためには、オシロスコープを使用する。まず送信回路（不図示）に接続された一対の配線部２１１１，２１１２の一端の電圧の波形を、プローブを用いて測定する。このとき、差動インピーダンスの整合条件で得られる電圧振幅Ｖｉｎの２０［％］〜８０［％］の範囲の電圧変化に要する時間を測定する。例えば整合時の電圧振幅Ｖｉｎが４００［ｍＶ］の場合、２４０［ｍＶ］の電圧変化に要する時間を測定する。このときの時間をｔｒ´としたとき、立ち上がり時間ｔｒとの関係は、以下になる。
ｔｒ＝ｔｒ´／０．６
An oscilloscope is used to measure the rise time of the pulse signal output from the transmission circuit (not shown). First, the waveform of the voltage at one end of the pair of wiring portions 211 1 and 211 2 connected to the transmission circuit (not shown) is measured using a probe. At this time, to measure the 20 [%] time required for the range of voltage change of 80 [%] of the voltage amplitude V in resulting in matching condition differential impedance. For example, when the voltage amplitude V in the time alignment is 400 [mV], measuring the time required for the voltage change of 240 [mV]. When the time at this time is tr', the relationship with the rise time tr is as follows.
tr = tr'/0.6
なお、ＴＤＲ解析をする以外に特性インピーダンスを調べる方法として、基板を切断して配線の断面寸法、即ち厚み及び幅を測定し、材料の誘電率を測定し、導体の導電率を測定し、電磁界シミュレータで計算する方法もある。 In addition to the TDR analysis, as a method of examining the characteristic impedance, the substrate is cut, the cross-sectional dimensions of the wiring, that is, the thickness and width are measured, the permittivity of the material is measured, the conductivity of the conductor is measured, and electromagnetic field is measured. There is also a method of calculating with a field simulator.
なお、本発明は、以上説明した実施形態に限定されるものではなく、本発明の技術的思想内で多くの変形が可能である。また、実施形態に記載された効果は、本発明から生じる最も好適な効果を列挙したに過ぎず、本発明による効果は、実施形態に記載されたものに限定されない。 The present invention is not limited to the embodiments described above, and many modifications can be made within the technical idea of the present invention. Moreover, the effects described in the embodiments are merely a list of the most preferable effects arising from the present invention, and the effects according to the present invention are not limited to those described in the embodiments.
上述の実施形態では、電気部品がコネクタ４００，４００Ｂである場合について説明したが、これに限定するものではない。電気部品が、例えばＢＧＡ（Ball Grid Array）やＬＧＡ（Land Grid Array）のＩＣ（Integrated Circuit）など、表面実装形のものであればよい。
In the above-described embodiment, the case where the electric component is the
また、上述の実施形態では、特性インピーダンスＺ２，Ｚ３を、配線部の配線幅Ｗ２，Ｗ３で調整する場合について説明したが、これに限定するものではない。配線部の厚みで調整してもよく、また、厚みと配線幅で調整してもよい。 Further, in the above-described embodiment, the case where the characteristic impedances Z2 and Z3 are adjusted by the wiring widths W2 and W3 of the wiring portion has been described, but the present invention is not limited to this. It may be adjusted by the thickness of the wiring portion, or may be adjusted by the thickness and the wiring width.
