JP2021010116A - Wireless communication apparatus and wireless communication system - Google Patents
Wireless communication apparatus and wireless communication system Download PDFInfo
- Publication number
- JP2021010116A JP2021010116A JP2019123172A JP2019123172A JP2021010116A JP 2021010116 A JP2021010116 A JP 2021010116A JP 2019123172 A JP2019123172 A JP 2019123172A JP 2019123172 A JP2019123172 A JP 2019123172A JP 2021010116 A JP2021010116 A JP 2021010116A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- wireless communication
- conductor
- coupler
- communication device
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 102
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 93
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims abstract description 45
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims abstract description 29
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims abstract description 29
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims abstract description 29
- 230000005684 electric field Effects 0.000 claims abstract description 21
- 239000011324 bead Substances 0.000 claims description 2
- 229910000859 α-Fe Inorganic materials 0.000 claims description 2
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 21
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 11
- 239000003989 dielectric material Substances 0.000 description 10
- 230000005672 electromagnetic field Effects 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 2
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 2
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Near-Field Transmission Systems (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
Description
本発明は、無線通信装置および無線通信システムに関する。 The present invention relates to wireless communication devices and wireless communication systems.
電子回路基板またはモジュール間の通信インタフェースの接続方法として、コネクタまたはハーネスが用いられる。しかしながら、従来コネクタまたはハーネスが用いられている接続を無線化することができれば、製造工程を簡略化できるなどの利点がある。特許文献1には、電界結合を用いて“1”および“0”のデジタル信号を非接触で伝送する無線通信システムが開示されている。
A connector or harness is used as a method of connecting a communication interface between an electronic circuit board or a module. However, if the connection using the conventional connector or harness can be made wireless, there is an advantage that the manufacturing process can be simplified.
無線通信システムを用いて高速通信を実現するために、ノイズを抑制することが求められる。特許文献1に記載の技術では、電界結合部でインピーダンス不整合が生じるため、信号波形が乱れ、特に高周波信号を通信する場合には通信性能が劣化する虞がある。
In order to realize high-speed communication using a wireless communication system, it is required to suppress noise. In the technique described in
本発明の目的は、無線通信システムにおけるインピーダンスの不整合に起因するノイズを抑制することができるようにすることである。 An object of the present invention is to be able to suppress noise caused by impedance mismatch in a wireless communication system.
本発明の一観点によれば、無線通信装置は、無線通信装置であって、他の無線通信装置との間で電界結合により信号の無線通信を行うための電極として機能する第1の導体と、前記第1の導体に接続される第1の伝送路と、前記第1の伝送路に対して直列に接続される第1の抵抗とを有し、前記第1の抵抗のインピーダンスは、前記第1の伝送路の特性インピーダンスより低い。 According to one aspect of the present invention, the wireless communication device is a wireless communication device, and is a first conductor that functions as an electrode for wirelessly communicating signals with other wireless communication devices by electric field coupling. It has a first transmission line connected to the first conductor and a first resistor connected in series with the first transmission line, and the impedance of the first resistor is the above. It is lower than the characteristic impedance of the first transmission line.
本発明によれば、無線通信システムにおけるインピーダンスの不整合に起因するノイズを抑制することができる。 According to the present invention, it is possible to suppress noise caused by impedance mismatch in a wireless communication system.
(第1の実施形態)
図1は、第1の実施形態による無線通信システム100の基本の構成例を示すブロック図である。無線通信システム100は、無線通信モジュール110および120を有し、無線通信モジュール110および120間の通信を無線化する。
(First Embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration example of the
無線通信モジュール110は、無線通信装置であり、カプラ(結合器)111a,111b、送信回路112、および伝送路113を有する。無線通信モジュール120は、無線通信装置であり、カプラ121a,121b、受信回路122、伝送路123、および整形回路124を有する。
The
カプラ111aとカプラ121aは、電界結合により信号の無線通信を行うための電極として機能する導体である。カプラ111bとカプラ121bは、電界結合により信号の無線通信を行うための電極として機能する導体である。カプラ111aとカプラ121aは、相互に、近接して対向配置され、電界結合により、送信回路112の送信端子TX+の信号の無線通信を行う。カプラ111bとカプラ121bは、相互に、近接して対向配置され、電界結合により、送信回路112の送信端子TX−の信号の無線通信を行う。カプラ111a,111b,121aおよび121bは、例えば、リジット基板やフレキシブル基板などの銅パターンや板金などで形成される。
The
2本の伝送路113は、送信回路112の送信端子TX+とカプラ111aとの間に接続され、送信回路112の送信端子TX−とカプラ111bとの間に接続される。送信回路112は、送信端子TX+およびTX−を介して、カプラ111aおよび111bに差動送信信号を出力する。送信端子TX+の信号と送信端子TX−の信号は、入力信号Viであり、相互に位相が反転した2値の差動信号である。カプラ111aは、外部のカプラ121aに対して、電界結合により、送信回路112の送信端子TX+の信号を無線送信する。カプラ111bは、外部のカプラ121bに対して、電界結合により、送信回路112の送信端子TX−の信号を無線送信する。カプラ111aとカプラ111bは、外部のカプラ121aとカプラ121bに対して、送信回路112の送信端子TX+およびTX−の差動信号を無線送信する。
The two
カプラ121aは、外部のカプラ111aに対して、電界結合により、信号を無線受信する。カプラ121bは、外部のカプラ111bに対して、電界結合により、信号を無線受信する。カプラ121aとカプラ121bは、外部のカプラ111aとカプラ111bに対して、差動信号を無線受信する。
The
伝送路123は、カプラ121aと整形回路124の入力端子IN+を接続し、カプラ121bと整形回路124の入力端子IN−を接続する。カプラ121aの信号とカプラ121bの信号は、受信信号Vrである。整形回路124は、入力端子IN+にカプラ121aの信号を入力し、入力端子IN−にカプラ121bの信号を入力し、出力端子OUT+およびOUT−から差動信号を出力する。出力端子OUT+の信号と出力端子OUT−の信号は、出力信号Voであり、相互に位相が反転した2値の差動信号である。整形回路124は、受信信号Vrの波形を整形し、2値の出力信号Voを復元する。この出力信号Voは、送信回路112が出力した入力信号Viと同等の信号である。受信回路122は、受信端子RX+およびRX−に、整形回路124の出力端子OUT+およびOUT−の信号をそれぞれ入力し、受信処理を行う。
The
図2(a)は、理想的な入力信号Vi、受信信号Vrおよび出力信号Voの例を示すタイミングチャートである。横軸は時間tであり、縦軸は電圧である。図2(a)では、入力信号Viは送信端子TX+の信号を示し、受信信号Vrは入力端子IN+の信号を示し、出力信号Voは受信端子RX+の信号を示す。ただし、送信端子TX−の入力信号Vi、入力端子IN−の受信信号Vr、および受信端子RX−の出力信号Voも同様である。 FIG. 2A is a timing chart showing an example of an ideal input signal Vi, received signal Vr, and output signal Vo. The horizontal axis is time t, and the vertical axis is voltage. In FIG. 2A, the input signal Vi indicates the signal of the transmission terminal TX +, the reception signal Vr indicates the signal of the input terminal IN +, and the output signal Vo indicates the signal of the reception terminal RX +. However, the same applies to the input signal Vi of the transmission terminal TX-, the reception signal Vr of the input terminal IN-, and the output signal Vo of the reception terminal RX-.
