JP2020507986A - 無線通信システムにおける位相雑音を推定するための方法及びそのために装置 - Google Patents

Abstract

無線通信システムにおける端末が位相推定（Phase Tracking）を遂行する方法及び装置に関するものである。本発明によれば、特定パターンによって設定されたＤＭＲＳ（Demodulation Reference Signal）をＤＭＲＳシンボルを通じて基地局から受信し、前記位相推定に使われる複数の参照信号を前記基地局から受信し、かつ前記複数の参照信号は特定アンテナポート上で転送され、前記位相推定のために他のアンテナポート上で転送される少なくとも１つの他の参照信号と同一の特定資源領域を通じて受信され、前記ＤＭＲＳまたは前記複数の参照信号のうち、少なくとも１つに基づいて前記位相推定を遂行するステップを含む方法及び装置を提供することができる。【選択図】図２６

Description

本発明は無線通信システムに関し、より詳しくは、無線通信システムにおける位相雑音を推定するための信号の生成及びこれを転送するための方法及びそのための装置に関する。

移動通信システムは、ユーザの活動性を保障しながら音声サービスを提供するために開発された。しかしながら、移動通信システムは、音声だけでなくデータサービスまで領域を拡張し、現在では、爆発的なトラフィックの増加によって資源の不足現象が引き起こされ、ユーザがより高速のサービスを要求するので、より発展した移動通信システムが要求されている。

次世代移動通信システムの要求条件は、大きく爆発的なデータトラフィックの収容、ユーザ当たりの送信率の画期的な増加、大幅増加した接続デバイス数の収容、非常に低いエンドツーエンド遅延（End-to-End Latency）、高エネルギー効率をサポートできなければならない。このために、多重続性（Dual Connectivity）、大規模多重入出力（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ：Massive Multiple Input Multiple Output）、全二重（In-band Full Duplex）、非直交多重接続（ＮＯＭＡ：Non-Orthogonal Multiple Access）、超広帯域（Super wideband）サポート、端末ネットワーキング（Device Networking）等、多様な技術が研究されている。

本発明は位相雑音を推定するための方法及び装置を提供することをその目的とする。

また、本発明はＰＴＲＳ（Phase Tacking Reference Signal）を用いてＣＰＥ（Common Phase Error）／ＣＦＯ（Carrier Frequency Offset）値を推定するための方法及び装置を提供することをその目的とする。

また、本発明は１つのＰＴＲＳを用いて複数のアンテナポートで位相推定を遂行する方法及び装置を提供することをその目的とする。

また、本発明は各階層のＰＴＲＳが同一の資源領域を用いて転送される方法及び装置を提供することをその目的とする。

また、本発明は複数の端末のＰＴＲＳを時間領域及び周波数領域に設定する方法及び装置を提供することをその目的とする。

本明細書で達成しようとする技術的課題は以上で言及した技術的課題に制限されず、言及しない更に他の技術的課題は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。

具体的に、本発明の一実施形態に従う端末の位相推定（Phase Tracking）方法は、特定パターンによって設定されたＤＭＲＳ（Demodulation Reference Signal）をＤＭＲＳシンボルを通じて基地局から受信するステップと、前記位相推定に使われる複数の参照信号を前記基地局から受信するステップと、前記複数の参照信号は特定アンテナポート上で転送され、前記位相推定のために他のアンテナポート上で転送される少なくとも１つの他の参照信号と同一の特定資源領域を通じて受信され、前記ＤＭＲＳまたは前記複数の参照信号のうち、少なくとも１つに基づいて前記位相推定を遂行するステップを含む。

また、本発明で、前記ＤＭＲＳ及び前記複数の参照信号は同一のプリコーダを通じてプリコーディングされる。

また、本発明で、前記複数の参照信号の各々は前記特定資源領域の各シンボル間に互いに同一である。

また、本発明で、前記複数の参照信号と前記少なくとも１つの他の参照信号は同一である。

また、本発明で、前記ＤＭＲＳ及び前記複数の第１参照信号は同一の直交カバーコード（Orthogonal Code Cover）または同一のＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）コードを通じて生成される。

また、本発明で、前記特定資源領域は周波数領域で前記ＤＭＲＳと同一の周波数トーンに設定される。

また、本発明は、前記ＤＭＲＳを用いて各シンボルの有効チャンネルを生成するステップをさらに含み、かつ前記位相推定を遂行するステップは、前記各シンボルの生成された有効チャンネルを推定するステップと、前記ＤＭＲＳと前記複数の参照信号のうちの１つを用いてシンボル間の位相差を推定するステップを含む。

また、本発明で、前記複数の参照信号は時間領域で特定パターンによって設定される。

また、本発明は、前記基地局から前記特定パターンを示すパターン情報を受信するステップをさらに含み、かつ前記特定パターンは前記端末の第１タイムパターン及び前記端末と共にスケジューリングされる他の端末の第２タイムパターンのうち、オーバーヘッドが最も大きいタイムパターンまたは前記第１タイムパターンである。

また、本発明は、前記基地局から前記端末と共にスケジューリングされる他の端末のスケジューリング情報を受信するステップをさらに含み、かつ前記特定パターンは前記端末のタイムパターンであり、前記参照信号は前記スケジューリング情報に基づいて前記特定資源領域のうち、前記他の端末との干渉が発生しない資源領域で転送される。

また、本発明は、外部と無線信号を送信及び受信する通信部と、前記通信部と機能的に結合されているプロセッサを含み、かつ前記プロセッサは、特定パターンによって設定されたＤＭＲＳ（Demodulation Reference Signal）をＤＭＲＳシンボルを通じて基地局から受信し、前記位相推定に使われる複数の参照信号を前記基地局から受信し、前記複数の参照信号は特定アンテナポート上で転送され、前記位相推定のために他のアンテナポート上で転送される少なくとも１つの他の参照信号と同一の特定資源領域を通じて受信され、前記ＤＭＲＳまたは前記複数の参照信号のうち、少なくとも１つに基づいて前記位相推定を遂行する端末を提供する。

本発明はＰＴＲＳを通じてＣＰＥ（Common Phase Error）及びＣＦＯ（Carrier Frequency Offset）値を推定して位相雑音を補償することができる効果がある。

また、本発明は１つのＰＴＲＳを用いて複数のアンテナポートで位相推定を遂行することによって、参照信号のオーバーヘッドを減少させることができ、Transparentな動作を遂行することができる。

また、本発明は各階層のＰＴＲＳを同一の資源領域で転送することによって、参照信号のオーバーヘッドを減少させることができ、Transparentな動作を遂行することができる。

また、本発明は端末によって時間領域及び周波数領域にＰＴＲＳを配置することによって、端末間のＰＴＲＳ転送に対する干渉を減らすことができ、Transparentな構造でＰＴＲＳを配置することができる。

本明細書で得られる効果は以上で言及した効果に制限されず、言及しない更に他の効果は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。

本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部に含まれる添付図面は本発明に対する実施形態を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的特徴を説明する。

本明細書で提案する方法が適用できる無線通信システムにおける無線フレームの構造を示す。 本明細書で提案する方法が適用できる無線通信システムにおける１つのダウンリンクスロットに対する資源グリッド（resource grid）を例示した図である。 本明細書で提案する方法が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンクサブフレームの構造を示す。 本明細書で提案する方法が適用できる無線通信システムにおけるアップリンクサブフレームの構造を示す。 本明細書で提案する方法が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンク資源ブロック対にマッピングされた参照信号パターンを例示する。 ドップラスペクトルの一例を示す。 本明細書で提案する方法が適用できるアンテナ設定（antenna configuration）の一例を示した図である。 ＤＭ−ＲＳ及びＰＴＲＳ構造の一例を示した図である。 ＤＭ−ＲＳ及びＰＴＲＳ構造の更に他の一例を示した図である。 本明細書で提案する方法が適用できるアンテナ設定（antenna configuration）の更に他の一例を示した図である。 ＤＭ−ＲＳ及びＰＴＲＳ構造の更に他の一例を示した図である。 ＤＭ−ＲＳ及びＰＴＲＳ構造の更に他の一例を示した図である。 本明細書で提案する方法が適用できるアンテナ設定（antenna configuration）の更に他の一例を示した図である。 ＤＭ−ＲＳ及びＰＴＲＳ構造の更に他の一例を示した図である。 ＤＭ−ＲＳ及びＰＴＲＳ構造の更に他の一例を示した図である。 本明細書で提案するＤＭＲＳ及びＰＴＲＳ構造の一例を示した図である。 本明細書で提案するＤＭＲＳ及びＰＴＲＳ構造の一例を示した図である。 本明細書で提案するＰＴＲＳシンボル構造の一例を示した図である。 本明細書で提案するＤＭ−ＲＳポートとＰＴＲＳポートの間の互いに異なるポートを定義した一例を示す。 本明細書で提案する低いＲＳオーバーヘッドと同一の転送位相雑音を考慮したＰＴＲＳ構造の一例を示した図である。 本明細書で提案する低いＲＳオーバーヘッドと互いに異なる転送位相雑音を考慮したＰＴＲＳ構造の一例を示した図である。 本明細書で提案するＰＴＲＳを用いて位相回転（Phase Rotation）を推定するための方法の一例を示したフローチャートである。 本明細書で提案する複数のアンテナポートがＰＴＲＳを共有する方法の一例を示した図である。 本明細書で提案するＣＤＭ（Code Division Multiplexing）を用いてＰＴＲＳを転送する方法の一例を示した図である。 本明細書で提案するＦＤＭ（Frequency Division Multiplexing）を用いてＰＴＲＳを転送する方法の一例を示した図である。 本明細書で提案する複数のＰＴＲＳが同一の資源領域を用いて転送される方法の一例を示した図である。 本明細書で提案するＰＴＲＳを配置する方法の一例を示した図である。 本明細書で提案する端末がＰＴＲＳを用いて位相回転（Phase Rotation）を推定する方法の一例を示したフローチャートである。 本明細書で提案する方法が適用できる無線装置の内部ブロック図の一例を示した図である。

以下、本発明にかかる好ましい実施の形態を添付された図面を参照して詳細に説明する。添付された図面と共に以下に開示する詳細な説明は、本発明の例示的な実施の形態を説明するためのものであり、本発明が実施されうる唯一の実施の形態を示すためのものではない。以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために具体的細部事項を含む。しかしながら、当業者は、本発明がこのような具体的細部事項がなくても実施できることを理解すべきである。

いくつかの場合、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置は省略されるか、または各構造及び装置の核心機能を中心にしたブロック図形式で示されることができる。

本明細書において基地局は、端末と直接的に通信を行うネットワークの終端ノード（terminal node）としての意味を有する。本文書において基地局により行われると説明された特定動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（upper node）により行われても良い。即ち、基地局を含む多数のネットワークノード（network nodes）からなるネットワークにおいて端末との通信のために行われる多様な動作は、基地局または基地局以外の他のネットワークノードにより行われうることは明らかである。「基地局（ＢＳ：Base Station）」は、固定局（fixed station）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮＢ（evolved-NodeB）、ＢＴＳ（base transceiver system）、アクセスポイント（ＡＰ：Access Point）などの用語により代替されることができる。また、「端末（Terminal）」は、固定されるか、または移動性を有することができ、ＵＥ（User Equipment）、ＭＳ（Mobile Station）、ＵＴ（user terminal）、ＭＳＳ（Mobile subscriber Station）、ＳＳ（Subscriber Station）、ＡＭＳ（Advanced Mobile Station）、ＷＴ（Wireless terminal）、ＭＴＣ（Machine-Type Communication）装置、Ｍ２Ｍ（Machine-to-Machine）装置、Ｄ２Ｄ（Device-to-Device）装置などの用語に代替されることができる。

以下、ダウンリンク（ＤＬ：downlink）は、基地局から端末への通信を意味し、アップリンク（ＵＬ：uplink）は、端末から基地局への通信を意味する。ダウンリンクにおける送信機は、基地局の一部で、受信機は、端末の一部でありうる。アップリンクにおける送信機は、端末の一部で、受信機は、基地局の一部でありうる。

以下の説明において用いられる特定用語は、本発明の理解に役立つために提供されたものであり、このような特定用語の使用は、本発明の技術的思想から外れない範囲内で他の形態に変更されることができる。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（code division multiple access）、ＦＤＭＡ（frequency division multiple access）、ＴＤＭＡ（time division multiple access）、ＯＦＤＭＡ（orthogonal frequency division multiple access）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（single carrier frequency division multiple access）、ＮＯＭＡ（non-orthogonal multiple access）などのような多様な無線接続システムに利用されることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（universal terrestrial radio access）またはＣＤＭＡ２０００のような無線技術（radio technology）により具現化されることができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（global system for mobile communications）／ＧＰＲＳ（general packet radio service）／ＥＤＧＥ（enhanced data rates for GSM evolution）のような無線技術により具現化されることができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（evolved UTRA）などのような無線技術により具現化されることができる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（universal mobile telecommunications system）の一部である。３ＧＰＰ（3rd generation partnership project）ＬＴＥ（long term evolution）は、Ｅ−ＵＴＲＡを使用するＥ−ＵＭＴＳ（evolved UMTS）の一部であり、ダウンリンクにおいてＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクにおいてＳＣ−ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ−Ａ（advanced）は、３ＧＰＰ ＬＴＥの進化である。

本発明の実施の形態は、無線接続システムであるＩＥＥＥ ８０２、３ＧＰＰ及び３ＧＰＰ２のうち、少なくとも１つに開示された標準文書により裏付けられることができる。即ち、本発明の実施の形態のうち、本発明の技術的思想を明確にあらわすために、説明しないステップまたは部分は、前記文書により裏付けられることができる。また、本文書に開示しているすべての用語は、前記標準文書により説明されることができる。

説明を明確にするために、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａを中心に記述するが、本発明の技術的特徴がこれに制限されるのではない。

本発明が適用されることができる無線通信システム一般

図１は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて無線フレームの構造を示す。

３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａでは、ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）に適用可能なタイプ１無線フレーム（radio frame）構造とＴＤＤ（Time Division Duplex）に適用可能なタイプ２の無線フレーム構造を支援する。

図１において無線フレームの時間領域での大きさは、Ｔ＿ｓ＝１／（１５０００＊２０４８）の時間単位の倍数で表現される。ダウンリンク及びアップリンク送信は、Ｔ＿ｆ＝３０７２００＊Ｔ＿ｓ＝１０ｍｓの区間を有する無線フレームから構成される。

図１の（ａ）は、タイプ１無線フレームの構造を例示する。タイプ１無線フレームは、全二重（full duplex）及び半二重（half duplex）ＦＤＤに全部適用されることができる。

無線フレーム（radio frame）は、１０個のサブフレーム（subframe）から構成される。１つの無線フレームは、Ｔ＿ｓｌｏｔ＝１５３６０＊Ｔ＿ｓ＝０．５ｍｓ長の２０個のスロットから構成され、各スロットは、０から１９までのインデックスが付与される。１つのサブフレームは、時間領域（time domain）において連続的な２個のスロット（slot）から構成され、サブフレームｉは、スロット２ｉ及びスロット２ｉ＋１から構成される。１つのサブフレームを送信するのにかかる時間をＴＴＩ（transmission time interval）という。例えば、１つのサブフレームの長さは１ｍｓで、１つのスロットの長さは０．５ｍｓでありうる。