２００…プリント配線板、２１１…配線部（第１配線部）、２１２…配線部（第２配線部）、２１３…配線部（第３配線部）、２１４…配線部（第４配線部）、２５０…信号配線、３００…処理モジュール（プリント回路板）、３１４…一体構造、４００…コネクタ（電気部品）、４１４…端子（信号端子）、６００…デジタルカメラ（電子機器）、６１１…筐体、Ｚ１…特性インピーダンス（第１特性インピーダンス）、Ｚ２…特性インピーダンス（第２特性インピーダンス）、Ｚ３…特性インピーダンス（第３特性インピーダンス）、Ｚ４…特性インピーダンス（第４特性インピーダンス）、Ｚ５…特性インピーダンス（第５特性インピーダンス） 200 ... Printed wiring board, 211 ... Wiring part (first wiring part), 212 ... Wiring part (second wiring part), 213 ... Wiring part (third wiring part), 214 ... Wiring part (fourth wiring part), 250 ... signal wiring, 300 ... processing module (printed circuit board), 314 ... integrated structure, 400 ... connector (electrical parts), 414 ... terminal (signal terminal), 600 ... digital camera (electronic device), 611 ... housing, Z1 ... Characteristic impedance (first characteristic impedance), Z2 ... Characteristic impedance (second characteristic impedance), Z3 ... Characteristic impedance (third characteristic impedance), Z4 ... Characteristic impedance (fourth characteristic impedance), Z5 ... Characteristic impedance (first) 5 characteristic impedance)
Claims (14)
前記電気部品が実装されたプリント配線板と、を備え、
前記プリント配線板は、前記信号端子に接続された信号配線を有し、
前記信号配線は、この順に連続して配置された第１配線部、第２配線部、第３配線部、及び第４配線部を含み、
前記第４配線部には、前記信号端子が接合され、
前記第２配線部の第２特性インピーダンスは、前記第１配線部の第１特性インピーダンスよりも低く、
前記第３配線部の第３特性インピーダンスは、前記第１特性インピーダンスよりも高く、
前記第４配線部と前記信号端子とで形成された一体構造の第４特性インピーダンスは、前記第１特性インピーダンスよりも低いことを特徴とするプリント回路板。 With electrical components including signal terminals
A printed wiring board on which the electrical components are mounted is provided.
The printed wiring board has a signal wiring connected to the signal terminal, and has a signal wiring.
The signal wiring includes a first wiring portion, a second wiring portion, a third wiring portion, and a fourth wiring portion which are continuously arranged in this order.
The signal terminal is joined to the fourth wiring portion.
The second characteristic impedance of the second wiring portion is lower than the first characteristic impedance of the first wiring portion.
The third characteristic impedance of the third wiring portion is higher than the first characteristic impedance.
A printed circuit board characterized in that the fourth characteristic impedance of an integrated structure formed by the fourth wiring portion and the signal terminal is lower than the first characteristic impedance.
前記第５配線部の第５特性インピーダンスは、前記第１特性インピーダンスよりも高いことを特徴とする請求項１に記載のプリント回路板。 The electric component includes a fifth wiring portion continuous with the signal terminal.
The printed circuit board according to claim 1, wherein the fifth characteristic impedance of the fifth wiring portion is higher than the first characteristic impedance.
前記第５特性インピーダンスは、前記第３特性インピーダンスよりも高いことを特徴とする請求項２に記載のプリント回路板。 The second characteristic impedance is higher than the fourth characteristic impedance.
The printed circuit board according to claim 2, wherein the fifth characteristic impedance is higher than the third characteristic impedance.
前記グラウンドパターンは、平面視で、前記第４配線部と重なる位置に形成された開口部を有することを特徴とする請求項６に記載のプリント回路板。 The printed wiring board has a ground pattern arranged in an inner layer adjacent to the surface layer.
The printed circuit board according to claim 6, wherein the ground pattern has an opening formed at a position overlapping the fourth wiring portion in a plan view.
前記電気部品が実装されたプリント配線板と、を備え、
前記プリント配線板は、前記信号端子に接続された信号配線を有し、
前記信号配線は、この順に連続して配置された第１配線部、第２配線部、第３配線部、及び第４配線部を含み、
前記第４配線部には、前記信号端子が接合され、
前記第２配線部の配線幅は、前記第１配線部の配線幅よりも広く、
前記第３配線部の配線幅は、前記第１配線部の配線幅よりも狭く、
前記第４配線部の配線幅は、前記第１配線部の配線幅よりも広いことを特徴とするプリント回路板。 With electrical components including signal terminals
A printed wiring board on which the electrical components are mounted is provided.