入力信号Viおよび出力信号Voは、2値のデジタル信号である。1ユニットインターバル(UI)は、デジタル信号のビット列のうちの1つのビットの長さである。受信信号Vrは、アナログ信号である。 The input signal Vi and the output signal Vo are binary digital signals. The one unit interval (UI) is the length of one bit in the bit string of the digital signal. The received signal Vr is an analog signal.
入力信号Viは、送信回路112からカプラ111aおよび111bに入力される信号である。受信信号Vrは、カプラ121aおよび121bから整形回路124に入力される信号である。出力信号Voは、整形回路124から受信回路122に入力される信号である。
The input signal Vi is a signal input from the
送信回路112は、"1"または"0"を示す2値のデジタル信号を、入力信号Viとして、カプラ111aおよび111bに出力する。カプラ111aとカプラ121aは、電界結合されているため、低域では結合が弱く、高域では結合が強くなるHPF(ハイパスフィルタ)に似た伝達特性を有する。そのため、カプラ121aは、入力信号Viのうちの高周波成分のみがカプラ111aから伝達され、受信信号Vrを受信する。理想的には、図2(a)のように、受信信号Vrは、入力信号Viが不完全微分された波形となる。カプラ111bおよび121bも、上記のカプラ111aおよび121aと同様である。
The
整形回路124は、受信信号Vrに対して信号整形を行い、送信回路112が出力した"1"または"0"を示す2値の入力信号Viを復元し、出力信号Voを出力する。整形回路124は、例えば、閾値203および204を有するヒステリシスコンパレータによって実現される。整形回路124は、受信信号Vrが閾値203より大きくなった時点で、出力信号Voをハイレベルにし、受信信号Vrが閾値204より小さくなった時点で、出力信号Voをローレベルにする。このようにして、無線通信モジュール110と無線通信モジュール120は、相互に、電界結合により、非接触の無線通信を行うことができる。
The
図2(b)は、実際の入力信号Vi、受信信号Vrおよび出力信号Voの例を示すタイミングチャートである。横軸は時間tであり、縦軸は電圧である。受信信号Vrは、後述する理由により、ノイズ205が生じる。ノイズ205は、波形の乱れである。ノイズ205の振幅が大きくなると、エラーが発生する。整形回路124は、受信信号Vrのノイズ205が閾値204より小さくなった時点で、出力信号Voをローレベルにし、エラーが発生する。また、整形回路124は、受信信号Vrのノイズ205が閾値203より大きくなった時点で、出力信号Voをハイレベルにし、エラーが発生する。整形回路124は、誤った出力信号Voを出力する。出力信号Voは、入力信号Viとは異なる波形であるため、通信エラーとなる。
FIG. 2B is a timing chart showing an example of an actual input signal Vi, received signal Vr, and output signal Vo. The horizontal axis is time t, and the vertical axis is voltage.
図3は、第1の実施形態による無線通信システム100の具体的な構成例を示すブロック図である。無線通信システム100は、上記のノイズ205を抑制し、差動信号を無線通信することができる。図3の無線通信システム100は、図1の無線通信システム100に対して、直列抵抗Rts,Rrsおよび並列抵抗Rtp,Rrpを追加したものである。直列抵抗Rts,Rrsおよび並列抵抗Rtp,Rrpは、ノイズ205を抑制することができる。以下、図3の無線通信システム100が図1の無線通信システム100と異なる点を説明する。
FIG. 3 is a block diagram showing a specific configuration example of the
カプラ111aおよび111bは、差動信号の無線送信を行うための電極である。カプラ121aおよび121bは、差動信号の無線受信を行うための電極である。2個の給電点P1は、それぞれ、2個のカプラ111aおよび111bの中央部と2個の直列抵抗Rtsとの相互接続点である。2個の給電点P3は、それぞれ、2個のカプラ121aおよび121bの中央部と2個の直列抵抗Rrsとの相互接続点である。
無線通信モジュール110は、2個の直列抵抗Rtsおよび2個の並列抵抗Rtpを有する。2個の直列抵抗Rtsは、それぞれ、2本の伝送路113に対して直列に接続される。2個の並列抵抗Rtpは、それぞれ、2本の伝送路113に対して並列に接続される。
The
具体的には、2本の伝送路113は、それぞれ、送信回路112の送信端子TX+とノードN1aとの間と、送信回路112の送信端子TX−とノードN1bとの間に接続される。2個の直列抵抗Rtsは、それぞれ、ノードN1aとカプラ111aとの間と、ノードN1bとカプラ111bとの間に接続される。2個の並列抵抗Rtpは、それぞれ、ノードN1aと基準電位ノードとの間と、ノードN1bと基準電位ノードとの間に接続される。基準電位ノードは、例えば、グランド電位ノードである。
Specifically, the two
無線通信モジュール120は、2個の直列抵抗Rrsおよび2個の並列抵抗Rrpを有する。2個の直列抵抗Rrsは、それぞれ、2本の伝送路123に対して直列に接続される。2個の並列抵抗Rrpは、それぞれ、2本の伝送路123に対して並列に接続される。
The
具体的には、2本の伝送路123は、それぞれ、整形回路124の入力端子IN+とノードN3aとの間と、整形回路124の入力端子IN−とノードN3bとの間に接続される。2個の直列抵抗Rrsは、それぞれ、ノードN3aとカプラ121aとの間と、ノードN3bとカプラ121bとの間に接続される。2個の並列抵抗Rrpは、それぞれ、ノードN3aと基準電位ノードとの間と、ノードN3bと基準電位ノードとの間に接続される。
Specifically, the two
なお、後述するが、直列抵抗と並列抵抗は、必ずしも双方必要ではない。直列抵抗のみの実装が望ましい場合と、並列抵抗のみの実装が望ましい場合と、直列抵抗と並列抵抗の双方の実装が望ましい場合がある。また、直列抵抗または並列抵抗は、無線通信モジュール110および120の双方に実装してもよいし、どちらか一方に実装するだけでもよい。