ＦＤＤでアップリンク送信及びダウンリンク送信は、周波数ドメインにおいて区分される。全二重ＦＤＤに制限がないことに対し、半二重ＦＤＤ動作において端末は、同時に送信及び受信することができない。

１つのスロットは、時間領域において複数のＯＦＤＭ（orthogonal frequency division multiplexing）シンボルを含み、周波数領域において多数の資源ブロック（ＲＢ：Resource Block）を含む。３ＧＰＰ ＬＴＥは、ダウンリンクでＯＦＤＭＡを使用するので、ＯＦＤＭシンボルは、１つのシンボル区間（symbol period）を表現するためのものである。ＯＦＤＭシンボルは、１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルまたはシンボル区間ということができる。資源ブロック（Resource Block）は、資源割り当て単位で、１つのスロットにおいて複数の連続的な副搬送波（subcarrier）を含む。

図１の（ｂ）は、タイプ２フレーム構造（frame structure type 2）を示す。

タイプ２無線フレームは、各１５３６００＊Ｔ＿ｓ＝５ｍｓの長さの２個のハーフフレーム（half frame）から構成される。各ハーフフレームは、３０７２０＊Ｔ＿ｓ＝１ｍｓ長さの５個のサブフレームから構成される。

ＴＤＤシステムのタイプ２フレーム構造においてアップリンク−ダウンリンク構成（uplink-downlink configuration）は、すべてのサブフレームに対してアップリンクとダウンリンクが割り当てされる（または予約される）かどうかを表す規則である。

表１は、アップリンク−ダウンリンク構成を表す。

表１を参照すると、無線フレームの各サブフレーム別に、「Ｄ」は、ダウンリンク送信のためのサブフレームを表し、「Ｕ」は、アップリンク送信のためのサブフレームを表し、「Ｓ」は、ＤｗＰＴＳ（Downlink Pilot Time Slot）、保護区間（ＧＰ：Guard Period）、ＵｐＰＴＳ（Uplink Pilot Time Slot）３とおりのフィールドから構成されるスペシャルサブフレーム（special subframe）を表す。

ＤｗＰＴＳは、端末での初期セル探索、同期化またはチャネル推定に使用される。ＵｐＰＴＳは、基地局でのチャネル推定と端末のアップリンク送信同期を合せるのに使用される。ＧＰは、アップリンクとダウンリンクとの間にダウンリンク信号の多重経路遅延によりアップリンクで生じる干渉を除去するための区間である。

各サブフレームｉは、各Ｔ＿ｓｌｏｔ＝１５３６０＊Ｔ＿ｓ＝０．５ｍｓ長のスロット２ｉ及びスロット２ｉ＋１から構成される。

アップリンク−ダウンリンク構成は、７通りに区分されることができ、各構成別にダウンリンクサブフレーム、スペシャルサブフレーム、アップリンクサブフレームの位置及び／または個数が異なる。

ダウンリンクからアップリンクに変更される時点またはアップリンクからダウンリンクに転換される時点を転換時点（switching point）という。転換時点の周期性（Switch-point periodicity）はアップリンクサブフレームとダウンリンクサブフレームが転換される様相が同様に反復される周期を意味し、５ｍｓまたは１０ｍｓが全てサポートされる。５ｍｓダウンリンク−アップリンク転換時点の周期を有する場合にはスペシャルサブフレームＳはハーフ−フレーム毎に存在し、５ｍｓダウンリンク−アップリンク転換時点の周期を有する場合には最初のハーフ−フレームのみに存在する。

全ての構成において、０番、５番サブフレーム、及びＤｗＰＴＳは、ダウンリンク転送のみのための区間である。ＵｐＰＴＳ及びサブフレームサブフレームに直ちに続くサブフレームは常にアップリンク転送のための区間である。

このようなアップリンク−ダウンリンク構成は、システム情報として基地局と端末が全て知っていることができる。基地局はアップリンク−ダウンリンク構成情報が変わる度に構成情報のインデックスのみを転送することによって、無線フレームのアップリンク−ダウンリンク割り当て状態の変更を端末に知らせることができる。また、構成情報は一種のダウンリンク制御情報であって、他のスケジューリング情報と同様にＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel）を介して転送されることができ、放送情報としてブロードキャストチャンネル（broadcast channel）を介してセル内の全ての端末に共通に転送されることもできる。

表２は、スペシャルサブフレームの構成（ＤｗＰＴＳ／ＧＰ／ＵｐＰＴＳの長さ）を示す。

図１の例示による無線フレームの構造は、１つの例示に過ぎず、無線フレームに含まれる副搬送波の数またはサブフレームに含まれるスロットの数、スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、多様に変更されることができる。

図２は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて１つのダウンリンクスロットに対する資源グリッド（resource grid）を例示した図である。

図２を参照すると、１つのダウンリンクスロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを含む。ここで、１つのダウンリンクスロットは、７個のＯＦＤＭシンボルを含み、１つの資源ブロックは、周波数領域で１２個の副搬送波を含むのを例示的に述べているが、これに限定されるものではない。

資源グリッド上において各要素（element）を資源要素（resource element）といい、１つの資源ブロック（ＲＢ：Resource Block）は、１２×７個の資源要素を含む。ダウンリンクスロットに含まれる資源ブロックの数Ｎ＾ＤＬは、ダウンリンク送信帯域幅（bandwidth）に従属する。

アップリンクスロットの構造は、ダウンリンクスロットの構造と同一でありうる。

図３は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてダウンリンクサブフレームの構造を示す。

図３を参照すると、サブフレーム内の第１番目のスロットで前の最大３個のＯＦＤＭシンボルが制御チャネルが割り当てられる制御領域（control region）で、残りのＯＦＤＭシンボルは、ＰＤＳＣＨ（Physical Downlink Shared Channel）が割り当てられるデータ領域（data region）である。３ＧＰＰ ＬＴＥで使用されるダウンリンク制御チャネルの一例としてＰＣＦＩＣＨ（Physical Control Format Indicator Channel）、ＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel）、ＰＨＩＣＨ（Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel）などがある。

ＰＣＦＩＣＨは、サブフレームの第１番目のＯＦＤＭシンボルから送信され、サブフレーム内に制御チャネルの送信のために使用されるＯＦＤＭシンボルの数（すなわち、制御領域の大きさ）に関する情報を運ぶ。ＰＨＩＣＨは、アップリンクに対する応答チャネルで、ＨＡＲＱ（Hybrid Automatic Repeat Request）に対するＡＣＫ（Acknowledgement）／ＮＡＣＫ（Not-Acknowledgement）信号を運ぶ。ＰＤＣＣＨを介して送信される制御情報をダウンリンク制御情報（ＤＣＩ：downlink control information）という。ダウンリンク制御情報は、アップリンク資源割り当て情報、ダウンリンク資源割り当て情報または任意の端末グループに対するアップリンク送信（Ｔｘ）パワー制御命令を含む。

ＰＤＣＣＨは、ＤＬ−ＳＣＨ（Downlink Shared Channel）の資源割り当て及び転送フォーマット（これをダウンリンクグラントともいう。）、ＵＬ−ＳＣＨ（Uplink Shared Channel）の資源割り当て情報（これをアップリンクグラントともいう。）、ＰＣＨ（Paging Channel）でのページング（paging）情報、ＤＬ−ＳＣＨでのシステム情報、ＰＤＳＣＨで転送されるランダムアクセス応答（random access response）のような上位レイヤ（upper-layer）制御メッセージに対する資源割り当て、任意の端末グループ内の個別端末に対する転送パワー制御命令の集合、ＶｏＩＰ（Voice over IP）の活性化などを運ぶことができる。複数のＰＤＣＣＨは制御領域内で転送されることができ、端末は複数のＰＤＣＣＨをモニタリングすることができる。ＰＤＣＣＨは、１つまたは複数の連続的なＣＣＥ（control channel elements）の集合で構成される。ＣＣＥは、無線チャンネルの状態に従う符号化率（coding rate）をＰＤＣＣＨに提供するために使われる論理的割り当て単位である。ＣＣＥは、複数の資源要素グループ（resource element group）に対応する。ＰＤＣＣＨのフォーマット及び使用可能なＰＤＣＣＨのビット数はＣＣＥの数とＣＣＥにより提供される符号化率間の連関関係によって決定される。

基地局は、端末に転送しようとするＤＣＩによってＰＤＣＣＨフォーマットを決定し、制御情報にＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）を付ける。ＣＲＣにはＰＤＣＣＨの所有者（owner）や用途によって固有な識別子（これをＲＮＴＩ（Radio Network Temporary Identifier）という。）がマスキングされる。特定の端末のためのＰＤＣＣＨであれば、端末の固有な識別子、例えばＣ−ＲＮＴＩ（Cell-RNTI）がＣＲＣにマスキングできる。または、ページングメッセージのためのＰＤＣＣＨであれば、ページング指示識別子、例えばＰ−ＲＮＴＩ（Paging-RNTI）がＣＲＣにマスキングできる。システム情報、より具体的にシステム情報ブロック（ＳＩＢ:system information block）のためのＰＤＣＣＨであれば、システム情報識別子、ＳＩ−ＲＮＴＩ（system information RNTI）がＣＲＣにマスキングできる。端末のランダムアクセスプリアンブルの転送に対する応答であるランダムアクセス応答を指示するために、ＲＡ−ＲＮＴＩ（random access-RNTI）がＣＲＣにマスキングできる。

図４は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてアップリンクサブフレームの構造を示す。

図４を参照すると、アップリンクサブフレームは、周波数領域で制御領域とデータ領域とに分けることができる。制御領域には、アップリンク制御情報を運ぶＰＵＣＣＨ（Physical Uplink Control Channel）が割り当てられる。データ領域は、ユーザデータを運ぶＰＵＳＣＨ（Physical Uplink Shared Channel）が割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために、１つの端末は、ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨを同時に送信しない。

１つの端末に対するＰＵＣＣＨには、サブフレーム内に資源ブロック（ＲＢ：Resource Block）対が割り当てられる。ＲＢ対に属するＲＢは、２個のスロットの各々において互いに異なる副搬送波を占める。これを、ＰＵＣＣＨに割り当てられたＲＢ対は、スロット境界（slot boundary）から周波数跳躍（frequency hopping）されるという。

参照信号（ＲＳ：Reference Signal）

無線通信システムにおけるデータは無線チャンネルを介して転送されるので、信号は転送中に歪曲できる。受信端で歪曲された信号を正確に受信するために、受信された信号の歪曲はチャンネル情報を用いて補正されなければならない。チャンネル情報を検出するために送信側と受信側全て知っている信号転送方法と信号がチャンネルを介して転送される時に歪曲された程度を用いてチャンネル情報を検出する方法を主に用いる。前述した信号をパイロット信号または参照信号（ＲＳ：reference signal）という。

また、最近、大部分の移動通信システムでパケットを転送する時、今まで１つの送信アンテナと１つの受信アンテナを使用したことから脱皮、多重送信アンテナと多重受信アンテナを採択して送受信データ効率を向上させることができる方法を使用する。多重入出力アンテナを用いてデータを送受信する時、信号を正確に受信するために送信アンテナと受信アンテナの間のチャンネル状態が検出されなければならない。したがって、各送信アンテナは個別的な参照信号を有しなければならない。

移動通信システムで、ＲＳはその目的によって２つに大別できる。チャンネル情報獲得のための目的のＲＳとデータ復調のために使われるＲＳがある。前者はＵＥがダウンリンクへのチャンネル情報を獲得することにその目的があるので、広帯域に転送されなければならず、特定サブフレームでダウンリンクデータを受信しないＵＥでもそのＲＳを受信し測定できなければならない。また、これはハンドオーバーなどの測定などのためにも使われる。後者は基地局がダウンリンクを送る時に該当リソースに共に送るＲＳであって、ＵＥは該当ＲＳを受信することによって、チャンネル推定を行うことができ、したがって、データを復調できるようになる。このＲＳはデータが転送される領域に転送されなければならない。

下向き参照信号は、セル内の全ての端末が共有するチャンネル状態に対する情報獲得及びハンドオーバーなどの測定などのための１つの共通参照信号（CＲＳ：common RS）と特定端末のみのためにデータ復調のために使われる専用参照信号（ＤＲＳ：dedicated RS）がある。このような参照信号を用いて復調（demodulation）とチャンネル測定（channel measurement）のための情報を提供することができる。即ち、ＤＲＳはデータ復調用のみに使われて、ＣＲＳはチャンネル情報獲得及びデータ復調の２つの目的に全て使われる。

受信側（即ち、端末）は、ＣＲＳからチャンネル状態を測定し、ＣＱＩ（Channel Quality Indicator）、ＰＭＩ（Precoding Matrix Index）及び／又はＲＩ（Rank Indicator）のようなチャンネル品質と関連した指示子を送信側（即ち、基地局）にフィードバックする。ＣＲＳは、セル特定基準信号（cell-specific RS）ともいう。一方、チャンネル状態情報（ＣＳＩ：Channel State Information）のフィードバックと関連した参照信号をＣＳＩ−ＲＳと定義することができる。

ＤＲＳは、ＰＤＳＣＨ上のデータ復調が必要な場合、資源要素を通じて転送できる。端末は、上位階層を通じてＤＲＳの存否を受信することができ、相応するＰＤＳＣＨがマッピングされた時のみ有効である。ＤＲＳを端末特定参照信号（UE-specific RS）または復調参照信号（ＤＭＲＳ：Demodulation RS）ということができる。

図５は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンク資源ブロック対にマッピングされた参照信号パターンを例示する。

図５を参照すると、参照信号がマッピングされる単位でダウンリンク資源ブロック対は時間領域で１つのサブフレーム×周波数領域で１２個の副搬送波で示すことができる。即ち、時間軸（ｘ軸）上で１つの資源ブロック対は一般循環前置（normal CP：normal Cyclic Prefix）の場合、１４個のＯＦＤＭシンボルの長さを有し（図５（ａ）の場合）、拡張循環前置（extended CP：extended Cyclic Prefix）の場合、１２個のＯＦＤＭシンボルの長さを有する（図５（ｂ）の場合）。資源ブロック格子で、‘０’、‘１’、‘２’、及び‘３’と記載された資源要素ＲＥｓは、各々アンテナポートインデックス‘０’、‘１’、‘２’、及び‘３’のＣＲＳの位置を意味し、‘Ｄ’と記載された資源要素はＤＲＳの位置を意味する。

以下、ＣＲＳに対してより詳しく記述すると、ＣＲＳは物理的アンテナのチャンネルを推定するために使われて、セル内に位置した全ての端末に共通的に受信できる参照信号として全体周波数帯域に分布される。即ち、このＣＲＳは、cell-specificなシグナルであって、広帯域に対して毎サブフレーム毎に転送される。また、ＣＲＳはチャンネル品質情報（ＣＳＩ）及びデータ復調のために利用できる。

ＣＲＳは、転送側（基地局）でのアンテナ配列によって多様なフォーマットで定義される。３ＧＰＰ ＬＴＥシステム（例えば、リリーズ−８）では基地局の転送アンテナ個数によって最大４個のアンテナポートに対するＲＳが転送される。ダウンリンク信号送信側は単一の送信アンテナ、２つの送信アンテナ、及び４個の送信アンテナのように、３種類のアンテナ配列を有する。例えば、基地局の送信アンテナの個数が２つの場合、０番と１番アンテナポートに対するＣＲＳが転送され、４個の場合、０〜３番のアンテナポートに対するＣＲＳが各々転送される。

