JP2020166286A - バーストフレーム誤り処理 - Google Patents
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Abstract
Description
Z(m)=α(m)・Y(m)・ej(θk+θ'(m))+β(m)・Y'(m)・ejη(m)
に従う。ここで、β(m)は、振幅スケーリング係数であり、η(m)はランダム位相である。したがって、加法雑音要素は、振幅スペクトルのスケーリングされたランダム位相スペクトル係数Y'(m)からなる。本発明によれば、β(m)は、一次的なフレーム喪失隠蔽の代理フレームのスペクトルのスペクトル係数Y(m)に減衰係数α(m)を適用する場合に、エネルギーの損失を補償するように選択されうる。したがって、受信エンティティは、オプションのステップS204において、β(m)が代理フレームのスペクトルに対して減衰係数α(m)を適用した結果のエネルギーの損失を補償するように、雑音要素に対する振幅スケーリング係数β(m)を決定するように構成されてもよい。
β(m)=√(1−α2(m))
のように決定されうる。
によって行われうる。ここで|Ik|は、周波数グループkのサイズ、すなわち、含められる周波数ビンの数を表す。区間Ik=[mk-1+1、…、mk]は、fsがオーディオサンプリングをNが使用される周波数領域変換のブロック長を表す場合の、周波数周波数帯域Bk=[(mk-1+1)・fs/N、…、mk・fs/N]に対応することが留意されるべきである。
を計算することによって、周波数グループに関しての低分解能な振幅スペクトル係数が計算される。低分解能な振幅スペクトル係数Y'(m)が、その後、K個の周波数グループの代表値から得られる:
Y'(m)=Y'k、ただしm∈Ik、k=1、…、K
低分解能な振幅スペクトル係数Y'kを計算するこのアプローチに伴う様々な利点がある;2つの短い周波数領域変換の使用は、大きいブロック長の単一の周波数領域変換より、計算の複雑性の観点で好ましい。さらに、平均化は、スペクトルの推定値を安定化させる、すなわち、達成可能な品質に影響を与えうる統計上の変動を減らす。先に言及したPhase ECUコントローラと併せて本実施形態を適用する際の特定の利点は、それが、先に受信された信号のフレーム、「良好なフレーム」における一次的な状態の検出に関連するスペクトル解析に依存しうることである。これは、本発明に関連付けられた計算のオーバーヘッドをさらに減らす。
β(m)=λ(m)・√(1−α2(m))
に従って計算される。
βk=λk√(1−αk 2)
に従って、周波数グループに関して適用される。
βγ(m)=γmax(0, n-thresh)・β(m)
を引き起こす。その変形によって得られる特性は、nが閾値を超える場合に、雑音信号がγn-threshを用いて減衰させられることである。例として、n=20(400ms)、及び、γ=0.5並びにT2=thresh=10とすると、雑音信号は約1/1000にスケールダウンさせられる。
本構成は、プロセッサなどの処理手段803及び命令を記憶するためのメモリ804を含む。メモリは、処理手段によって実行される場合に受信エンティティ又は構成にここで開示されるような方法を実行させる、コンピュータプログラム805の形式の命令を含む。
雑音要素を代理フレームのスペクトルZに加算すること(動作104)を含み、ここで、雑音要素の周波数特性は先に受信された信号のフレームの低分解能スペクトル表現である、方法。
β(m)=√(1−α2(m))
のように決定されうる。
−先に受信され又は再構成されたオーディオ信号の少なくとも一部の、オーディオ信号の正弦波成分の周波数を特定することを含んだ正弦解析を実行することと、
−先に受信され又は再構成されたオーディオ信号のセグメントであって、失われたフレームに対する代理フレームを生成するためにプロトタイプフレームとして用いられるセグメントに、正弦波モデルを適用することと、
−対応する特定された周波数に応答して、失われたオーディオフレームのタイムインスタンスに至るまでのプロトタイプフレームの正弦波要素の時間展開を含む代理フレームを生成することと、