As will be described later, both series resistance and parallel resistance are not always necessary. There are cases where it is desirable to mount only series resistors, cases where it is desirable to mount only parallel resistors, and cases where it is desirable to mount both series resistors and parallel resistors. Further, the series resistor or the parallel resistor may be mounted on both the
図4は、第1の実施形態による無線通信システム100の他の具体的な構成例を示すブロック図である。無線通信システム100は、上記のノイズ205を抑制し、シングルエンド信号を無線通信することができる。以下、図4の無線通信システム100が図3の無線通信システム100と異なる点を説明する。
FIG. 4 is a block diagram showing another specific configuration example of the
まず、無線通信モジュール110について説明する。送信回路112は、送信端子TXからシングルエンド信号を出力する。送信端子TXは、図3の送信端子TX+と同様である。伝送路113は、送信回路112の送信端子TXとノードN1との間に接続される。直列抵抗Rtsは、ノードN1とカプラ111aとの間に接続される。給電点P1は、カプラ111aの中央部と直列抵抗Rtsとの相互接続点である。並列抵抗Rtpは、ノードN1と基準電位ノードとの間に接続される。カプラ111bは、基準電位線に接続される。基準電位線は、例えば、グランド電位線である。給電点P2は、カプラ111bの中央部と基準電位線との相互接続点である。カプラ111aは、カプラ111bの電位を基準電位として、シングルエンド信号の無線送信を行うための電極である。
First, the
次に、無線通信モジュール120について説明する。カプラ121bは、基準電位線に接続される。カプラ121aは、カプラ121bの電位を基準電位として、シングルエンド信号の無線受信を行うための電極である。給電点P4は、カプラ121bの中央部と基準電位線との相互接続点である。直列抵抗Rrsは、カプラ121aとノードN3との間に接続される。給電点P3は、カプラ121aの中央部と直列抵抗Rrsとの相互接続点である。並列抵抗Rrpは、ノードN3と基準電位ノードとの間に接続される。伝送路123は、ノードN3と整形回路124の入力端子INとの間に接続される。入力端子INは、図3の入力端子IN+と同様である。整形回路124の出力端子OUTは、受信回路122の受信端子RXに接続される。出力端子OUTおよび受信端子RXは、それぞれ、図3の出力端子OUT+および受信端子RX+と同様である。
Next, the
図5(a)は、カプラ111a,111b,121aおよび121bの構造例を示す斜視図である。図5(b)は、Z軸方向から見たカプラ121aおよび121bの構造例を示す平面図である。なお、カプラ111aおよび111bの平面図も、カプラ121aおよび121bの平面図と同様である。
FIG. 5A is a perspective view showing a structural example of the
カプラ111a,111b,121aおよび121bは、長方形の平板導体であり、その長手方向は、X軸方向である。図5(b)に示すように、Z軸方向から見ると、カプラ111aは、カプラ121aに重なり、カプラ111bは、カプラ121bに重なる。
The
カプラ111aおよび111bは、誘電体材料115の一方の面上に形成される。給電点P1およびP2は、誘電体材料115の他方の面上に形成される。給電点P1は、カプラ111aの中央部に接続される。給電点P2は、カプラ111bの中央部に接続される。
The
カプラ121aおよび121bは、誘電体材料125の一方の面上に形成される。給電点P3およびP4は、誘電体材料125の他方の面上に形成される。給電点P3は、カプラ121aの中央部に接続される。給電点P4は、カプラ121bの中央部に接続される。
The
カプラ111a,111b,121aおよび121bは、それぞれ、X軸方向の長さがLであり、Y軸方向の長さがWである。カプラ111aおよび111bの間隔はSである。カプラ121aおよび121bの間隔もSである。カプラ111a,111bとカプラ121a,121bとの間隔は、Hである。
The
図6は、図4の無線通信システム100の等価回路の例を示す回路図である。直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpは、カプラ111aの近傍に設けられる。説明の便宜上、直列抵抗Rrsおよび並列抵抗Rrpは、設けられない。
FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of an equivalent circuit of the
電圧源601は、送信回路112に対応する電圧源である。抵抗Zinは、電圧源601の出力抵抗である。抵抗602は、整形回路124の入力抵抗であり、50Ωである。伝送路113および123は、それぞれ、特性インピーダンスが50Ωであり、長さが100mmである。電圧源601は、入力信号Viを出力する。抵抗602は、受信信号Vrを入力する。
The
直列抵抗Rtsは、ノードN1と給電点P1との間に接続される。並列抵抗Rtpは、ノードN1と基準電位ノードとの間に接続される。給電点P2は、基準電位線に接続される。給電点P3は、伝送路123に接続される。給電点P4は、基準電位線に接続される。
The series resistor Rts is connected between the node N1 and the feeding point P1. The parallel resistor Rtp is connected between the node N1 and the reference potential node. The feeding point P2 is connected to the reference potential line. The feeding point P3 is connected to the
図7(a)および図7(b)は、直列抵抗Rtsの有効性を示すシミュレーション結果を説明するための図である。図7(a)は、受信信号Vrのシミュレーション結果の波形図である。図7(b)は、受信信号Vrのシミュレーション結果の波形品質を示す図である。 7 (a) and 7 (b) are diagrams for explaining the simulation results showing the effectiveness of the series resistor Rts. FIG. 7A is a waveform diagram of the simulation result of the received signal Vr. FIG. 7B is a diagram showing the waveform quality of the simulation result of the received signal Vr.