基地局が単一の送信アンテナを使用する場合、単一アンテナポートのための参照信号が配列される。

基地局が２つの送信アンテナを使用する場合、２つの送信アンテナポートのための参照信号は時分割多重化（ＴＤＭ：Time Division Multiplexing）及び／又は周波数分割多重化（ＦＤＭ：Frequency Division Multiplexing）方式を用いて配列される。即ち、２つのアンテナポートのための参照信号は各々が区別されるために互いに異なる時間資源及び／又は互いに異なる周波数資源が割り当てられる。

その上、基地局が４個の送信アンテナを使用する場合、４個の送信アンテナポートのための参照信号はＴＤＭ及び／又はＦＤＭ方式を用いて配列される。ダウンリンク信号の受信側（端末）により測定されたチャンネル情報は単一の送信アンテナ転送、送信ダイバーシティ、閉鎖ループ空間多重化（closed-loop spatial multiplexing）、開放ループ空間多重化（open-loop spatial multiplexing）または多重ユーザ−多重入出力アンテナ（Multi-User MIMO）のような転送方式を用いて転送されたデータを復調するために使用できる。

多重入出力アンテナがサポートされる場合、参照信号が特定のアンテナポートから転送される時、前記参照信号は参照信号のパターンによって特定された資源要素の位置に転送され、他のアンテナポートのために特定された資源要素の位置に転送されない。即ち、互いに異なるアンテナの間の参照信号は互いに重ならない。

資源ブロックにＣＲＳをマッピングする規則は、次の通り定義される。

数式１で、ｋ及びｌは各々副搬送波インデックス及びシンボルインデックスを示し、ｐはアンテナポートを示す。
は１つのダウンリンクスロットでのＯＦＤＭシンボルの数を示し、
はダウンリンクに割り当てられた無線資源の数を示す。ｎｓはスロットインデックスを示し、
はセルＩＤを示す。ｍｏｄはモモジュロ（modulo）演算を示す。参照信号の位置は周波数領域で
値によって変わる。
はセルＩＤに従属するので、参照信号の位置はセルによって多様な周波数偏移（frequency shift）値を有する。

より具体的に、ＣＲＳを通じてチャンネル推定性能を向上させるためにＣＲＳの位置はセルによって周波数領域で偏移できる。例えば、参照信号が３個の副搬送波の間隔で位置する場合、１つのセルでの参照信号は３ｋ番目の副搬送波に割り当てられ、他のセルでの参照信号は３ｋ＋１番目の副搬送波に割り当てられる。１つのアンテナポートの観点から参照信号は周波数領域で６個の資源要素間隔で配列され、更に他のアンテナポートに割り当てられた参照信号とは３個の資源要素間隔で分離される。

時間領域で参照信号は各スロットのシンボルインデックス０から始めて、同一間隔（constant interval）で配列される。時間間隔は循環前置長さによって異なるように定義される。一般循環前置の場合、参照信号はスロットのシンボルインデックス０と４に位置し、拡張循環前置の場合、参照信号はスロットのシンボルインデックス０と３に位置する。２つのアンテナポートのうち、最大値を有するアンテナポートのための参照信号は１つのＯＦＤＭシンボル内に定義される。したがって、４個の送信アンテナ転送の場合、参照信号アンテナポート０と１のための参照信号はスロットのシンボルインデックス０と４（拡張循環前置の場合、シンボルインデックス０と３）に位置し、アンテナポート２と３のための参照信号はスロットのシンボルインデックス１に位置する。アンテナポート２と３のための参照信号の周波数領域での位置は２番目のスロットで互いに取り替えられる。

以下、ＤＲＳに対してより詳しく記述すると、ＤＲＳはデータを復調するために使われる。多重入出力アンテナ転送で特定の端末のために使われる先行符号化（precoding）加重値は、端末が参照信号を受信した時、各送信アンテナで転送された転送チャンネルと結合されて相応するチャンネルを推定するために変更無しで使われる。

３ＧＰＰ ＬＴＥシステム（例えば、リリーズ−８）は最大で４個の転送アンテナをサポートし、ランク１ビームフォーミング（beamforming）のためのＤＲＳが定義される。ランク１ビームフォーミングのためのＤＲＳは、またアンテナポートインデックス５のための参照信号を示す。

資源ブロックにＤＲＳをマッピングする規則は、次の通り定義される。数式２は一般循環前置である場合を示し、数式３は拡張循環前置である場合を示す。

数式２及び３で、ｋ及びｌは各々副搬送波インデックス及びシンボルインデックスを示し、ｐはアンテナポートを示す。
は周波数領域で資源ブロックサイズを示し、副搬送波の数にて表現される。
は物理資源ブロックの数を示す。
はＰＤＳＣＨ転送のための資源ブロックの周波数帯域を示す。ｎｓはスロットインデックスを示し、
はセルＩＤを示す。ｍｏｄはモジュロ（modulo）演算を示す。参照信号の位置は周波数領域で
値によって変わる。
はセルＩＤに従属するので、参照信号の位置はセルによって多様な周波数偏移（frequency shift）値を有する。

ＬＴＥシステムの進化発展した形態のＬＴＥ−Ａシステムで、基地局のダウンリンクで最大８個の送信アンテナをサポートできるようにデザインされなければならない。したがって、最大８個の送信アンテナに対するＲＳやはりサポートされなければならない。ＬＴＥシステムで、ダウンリンクＲＳは最大４個のアンテナポートに対するＲＳのみ定義されているので、ＬＴＥ−Ａシステムで基地局が４個以上最大８個のダウンリンク送信アンテナを有する場合、これらアンテナポートに対するＲＳが追加的に定義され、デザインされなければならない。最大８個の送信アンテナポートに対するＲＳは前述したチャンネル測定のためのＲＳとデータ復調のためのＲＳの２種類が全てデザインされなければならない。

ＬＴＥ−Ａシステムをデザインするに当たって、重要な考慮事項のうちの１つはbackward compatibility、即ちＬＴＥ端末がＬＴＥ−Ａシステムでもなんの無理無しでよく動作しなければならず、システムもこれをサポートしなければならないということである。ＲＳ転送観点から見た時、ＬＴＥで定義されているＣＲＳが全帯域に毎サブフレーム毎に転送される時間−周波数領域で追加的に最大８個の送信アンテナポートに対するＲＳが追加的に定義されなければならない。ＬＴＥ−Ａシステムで、既存のＬＴＥのＣＲＳのような方式により最大８個の送信アンテナに対するＲＳパターンを毎サブフレーム毎に全帯域に追加するようになれば、ＲＳオーバーヘッドが大き過ぎるようになる。

したがって、ＬＴＥ−Ａシステムで新しくデザインされるＲＳは２種類に大別されるが、ＭＣＳ、ＰＭＩなどの選択のためのチャンネル測定の目的のＲＳ（ＣＳＩ−ＲＳ：Channel State Information-RS、Channel State Indication-RSなど）と８個の転送アンテナに転送されるデータ復調のためのＲＳ（ＤＭ−ＲＳ：Data Demodulation-RS）である。

チャンネル測定の目的のＣＳＩ−ＲＳは既存のＣＲＳがチャンネル測定、ハンドオーバーなどの測定などの目的と同時に、データ復調のために使われることとは異なり、チャンネル測定本位の目的のためにデザインされる特徴がある。勿論、これもまたハンドオーバーなどの測定などの目的に使用されることもできる。ＣＳＩ−ＲＳがチャンネル状態に対する情報を得る目的でのみ転送されるので、ＣＲＳとは異なり、毎サブフレーム毎に転送されなくてもよい。ＣＳＩ−ＲＳのオーバーヘッドを減らすためにＣＳＩ−ＲＳは時間軸上で間歇的に転送される。

データ復調のために、該当時間−周波数領域でスケジューリングされたＵＥに専用的（dedicated）にＤＭＲＳが転送される。即ち、特定ＵＥのＤＭ−ＲＳは該当ＵＥがスケジューリングされた領域、即ちデータの受信を受ける時間−周波数領域のみに転送されるものである。

ＬＴＥ−Ａシステムで、ｅＮＢは全てのアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを転送しなければならない。最大８個の送信アンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを毎サブフレーム毎に転送することはオーバーヘッドがあまり大きいという短所があるので、ＣＳＩ−ＲＳは毎サブフレーム毎に転送されず、時間軸で間歇的に転送されなければ、そのオーバーヘッドを減らすことができない。即ち、ＣＳＩ−ＲＳは１サブフレームの整数倍の周期を有して周期的に転送されるか、または特定転送パターンで転送できる。この際、ＣＳＩ−ＲＳが転送される周期やパターンはｅＮＢが設定することができる。

ＣＳＩ−ＲＳを測定するためにＵＥは必ず自身が属したセルの各々のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳの転送サブフレームインデックス、転送サブフレーム内でＣＳＩ−ＲＳ資源要素（ＲＥ）時間−周波数位置、そしてＣＳＩ−ＲＳシーケンスなどに対する情報を知っていなければならない。

ＬＴＥ−ＡシステムにｅＮＢはＣＳＩ−ＲＳを最大８個のアンテナポートに対して各々転送しなければならない。互いに異なるアンテナポートのＣＳＩ−ＲＳ転送のために使われる資源は、互いに直交（orthogonal）しなければならない。１つのｅＮＢが互いに異なるアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを転送する時、各々のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを互いに異なるＲＥにマッピングすることによってＦＤＭ／ＴＤＭ方式によりこれらの資源をorthogonalに割り当てることができる。または、互いに異なるアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを互いにorthogonalなコードにマッピングさせるＣＤＭ方式により転送することができる。

ＣＳＩ−ＲＳに関する情報をｅＮＢが自身のセルＵＥに知らせる時、まず各アンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされる時間−周波数に対する情報を知らせなければならない。具体的に、ＣＳＩ−ＲＳが転送されるサブフレーム番号、またはＣＳＩ−ＲＳが転送される周期、ＣＳＩ−ＲＳが転送されるサブフレームオフセットであり、特定アンテナのＣＳＩ−ＲＳ ＲＥが転送されるＯＦＤＭシンボル番号、周波数間隔（spacing）、周波数軸でのＲＥのオフセットまたはシフト値などがある。

位相推定参照信号（Phase Tracking Reference Signal：ＰＴＲＳ）

以下、ＰＴＲＳに対して具体的に説明する。

ＰＴＲＳは、位相（雑音）補償参照信号（Phase（noise）Compensation Reference Signal：PＣＲＳ）または位相雑音参照信号（Phase Noise Reference Signal：ＰＤＮＳ）と称されることができる。

ＤＬ ＰＴＲＳ手続き

ＵＥが自身のために意図されたサブフレームｎでＤＣＩフォーマットＢ１またはＢ２を有するｘＰＤＣＣＨを検出すると、ＵＥは対応するサブフレームでＤＣＩに表示されたＰＴＲＳアンテナポートでＤＬ ＰＴＲＳを受信する。

ＵＬ ＰＴＲＳ手続き

ＵＥが自身のために意図されたサブフレームｎでＤＣＩフォーマットＡ１またはＡ２を有するｘＰＤＣＣＨを検出すると、ＵＥは以下の条件（条件１及び条件２）を除いてＤＣＩに表示された割り当てられたＤＭ−ＲＳアンテナポートと同一の１つまたは２つのＰＴＲＳアンテナポートを使用してサブフレームｎ＋４＋ｍ＋１でＵＬ ＰＴＲＳを転送する。

−条件１：仮に、検出されたＤＣＩの二重（dual）ＰＴＲＳフィールドが‘１’に設定され、ｘＰＵＳＣＨに割り当てられたＤＭ−ＲＳポートの数が‘１’であれば、ＵＥはＤＣＩに表示された割り当てられたＤＭ−ＲＳアンテナポート及び特定ＰＴＲＳアンテナポートと同一の副搬送波位置を有する追加ＰＴＲＳアンテナポートと同一のＰＴＲＳポートを使用してサブフレームｎ＋４＋m＋１でＵＬ ＰＴＲＳを送信する。

−条件２：ＰＴＲＳとｘＰＵＳＣＨの相対的な送信電力比率は以下の表３により定義された送信方式により決定される。

表３は、与えられたレイヤ（layer）上でＰＴＲＳとｘＰＵＳＣＨの相対的な送信電力比の一例を示す。

以下、ＰＴＲＳに対してより具体的に説明する。

ｘＰＵＳＣＨと連関したＰＴＲＳは、（１）アンテナポート（ｐ）ｐ∈｛４０、４１、４２、４３｝で転送され、（２）存在し、ｘＰＵＳＣＨ転送が対応するアンテナポートと関連する場合のみに位相雑音補償に対する有効な基準であり、（３）対応するｘＰＵＳＣＨがマッピングされる物理資源ブロック及びシンボル上のみで転送される。

シーケンス生成（Sequence generation）

ｐ∈｛４０、４１、４２、４３｝である任意のアンテナポートに対して、参照信号シーケンスｒ（ｍ）は以下の数式４の通り定義される。

疑似ランダムシーケンス（pseudo-random sequence）ｃ（ｉ）は長さ−３１のゴールドシーケンスにより定義され、疑似ランダムシーケンスジェネレータ（generator）は数式５のように各サブフレームの始めで初期化される。

（ｉ＝０、１）は、以下のように与えられる。

、もし、
に対してどんな値も上位階層により提供されない場合。

、
に対してどんな値が上位階層により提供される場合。

の値は異に明示しなければ０である。ｘＰＵＳＣＨ転送のために、
はｘＰＵＳＣＨ転送と連関してＤＣＩフォーマットでより与えられる。

資源要素マッピング（Mapping to resource elements）

アンテナポートｐ∈｛４０、４１、４２、４３｝に対し、該当ｘＰＵＳＣＨ転送のために割り当てられた周波数領域インデックスｎ＿ＰＲＢを有する物理資源ブロックで、参照信号シーケンスｒ（ｍ）の一部は
に従うサブフレームで該当ｘＰＵＳＣＨシンボルに対する複素数値（complex-value）変調シンボル
にマッピングされる。

ｘＰＵＳＣＨ物理資源割り当ての開始物理資源ブロックインデックス
及びｘＰＵＳＣＨ物理資源ブロックの個数
に対し、１つのサブフレームに対する資源要素（ｋ、ｌ’）は以下の数式６のように与えられる。

数式６で、ｍ’＝０、１、２、．．．、
であり、ｌ’は１つのサブフレーム内のシンボルインデックスを示し、
は与えられたサブフレームに対するｘＰＵＳＣＨの最後のシンボルインデックスを示す。

セット（set）Ｓで任意のアンテナポート上で１つのＵＥからＵＥ特定ＰＴＲＳの転送のために使われる資源要素（ｋ、ｌ’）は同一のサブフレームで任意のアンテナポート上でｘＰＵＳＣＨの転送のために使われない。

ここで、Ｓは｛４０｝、｛４１｝、｛４２｝である。

搬送波周波数オフセット（Carrier Frequency Offset：ＣＦＯ）効果

送信端（例：基地局）で転送する基底帯域信号は発振器で発生した搬送波周波数により通過帯域に遷移され、搬送波周波数を通じて転送される信号は受信端（例：端末）で同一の搬送波周波数により基底帯域信号に変換される。