The printed wiring board has a signal wiring connected to the signal terminal, and has a signal wiring.
The signal wiring includes a first wiring portion, a second wiring portion, a third wiring portion, and a fourth wiring portion which are continuously arranged in this order.
The signal terminal is joined to the fourth wiring portion.
The wiring width of the second wiring portion is wider than the wiring width of the first wiring portion.
The wiring width of the third wiring portion is narrower than the wiring width of the first wiring portion.
A printed circuit board characterized in that the wiring width of the fourth wiring portion is wider than the wiring width of the first wiring portion.
前記半導体装置は、前記信号配線に接続され、前記信号配線に信号を出力する端子を有することを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項に記載のプリント回路板。 Further equipped with a semiconductor device mounted on the printed wiring board,
The printed circuit board according to any one of claims 1 to 10, wherein the semiconductor device is connected to the signal wiring and has a terminal for outputting a signal to the signal wiring.
前記電気部品の信号端子に接続される信号配線を有し、
前記信号配線は、
連続して配置された第１配線部、第２配線部、第３配線部、及び第４配線部を含み、
前記第４配線部には、前記信号端子が接合可能であり、
前記第２配線部の特性インピーダンスは、前記第１配線部の特性インピーダンスよりも低く、
前記第３配線部の特性インピーダンスは、前記第１配線部の特性インピーダンスよりも高く、
前記第４配線部の特性インピーダンスは、前記第１配線部の特性インピーダンスよりも低いことを特徴とするプリント配線板。 A printed wiring board on which electrical components are mounted.
It has a signal wiring connected to the signal terminal of the electric component, and has
The signal wiring
Including the first wiring part, the second wiring part, the third wiring part, and the fourth wiring part arranged continuously.
The signal terminal can be joined to the fourth wiring portion.
The characteristic impedance of the second wiring portion is lower than the characteristic impedance of the first wiring portion.
The characteristic impedance of the third wiring portion is higher than the characteristic impedance of the first wiring portion.
A printed wiring board characterized in that the characteristic impedance of the fourth wiring portion is lower than the characteristic impedance of the first wiring portion.
前記電気部品の信号端子に接続される信号配線を有し、
前記信号配線は、
連続して配置された第１配線部、第２配線部、第３配線部、及び第４配線部を含み、
前記第４配線部には、前記信号端子が接合可能であり、
前記第２配線部の配線幅は、前記第１配線部の配線幅よりも広く、
前記第３配線部の配線幅は、前記第１配線部の配線幅よりも狭く、
前記第４配線部の配線幅は、前記第１配線部の配線幅よりも広いことを特徴とするプリント配線板。 A printed wiring board on which electrical components are mounted.
It has a signal wiring connected to the signal terminal of the electric component, and has
The signal wiring
Including the first wiring part, the second wiring part, the third wiring part, and the fourth wiring part arranged continuously.
The signal terminal can be joined to the fourth wiring portion.
The wiring width of the second wiring portion is wider than the wiring width of the first wiring portion.
The wiring width of the third wiring portion is narrower than the wiring width of the first wiring portion.
A printed wiring board characterized in that the wiring width of the fourth wiring portion is wider than the wiring width of the first wiring portion.
前記筐体の内部に配置された、請求項１乃至１１のいずれか１項に記載のプリント回路板と、を備えたことを特徴とする電子機器。 With the housing
An electronic device comprising the printed circuit board according to any one of claims 1 to 11, which is arranged inside the housing.
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US16/928,467 US11019719B2 (en) | 2019-08-06 | 2020-07-14 | Printed circuit board, printed wiring board, and electronic device |
| CN202010767058.4A CN112351577A (en) | 2019-08-06 | 2020-08-03 | Printed circuit board, printed wiring board, and electronic device |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2019144514 | 2019-08-06 | ||
| JP2019144514 | 2019-08-06 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2021027337A true JP2021027337A (en) | 2021-02-22 |
| JP7497232B2 JP7497232B2 (en) | 2024-06-10 |
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