直列抵抗Rtsの実装が望ましい場合を説明する。図13(a)に示すように、例えば、カプラのX軸方向の長さLが30mmである。カプラのY軸方向の長さWが3.7mmである。カプラのY軸方向の間隔Sが1.6mmである。カプラのZ軸方向の間隔Hが1mmである。この場合、無線通信システム100は、直列抵抗Rtsを設け、並列抵抗Rtpを設けないことにより、ノイズを抑制することができる。
The case where it is desirable to mount the series resistor Rts will be described. As shown in FIG. 13A, for example, the length L of the coupler in the X-axis direction is 30 mm. The length W of the coupler in the Y-axis direction is 3.7 mm. The distance S of the coupler in the Y-axis direction is 1.6 mm. The distance H of the coupler in the Z-axis direction is 1 mm. In this case, the
波形701は、直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpの双方がない場合の受信信号Vrの波形である。抵抗Zinは、50Ωである。直列抵抗Rtsは、短絡状態である。並列抵抗Rtpは、開放状態である。波形701は、信号レベルVsが143.8mVであり、ノイズレベルVnが34.1mVである。SN比(SNR)は、ノイズレベルVnと信号レベルVsの比率であり、(Vn/Vs)×100[%]で表される。SNRは、ノイズレベルVnが分子であり、信号レベルVsが分母であるため、小さい方がノイズレベルVnが小さく望ましい。SNRは、23.7%である。
The
波形702は、直列抵抗Rtsがあり、並列抵抗Rtpがない場合の受信信号Vrの波形である。抵抗Zinは、50Ωである。直列抵抗Rtsは、20Ωである。並列抵抗Rtpは、開放状態である。波形702は、信号レベルVsが128.9mVであり、ノイズレベルVnが17.1mVである。SNRは、13.2%である。
The
波形703は、直列抵抗Rtsがあり、並列抵抗Rtpがない場合の受信信号Vrの波形である。抵抗Zinは、50Ωである。直列抵抗Rtsは、40Ωである。並列抵抗Rtpは、開放状態である。波形703は、信号レベルVsが116.8mVであり、ノイズレベルVnが5.8mVである。SNRは、4.9%である。
The
波形704は、直列抵抗Rtsがなく、並列抵抗Rtpがある場合の受信信号Vrの波形である。抵抗Zinは、50Ωである。直列抵抗Rtsは、短絡状態である。並列抵抗Rtpは、100Ωである。波形704は、信号レベルVsが108.2mVであり、ノイズレベルVnが36.1mVである。SNRは、33.3%である。
The
以上のように、波形701のSNRは、23.7%である。それに対し、波形702は、直列抵抗Rtsが20Ωであり、SNRが13.2%と改善する。また、波形703は、直列抵抗Rtsが40Ωであり、SNRがさらに4.9%と改善する。なお、波形704は、並列抵抗Rtpが100Ωであり、SNRが33.3%と悪化する。
As described above, the SNR of the
上記のシミュレーション結果を考察する。図13(a)に示すように、長さLが30mmと比較的長い。そのため、高周波では、長さLが無視できず、カプラ自体の自己共振が生じ、カプラ間が理想的な電界結合条件から外れてしまう。故に、カプラの伝達特性が乱れ、ノイズレベル(リンキング)Vnが発生すると考えられる。 Consider the above simulation results. As shown in FIG. 13A, the length L is relatively long, 30 mm. Therefore, at high frequencies, the length L cannot be ignored, self-resonance of the coupler itself occurs, and the couplers deviate from the ideal electric field coupling conditions. Therefore, it is considered that the transmission characteristics of the coupler are disturbed and noise level (linking) Vn is generated.
以上のように、長さLが、伝送する信号の高調波成分と比較して無視できないほど長い場合は、カプラに直列抵抗Rtsを接続することにより、ノイズレベルVnが小さくなり、SNRの改善に有効である。 As described above, when the length L is not negligible compared to the harmonic component of the transmitted signal, the noise level Vn is reduced by connecting the series resistor Rts to the coupler, and the SNR is improved. It is valid.
図8(a)および図8(b)は、並列抵抗Rtpの有効性を示すシミュレーション結果を説明するための図である。図8(a)は、受信信号Vrのシミュレーション結果の波形図である。図8(b)は、受信信号Vrのシミュレーション結果の波形品質を示す図である。 8 (a) and 8 (b) are diagrams for explaining the simulation results showing the effectiveness of the parallel resistor Rtp. FIG. 8A is a waveform diagram of the simulation result of the received signal Vr. FIG. 8B is a diagram showing the waveform quality of the simulation result of the received signal Vr.