この際、受信端により受信された信号には搬送波と関連した歪曲が含まれることができる。

このような歪曲の一例に、送信端の搬送波周波数と受信端の搬送波周波数の差により発生する歪曲現象がありうる。

このような搬送波周波数オフセットが発生する理由は、送信端と受信端で使用する発振器が同一でないとか、端末の移動によってドップラ周波数遷移が発生するためである。

ここで、ドップラ周波数は端末の移動速度と搬送波周波数に比例して以下の数式７のように定義される。

数式７で、
は各々順に搬送波周波数、ドップラ周波数、端末の移動速度、光の速度を示す。

また、正規化された（normalized）搬送波周波数オフセット（ε）は以下の数式８のように定義される。

数式８で、
は各々順に搬送波周波数オフセット、副搬送波間隔、副搬送波間隔で正規化された搬送波周波数オフセットを示す。

搬送波周波数オフセットが存在する場合、時間領域の受信信号は送信した信号に位相回転を掛けた結果となり、周波数領域の受信信号は送信した信号が周波数領域で移動（shift）した結果となる。

この場合、他の全ての副搬送波の影響を受けるようになって、ＩＣＩ（Inter-Carrier-Interference）が発生するようになる。

即ち、素数倍の搬送波周波数オフセットが発生する場合、周波数領域の受信信号は以下の数式９のように表現される。

数式９は、周波数領域でＣＦＯを有する受信信号を示す。

数式９で、
は各々順に副搬送波インデックス、シンボルインデックス、ＦＦＴサイズ、受信信号、送信信号、周波数応答、ＣＦＯによるＩＣＩ、白色雑音（white noise）を示す。

前記数式９で定義されたように、搬送波周波数オフセットが存在する場合、ｋ番目の副搬送波の振幅と位相が歪曲され、隣接副搬送波による干渉が発生することが分かる。

ここで、搬送波周波数オフセットが存在する場合、隣接副搬送波による干渉は以下の数式１０のように与えられることができる。

数式１０は、ＣＦＯによって引起こされるＩＣＩを示す。

位相雑音（Phase Noise）効果

前述したように、送信端で転送する基底帯域信号は発振器で発生した搬送波周波数により通過帯域に遷移され、搬送波周波数を通じて転送される信号は受信端で同一の搬送波周波数により基底帯域信号に変換される。

ここで、前記受信端により受信された信号には搬送波と関連した歪曲が含まれることができる。

このような歪曲現象の一例に、送信端と受信端で使用する発振器の特性が安定的でないことにより発生する位相雑音（phase noise）を例に挙げることができる。

このような位相雑音は周波数が搬送波周波数の周囲で時間によって変動することをいう。

このような位相雑音は平均が０であるランダムプロセスとしてWienerプロセスでモデリングされ、ＯＦＤＭシステムに影響を及ぼす。

また、以下の図６に図示したように、位相雑音は搬送波の周波数が高まるにつれてその影響が大きくなる傾向を見せる。

このような位相雑音は、発振器が同一の電力スペクトル密度（Power spectral density）によってその特性が決定される傾向を有する。

図６は、発振器（oscillator）の電力スペクトル密度（power spectral density）の一例を示した図である。

このように、位相雑音による信号の歪曲現象はＯＦＤＭシステムで共通位相誤差（Common Phase Error：ＣＰＥ）とInter-Carrier Interference（ＩＣＩ）形態に表れる。

以下の数式１１は、位相雑音がＯＦＤＭシステムの受信信号に及ぼす影響を示した式である。即ち、数式１１は周波数領域で位相雑音を有する受信信号を示す。

前記数式１１で、
は各々順に副搬送波インデックス、シンボルインデックス、ＦＦＴサイズ、受信信号、送信信号、周波数応答、phase noiseによるcommon phase error、phase noiseによるInter-carrier interference、白色雑音、phase noiseによる位相回転を示す。

発振器（oscillator）の特性によって位相雑音（phase noise）は高周波帯域でより大きく発生する。

このような位相雑音（phase noise）は受信端での受信信号に歪曲を誘発し、前記受信信号の復調性能を低下させる要因として作用する。

したがって、高周波帯域でこのような位相雑音（phase noise）の影響を緩和させるための方法が要求される。

位相雑音（Phase noise）の影響を減らす、または緩和させる方法の１つは、基準信号（reference signal：ＲＳ）を用いて受信端（受信装置、端末など）で受信信号の歪曲を推定して補償する方法がある。

ここで、ＬＴＥシステムのＣＲＳ（Cell-specific Reference Signal）またはＤＭ−ＲＳ（Demodulation Reference Signal）のような既存のreference signalは転送ポート（port）によって互いに直交するように設計されている。

これは、転送portによって送信端と受信端との間の（有効）チャンネル（effective channel）が異なるので、互いに異なる転送portに対するチャンネル推定時、互いに異なるport間の干渉を除去するためである。

また、位相雑音（Phase noise）はハードウェア（hardware）の具現方式によってport別に互いに同一に、または互いに異なるように定義できる。

そして、前記phase noiseがport別に互いに同一に定義されるか、あるいは互いに異なるように定義されるかによってＰＴＲＳに対する定義が変わることができる。

例えば、port別にphase noiseが同一であると仮定する場合、受信端は全てのportに同一のＰＴＲＳを用いることによって、受信信号に対する歪曲を推定することができる。

しかしながら、port別にphase noiseが互いに異なると仮定する場合、各port別に直交するreference signalが定義されなければならない。

そして、同一基地局または同一端末で多数のportの間の同一のphase noiseを仮定するとしても、多数の基地局を通じての転送（または、Ｍｕｌｔｉ−ｅＮＢ転送）または多数の端末を通じての転送（または、Ｍｕｌｔｉ−ＵＥ転送）の場合、portの間のphase noiseの影響は変わることができる。

したがって、Ｍｕｌｔｉ−ｅＮＢ転送またはＭｕｌｔｉ−ＵＥ転送が許容または定義される場合、最小２port以上の独立のＰＴＲＳが定義されなければならない。

前述した内容を要約すると、以下の通りである。

（１）互いに異なるportに対して同一の位相雑音（phase noise）を仮定する場合、受信端は同一のＰＴＲＳを用いて互いに異なるportに対する受信信号の歪曲を推定し、これを通じて受信信号を補償することができる。

（２）互いに異なるportに対して互いに異なる位相雑音（phase noise）を仮定する場合、受信端が受信信号の歪曲を推定し補償するために各port別に独立的なＰＴＲＳが定義される必要がある。これによって、受信端は各々のport別に定義されたＰＴＲＳを用いて各portに対する受信信号の歪曲を推定及び補償することができる。

前記の（１）及び（２）によって効率のよいRS designのために以下のような方法（方法１及び方法２）が考慮できる。

（方法１）

方法１は前記（１）によって、互いに異なるportに対して同一のＰＴＲＳを定義してＲＳに対するオーバーヘッド（overhead）を低めるものである。

（方法２）

方法２は前記（２）によって、互いに異なるportに対して独立にＰＴＲＳを定義して各portに対する受信信号の歪曲を推定及び補償するものである。

以下、前記のRS design方法（方法１及び方法２）を用いてport別に同一または相異することができる位相雑音（phase noise）を考慮して、これを推定するためのＤＭ−ＲＳ及びＰＴＲＳを定義する方法について説明する。

まず、以下の表４を参考して、ＰＴＲＳを設計（design）することができるcaseに対して説明する。

即ち、表４は送信端または受信端での位相雑音（Phase noise）に対する影響の考慮有無によって設計または定義可能なＰＴＲＳ構造の一例を示した表である。

以下、表４に記載された各case（case１から１０）に対して関連図面及び数式を参考してより具体的に説明する。

Case１：Single-eNB

Case１は送信端（例：ｅＮＢ）での位相雑音（phase noise）を考慮しないSingle-eNBのダウンリンク（downlink）状況を仮定する。

図７は、本明細書で提案する方法が適用できるアンテナ設定（antenna configuration）の一例を示した図である。

図７で、Ｐ_０及びＰ_１は各々ＡＢＦ（Adaptive Beamforming）に対するプリコーディングベクトルを示し、Ｈ０ Ｈ１ Ｈ２ Ｈ３は各々チャンネル係数（channel coefficient）を示し、
はｐ番目のＲＸアンテナポートでｌ番目のサンプルに対する位相雑音を示す。

図８は、ＤＭ−ＲＳ及びＰＴＲＳ構造の一例を示した図である。

特に、図８は各ポート別ＤＭＲＳがＦＤＭに転送される構造であり、ＤＭＲＳポート別位相回転が同一であるので、ＰＴＲＳを共有することを示す。

図８を参照すると、０番ポートで推定した位相回転が１番ポートにも同様に適用できることが分かる。

図８で、
はｐ番目のＲＸアンテナポートでｍ番目のＯＦＤＭシンボルの共通位相エラー（Common phase error）を示し、ＬはＯＦＤＭシンボル当たりサンプルの個数を示し、
はｐ番目の転送アンテナポートからｍ番目のＯＦＤＭシンボルの基準信号を示す。

前記記号の意味は後述する説明にも同様に適用できる。

また、図８で８１０は（２、４）で受信端で受信された信号であって、０番ポートから転送されるＤＭ−ＲＳに共通位相雑音が反映された信号を意味する。

また、８２０は（３、４）で受信されたＰＴＲＳ信号、８３０は（２、５）で受信されたＤＭ−ＲＳ信号を示す。

ここで、（ｌ、ｋ）は（シンボルインデックス、サブキャリアインデックス）を示す。

図８で、説明の便宜のためにｍはＤＭ−ＲＳが位置したＯＦＤＭシンボルのうち、最も小さなindexを開始点とする。

即ち、図８で、３番目のＯＦＤＭシンボル（ｌ＝２）にＤＭ−ＲＳが位置する場合、３番目のＯＦＤＭシンボルでｍは０値を（ｍ＝０）有する。

また、説明の便宜のために、受信信号に対してノイズとＩＣＩ（inter-carrier interference）の影響は排除する。

また、図８で、Port０のＰＴＲＳを用いたphase rotation推定値は、全てのport（ｐ＝０、１、２、３）に対して同一である。

これは、以下の数式１２を通じて確認できる。

図９は、ＤＭ−ＲＳ及びＰＴＲＳ構造の更に他の一例を示した図である。

特に、図９はＤＭＲＳがＣＤＭに転送される構造であり、ＤＭＲＳポート別位相回転が同一であるので、ＰＴＲＳを共有することを示す。

図９で９１０は（２、４）で受信端で受信された信号であって、０番ポートで共通位相雑音が反映されたＤＭ−ＲＳ信号を示し、９２０は（２、５）で受信された信号を示す。

９１０及び９２０は全てアンテナポートｐ（ｐ＝０）を介して受信された信号であって、９１０と９２０は各々互いに異なるＯＣＣ（Orthogonal Cover Code）コードが掛けられたことが分かる。

９３０及び９４０は、各々（３、４）と（４、４）で受信されるＰＴＲＳを示す。

ここで、９３０でｌ＝３はＰＴＲＳが割り当てられた最初のＯＦＤＭシンボルを示し、９４０でｌ＝４はＰＴＲＳが割り当てられた２番目のＯＦＤＭシンボルを示す。

図９で、説明の便宜のために、ｍはＤＭ−ＲＳが位置したＯＦＤＭシンボルのうち、最も小さいindexを開始点とする。

即ち、図９で、３番目のＯＦＤＭシンボル（ｌ＝２）にＤＭ−ＲＳが位置する場合、３番目のＯＦＤＭシンボルでｍは０値を（ｍ＝０）有する。

また、図９で、Port０のＰＴＲＳを用いたphase rotation推定値は全てのport（ｐ＝０、１、２、３）に対して同一である。

これは、以下の数式１３を通じて確認できる。

要約すると、Case１は受信アンテナportによってphase noiseが変わるので、ＰＴＲＳに対してTX portに対する区分が必要でないことが分かる。

即ち、Case１は全てのポートに対してＰＴＲＳを共有することができる。

Case２

Case２は、ｅＮＢでのphase noiseを考慮しないMulti-eNB downlink状況を仮定するものであって、前述したCase１と同一の結果を有する。

即ち、Case２はＰＴＲＳに対してTX portに対する区分が必要でない。

Case３

Case３は、ｅＮＢでのport毎に互いに異なるphase noiseを考慮するSingle-eNB downlink状況を仮定する。

図１０は、本明細書で提案する方法が適用できるアンテナ設定（antenna configuration）の更に他の一例を示した図である。

図１０で、Ｐ_０及びＰ_１は各々ＡＢＦ（Adaptive Beamforming）に対するプリコーディングベクトルを示し、Ｈ０ Ｈ１ Ｈ２ Ｈ３は各々チャンネル係数（channel coefficient）を示し、
はｐ番目のＲＸアンテナポートでｌ番目のサンプルの位相雑音を示し、
はｐ番目のＴＸアンテナポートでｌ番目のサンプルの位相雑音を示す。

図１１は、ＤＭ−ＲＳ及びＰＴＲＳ構造の更に他の一例を示した図である。

特に、図１１は各ポート別ＤＭＲＳがＦＤＭに転送される構造を示す。

図１１で、
は
番目のＴＸアンテナポートから位相雑音を考慮するｐ番目のＲＸアンテナポートでｍ番目のＯＦＤＭシンボルの共通位相エラー（Common phase error）を示し、ＬはＯＦＤＭシンボル当たりサンプルの個数を示し、
はｐ番目の転送アンテナポートからｍ番目のＯＦＤＭシンボルの基準信号を示す。

図１１で、Port０のＰＴＲＳを用いたphase rotation推定値はport１のphase rotationと相異する。

これは、以下の数式１４を通じて確認できる。

したがって、ＰＴＲＳは各ポート別に独立的に定義されなければならないことが分かる。

図１２は、ＤＭ−ＲＳ及びＰＴＲＳ構造の更に他の一例を示した図である。

特に、図１２はＤＭＲＳがＣＤＭに転送される構造を示す。

図１２で、Port０とport１に対する互いに異なるphase rotationが合わせられているので、前述したCase１とは異なり、受信信号の推定に困難性がある。

これは、以下の数式１５を通じて確認できる。

前述したように、Case３は送信アンテナportによってphase noiseが変わるので、ＰＴＲＳに対してTX portに対する区分が必要であることが分かる。

Case４

Case４はｅＮＢでのport毎に互いに異なるphase noiseを考慮するMulti-eNB downlink状況を仮定するものであって、前述したCase３と同一の結果を有する。

Case５

Case５は、ｅＮＢでの全てのportに同一のphase noiseを考慮するSingle-eNB downlink状況を仮定する。

図１３は、本明細書で提案する方法が適用できるアンテナ設定（antenna configuration）の更に他の一例を示した図である。

図１３で、Ｐ_０及びＰ_１は各々ＡＢＦ（Adaptive Beamforming）に対するプリコーディングベクトルを示し、Ｈ_０ Ｈ_１ Ｈ_２ Ｈ_３は各々チャンネル係数（channel coefficient）を示し、
はｐ番目のＲＸアンテナポートでｌ番目のサンプルの位相雑音を示し、
はｐ番目のＴＸアンテナポートでｌ番目のサンプルの位相雑音を示す。