による失われたオーディオフレームの隠蔽を含む。
実施形態に係るフレーム喪失隠蔽は、先に受信された又は再構成されたオーディオ信号の一部の正弦解析を含む。この正弦解析の目的は、その信号の主たる正弦波成分すなわち正弦曲線の周波数を発見することである。これにより、根底にある前提は、オーディオ信号が正弦波モデルによって生成されたこと、又はそれが限られた数の個別の正弦波からなること、すなわち、それが以下の種類の複数の正弦波信号であることである:
この等式において、Kは、信号が構成されると仮定される正弦曲線の数である。インデクスk=1…Kを有する正弦曲線のそれぞれについて、akは振幅であり、fkは周波数であり、φkは位相である。サンプリング周波数がfsによって表記されており、時間離散信号サンプルの時間インデクスは、nによってs(n)で表記されている。
によって与えられる。この式において、w(n)は、長さLの解析フレームが抽出されて重み付けされるウィンドウ関数を表しており、jは虚数単位であり、eは指数関数である。
この式において、δは、ディラックのデルタ関数を表しており、シンボル*は、畳み込み操作を表している。正弦波モデル信号のスペクトル表現を用いて、これは、
と書くことができる。したがって、サンプリングされたスペクトルは、m=0…L−1を伴って、
によって与えられる。これに基づいて、解析フレームの振幅スペクトルにおいて観測されるピークは、K個の正弦曲線を伴うウィンドウイングされた正弦波信号から生じ、ここで、真の正弦曲線周波数がそのピークの近傍で発見される。したがって、正弦波成分の周波数の特定は、さらに、使用される周波数領域変換に関するスペクトルのピークの近傍における周波数の特定を含みうる。
によって定められる放物線の放物線係数bk(0)、bk(1)、bk(2)をもたらす。
実施形態にかかるフレーム喪失隠蔽処理を実行するための正弦波モデルの適用は、以下のように説明されうる。
ウィンドウ関数は、正弦解析における上述のウィンドウ関数の1つでありうる。好ましくは、計算の複雑性を抑えるために、周波数変換されたフレームは、正弦解析の間に用いられるものと同一であるべきである。
この式については、解析部分においても使用されたものであり、上で詳細に説明している。
非負のm∈Mk及び各kに対して、
である。
1)利用可能な、先に合成された信号のセグメントを解析し、正弦波モデルの構成正弦波周波数fkを取得する。
a)信号が有限数の正弦曲線によって表現可能である仮定。
ここで説明される実施形態の概要は、以下、
−先に受信され又は再構成されるオーディオ信号の少なくとも一部の、オーディオ信号の正弦波成分の周波数を特定することを含んだ正弦解析を実行することと、
−失われたフレームに対する代理フレームを生成するために、プロトタイプフレームとして用いられるセグメントであって、先に受信され又は再構成されるオーディオ信号のセグメントに正弦波モデルを適用することと、
−失われたオーディオフレームに対する代理フレームを生成することであって、これは対応する特定された周波数に基づく、失われたオーディオフレームのタイムインスタンスまでのプロトタイプフレームの正弦波成分の時間展開を含み、
−周波数の特定において、メインローブ近似とハーモニックエンハンスメントとフレーム間エンハンスメントとの少なくとも1つを含んだ向上した周波数推定の少なくとも1つと、オーディオ信号の調性に応じた代理フレームの生成の適合と、を実行することと、
によって失われたオーディオフレームを隠蔽することを含む。
上述の放物線補間を伴う1つの制限は、使用される放物線はウィンドウ関数の振幅スペクトル|W(Ω)|のメインローブの形状を近似しないことから生じる。ソリューションとして、この実施形態は、ピークを取り囲むDFT振幅スペクトルの格子点を通じて|W(2π・q/L)|のメインローブを近似する関数P(q)を適合させ、関数の極大値に属しない個別の周波数を計算する。関数P(q)は、ウィンドウ関数の周波数シフトされた振幅スペクトル|W(2π・(q−q')/L)|と同一でありうる。しかしながら、計算を簡単にするために、むしろ、例えば関数の極大値の簡単な計算を可能とする多項式であるべきである。以下の詳細な手順が適用される:
1.ウィンドウイングされた解析フレームのDFTのピークを特定する。ピークの探索は、ピークの数Kとピークの対応するDFTインデクスを導出する。ピークの探索は、通常、DFT振幅スペクトル又は対数DFT振幅スペクトルにおいてなされうる。
送信信号は、ハーモニックであってもよく、これは、その信号がある基本周波数f0の整数倍の周波数を有する正弦波からなることを意味する。これは、信号が、声に出した会話又はある楽器の持続されている音調に対するように非常に周期的である場合である。これは、実施形態の正弦波モデルの周波数は独立ではないが、ハーモニックな関係を有するとともにある基本周波数から生じることを意味する。このハーモニックな特性を考慮することによって、結果として、正弦波成分の周波数の解析を大きく向上させることができ、この実施形態は、以下の手順を含む:
1.信号がハーモニックであるかを確認する。これは、例えば、フレームの喪失に先立って信号の周期性を評価することによって行われうる。1つの簡単な方法は、信号の自己相関解析を実行することである。あるタイムラグτ>0に対するこのような自己相関関数の最大値をインジケータとして用いることができる。この最大の値が所与の閾値を超える場合、その信号はハーモニックと見なされうる。そして、対応するタイムラグτは、基本周波数f0=fs/τに関連する信号の周期に対応する。
2.整数範囲1…Jmaxの範囲内の各ハーモニックインデクスjに対して、ハーモニック周波数fj=jf0の近傍の範囲内の解析フレームの(対数)DFT振幅スペクトルにおいてピークがあるか否かを確認する。fjの近傍は、デルタがDFTの周波数分解能fs/Lに対応するfjの周囲のデルタの範囲、すなわち、間隔[j・f0−fs/(2・L)、j・f0+fs/(2・L)]として定められうる。
候補値のセット{f0,1…f0,P}中の各f0,Pに対して、f'kを入れ替えないが、ハーモニック周波数すなわちf0,Pの整数倍の周囲の近傍の範囲内にどれだけ多くのDFTピークが存在するかをカウントして、上述の手順2を適用する。そのハーモニック周波数において又はその周囲で最も多くのピークが得られた基本周波数f0,Pmaxを特定する。このピークの最多数が所与の閾値を超える場合、信号は、ハーモニックであると仮定される。その場合、f0,Pmaxが、その後それを用いて向上した正弦波周波数f''kをもたらす手順2が実行される、基本周波数であると仮定されうる。その一方で、より好ましい選択肢は、まず、ハーモニック周波数に一致することが分かったf'kピーク周波数に基づいて、基本周波数推定値f0を最適化することである。周波数f'k(m)(m=1…M)におけるM個のスペクトルのピークのあるセットと一致することが分かったM個の倍音、すなわち、ある基本周波数の整数倍{n1…nM}のセットを仮定して、その後、基礎的な(最適化された)基本周波数推定値f0, optがハーモニック周波数とスペクトルピーク周波数との間の誤差を最小化するように計算されうる。最小化されるべき誤差が平均二乗誤差E2=Σm=1 M(nm・f0−f'k(m))2である場合、最適化された基本周波数推定値は、f0=(Σm=1 Mnm・f'k(m))/Σm=1 Mnm 2として計算される。
この実施形態によれば、推定された正弦波周波数f'kの精度が、それらの一時的な展開を考慮することによって向上させられる。したがって、複数の解析フレームからの正弦波周波数の推定値が、例えば平均化または予測を用いて合成される。平均化または予測に先立って、推定されたスペクトルのピークを個別の同じ基礎的な正弦曲線につなげるピーク追跡が適用される。
実施形態にかかるフレーム喪失隠蔽処理を実行するための正弦波モデルの適用は、以下のように説明されうる。
ウィンドウ関数は、正弦解析における上述のウィンドウ関数の1つでありうる。好ましくは、計算の複雑性を抑えるために、周波数変換されたフレームは、正弦解析の間に用いられるものと同一であるべきであり、これは、解析フレームとプロトタイプフレームとが、同様にそれらのそれぞれの周波数変換が同一であることを意味する。