並列抵抗Rtpの実装が望ましい場合を説明する。図13(b)に示すように、例えば、カプラのX軸方向の長さLが10mmである。カプラのY軸方向の長さWが3.7mmである。カプラのY軸方向の間隔Sが1.6mmである。カプラのZ軸方向の間隔Hが0.1mmである。この場合、無線通信システム100は、直列抵抗Rtsを設けず、並列抵抗Rtpを設けることにより、ノイズを抑制することができる。
The case where the implementation of the parallel resistor Rtp is desirable will be described. As shown in FIG. 13B, for example, the length L of the coupler in the X-axis direction is 10 mm. The length W of the coupler in the Y-axis direction is 3.7 mm. The distance S of the coupler in the Y-axis direction is 1.6 mm. The distance H of the coupler in the Z-axis direction is 0.1 mm. In this case, the
波形801は、直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpの双方がない場合の受信信号Vrの波形である。抵抗Zinは、50Ωである。直列抵抗Rtsは、短絡状態である。並列抵抗Rtpは、開放状態である。波形801は、信号レベルVsが376.8mVであり、ノイズレベルVnが0mVである。SNRは、0%である。
The
波形802は、直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpの双方がない場合の受信信号Vrの波形である。抵抗Zinは、30Ωである。直列抵抗Rtsは、短絡状態である。並列抵抗Rtpは、開放状態である。波形802は、信号レベルVsが474.3mVであり、ノイズレベルVnが51.5mVである。SNRは、10.8%である。
The
波形803は、直列抵抗Rtsがあり、並列抵抗Rtpがない場合の受信信号Vrの波形である。抵抗Zinは、30Ωである。直列抵抗Rtsは、20Ωである。並列抵抗Rtpは、開放状態である。波形803は、信号レベルVsが412.1mVであり、ノイズレベルVnが38.0mVである。SNRは、9.2%である。
The
波形804は、直列抵抗Rtsがなく、並列抵抗Rtpがある場合の受信信号Vrの波形である。抵抗Zinは、30Ωである。直列抵抗Rtsは、短絡状態である。並列抵抗Rtpは、100Ωである。波形804は、信号レベルVsが356.8mVであり、ノイズレベルVnが18.8mVである。SNRは、5.2%である。
The
以上のように、波形801のSNRは0%である。これは、長さLが10mmと短い場合の理想的な電磁界結合条件で動作しているためである。
As described above, the SNR of the
波形802は、抵抗Zinを50Ωから30Ωに変更した場合の波形であり、SNRが10.8%と悪化する。この理由は、抵抗Zinを50Ωから30Ωへ変更したことで、カプラ111aにて反射し、電圧源601へ戻った反射波を抵抗Zinで吸収できず、抵抗Zinでさらに反射し、カプラ111aまで反射波が戻り、ノイズを生じたと考えられる。
The
波形803は、抵抗Zinが30Ωであり、直列抵抗Rtsを接続した場合の波形であり、SNRが9.2%と大きな改善は見られない。それに対し、波形804は、抵抗Zinが30Ωであり、並列抵抗Rtpを接続した場合の波形であり、SNRが5.2%と改善する。
The
上記のシミュレーション結果を考察する。図13(b)に示すように、長さLが10mmと比較的短い。そのため、カプラは、上述したように、理想的な電磁界結合条件で動作しており、カプラの入力インピーダンスは広帯域で50Ωより大きくなる。故に、カプラ111aへ入力する信号成分の多くは反射されてしまう。カプラ111aに並列抵抗Rtpを接続した場合、広帯域でカプラ111aの入力インピーダンスと伝送路113のインピーダンスがおよそマッチングされ、反射波が低減される。その結果、ノイズレベルVnが低減されると考えられる。
Consider the above simulation results. As shown in FIG. 13B, the length L is relatively short at 10 mm. Therefore, as described above, the coupler operates under ideal electromagnetic field coupling conditions, and the input impedance of the coupler is larger than 50Ω in a wide band. Therefore, most of the signal components input to the
以上のように、抵抗Zinが伝送路113のインピーダンスからずれるなど、伝送路113上でインピーダンス不整合による反射を生じる場合、カプラ111aに並列抵抗Rtpを接続することにより、SNRが改善する。
As described above, when the resistor Zin deviates from the impedance of the
図9(a)および図9(b)は、直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpの有効性を示すシミュレーション結果を説明するための図である。図9(a)は、受信信号Vrのシミュレーション結果の波形図である。図9(b)は、受信信号Vrのシミュレーション結果の波形品質を示す図である。 9 (a) and 9 (b) are diagrams for explaining the simulation results showing the effectiveness of the series resistance Rts and the parallel resistance Rtp. FIG. 9A is a waveform diagram of the simulation result of the received signal Vr. FIG. 9B is a diagram showing the waveform quality of the simulation result of the received signal Vr.
直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpの双方の実装が望ましい場合を説明する。図13(c)に示すように、例えば、カプラのX軸方向の長さLが30mmである。カプラのY軸方向の長さWが3.7mmである。カプラのY軸方向の間隔Sが1.6mmである。カプラのZ軸方向の間隔Hが1mmである。図7(a)の課題と図8(a)の課題が複合された場合、無線通信システム100は、直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpを設けることにより、ノイズを抑制することができる。
The case where it is desirable to mount both the series resistor Rts and the parallel resistor Rtp will be described. As shown in FIG. 13 (c), for example, the length L of the coupler in the X-axis direction is 30 mm. The length W of the coupler in the Y-axis direction is 3.7 mm. The distance S of the coupler in the Y-axis direction is 1.6 mm. The distance H of the coupler in the Z-axis direction is 1 mm. When the problem of FIG. 7A and the problem of FIG. 8A are combined, the
波形901は、直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpの双方がない場合の受信信号Vrの波形である。抵抗Zinは、30Ωである。直列抵抗Rtsは、短絡状態である。並列抵抗Rtpは、開放状態である。波形901は、信号レベルVsが179.4mVであり、ノイズレベルVnが42.5mVである。SNRは、23.6%である。
The
波形902は、直列抵抗Rtsがあり、並列抵抗Rtpがない場合の受信信号Vrの波形である。抵抗Zinは、30Ωである。直列抵抗Rtsは、40Ωである。並列抵抗Rtpは、開放状態である。波形902は、信号レベルVsが145.8mVであり、ノイズレベルVnが22.5mVである。SNRは、15.4%である。
The
波形903は、直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpの双方がある場合の受信信号Vrの波形である。抵抗Zinは、30Ωである。直列抵抗Rtsは、40Ωである。並列抵抗Rtpは、100Ωである。波形903は、信号レベルVsが105.4mVであり、ノイズレベルVnが12.7mVである。SNRは、12.0%である。
The