図１４は、ＤＭ−ＲＳ及びＰＴＲＳ構造の更に他の一例を示した図である。

特に、図１４は各ポート別ＤＭＲＳがＦＤＭに転送される構造を示す。

図１４で、
は
番目のＴＸアンテナポートから位相雑音を考慮するｐ番目のＲＸアンテナポートでｍ番目のＯＦＤＭシンボルの共通位相エラー（Common phase error）を示し、ＬはＯＦＤＭシンボル当たりサンプルの個数を示し、
はｐ番目の転送アンテナポートからｍ番目のＯＦＤＭシンボルの基準信号を示す。

図１４で、Port０のＰＴＲＳを用いたphase rotation推定値は全てのport（ｐ＝０、１、２、３）に対して同一である。

これは以下の数式１６を通じて確認できる。

図１５は、ＤＭ−ＲＳ及びＰＴＲＳ構造の更に他の一例を示した図である。

特に、図１５はＤＭＲＳがＣＤＭに転送される構造を示す。

図１５で、Port０のＰＴＲＳを用いたphase rotation推定値は全てのport（ｐ＝０、１、２、３）に対して同一である。

これは、以下の数式１７を通じて確認できる。

前述したように、Case５は受信アンテナportによってphase rotationが決定されるので、ＰＴＲＳに対してTX portに対する区分が必要でないことが分かる。

また、Case６はｅＮＢでの全てのportに同一のphase noiseを考慮するMulti-eNB downlink状況を仮定するものであって、前述したCase３と同一であることが分かる。

また、Case７は端末（ＵＥ）でport毎に互いに異なるphase noiseを考慮するsingle-UE uplink状況を仮定するものであって、前述したCase３と同一であることが分かる。

また、Case８はＵＥでport毎に互いに異なるphase noiseを考慮するMulti-UE uplink状況を仮定するものであって、前述したCase３と同一であることが分かる。

また、Case９はＵＥで全てのportに同一のphase noiseを考慮するsingle-UE uplink状況を仮定するものであって、前述したCase１と同一であることが分かる。

また、Case１０はＵＥで全てのportに同一のphase noiseを考慮するMulti-UE uplink状況を仮定するものであって、前述したCase３と同一であることが分かる。

以下、前述した内容に基づいて本明細書で提案する転送ポートの間の互いに異なる位相雑音を有する場合を考慮してＤＭ−ＲＳ及びＰＴＲＳ構造を定義する方法に対して説明する。

以下の方法１、方法２、方法３、及び方法４で提案するＲＳ構造に対する定義は互いに異なるportに対して同一のＰＴＲＳを定義してRS overheadを低めると共に、必要の場合、port別に独立にＰＴＲＳを用いて各々のphase noise impairmentを推定及び補償することができる方法である。

特に、方法１乃至方法４はＤＭ−ＲＳをＣＤＭを通じて転送する場合、ＰＴＲＳを共有する方法を示す。

（方法１）

ＤＭ−ＲＳ転送port
はＣＤＭされて転送される。

（方法２）

ＣＤＭされて転送されるDM-RS port
はＰＴＲＳを共有する。

（方法３）

ＵＥはＣＤＭされて転送されるDM-RS port
のphase noiseを同一であると仮定し、受信信号を推定及び補償する手続きを遂行する。

（方法４）

ＵＥは相互ＣＤＭされないDM-RS port、
はphase noiseが互いに異なると仮定し、各ＣＤＭグループに与えられたＰＴＲＳから各portのphase noise impairmentを推定及び補償する。

前記方法１で、
は各々ＣＤＭされるportのうち、最も先立つport index、ＣＤＭされるport単位を意味する。

方法４の
は各々
のうちの１つのport index、
のうちの１つのport indexを意味する。

そして、方法４の‘ＣＤＭグループ’は互いにＣＤＭされて同一のＰＴＲＳを共有する送信portの集合を意味する。

即ち、前記の方法１乃至方法４は同一のＣＤＭグループ内のポートはＰＴＲＳを共有し、互いに異なるＣＤＭグループのポートはＰＴＲＳを共有しない。

図１６及び図１７は、本明細書で提案するＤＭＲＳ及びＰＴＲＳ構造の一例を示した図である。

具体的に、図１６は前述した方法１及び方法２に対する一例を示す。

図１６で、
は各々０、２、２を示す。

前記方法４は互いにＣＤＭされないDM-RS portの間にはＰＴＲＳを共有しないことを仮定した。

図１６で、ＤＭ−ＲＳポート０と１はsubcarrier index２４のＰＴＲＳを共有し、ＤＭ−ＲＳポート１と２はsubcarrier index２６のＰＴＲＳを共有することが分かる。

しかしながら、図１６の場合、同一基地局が４layer以上のSU-MIMOを転送する場合、前記基地局はＣＤＭされないDM-RS portの間にもＰＴＲＳを共有することができる。

したがって、前記基地局はＤＣＩまたは／そしてRRC signalingを通じてＣＤＭされないDM-RS portの間にＰＴＲＳを共有するという情報を端末に知らせることができる。

即ち、前記端末は前記ＰＴＲＳ共有情報を前記基地局から受信した後、前記端末（または、受信端）はphase noiseを推定する場合、特定PTRS resourceのみ用いて前記phase noiseに対する影響を推定及び補償できるようになる。

図１６に図示したように、ＣＤＭされるportに対してＰＴＲＳを共有することは以下のような長所を有することができる。

基地局がＭＵ−ＭＩＭＯを転送する場合、端末ａはMU-MIMO pairingされる端末ｂに対する情報無しでもＰＴＲＳを用いて隣接シンボル間phase rotationを推定することができる。

この際、前記端末ｂに対する情報は端末ｂに対するDM-RS port index、reference signalなどを意味することができる。

図１７は前述したMU-MIMO pairingされる端末に対する情報無しでＰＴＲＳを用いて隣接シンボル間phase rotationを推定する長所を説明する図面を示すものであって、前述したCase１のＣＤＭを用いたＤＭ−ＲＳ及びＰＴＲＳ構造の一例を示す。

後述する方法５乃至方法１０は、方法１乃至方法４に対する具体的な内容と解釈できる。

（方法５）

以下、方法５を通じてMU-MIMO pairing有無に関わらず、ＤＭ−ＲＳ及びＰＴＲＳを用いる方法に対してより具体的に説明する。

第１の過程に、受信端はＣＤＭされて転送されるＤＭ−ＲＳ転送port
に対してＤＭ−ＲＳ検出時に、ＣＤＭ信号の転送を仮定し、検出過程を遂行する。

該当過程は（１）ＣＤＭ転送がなされる場合と（２）ＣＤＭ転送がなされない場合に区分して説明することができる。

まず、ＣＤＭ転送がなされる場合に対して説明する。

以下の数式１８は、図１７でDM-RS port ｐ＝０を使用する端末ａに対してＤＭ−ＲＳを用いてチャンネル係数を検出する過程の一例を示す。

即ち、数式１８は（Case１で）ＣＤＭ ＤＭ−ＲＳを使用する有効チャンネル（effective channel）の検出過程の一例を示した数式である。

また、以下の数式１８はstep１とstep２に区分される。

次に、ＣＤＭ転送がなされない場合（即ち、特定portの転送のみなされる場合）に対して説明する。

以下の数式１９は、図１７でDM-RS port ｐ＝０を使用する端末ａに対してＤＭ−ＲＳを用いてチャンネル係数を検出する過程の一例を示す。

この際、DM-RS port ｐ＝１に対するＤＭ−ＲＳ転送は実際に発生しない。

即ち、数式１９は（Case２で）ＣＤＭ ＤＭ−ＲＳを使用する有効チャンネル（effective channel）の検出過程の一例を示した数式である。

同様に、以下の数式１９はstep１とstep２に区分される。

第２の過程に、受信端はＰＴＲＳが転送される周波数トーンｆ（ｘ）に対してｌ番目のＯＦＤＭシンボルと（l＋１）番目のＯＦＤＭシンボルのconjugate積を通じて２つのシンボル間の位相差を推定する。

即ち、受信端はreference signalを用いた直接的なeffective channel推定を行わず、２つのシンボル間の位相差のみを推定する。

そして、受信端は推定した位相差をＤＭ−ＲＳを用いて推定したチャンネル係数（第１の過程参照）に反映して各ＯＦＤＭシンボルに対するeffectiveチャンネルを推定する。

該当過程やはり、第１の過程のように（１）ＣＤＭ転送がなされる場合と（２）ＣＤＭ転送がなされない場合に区分して説明することができる。

まず、ＣＤＭ転送がなされる場合に対して説明する。

数式２０は、図１７でDM-RS port ｐ＝０を使用する端末ａに対してＰＴＲＳを用いた隣接シンボル間の位相差を検出する過程の一例を示す。

即ち、数式２０は（Case１で）ＣＤＭ ＰＴＲＳを使用する隣り合う（neighboring）ＯＦＤＭシンボルの間の位相回転の検出過程の一例を示した数式である。

同様に、以下の数式２０はstep１とstep２に区分される。

次に、ＣＤＭ転送がなされない場合（即ち、特定portの転送のみなされる場合）に対して説明する。

以下の数式２１は、図１７でDM-RS port ｐ＝０を使用する端末ａに対してＰＴＲＳを用いた隣接シンボル間の位相差を検出する過程の一例を示す。

この際、DM-RS port ｐ＝１に対するＰＴＲＳ転送は実際に発生しない。

即ち、数式２１は（Case２で）ＣＤＭ ＰＴＲＳを使用する隣り合う（neighboring）ＯＦＤＭシンボルの間の位相回転の検出過程の一例を示した数式である。

同様に、以下の数式２１はstep１とstep２に区分される。

前述したように、方法５は実際ＣＤＭされるportの転送有無に関わらず、ＰＴＲＳを資源を用いて隣接シンボル間の位相回転を推定する時、
を仮定した。

したがって、方法５の活用のために以下の方法６を提案する。

（方法６）

方法６は特定ＣＤＭグループで共有するＰＴＲＳ資源を用いてＰＴＲＳを転送する場合、各DM-RS portに対するＰＴＲＳは、ＰＴＲＳが定義された周波数トーンと同一の周波数トーンに位置したDM-RS symbolを使用する方法である。

即ち、方法６はDM-RS symbolと同一のsymbolをPTRS symbolに使用する。

ここで、DM-RS symbolとPTRS symbolが同一のシンボルという意味はＤＭ−ＲＳ信号とＰＴＲＳ信号が同一であるという意味を示す。

即ち、ＰＴＲＳ信号は、ＤＭＲＳ信号と同一の信号を用いることと解釈できる。

図１８は、本明細書で提案するＰＴＲＳシンボル構造の一例を示した図である。

図１８で、
、
は各々ｘ番目の周波数トーンのｍ番目のＯＦＤＭシンボルのPTRS symbol、DM-RS symbolを示す。

そして、方法６は方法５を用いるので、方法５によって、
、
となる。

（方法７）

前記数式２０のように、互いに異なるDM-RS portに対するＰＴＲＳがＣＤＭされて転送される場合、該当resource（time、frequency、code）は各々のDM-RS portと相異するチャンネルを有するようになる。

したがって、方法７は前記のような場合、PTRS resourceに対してＤＭ−ＲＳと異なる新しいportに前記PTRS resourceを定義する方法である。

図１９は方法７を説明する図面を示し、本明細書で提案するＤＭ−ＲＳポートとＰＴＲＳポートとの間の互いに異なるポートを定義した一例を示す。

図１９で、
は各々互いに異なる／または互いに同一の特定定数値を示す。

前記のように、ＤＭ−ＲＳのためのportとＰＴＲＳのためのportを分離して定義する場合、各ＲＳの特性に合うようにＲＳを定義するか、または受信端処理を遂行することができる長所を有する。

例えば、ＤＭ−ＲＳはportの数だけＲＳを直交するように定義しなければならないが、ＰＴＲＳは多数のportが１つのＰＴＲＳを共有することができる。

また、ＤＭ−ＲＳは送信端と受信端との間に約束されたRS sequenceを用いて送信端と受信端との間の有効チャンネルを推定するが、ＰＴＲＳは隣接したＲＳ間の位相回転のみ推定することができる。

Ｍｕｌｔｉ−ｅＮＢまたはＭｕｌｔｉ−ＵＥ転送に対するＰＴＲＳ構造

次に、本明細書で提案する更に他の実施形態に、Ｍｕｌｔｉ−ｅＮＢまたはＭｕｌｔｉ−ＵＥ転送に対するＰＴＲＳ構造に対して説明する。

位相回転推定のためにＰＴＲＳを定義する時、多数のＰＴＲＳを定義することはＲＳのoverheadを大きく増加させることができる短所を有するようになる。

したがって、最小限のＰＴＲＳを定義することによって、ＲＳのoverheadを最小化することができる方法が必要である。

特に、価格及びエネルギー効率に大きく制約を受ける端末は素子特性によってphase noiseが大きく発生することがあるが、基地局は端末対比良い素子特性によって比較的phase noiseの影響が小さいことがある。

このように、基地局端のphase noiseを考慮しなくてもよい場合、ダウンリンク信号を転送する時、必要なＰＴＲＳのoverheadを大幅に減らすことができる。

以下、本明細書で提案するＲＳのオーバーヘッドが最小化できるＰＴＲＳ構造に対して多様な方法により具体的に説明する。

（方法８）

方法８は、ダウンリンク信号転送時に、phase noiseによるimpairmentを補償するためのreference signalであるＰＴＲＳを転送する方法である。

この際、前記ＰＴＲＳはＤＭ−ＲＳが定義された副搬送波toneのうち、いずれか１つのtoneで定義する。

図２０は方法８を示した図であり、本明細書で提案する低いＲＳオーバーヘッドと同一の転送位相雑音を考慮したＰＴＲＳ構造の一例を示した図である。

具体的に、図２０ａはＦＤＭ方式の一例であり、図２０ｂはＣＤＭ方式の一例を示す。

場合によって、基地局または送信端でもphase noiseによるimpairmentを考慮することができる。

このような場合、多数の基地局を用いる転送シナリオで各基地局からのphase noiseによるimpairmentを推定するためには互いに直交するreference signalを定義しなければならない。

但し、単位ＲＢ当たり定義される直交ＰＴＲＳの数はＭｕｌｔｉ−ｅＮＢ転送を遂行する最大ｅＮＢ数より大きいか等しいように定義することができる。

このような状況に適合したＰＴＲＳの定義方法を以下の方法９のように定義することができる。

（方法９）

方法９は、ダウンリンク信号転送時に、phase noiseによるimpairmentを補償するためのreference signalであるＰＴＲＳを転送する更に他の方法である。

この際、単位ＲＢ当たり定義される直交ＰＴＲＳの数はＭｕｌｔｉ−ｅＮＢ転送を遂行する最大ｅＮＢの数より大きいか等しいように定義する。

また、Ｍｕｌｔｉ−ｅＮＢ転送を遂行する場合、端末は各ｅＮＢに対するＰＴＲＳの転送有無を把握し、該当ＰＴＲＳを端末で復調できるように基地局はＤＣＩまたはRRC signalingを通じて該当情報を前記端末に転送する。

以後、前記端末は前記基地局から転送を受けたＭｕｌｔｉ−ｅＮＢ遂行有無と関連した情報に基づいてＰＴＲＳを復調して各基地局信号から発生するphase noise impairmentを補償し、データを受信する。