この式については、解析部分においても使用されたものであり、上で詳細に説明している。
非負のm∈Mk及び各kに対して、
である。
1)利用可能な、先に合成された信号のセグメントを解析し、正弦波モデルの構成正弦波周波数fkを取得する。
d)信号が有限数の正弦曲線によって表現可能である仮定。
上で実行されるステップがフレーム喪失隠蔽動作の適応を示唆する条件を示している場合、代理フレームのスペクトルの計算が変形される。
Z(m)=α(m)・β(m)・Y(m)・ej(θk+θ'(m))
α(m)=1、β(m)=1、及びθ'(m)=0である場合、元の(適応されていない)フレーム喪失隠蔽方法が用いられることに留意すべきである。したがって、これらの各値はデフォルトである。
α(m)=10c・att_per_frame・(n_burst-thr_burst)
によって計算される。ここで、定数cは、例えばデシベル(dB)においてパラメータatt_per_frameを特定することを可能とする、単なるスケーリング定数である。
m∈Ik、k=1…Kに対して、β(m)=√Rl/r, band(k)
である。オンセットが検出された場合、代理フレームにおけるエネルギーの増加を制限することが有益であることが分かっている。その場合、係数を例えば1のある固定値に設定することができ、これは、減衰も増幅もないことを意味する。
a(m)=dith_increase_per_frame・(nburst−thrburst)
によって計算される。なお、上式において、a(m)は、完全な位相ディザリングが達成される最大値1に制限されなければならない。
Claims (29)
- 受信エンティティ(103、200、400、800、900)によって実行される、フレーム喪失隠蔽のための方法であって、
失われたフレームに対して代理フレームを構成するのに関連して、雑音要素を当該代理フレームに加算すること(S104、S208)を含み、
前記雑音要素は、先に受信されたフレームにおける信号の低分解能スペクトル表現に対応する周波数特性を有する、
ことを特徴とする方法。 - 前記雑音要素および前記代理フレームは、前記雑音要素が連続して失われたフレームの数に応じて振幅を増加させて前記代理フレームに徐々に重ね合わされるように、当該連続して失われたフレームの数に依存するスケール係数を用いてスケーリングされる、
ことを特徴とする請求項1に記載の方法。 - 前記代理フレームのスペクトル及び前記雑音要素は、周波数領域において重ね合わされる、
ことを特徴とする請求項1又は2に記載の方法。 - 低分解能スペクトル表現は、前記先に受信されたフレームにおける前記信号の振幅スペクトルに基づく、
ことを特徴とする請求項1から3のいずれか1項に記載の方法。 - 前記先に受信されたフレームにおける前記信号の前記振幅スペクトルを周波数グループに関して平均化することにより、前記振幅スペクトルの前記低分解能表現を取得する(S202a)ことをさらに含む、
ことを特徴とする請求項4に記載の方法。 - 前記先に受信されたフレームにおける前記信号の多数nの低分解能な周波数領域変換を周波数グループに関して平均化することにより、前記振幅スペクトルの前記低分解能表現を取得する(S202b)ことをさらに含む、
ことを特徴とする請求項4に記載の方法。 - 前記周波数グループに関しての平均化の間に用いられるグループ幅は、人間の聴覚に重要な帯域に従う、
ことを特徴とする請求項5又は6に記載の方法。 - 前記低分解能スペクトル表現は、線形予測符号化(LPC)のパラメータに基づく、
ことを特徴とする請求項1から7のいずれか1項に記載の方法。 - 前記雑音要素の前記代理フレームへの前記加算は、周波数領域において実行される、
ことを特徴とする請求項1から8のいずれか1項に記載の方法。 - 前記雑音要素の前記代理フレームへの前記加算は、時間領域において実行される、
ことを特徴とする請求項1から8のいずれか1項に記載の方法。 - 前記代理フレームは、減衰係数α(m)によって徐々に減衰させられる、