波形904は、直列抵抗Rtsがなく、並列抵抗Rtpがある場合の受信信号Vrの波形である。抵抗Zinは、30Ωである。直列抵抗Rtsは、短絡状態である。並列抵抗Rtpは、100Ωである。波形904は、信号レベルVsが133.5mVであり、ノイズレベルVnが44.0mVである。SNRは、32.9%である。
The
以上のように、カプラの長さLは、30mmと比較的長い。抵抗Zinは、30Ωである。波形901は、抵抗Zinが30Ωであり、SNRが23.6%である。これに対して、波形902は、抵抗Zinが30Ωであり、直列抵抗Rtsを接続した場合の波形であり、SNRが15.4%と改善する。波形903は、抵抗Zinが30Ωであり、直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpを接続した場合の波形であり、SNRが12.0%とさらに改善する。なお、波形904は、抵抗Zinが30Ωであり、並列抵抗Rtpを接続した場合の波形であり、SNRが32.9%と悪化した。
As described above, the length L of the coupler is relatively long, 30 mm. The resistance Zin is 30Ω. The
以上のように、カプラの長さLが、伝送する信号の高調波成分と比較して無視できないほど長く、かつ、抵抗Zinが伝送路113のインピーダンスからずれているなど、伝送路113上でインピーダンス不整合による反射を生じる場合がある。その場合、無線通信システム100は、カプラ111aに直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpの双方を接続することにより、ノイズレベルVnを低減し、SNRを改善させることができる。
As described above, the length L of the coupler is so long as compared with the harmonic component of the signal to be transmitted, and the resistance Zin deviates from the impedance of the
図10(a)は、図3の直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpの実装例を示す斜視図である。2個の直列抵抗Rtsおよび2個の並列抵抗Rtpは、可能な限り、カプラ111aおよび111bの近くに配置されることが好ましい。2個の直列抵抗Rtsおよび2個の並列抵抗Rtpは、誘電体材料115上に実装される。カプラ111aおよび111bは、それぞれ、直列抵抗Rtpを介して、伝送路113に接続される。直列抵抗Rrsおよび並列抵抗Rrpも、直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpと同様である。
FIG. 10A is a perspective view showing an implementation example of the series resistor Rts and the parallel resistor Rtp of FIG. The two series resistors Rts and the two parallel resistors Rtp are preferably located as close to the
図10(b)は、図3の直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpの他の実装例を示す斜視図である。2個の直列抵抗Rtsおよび2個の並列抵抗Rtpは、可能な限り、カプラ111aおよび111bの近くに配置されることが好ましい。伝送路113は、フレキシブル伝送路である。2個の直列抵抗Rtsおよび2個の並列抵抗Rtpは、フレキシブル伝送路113上に実装される。直列抵抗Rrsおよび並列抵抗Rrpも、直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpと同様である。
FIG. 10B is a perspective view showing another mounting example of the series resistor Rts and the parallel resistor Rtp of FIG. The two series resistors Rts and the two parallel resistors Rtp are preferably located as close to the
なお、説明の便宜上、直列抵抗Rrsおよび並列抵抗Rrpがない場合を説明したが、これに限定されない。直列抵抗Rrsおよび並列抵抗Rrpを設け、直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpを削除してもよい。直列抵抗Rrsおよび並列抵抗Rrpを設けた場合も、直列抵抗Rtsおよび並列抵抗Rtpと同様の効果が得られる。また、直列抵抗Rts,Rrsおよび並列抵抗Rtp,Rrpを設けてもよい。 For convenience of explanation, the case where there is no series resistor Rrs and parallel resistor Rrp has been described, but the present invention is not limited to this. The series resistance Rrs and the parallel resistance Rrp may be provided, and the series resistance Rts and the parallel resistance Rtp may be deleted. When the series resistor Rrs and the parallel resistor Rrp are provided, the same effect as the series resistor Rts and the parallel resistor Rtp can be obtained. Further, series resistors Rts and Rrs and parallel resistors Rtp and Rrp may be provided.
また、図4のシングルエンド信号の伝送の場合を例に説明したが、図3の差動信号の伝送の場合も、図4のシングルエンド信号の伝送の場合と同様の効果が得られる。また、反射を抑制するという観点より、直列抵抗RtsおよびRrsのインピーダンスは、伝送路113および123の特性インピーダンスよりも低く、並列抵抗RtpおよびRrpのインピーダンスは、伝送路113および123の特性インピーダンスよりも高い。
Further, although the case of transmitting the single-ended signal of FIG. 4 has been described as an example, the same effect as the case of transmitting the single-ended signal of FIG. 4 can be obtained in the case of transmitting the differential signal of FIG. Further, from the viewpoint of suppressing reflection, the impedances of the series resistors Rts and Rrs are lower than the characteristic impedances of the
また、図5(a)および図5(b)では、カプラ111a,111b,121aおよび121bは、長方形であるが、これに限定されない。カプラ間で電磁界結合が成されるのであれば、カプラは、いかなる形状でもよい。例えば、カプラは、円形でもよいし、他の形状(台形または多角形など)であってもよい。また、カプラは、平板ではなく、立体的な構造であってもよい。
Further, in FIGS. 5A and 5B, the
また、図5(a)および図5(b)では、カプラ111a,111b,121aおよび121bは、誘電体材料115および125上に形成されるが、これに限定されない。例えば、カプラは、金属加工等で構成され、機械的な固定方法で空間上に配置してもよい。また、直列抵抗Rts,Rrsおよび並列抵抗Rtp,Rrpは、高周波にて抵抗とみなせるフェライトビーズでもよい。
Further, in FIGS. 5A and 5B, the
(第2の実施形態)
図11(a)および図11(b)は、第2の実施形態によるカプラ111a,111b,121aおよび121bの構造例を示す図である。図11(a)は、カプラ111a,111b,121aおよび121bの構造例を示す斜視図である。図11(b)は、Z軸方向から見たカプラ111a,111b,121aおよび121bの構造例を示す平面図である。
(Second Embodiment)
11 (a) and 11 (b) are diagrams showing structural examples of
図5(a)および図5(b)では、カプラ111a,111b,121aおよび121bの位置が固定である。図11(a)および図11(b)では、カプラ111a,111b,121aおよび121bは、中心軸1100に対して、回転可能である。
In FIGS. 5A and 5B, the positions of the