図２１は方法９を示した図であり、本明細書で提案する低いＲＳオーバーヘッドと互いに異なる転送位相雑音を考慮したＰＴＲＳ構造の一例を示した図である。

具体的に、図２１ａはＦＤＭ方式の一例であり、図２１ｂはＣＤＭ方式の一例を示す。

図２１に図示したように、１つのｅＮＢは１つの端末に最大４layer転送が可能である。

このように、１つのｅＮＢから信号転送がなされる場合、端末はlayer０に対して定義されているＰＴＲＳを用いてphase noise impairmentを推定及び補償することができる。

即ち、１つのｅＮＢ転送時には２４番目の周波数トーンに定義されたＰＴＲＳ転送だけで端末はphase noise impairmentを推定することができる。

また、図２１に図示したように、Ｍｕｌｔｉ−ｅＮＢ転送を遂行する場合、最大２つのｅＮＢ、そして各々のｅＮＢは２つのlayer転送が可能である。

このように、Ｍｕｌｔｉ−ｅＮＢ転送を遂行する場合には基地局が端末に該当情報（Ｍｕｌｔｉ−ｅＮＢ転送遂行有無）をＤＣＩまたはRRC signalingを通じて転送してくれなければならない。

即ち、基地局は２６番目の周波数トーンの使用有無に対するsignalingを端末にしてくれなければならない。

例えば、ｅＮＢ０とｅＮＢ１が各々layer０、１とlayer２、３を用いてＭｕｌｔｉ−ｅＮＢ転送を遂行する場合、２４番目の周波数トーンに定義されたＰＴＲＳはｅＮＢ０に対するphase noise impairmentを、２６番目の周波数トーンに定義されたＰＴＲＳはｅＮＢ１に対するphase noise impairmentを推定及び補償することに利用できる。

前記の例は同一基地局の互いに異なるlayerが同一のphase noiseを有することを仮定した。

しかしながら、前記の例は同一基地局の互いに異なるlayerが互いに異なるphase noiseを有する場合にも適用できる。

例えば、１つの基地局が１つの端末に２layer転送を行う場合、layer０、layer２を用いて転送する。

この際、２つの端末に対するＭＵ−ＭＩＭＯは可能である。

例えば、２つの端末に各々１layer転送を行うＭＵ−ＭＩＭＯの場合、基地局は各端末にlayer０、layer１を通じて転送することができる。

また、２つの端末に各々２layer転送を行うＭＵ−ＭＩＭＯの場合、基地局は各端末に（layer０、layer２）、（layer１、layer３）を用いて転送することができる。

アップリンク転送の場合に多数のＵＥからの同時転送シナリオを考慮することができる。

この場合、各端末から転送される信号は端末のoscillatorによるphase noise impairmentを含む。

したがって、各端末からのphase noise impairmentを適切に推定及び補償するために、各々の端末に直交するＰＴＲＳ資源が割り当てられなければならない。

このような状況に適合したＰＴＲＳの定義方法を以下の方法１０により具体的に説明する。

（方法１０）

方法１０は、アップリンク信号転送時に、phase noiseによるimpairmentを補償するためのreference signalであるＰＴＲＳを転送する方法である。

この際、単位ＲＢ当たり定義される直交ＰＴＲＳの数はＭｕｌｔｉ−ＵＥ転送を遂行する最大ＵＥの数より大きいか等しいように定義する。

また、Ｍｕｌｔｉ−ＵＥ転送を遂行する場合、ｅＮＢはＤＣＩまたはRRC signalingを通じて各ＵＥに割り当てられたPTRS layerに対する情報を各端末に転送する。

即ち、端末はｅＮＢから転送を受けたPTRS layer情報に基づいて該当layerとmappingされるＰＴＲＳ資源を使用してＰＴＲＳを転送する。

ｅＮＢは各々のＵＥに割り当てたＰＴＲＳを復調して各端末から発生するphase noise impairmentを補償してデータを受信する。

方法１０に対する実施形態は前述した方法９の実施形態を使用することができる。

即ち、方法９の実施形態のように、１つのＵＥは最大４layer転送が可能である。

このように、１つのＵＥから信号転送がなされる場合、端末はlayer０に対して定義されているＰＴＲＳを用いてphase noise impairmentを推定及び補償することができる。

即ち、１つのＵＥ転送時には２４番目の周波数トーンに定義されたＰＴＲＳ転送だけでphase noise impairmentの推定を遂行することができる。

また、Ｍｕｌｔｉ−ＵＥ転送を遂行する場合、最大２つのＵＥ、そして各々のＵＥは２つのlayer転送が可能である。

このように、Ｍｕｌｔｉ−ＵＥ転送を遂行する場合、基地局は端末に各端末が使用するＰＴＲＳ資源に対する情報をＤＣＩまたはRRC signalingを通じて転送してくれなければならない。

即ち、基地局は端末に２４番目の周波数トーンのＰＴＲＳまたは２６番目の周波数トーンの使用有無に対するsignalingを転送しなければならない。

例えば、ＵＥ０とＵＥ１が各々layer０、１とlayer２、３を用いてｍｕｌｔｉ−ＵＥ転送を遂行する場合、基地局はＵＥ０に２４番目の周波数トーンに定義されたＰＴＲＳ資源を使用し、ＵＥ１に２６番目の周波数トーンに定義されたＰＴＲＳ資源を使用するようにsignalingする。

そして、基地局は端末からアップリンクデータ受信時に、２４番目の周波数トーンに定義されたＰＴＲＳはＵＥ０に対するphase noise impairmentを、２６番目の周波数トーンに定義されたＰＴＲＳはＵＥ１に対するphase noise impairmentを推定及び補償することに使用する。

前記の実施形態は同一端末の互いに異なるlayerが同一のphase noiseを有することを仮定した。

しかしながら、前記の実施形態は同一端末の互いに異なるlayerが互いに異なるphase noiseを有する場合にも適用することができる。

例えば、１つの端末が１つの基地局に２layer転送を行う場合、１つの端末はlayer０、layer２を用いて転送する。

図２２は、本明細書で提案するＰＴＲＳを用いて位相回転（Phase Rotation）を推定するための方法の一例を示したフローチャートである。

図２２を参照すると、端末は基地局から転送されるＤＭＲＳ及びＰＴＲＳを通じて位相回転（Phase Rotation）を推定してチャンネルを補償することができる。

具体的に、端末は基地局から１つまたはその以上の復調参照信号（Demodulation Reference Signal：ＤＭＲＳ）を受信することができる（Ｓ２２０１０）。

ここで、１つまたはその以上のＤＭＲＳは少なくとも１つのアンテナポートを介して転送されることができ、同一のアンテナポートを介して転送されるＤＭＲＳは同一のレイヤに配置できる。また、ＤＭＲＳは同一のシンボルの互いに異なる周波数トーンに特定パターンで配置できる。

１つまたはその以上のＤＭＲＳが転送されるアンテナポート毎に互いに直交（orthogonal）するように資源が割り当てられるので、ＤＭＲＳは各レイヤ毎に同一の周波数トーンに配置できる。

以後、端末は受信されたＤＭＲＳに基づいて各レイヤ毎に有効チャンネルを生成し（Ｓ２２０２０）、基地局から位相回転を推定するために使われるＰＴＲＳを特定資源領域で受信する（Ｓ２２０３０）。

前記特定資源領域は周波数領域でＤＭＲＳが転送される周波数トーンのうち、少なくとも１つの周波数トーンに設定され、時間領域で前記ＤＭＲＳシンボルの以後の少なくとも１つのシンボルに設定できる。

前記特定資源領域は周波数領域で前記ＤＭＲＳが転送される周波数トーンのうち、少なくとも１つの周波数トーンに設定され、時間領域で前記ＤＭＲＳシンボルの以後の少なくとも１つのシンボルに設定できる。

以後、端末は基地局から特定資源領域で各シンボルの有効チャンネルで発生する位相回転を推定するための複数のＰＴＲＳを受信する（Ｓ２２０３０）。

ＰＴＲＳが転送される特定資源領域は周波数領域で前記ＤＭＲＳが転送される周波数トーンのうち、少なくとも１つの周波数トーンに設定され、時間領域で前記ＤＭＲＳシンボルの以後の少なくとも１つのシンボルに設定できる。

前記設定された少なくとも１つの周波数トーンを通じて転送されるＰＴＲＳは、前記設定された少なくとも１つの周波数トーンで転送されるＤＭＲＳと同一の信号構造を有することができる。

また、ＰＴＲＳが転送されるアンテナポートとＤＭＲＳが転送されるアンテナポートは同一または相異することができる。

各アンテナポート別に同一または相異するＰＴＲＳが転送されることができ、互いに異なるアンテナポート上で同一の資源領域を通じて互いに異なるＰＴＲＳが転送できる。

端末は、基地局から受信されたＤＭＲＳとＰＴＲＳを用いて位相推定を遂行する（Ｓ２２０４０）。即ち、端末は位相雑音（Phase Noise）によって発生したＰＴＲＳシンボルの位相回転をＤＭＲＳとＰＴＲＳを用いて推定し、推定された位相差だけチャンネルを補償する。

例えば、端末は受信されたＰＴＲＳを用いてＰＴＲＳが転送されたシンボルの有効チャンネルを推定する。以後、端末はＰＴＲＳを用いて推定した有効チャンネルとＤＭＲＳを用いて推定した有効チャンネルとの間の位相回転の差を推定し、推定された位相回転だけＰＴＲＳを用いて推定した有効チャンネルに補償する。

端末は補償されたチャンネルを用いて基地局からデータを受信し、復調（demodulation）することができる（Ｓ２２０５０）。

このような方法を用いると、デコーディングを速く遂行するために特定シンボルのみにＤＭＲＳが配置される場合、ＤＭＲＳの以後のＤＭＲＳチャンネルを用いるシンボルに発生できる位相雑音による位相回転を補償することができる効果がある。

図２３は、本明細書で提案する複数のアンテナポートがＰＴＲＳを共有する方法の一例を示した図である。

図２３を参照すると、特定レイヤで転送されるＰＴＲＳを用いて複数のＤＭＲＳが転送されるアンテナポートで位相推定を遂行することができる。

具体的に、複数のアンテナポート上で位相雑音を推定するためのＰＴＲＳは特定レイヤのみで設定できる。即ち、ＤＭＲＳを転送するためのＤＭＲＳポートは１つのＰＴＲＳポートを共有することができる。

互いに異なるＤＭＲＳが転送される複数のＤＭＲＳポートとＰＴＲＳが転送される１つのＰＴＲＳポートは互いに連関または結合（tie）されていることができる。

ＰＴＲＳポートと連関または結合されている全ての複数のＤＭＲＳポートに対する位相雑音を補償するための位相推定（phase tracking）の演算は１つのＰＴＲＳポートから可能でありうる。

例えば、ＤＭＲＳポート７及び８とＰＴＲＳポート６０が連関または結合されているか、またはＤＭＲＳポート９及び１０とＰＴＲＳポート６１が連関または結合されている場合、ＤＭＲＳポート７及び８またはＤＭＲＳポート９及び１０は位相推定演算をＰＴＲＳポート６０または６１を介して遂行することができる。

この際、各ＰＴＲＳポート別にRS sequenceが定義できる。具体的に、RS sequenceの生成方式は送／受信端の間に予め決定されていることができる。例えば、RS sequenceはＰＴＲＳポート番号、ＤＭＲＳポート番号、端末のＩＤ、サブフレームインデックス、及び／又はスロットインデックスなどを用いて生成できる。

基地局はＬ１、Ｌ２、及び／又はＬ３シグナリングを通じてRS sequenceを生成するための情報を転送し、端末は基地局から転送された情報を用いてRS sequenceを生成することができる。

端末は自身に割り当てられたＰＴＲＳポートから前述した方法によりRS sequenceを誘導することができ、誘導されたRS sequenceからＰＴＲＳが転送される資源要素（Resource Element：ＲＥ）の受信有効チャンネルを推定することができる。

以後、端末は推定された有効チャンネルとＤＭＲＳから推定された有効チャンネルを比較して各有効チャンネルに位相雑音によって発生したシンボル（例えば、ＯＦＤＭシンボルなど）の間の位相差を推定することができる。

以下の数式２２は、送信信号と受信信号の一例を示す。

数式２２で、ｕは受信アンテナポートのインデックス、ｋは副搬送波のインデックス、ｌはＯＦＤＭシンボルの位置、ｉはレイヤのインデックスを示す。

は受信信号を示し、
はチャンネルベクトル、
は受信アンテナポート（または、端末）に対するＣＰＥ（Common Phase Error）、
はプリコーディングベクトル、
は送信信号を示す。

ＣＰＥは、各ＯＦＤＭシンボルで位相雑音によって発生する位相回転値を意味する。

例えば、図２３に図示したようにlayer０と１のうち、layer０のみでＰＴＲＳを転送する場合、ＰＴＲＳはlayer０と１が共有するようになり、ＤＭＲＳ及びＰＴＲＳに対する送信信号と受信信号は以下の通りでありうる。

送信信号：

ＰＴＲＳ領域での受信信号：

この際、図２３のＰＴＲＳ領域で各々の受信ポートの受信信号は以下の数式２３のように示すことができる（ｋ＝５、ｌ＝３、．．．、１３）。

数式２３で、
である。

そして、ＤＭＲＳシンボルが存在するＯＦＤＭシンボルとＰＴＲＳが転送されるｌ番目のＯＦＤＭシンボルの間の位相差を示す
は以下の数式２４を通じて推定できる。

ここで、
は
と同一でありえ、搬送波間の干渉とＡＷＧＮは考慮されていない。

はｓ番目のDMRS portとｕ番目の受信アンテナに対する有効チャンネル推定値を示し、以下の数式２５を通じて計算できる。

端末は基地局から転送されるＤＭＲＳ及びＰＴＲＳを用いて位相雑音による位相回転を推定することができる。この際、layer０と１のうち、layer０のみでＰＴＲＳが転送されるので、端末は以下のような２つの方法のうちの１つを用いて位相回転を推定することができる。

第１に、端末はlayer０の受信アンテナで推定した位相回転をレイヤ１の受信アンテナにも同一に適用して位相回転を推定することができる。この際、layer０の受信アンテナとlayer１の受信アンテナの位相雑音ソース（phase noise source）が同一でなければならない。

第２に、端末は各々の受信アンテナで位相回転を各々推定することができる。この際、各layerのアンテナポートが共有するＰＴＲＳを統一ポートとして定義してPTRS sequenceを共有することができる。

このように、複数のＤＭＲＳポートが１つのＰＴＲＳポートを共有する場合、１つのlayerのみでＰＴＲＳを転送するので、３ｄｂブースティング（boosting）が可能でありうる。

このように、同一の位相雑音ソースの場合、ＰＴＲＳを共有することができる。しかしながら、ＭＵ−ＭＩＭＯで互いに異なる端末に対するプリコーダが異なり、これによって相互間信号干渉が少ない場合（例えば、Orthogonal Precoder）、共有されるＰＴＲＳを受信できない場合が発生することがある。