ことを特徴とする請求項3から9のいずれか1項に記載の方法。 - 前記代理フレームは位相を有し、当該位相はランダム位相値θ'(m)と重ね合わされる、
ことを特徴とする請求項11に記載の方法。 - 前記雑音要素に対するスケーリング係数β(m)を、β(m)が前記減衰係数α(m)を前記代理フレームに適用することによって生じるエネルギーの損失を補償するように、決定すること(S204)をさらに含む、
ことを特徴とする請求項11又は12に記載の方法。 - 前記雑音要素に、ランダム位相値η(m)が与えられる、
ことを特徴とする請求項13に記載の方法。 - β(m)は、
β(m)=√(1−α2(m))
のように決定される、
ことを特徴とする請求項12から14のいずれか1項に記載の方法。 - β(m)は、λ(m)が周波数依存の減衰係数である場合にβ(m)=λ(m)・√(1−α2(m))のように決定される、
ことを特徴とする請求項12から14のいずれか1項に記載の方法。 - λ(m)は閾値より低いmに対して1に等しく、λ(m)は当該閾値を上回るmに対して1より小さい、
ことを特徴とする請求項16に記載の方法。 - 低域通過特性が前記低分解能スペクトル表現に与えられる、
ことを特徴とする請求項1から17のいずれか1項に記載の方法。 - 前記スケーリング係数α(m)及びβ(m)は、周波数グループに関して定数である、
ことを特徴とする請求項13から18のいずれか1項に記載の方法。 - 前記雑音要素を前記代理フレームへ加算することは、バースト誤り長nが第1の閾値(T1)を超えることを確認することを含む、
ことを特徴とする請求項1から19のいずれか1項に記載の方法。 - T1≧2である、ことを特徴とする請求項20に記載の方法。
- 前記第1の閾値と少なくとも同じ大きさである第2の閾値(T2)を前記バースト誤り長nが超える場合、長期減衰係数γをβ(m)に適用すること(S103、S206)をさらに含む、
ことを特徴とする請求項20又は21に記載の方法。 - T2≧10である、ことを特徴とする請求項22に記載の方法。
- 前記代理フレームのコンポーネントは、Phase ECUのような一次的なフレーム喪失隠蔽方法によって導出される、
ことを特徴とする請求項1から23のいずれか1項に記載の方法。 - フレーム喪失隠蔽のための受信エンティティ(103、200、400、800、900)であって、前記受信エンティティは処理回路(803)を含み、前記処理回路は、
失われたフレームに対する代理フレームを構成することに関連して、雑音要素を当該代理フレームに加算すること、
を含んだ一連の処理を前記受信エンティティに実行させるように構成され、
前記雑音要素は、先に受信されたフレームにおける信号の低分解能スペクトル表現に対応する周波数特性を有する、
ことを特徴とする受信エンティティ。 - 前記一連の処理を記憶する記憶媒体(804)をさらに有し、
前記処理回路は、前記記憶媒体から前記一連の処理を取得して、前記受信エンティティに当該一連の処理を実行させるように構成される、
ことを特徴とする請求項25に記載の受信エンティティ。 - 前記一連の処理は、一連の実行可能な命令として提供される、
ことを特徴とする請求項25又は26に記載の受信エンティティ。 - フレーム喪失隠蔽のためのコンピュータプログラム(805、1002)であって、前記コンピュータプログラムは、受信エンティティ(103、200、400、800、900)の処理回路(803)において実行される場合に、当該受信エンティティに、
失われたフレームに対する代理フレームを構成することに関連して、雑音要素を当該代理フレームに加算させる(S104、S208)、
コンピュータコードを含み、
前記雑音要素は、先に受信されたフレームにおける信号の低分解能スペクトル表現に対応する周波数特性を有する、
ことを特徴とするコンピュータプログラム。 - 請求項28に記載のコンピュータプログラム(805、1002)が記憶されるコンピュータ可読手段(1003)を含むことを特徴とする、前記コンピュータプログラムを含んだコンピュータプログラム媒体(1000)。
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