図11(a)に示すように、カプラ111aおよび111bは、中心軸1100が略等しく、直径が異なる2つの輪状の平面導体である。カプラ121aおよび121bも、中心軸1100が略等しく、直径が異なる2つの輪状の平面導体である。給電点P1は、カプラ111aに接続される。給電点P2は、カプラ111bに接続される。給電点P3は、カプラ121aに接続される。給電点P4は、カプラ121bに接続される。
As shown in FIG. 11A, the
図11(b)に示すように、Z軸方向から平面視した場合、カプラ111aおよび121aは、相互に重なり、カプラ111bおよび121bは、相互に重なる。
As shown in FIG. 11B, when viewed in a plan view from the Z-axis direction, the
中心軸1100は、カプラ111a,111b,121aおよび121bの中心点を通過するZ軸に平行な中心軸である。カプラ111a,111bとカプラ121a,121bは、いずれか一方または双方が回転可能であり、回転しても、カプラ間の電磁界結合の変化を抑制することができる。
The
カプラ111a,111b,121aおよび121bは、カプラ111a,111bとカプラ121a,121bの間隔を維持したまま、中心軸1100nに対して回転することができる。
The
なお、カプラ111a,111b,121aおよび121bは、輪状の導体に限定されない。カプラ111a,111b,121aおよび121bは、回転の各角度において、通信可能な範囲で、電磁界結合の変化を抑制することができればよく、円でなく、多角形でもよいし、一部にスリットが入っていてもよい。また、カプラ111aとカプラ121aは、相互に、直径が異なっていてもよく、カプラ111bとカプラ121bは、相互に、直径が異なっていてもよい。
The
(第3の実施形態)
図12(a)および図12(b)は、第3の実施形態によるカプラ111a,111b,121aおよび121bの構造例を示す図である。図12(a)は、カプラ111a,111b,121aおよび121bの構造例を示す斜視図である。図11(b)は、Z軸方向から見たカプラ111a,111b,121aおよび121bの構造例を示す平面図である。
(Third Embodiment)
12 (a) and 12 (b) are diagrams showing structural examples of
図5(a)および図5(b)では、カプラ111a,111b,121aおよび121bの位置が固定である。図12(a)および図12(b)では、カプラ121aおよび121bは、カプラ111aおよび111bに対して、X軸方向に直線移動が可能である。
In FIGS. 5A and 5B, the positions of the
カプラ111aおよび111bは、誘電体材料115の一方の面上に形成される。給電点P1およびP2は、誘電体材料115の他方の面上に形成される。給電点P1は、カプラ111aの中央部に接続される。給電点P2は、カプラ111bの中央部に接続される。
The
カプラ121aおよび121bは、誘電体材料125の一方の面上に形成される。給電点P3およびP4は、誘電体材料125の他方の面上に形成される。給電点P3は、カプラ121aの中央部に接続される。給電点P4は、カプラ121bの中央部に接続される。
The
カプラ111a,111b,121aおよび121bは、それぞれ、X軸方向に細長い平板導体である。カプラ111aおよび111bの長手方向は、カプラ121aおよび121bの長手方向より長い。カプラ111aおよび111bの一部は、それぞれ、X軸方向から見た場合、カプラ121aおよび121bに重なる。
The
カプラ121aおよび121bは、カプラ111aおよび111bに対して、X軸方向に直線移動することができる。その場合、カプラ111aおよび111bの一部は、それぞれ、X軸方向から見た場合、カプラ121aおよび121bに重なる。また、カプラ121aおよび121bが直線移動しても、カプラ間の電磁界結合の変化を抑制することができる。
The
カプラ121aおよび121bは、カプラ111a,111bとカプラ121a,121bの間隔を維持したまま、X軸方向に直線移動することができる。
The
なお、カプラ121aおよび121bの長手方向がカプラ111aおよび111bの長手方向より長くてもよい。その場合、カプラ111aおよび111bは、カプラ121aおよび121bに対して、X軸方向に直線移動することができる。
The longitudinal direction of the
なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。 It should be noted that all of the above embodiments merely show examples of embodiment in carrying out the present invention, and the technical scope of the present invention should not be construed in a limited manner by these. That is, the present invention can be implemented in various forms without departing from the technical idea or its main features.
100 無線通信システム、110,120 無線通信モジュール、111a,111b,121a,121b カプラ、112 送信回路、113,123 伝送路、122 受信回路、124 整形回路、Rts,Rrs 直列抵抗、Rtp,Rrp 並列抵抗 100 wireless communication system, 110, 120 wireless communication module, 111a, 111b, 121a, 121b coupler, 112 transmission circuit, 113, 123 transmission line, 122 reception circuit, 124 shaping circuit, Rts, Rrs series resistance, Rtp, Rrp parallel resistance
Claims (18)
他の無線通信装置との間で電界結合により信号の無線通信を行うための電極として機能する第1の導体と、
前記第1の導体に接続される第1の伝送路と、
前記第1の伝送路に対して直列に接続される第1の抵抗とを有し、
前記第1の抵抗のインピーダンスは、前記第1の伝送路の特性インピーダンスより低いことを特徴とする無線通信装置。 It ’s a wireless communication device,
A first conductor that functions as an electrode for wireless communication of signals by electric field coupling with other wireless communication devices,
The first transmission line connected to the first conductor and
It has a first resistor connected in series with the first transmission line.
A wireless communication device characterized in that the impedance of the first resistor is lower than the characteristic impedance of the first transmission line.
前記第2の抵抗のインピーダンスは、前記第1の伝送路の特性インピーダンスより高いことを特徴とする請求項2に記載の無線通信装置。 The impedance of the first resistor is lower than the characteristic impedance of the first transmission line.
The wireless communication device according to claim 2, wherein the impedance of the second resistor is higher than the characteristic impedance of the first transmission line.
他の無線通信装置との間で電界結合により信号の無線通信を行うための電極として機能する第1の導体と、
前記第1の導体に接続される第1の伝送路と、
前記第1の伝送路に対して並列に接続される第1の抵抗とを有し、
前記第1の抵抗のインピーダンスは、前記第1の伝送路の特性インピーダンスより高いことを特徴とする無線通信装置。 It ’s a wireless communication device,
A first conductor that functions as an electrode for wireless communication of signals by electric field coupling with other wireless communication devices,
The first transmission line connected to the first conductor and
It has a first resistor connected in parallel to the first transmission line.