以下、このような問題点を解決するために各アンテナポート毎にＰＴＲＳを転送する方法を説明することにする。

図２４は、本明細書で提案するＣＤＭ（Code Division Multiplexing）を用いてＰＴＲＳを転送する方法の一例を示した図である。

図２４を参照すると、互いに異なるアンテナポート上で転送されるＰＴＲＳはＣＤＭ方式を用いて各レイヤの同一の資源領域に設定できる。

具体的に、各layerの復調参照信号であるＤＭＲＳがＣＤＭ方式により特定パターンで各layerに配置された後、各layerの同一の特定資源領域に位相回転を推定するためのＰＴＲＳが配置できる。

この際、特定資源領域は周波数領域でＤＭＲＳが配置された周波数トーンのうち、特定周波数トーンに設定され、時間領域でＤＭＲＳシンボルの以後の少なくとも１つのシンボルに設定できる。

即ち、ＣＤＭされるＤＭＲＳポートと連関または結合される各々のＰＴＲＳはＣＤＭ方式を用いることによって、互いに同一の時間軸／周波数軸資源を共有する。

例えば、図２４に図示したようにlayer０及び１で、ＤＭＲＳがＣＤＭ方式により配置され、各layerの周波数トーンインデックス５及び６でＰＴＲＳが配置できる。

即ち、図２４でＰＴＲＳに対する送信信号は以下の通りでありうる。

送信信号：

このように、ＣＤＭ方式を用いて互いに異なるアンテナポート上のＰＴＲＳを同一の資源領域に配置する場合、端末は同一の資源領域を通じてＰＴＲＳを受信することができるので、端末と共にスケジューリングされる他の端末のスケジューリング情報を別途に端末に転送しなくてもよい。

したがって、スケジューリング情報のシグナリング減少によってシグナリングオーバーヘッドが減少する効果がある。

図２５は、本明細書で提案するＦＤＭ（Frequency Division Multiplexing）を用いてＰＴＲＳを転送する方法の一例を示した図である。

図２５を参照すると、互いに異なるアンテナポート上で転送されるＰＴＲＳはＦＤＭ方式を用いて各レイヤの同一の資源領域に設定できる。

具体的に、各layerの復調参照信号であるＤＭＲＳがＣＤＭ方式により特定パターンで各layerに配置された後、各layerの特定資源領域に位相回転を推定するためのＰＴＲＳがＦＤＭ方式を用いて配置できる。

この際、特定資源領域は周波数領域でＤＭＲＳが配置された周波数トーンのうち、特定周波数トーンに設定され、時間領域でＤＭＲＳシンボルの以後の少なくとも１つのシンボルに設定できる。

即ち、ＣＤＭされるＤＭＲＳポートと連関または結合される各々のＰＴＲＳは、ＦＤＭ方式を用いることによって、互いに異なる時間軸／周波数軸資源を共有する。

例えば、図２５に図示したように、layer０及び１で、ＤＭＲＳがＣＤＭ方式により配置される場合、ＦＤＭ方式を用いてlayer０でＰＴＲＳは周波数トーンインデックス５に配置され、layer１でＰＴＲＳは周波数トーンインデックス４に配置できる。

即ち、図２５でＰＴＲＳに対する送信信号は以下の通りでありうる。

送信信号：

このように、ＦＤＭ方式を用いて互いに異なるアンテナポート上のＰＴＲＳを同一の資源領域に配置する場合、端末は端末と共にスケジューリングされる他の端末のスケジューリング情報が必要である。

しかしながら、スケジューリング有無に関わらず、ＦＤＭされる資源領域をnullingする場合、端末は端末と共にスケジューリングされる他の端末のスケジューリング情報を基地局から受信しなくてもよい。

したがって、ＦＤＭされる資源領域をnullingする場合、スケジューリング情報のシグナリング減少によってシグナリングオーバーヘッドが減少する効果がある。

図２６は、本明細書で提案する複数のＰＴＲＳが同一の資源領域を用いて転送される方法の一例を示した図である。

図２６を参照すると、位相雑音によって発生する位相回転を推定するために各layer毎に転送されるＰＴＲＳは同一の資源領域を通じて転送できる。

具体的に、各layerの復調参照信号であるＤＭＲＳがＣＤＭ方式により特定パターンで各layerに配置された後、各layerの同一の特定資源領域に位相回転を推定するためのＰＴＲＳが配置できる。即ち、互いに異なるポート上で転送されるＰＴＲＳは特定資源を共有する。

この際、特定資源領域は周波数領域でＤＭＲＳが配置された周波数トーンのうち、特定周波数トーンに設定され、時間領域でＤＭＲＳシンボルの以後の少なくとも１つのシンボルに設定できる。

即ち、ＣＤＭされるＤＭＲＳポートと連関または結合される各々のＰＴＲＳは互いに同一の時間軸／周波数軸資源を共有する。

共有されたＰＴＲＳは、ＰＴＲＳを転送するための複数のＰＴＲＳポートが時間／周波数資源を共有することを意味する。

例えば、図２６に図示したようにlayer０及び１でＤＭＲＳがＣＤＭ方式により配置され、各layerの周波数トーンインデックス５でＰＴＲＳが配置できる。

即ち、図２６に図示したように、２つのＰＴＲＳポートがｋ＝５、及びｌ＝３、．．．、１３の資源を共有することができる。そして、同一のlayerの各ＰＴＲＳポートはＤＭＲＳポートと各々連関または結合される。

ＰＴＲＳがＤＭＲＳシンボルが存在するＯＦＤＭシンボルと異なるＯＦＤＭシンボル間の位相変化の推定のみのために使われる場合、各々のＤＭＲＳにより推定された有要チャンネルはＰＴＲＳが転送される領域（図２６のｋ＝５、ｌ＝３、．．．、１３の領域）では推定されない。

この場合、複数のＰＴＲＳポートはＰＴＲＳを転送するために時間及び周波数資源を共有することができ、ＰＴＲＳに対する送信信号と受信信号は以下の通りでありうる。

送信信号：

受信信号：

ＰＴＲＳが同一の時間軸／周波数軸資源を共有することはＣＤＭ及びＦＤＭのようなマルチプレキシング方式を使用することでなく、実質的な資源を共有することを意味する。

ＰＴＲＳは位相雑音によって発生する位相回転のみ推定すればよいので、各アンテナポートの有効チャンネルを推定するために直交（orthogonal）するように転送されるＤＭＲＳとは異なり、ＰＴＲＳは同一の資源を占有することができる。

端末は、各々のＰＴＲＳを直交（orthogonal）するように転送しなくても位相雑音のソースが同一であれば、位相回転値を推定することができる。

位相雑音のソースが異なる場合、端末は同一の資源領域で互いに異なるアンテナポートで転送されるＰＴＲＳをＤＭＲＳを用いて推定した各ポートに対する有効チャンネルを用いて区別して位相回転値を推定することができる。

具体的に、端末は以下の数式２６で左側のチャンネル行列をＤＭＲＳから推定した有効チャンネルに補償して各々のアンテナポートで転送されるＰＴＲＳを示すｘ値を推定することができる。

このように、ＰＴＲＳを配置するためにＣＤＭされるＤＭＲＳポートと連関または結合されるＰＴＲＳポートが各々設定できる。例えば、ＤＭＲＳポート７はＰＴＲＳポート３０と連関し、ＤＭＲＳポート８はＰＴＲＳポート３１と連関できる。

この際、連関または結合されるＤＭＲＳポートとＰＴＲＳポートは同一のプリコーダを使用することができる。即ち、連関または結合されるＤＭＲＳポートとＰＴＲＳポートは同一のプリコーダを使用してプリコーディングを遂行することができる。

各ＰＴＲＳポートを介して転送されるＰＴＲＳは以下のように２つの方法により転送できる。

第１に、同一のアンテナポートを介して転送されるＰＴＲＳは全てのＯＦＤＭシンボルで同一でありうる。即ち、同一のアンテナポート上で互いに異なるシンボルを通じて転送されるＰＴＲＳは同一でありうる。

この場合、互いに異なるアンテナポート上で転送されるＰＴＲＳは互いに同一または相異することができ、図２６に図示された各layerの送信信号は以下の通りでありうる。

端末は、同一のアンテナポート上で転送される全てのシンボルのＰＴＲＳが同一であるので、有効チャンネルを推定しなくても受信されたＰＴＲＳを用いて以下の数式２７のようにＯＦＤＭシンボル間の位相差を推定することができる。

第２に、互いに異なるアンテナポート上で同一のシンボルを通じて転送されるＰＴＲＳは同一でありうる。即ち、ＤＭＲＳポートは各々互いに異なるＰＴＲＳポートと連関または結合される。この際、各々のＰＴＲＳポートは同一のRS sequenceを転送する。

基地局はＭＵ−ＭＩＭＯまたはＳＵ−ＭＩＭＯの環境でＰＴＲＳにパワーブーストを適用する場合、ブースト（boost）有無をＤＣＩの１bitを通じて端末にシグナリングすることができる。

この際、ＭＵ−ＭＩＭＯの環境でＰＴＲＳにパワーブーストを適用する場合、干渉によって周波数密度が変わることを緩和させることができる。

この場合、同一のアンテナポート上で互いに異なるシンボルを通じて転送されるＰＴＲＳは互いに相異するか、または同一でありえ、図２６に図示された各layerの送信信号は以下の通りでありうる。

端末は互いに異なるアンテナポート上で同一のシンボルを通じて転送されるＰＴＲＳは同一であるが、同一のアンテナポート上で転送される全てのシンボルのＰＴＲＳが同一でないことがあるので、各ＯＦＤＭシンボルの有効チャンネルを推定し、受信されたＰＴＲＳを用いて以下の数式２８のように推定されたＯＦＤＭシンボルの有効チャンネル間の位相差を推定することができる。

の場合、ＤＭＲＳシンボルが配置されたＯＦＤＭシンボルとｌ番目のＯＦＤＭシンボル間の位相差
は以下の数式２９の通りでありうる。

ここで、
は位相雑音によって発生する互いに異なるOFDM Symbol間の位相差を意味する。

数式２９で、
は以下の数式３０の通りでありうる。

第１の方法と第２の方法を比較すると、以下の数式３１の通りである。

このように複数のＰＴＲＳポートが時間軸及び周波数軸上の特定資源を共有してＰＴＲＳを転送する場合、複数の端末がＰＴＲＳを共有することができ、ＰＴＲＳが各layer毎に転送されるか、または特定layerのみで転送されるか否かと関連したシグナリングが必要でないので、オーバーヘッドが減少する効果がある。

また、端末がＰＴＲＳが転送されるシンボルと隣接したシンボルを通じて他の端末のＰＴＲＳが転送されるか否かを知っていなくてもよいので、transparentな動作をすることができる。

本発明の更に他の実施形態に、ＤＭＲＳポートとＤＭＲＳポートと連関または結合されたＰＴＲＳポートは同一のプリコーダを使用することができ、同一の直交カバーコード（Orthogonal Code Cover）または同一のＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）コードを使用（または、適用）することができる。

即ち、ＤＭＲＳポートとＤＭＲＳポートと連関または結合されたＰＴＲＳポートは同一のＯＣＣまたはＤＦＴコードを使用してＤＭＲＳ及びＰＴＲＳを生成することができる。

具体的に、互いに異なるＤＭＲＳポート上でＣＤＭ方式を用いて互いに異なるＤＭＲＳが転送されるので、端末は各々のポートで転送されたＤＭＲＳが全て加えられた値を受信するようになる。

この場合、ＤＭＲＳとＰＴＲＳに互いに異なるＯＣＣが適用されれば、端末が推定したチャンネルの形態が変わって位相回転値が推定できない。

したがって、ＤＭＲＳポートとＤＭＲＳポートと連関または結合されたＰＴＲＳポートは同一のＯＣＣまたはＤＦＴコードを使用してＤＭＲＳ及びＰＴＲＳを生成する。

例えば、図２６でＤＭＲＳポート０と１はＣＤＭ方式を用いてマルチプレキシングできる。この場合、送信信号
及び
は以下の数式３２のようにランダムsequence（または、ZC sequence）とＯＣＣ（またはねDFT code）の積として定義できる。

数式３２で、ｗはＯＣＣ（または、ＤＦＴコード）を示し、Ｒはランダムsequence（または、ZC sequence）を示す。

この際、ｋ番目のサブキャリアに位置するDMRS sequence及びPTRS sequenceを示す
と
は、以下の数式３３のような関係でありうる。

即ち、DMRS sequenceを示す
のＯＣＣ（または、ＤＦＴコード）であるｗをPTRS sequenceを示す
に同様に適用することができる。

この場合、端末は有効チャンネルを推定する過程を遂行せず、ＤＭＲＳ及びＰＴＲＳを用いてDMRS sequenceが位置するＯＦＤＭシンボルとＰＴＲＳが位置するＯＦＤＭシンボル間の位相差を推定することができる。

以下の数式３４は、位相差を推定するための一例を示す。

数式３４で、
はｕ番目の受信アンテナのｋ番目のsubcarrier、ｌ番目のＯＦＤＭシンボルでの受信信号を意味する。

Phase differenceは位相雑音によって発生する互いに異なるＯＦＤＭシンボル間の位相差を意味する。

このような方法を用いて位相差を推定する場合、位相雑音を補償するためにＤＭＲＳとＰＴＲＳとの間の位相回転のみ推定する。即ち、位相回転を推定する時、有効チャンネルに対する推定を遂行しなくてもよい。したがって、マルチレイヤ（または、マルチポート）状況で位相差を推定する場合、レイヤ（または、ポート）間の分離をしなくても位相差が推定できるので、他の端末に対するＰＴＲＳの割り当て有無に関わらず、位相回転に対する推定が可能である。

即ち、端末が位相回転の推定時に、ＰＴＲＳに対して他の端末との多重化有無を知る必要がない。

また、マルチレイヤ（または、マルチポート）状況でレイヤ間（または、ポート間）の干渉をなくすことができる。

図２７は、本明細書で提案するＰＴＲＳを配置する方法の一例を示した図である。

図２７を参照すると、基地局は端末の特性によって各端末別にＯＦＤＭシンボルにＰＴＲＳを配置することができる。

具体的に、１つの端末にＰＴＲＳを転送するか、または複数の端末にＰＴＲＳを転送するか否かによってＰＴＲＳの配置が変わることができる。

１つの端末に複数のレイヤを転送する場合

ＭＵ−ＭＩＭＯで１つの端末に複数のレイヤを転送する場合、各レイヤ毎にＰＴＲＳを配置しなくてもよい。この場合、追加的なシグナリングオーバーヘッドを減らすためにアンテナポートによって図２３乃至図２６で説明したようにＰＴＲＳが配置できる。

複数の端末に複数のレイヤを転送する場合

複数の端末がレイヤを共有するsharing環境で多数の端末が共にスケジューリング（co-scheduling）される場合、共にスケジューリングされる端末の間に割り当てを受けたＰＲＢの数、ＭＣＳが各々異なることがあり、占有bandが互いに異なることがある。