A wireless communication device characterized in that the impedance of the first resistor is higher than the characteristic impedance of the first transmission line.
前記第1の導体に接続される第2の伝送路と、
前記第2の伝送路に対して、直列または並列に接続される第3の抵抗とをさらに有し、
前記第1の導体および前記第2の導体は、差動信号の無線通信を行うための電極であることを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載の無線通信装置。 A second conductor that functions as an electrode for wireless communication of signals by electric field coupling with the other wireless communication device, and
A second transmission line connected to the first conductor,
It further has a third resistor connected in series or in parallel to the second transmission line.
The wireless communication device according to any one of claims 1 to 4, wherein the first conductor and the second conductor are electrodes for performing wireless communication of differential signals.
前記第1の導体は、前記第2の導体の電位を基準電位として、シングルエンド信号の無線通信を行うための電極であることを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載の無線通信装置。 It also has a second conductor connected to the reference potential line,
The first conductor according to any one of claims 1 to 4, wherein the first conductor is an electrode for performing wireless communication of a single-ended signal using the potential of the second conductor as a reference potential. Wireless communication device.
第2の無線通信装置とを有し、
前記第1の無線通信装置は、
前記第2の無線通信装置との間で電界結合により信号の無線通信を行うための電極として機能する第1の導体と、
前記第1の導体に接続される第1の伝送路と、
前記第1の伝送路に対して直列に接続される第1の抵抗とを有し、
前記第1の抵抗のインピーダンスは、前記第1の伝送路の特性インピーダンスより低く、
前記第2の無線通信装置は、
前記第1の導体との間で電界結合により信号の無線通信を行うための電極として機能する第2の導体と、
前記第2の導体に接続される第2の伝送路とを有することを特徴とする無線通信システム。 The first wireless communication device and
It has a second wireless communication device and
The first wireless communication device is
A first conductor that functions as an electrode for wireless communication of a signal by electric field coupling with the second wireless communication device, and
The first transmission line connected to the first conductor and
It has a first resistor connected in series with the first transmission line.
The impedance of the first resistor is lower than the characteristic impedance of the first transmission line.
The second wireless communication device is
A second conductor that functions as an electrode for wireless communication of signals by electric field coupling with the first conductor,
A wireless communication system having a second transmission line connected to the second conductor.
第2の無線通信装置とを有し、
前記第1の無線通信装置は、
前記第2の無線通信装置との間で電界結合により信号の無線通信を行うための電極として機能する第1の導体と、
前記第1の導体に接続される第1の伝送路と、
前記第1の伝送路に対して並列に接続される第1の抵抗とを有し、
前記第1の抵抗のインピーダンスは、前記第1の伝送路の特性インピーダンスより高く、
前記第2の無線通信装置は、
前記第1の導体との間で電界結合により信号の無線通信を行うための電極として機能する第2の導体と、
前記第2の導体に接続される第2の伝送路とを有することを特徴とする無線通信システム。 The first wireless communication device and
It has a second wireless communication device and
The first wireless communication device is
A first conductor that functions as an electrode for wireless communication of a signal by electric field coupling with the second wireless communication device, and
The first transmission line connected to the first conductor and
It has a first resistor connected in parallel to the first transmission line.
The impedance of the first resistor is higher than the characteristic impedance of the first transmission line.
The second wireless communication device is
A second conductor that functions as an electrode for wireless communication of signals by electric field coupling with the first conductor,
A wireless communication system having a second transmission line connected to the second conductor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2019123172A JP2021010116A (en) | 2019-07-01 | 2019-07-01 | Wireless communication apparatus and wireless communication system |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2019123172A JP2021010116A (en) | 2019-07-01 | 2019-07-01 | Wireless communication apparatus and wireless communication system |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2021010116A true JP2021010116A (en) | 2021-01-28 |
Family
ID=74200113
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2019123172A Pending JP2021010116A (en) | 2019-07-01 | 2019-07-01 | Wireless communication apparatus and wireless communication system |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2021010116A (en) |
-
2019
- 2019-07-01 JP JP2019123172A patent/JP2021010116A/en active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP3490204B1 (en) | Generation of differential signals | |
US9009381B2 (en) | USB connector for wireless communication device | |
US10637524B2 (en) | Communication system, communication apparatus, and communication method | |
WO2013069307A1 (en) | Contactless communication system and dipole antenna | |
US11128346B2 (en) | Antenna module and transmission system | |
CN111835374B (en) | Wireless communication device, wireless communication system, and communication method | |
US9094240B2 (en) | Passive equalizer and high-speed digital signal transmission system using the same | |
US20220109470A1 (en) | Wireless communication system and reception apparatus | |
US9419679B2 (en) | Cable for transmitting signal | |
EP2613487B1 (en) | Common-mode termination within communication systems | |
JP2021010116A (en) | Wireless communication apparatus and wireless communication system | |
JP2017059517A (en) | Electronic apparatus, and printer | |
US6614848B2 (en) | Device for transmitting signals between moving parts | |
JP5322177B2 (en) | Electromagnetic coupler and information communication equipment using the same | |
JP4739178B2 (en) | Signal equalizer | |
US11489556B2 (en) | Communication apparatus, wireless communication system, and communication method | |
JP2021040303A (en) | Communication device, wireless communication system, and communication method | |
US10592458B1 (en) | Bimodal impedance matching terminators | |
WO2018131317A1 (en) | Transmission antenna module, non-contact transmission module, non-contact communication system provided therewith and non-contact communication method | |
JP7383468B2 (en) | Communication device, wireless communication system, and communication method | |
CN112398540B (en) | Optical module and signal processing system comprising same | |
JP2023132454A (en) | Communication device and communication system | |
US11736145B2 (en) | Graduated frequency response non-contacting slip ring probe | |
JP2009071522A (en) | Digital broadcasting wave receiver | |
JP2023084939A (en) | Communication device and communication system |