ＰＲＢの数及び／又はＭＣＳが異なる場合

共にスケジューリングされる端末の間に最適の時間パターンが異なる場合、以下のように３つの方法に従う時間パターンによって端末はＰＴＲＳを受信することができる。

この際、タイムパターンは暗示的または明示的シグナリングを通じて各端末で適用できる。

明示的シグナリング方式：ＤＣＩの１bitまたは２bitを用いて明示的にシグナリング。

暗示的シグナリング方式：各々のＭＣＳ及びＰＲＢの個数と連関または結合された固定値により暗示的にシグナリング。

第１に、共にスケジューリングされる端末の時間パターンのうち、最もオーバーヘッドが大きい時間パターンが全ての端末で使用できる。

この場合、基地局はオーバーヘッドが最も大きい時間パターンを端末に直接的にシグナリングする。即ち、明示的シグナリング方式が使用できる。

端末は基地局から転送を受けた時間パターンを適用して基地局からＰＴＲＳの転送を受けることができる。

この方法は最も大きいオーバーヘッドを有するタイムパターンが適用されるので端末間の干渉を減らすことができる効果がある。

第２に、共にスケジューリングされる端末は各々最適の時間パターンを使用することができる。この場合、暗示的シグナリング方式及び明示的シグナリング方式が全て使用できる。

この方法は各々の端末が最適の時間パターンを使用することができるが、周波数密度が変わることがある。この場合、ＲＳブースティングを用いることによって周波数密度が変わることを防止することができる。

第３に、端末に共にスケジューリングされる端末に対する情報をシグナリングすることによって、共にスケジューリングされる端末は各々最適の時間パターンを使用することができる。

即ち、共にスケジューリングされる端末に各々異なる端末のスケジューリング情報を転送することによって、端末は各々最適の時間パターンを用いると共に、他の端末のスケジューリング情報を知ることができるので、干渉を回避することができる。

例えば、端末は共にスケジューリングされる他の端末のスケジューリング情報に基づいて他の端末が信号を送受信する時間では信号を送受信しないことによって、最適の時間パターンを使用すると共に、干渉を回避することができる。

しかしながら、同一の周波数軸及び時間軸資源を共有するＰＴＲＳもＣＤＭを用いて各々のＰＴＲＳが互いに直交する特性を有する場合、即ち、各々のＰＴＲＳポートを分離することができる場合、ＤＭＲＳポートとＤＭＲＳポートと連関または結合されたＰＴＲＳポートは同一でないＯＣＣまたはＤＦＴコードを適用することができる。

共にスケジューリングされる端末の間に最適の周波数密度が異なる場合、以下のように２つの方法によって端末はＰＴＲＳの密度を知ることができる。

例えば、図２７に図示したように端末１、端末２、及び端末３の間にＰＴＲＳの周波数密度が異なる場合、ＰＴＲＳは以下のような２つの方法により設定できる。

第１に、基地局は各端末の互いに異なる周波数密度によってＰＴＲＳを設定し、明示的シグナリング方式を用いてＤＣＩを通じて端末に設定されたＰＴＲＳの個数、位置、周波数間隔などを知らせることができる。

第２に、ＰＴＲＳの密度はＰＲＢの個数によって基地局及び端末に既に設定された値によって設定できる。

即ち、端末と基地局が共有しているテーブル（または、規則）によって各レイヤにＰＴＲＳが設定できる。

この際、各レイヤでＰＴＲＳの周波数領域の位置は以下のように定義できる。

−最も低いindexのＰＲＢからＲＢ単位で該当個数を割り当てる（割り当てを受けたＰＲＢ数よりＰＴＲＳトーン数が少ないことを仮定）。

−この際、ＰＴＲＳの周波数トーン位置は割り当てを受けたＰＴＲＳと連関または結合されるＤＭＲＳの特定トーンと同一のトーンに位置する。

このような方法を用いる場合、ＰＴＲＳの設定が簡単で、既に設定されたテーブルを用いることによって、追加的なシグナリングが必要でないので、シグナリングオーバーヘッドが減少する。

また、テーブル（または、一定規則）によってＰＴＲＳが設定されるので、ＰＴＲＳのTransparentな構造が可能である。

図２８は、本明細書で提案する端末がＰＴＲＳを用いて位相回転（Phase Rotation）を推定する方法の一例を示したフローチャートである。

図２８を参照すると、端末はＤＭＲＳが特定シンボルのみに設定されて発生できる位相雑音による位相回転をＤＭＲＳ及びＰＴＲＳを通じて推定することができる。

具体的に、ＤＭＲＳが特定シンボルのみで特定パターンに設定される場合、他のシンボルで位相雑音による位相回転が発生することがある。このような位相回転を推定するために、端末は特定パターンによって設定されたＤＭＲＳ（Demodulation Reference Signal）をＤＭＲＳシンボルを通じて基地局から受信する（Ｓ２８０１０）。

この際、ＤＭＲＳシンボルは図８乃至図２７で説明したように特定パターンで特定シンボルに設定できる。

端末は受信されたＤＭＲＳを用いてＤＭＲＳのシンボルで有効チャンネルを推定し、位相推定に使われる複数の参照信号を基地局から受信する（Ｓ２８０２０）。

この際、参照信号はＰＣＲＳ、ＰＤＲＳ、またはＰＴＲＳと称されることができ、図８乃至図２７で説明したように特定アンテナポート上で転送され、特定資源領域に設定できる。

また、複数のＤＭＲＳポートが１つのＰＴＲＳポートを共有することができ、複数のＰＴＲＳポートが同一の資源領域を通じて複数のＰＴＲＳを転送することができる。

端末は受信されたＰＴＲＳを用いてＰＴＲＳシンボルで有効チャンネルを推定し、図２３乃至図２６で説明したことと同一の方法によりＤＭＲＳシンボルで推定した有効チャンネルとＰＴＲＳシンボルで推定した有効チャンネルとの間の位相回転を推定することができる（Ｓ２８０３０）。

以後、端末は推定した位相回転値をＰＴＲＳの有効チャンネルに補償し、補償されたチャンネルを介してデータを復調することができる。

このような方法により特定シンボルのみでＤＭＲＳが設定されて位相雑音が発生した場合、位相推定のためのＰＴＲＳを用いて位相雑音による位相回転を補償することができる。

図２９は、本発明が適用できる無線装置の内部ブロック図の一例を示した図である。

ここで、前記無線装置は基地局及び端末でありえ、基地局はマクロ基地局及びスモール基地局を全て含む。

前記図２９に図示したように、基地局２９１０及びＵＥ２９２０は通信部（送受信部、ＲＦユニット、２９１３、２９２３）、プロセッサ２９１１、２９２１、及びメモリ２９１２、２９２２を含む。

その他にも前記基地局及びＵＥは入力部及び出力部をさらに含むことができる。

前記通信部２９１３、２９２３、プロセッサ２９１１、２９２１、入力部、出力部、及びメモリ２９１２、２９２２は、本明細書で提案する方法を遂行するために機能的に連結されている。

通信部（送受信部またはＲＦユニット、２９１３、２９２３）はＰＨＹプロトコル（Physical Layer Protocol）から作られた情報を受信すれば、受信した情報をＲＦスペクトル（Radio-Frequency Spectrum）に移して、フィルタリング（Filtering）、増幅（Amplification）などを遂行してアンテナに送信する。また、通信部はアンテナで受信されるＲＦ信号（Radio Frequency Signal）をＰＨＹプロトコルで処理可能な帯域に移して、フィルタリングを遂行する機能をする。

そして、通信部はこのような送信と受信機能を転換するためのスイッチ（Switch）機能も含むことができる。

プロセッサ２９１１、２９２１は本明細書で提案された機能、過程、及び／又は方法を具現する。無線インターフェースプロトコルの階層はプロセッサにより具現できる。

前記プロセッサは、制御部、controller、制御ユニット、コンピュータなどで表現できる。

メモリ２９１２、２９２２はプロセッサと連結されて、アップリンク資源割り当て方法を遂行するためのプロトコルやパラメータを格納する。

プロセッサ２９１１、２９２１はＡＳＩＣ（application-specific integrated circuit）、他のチップセット、論理回路及び／又はデータ処理装置を含むことができる。メモリは、ＲＯＭ（read-only memory）、ＲＡＭ（random access memory）、フラッシュメモリ、メモリカード、格納媒体、及び／又は他の格納装置を含むことができる。通信部は、無線信号を処理するためのベースバンド回路を含むことができる。実施形態がソフトウェアで具現される時、前述した技法は前述した機能を遂行するモジュール（過程、機能など）で具現できる。

モジュールはメモリに格納され、プロセッサにより実行できる。メモリはプロセッサの内部または外部にいることができ、よく知られた多様な手段によりプロセッサと連結できる。

出力部（ディスプレイ部または表示部）はプロセッサにより制御され、キー入力部で発生するキー入力信号及びプロセッサからの各種の情報信号と共に、前記プロセッサで出力される情報を出力する。

延いては、説明の便宜のために、各図面を分けて説明したが、各図面に説明されている実施形態を併合して新たな実施形態を具現するように設計することも可能である。そして、当業者の必要によって、以前に説明された実施形態を実行するためのプログラムが記録されているコンピュータで読取可能な記録媒体を設計することも本発明の権利範囲に属する。

本明細書に従う方向基盤の機器検索方法は、前記したように説明された実施形態の構成と方法が限定されるように適用できるものでなく、前記実施形態は多様な変形がなされることができるように各実施形態の全部または一部が選択的に組み合わせて構成されることもできる。

一方、本明細書の方向基盤の機器検索方法はネットワークデバイスに備えられたプロセッサが読み取ることができる記録媒体にプロセッサが読み取ることができるコードとして具現することが可能である。プロセッサが読み取ることができる記録媒体はプロセッサにより読み取られることができるデータが格納される全ての種類の記録装置を含む。プロセッサが読み取ることができる記録媒体の例には、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＤ−ＲＯＭ、磁気テープ、フロッピーディスク、光データ格納装置などがあり、また、インターネットを通じての転送などのキャリアウェーブの形態に具現されることも含む。また、プロセッサが読み取ることができる記録媒体はネットワークにより連結されたコンピュータシステムに分散されて、分散方式によりプロセッサが読み取ることができるコードが格納され実行できる。

また、以上では本明細書の好ましい実施形態に対して図示及び説明したが、本明細書は前述した特定の実施形態に限定されず、請求範囲で請求する本発明の要旨を逸脱することなく当該発明が属する技術分野で通常の知識を有する者により多様な変形実施が可能であることは勿論であり、このような変形実施は本発明の技術的思想や展望から個別的に理解されてはならない。

そして、当該明細書では物品発明と方法発明が全て説明されており、必要によって両発明の説明は補充的に適用できる。

本発明の無線通信システムにおけるＲＲＣ連結方法は、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムに適用される例を中心として説明したが、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムの以外にも多様な無線通信システムに適用可能である。

Claims (16)

1. 無線通信システムにおける端末が位相推定（Phase Tracking）を遂行する方法において、
   特定パターンによって設定されたＤＭＲＳ（Demodulation Reference Signal）をＤＭＲＳシンボルを通じて基地局から受信するステップと、
   前記位相推定に使われる複数の参照信号を前記基地局から受信するステップと、
   前記複数の参照信号は特定アンテナポート上で転送され、前記位相推定のために他のアンテナポート上で転送される少なくとも１つの他の参照信号と同一の特定資源領域を通じて受信され、
   前記ＤＭＲＳまたは前記複数の参照信号のうち、少なくとも１つに基づいて前記位相推定を遂行するステップとを含む、方法。
2. 前記ＤＭＲＳ及び前記複数の参照信号は、同一のプリコーダを通じてプリコーディングされる、請求項１に記載の方法。
3. 前記複数の参照信号の各々は前記特定資源領域の各シンボル間に互いに同一である、請求項１に記載の方法。
4. 前記複数の参照信号と前記少なくとも１つの他の参照信号は同一である、請求項１に記載の方法。
5. 前記ＤＭＲＳ及び前記複数の参照信号は同一の直交カバーコード（Orthogonal Code Cover）または同一のＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）コードを通じて生成される、請求項１に記載の方法。
6. 前記特定資源領域は周波数領域で前記ＤＭＲＳと同一の周波数トーンに設定される、請求項１に記載の方法。
7. 前記ＤＭＲＳを用いて各シンボルの有効チャンネルを生成するステップをさらに含み、
   前記位相推定を遂行するステップは、
   前記各シンボルの生成された有効チャンネルを推定するステップと、
   前記ＤＭＲＳと前記複数の参照信号のうちの１つを用いてシンボル間の位相差を推定するステップとを含む、請求項１に記載の方法。
8. 前記複数の参照信号は時間領域で特定パターンによって設定される、請求項１に記載の方法。
9. 前記基地局から前記特定パターンを示すパターン情報を受信するステップをさらに含み、
   前記特定パターンは前記端末の第１タイムパターン及び前記端末と共にスケジューリングされる他の端末の第２タイムパターンのうち、オーバーヘッドが最も大きいタイムパターンまたは前記第１タイムパターンである、請求項８に記載の方法。
10. 前記基地局から前記端末と共にスケジューリングされる他の端末のスケジューリング情報を受信するステップをさらに含み、
    前記特定パターンは前記端末のタイムパターンであり、
    前記参照信号は前記スケジューリング情報に基づいて前記特定資源領域のうち、前記他の端末との干渉が発生しない資源領域で転送される、請求項８に記載の方法。
11. 無線通信システムにおける位相推定を遂行する端末において、
    外部と無線信号を送信及び受信する通信部と、
    前記通信部と機能的に結合されているプロセッサを含み、かつ前記プロセッサは、
    特定パターンによって設定されたＤＭＲＳ（Demodulation Reference Signal）をＤＭＲＳシンボルを通じて基地局から受信し、
    前記位相推定に使われる複数の参照信号を前記基地局から受信し、
    前記複数の参照信号は特定アンテナポート上で転送され、前記位相推定のために他のアンテナポート上で転送される少なくとも１つの他の参照信号と同一の特定資源領域を通じて受信され、
    前記ＤＭＲＳまたは前記複数の参照信号のうち、少なくとも１つに基づいて前記位相推定を遂行する、端末。
12. 前記ＤＭＲＳ及び前記複数の参照信号は同一のプリコーダを通じてプリコーディングされる、請求項１１に記載の端末。
13. 前記ＤＭＲＳ及び前記複数の第１参照信号は同一の直交カバーコード（Orthogonal Code Cover）または同一のＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）コードを通じて生成される、請求項１０に記載の端末。
14. 前記プロセッサは、
    前記ＤＭＲＳを用いて各シンボルの有効チャンネルを生成し、
    前記各シンボルの生成された有効チャンネルを推定し、
    前記ＤＭＲＳと前記複数の参照信号のうちの１つを用いてシンボル間の位相差を推定する、請求項１１に記載の端末。
15. 前記プロセッサは、
    前記基地局から前記特定パターンを示すパターン情報を受信し、
    前記複数の参照信号は時間領域で特定パターンによって設定され、
    前記特定パターンは前記端末の第１タイムパターン及び前記端末と共にスケジューリングされる他の端末の第２タイムパターンのうち、オーバーヘッドが最も大きいタイムパターンまたは前記第１タイムパターンである、請求項１１に記載の端末。
16. 前記プロセッサは、
    前記基地局から前記特定パターンを示すパターン情報を受信し、
    前記複数の参照信号は時間領域で特定パターンによって設定され、
    前記特定パターンは前記端末の第１タイムパターン及び前記端末と共にスケジューリングされる他の端末の第２タイムパターンのうち、オーバーヘッドが最も大きいタイムパターンまたは前記第１タイムパターンである、請求項１１に記載の端末。