JP2020137385A - Power conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、スイッチング素子をパルス幅変調に基づくスイッチングにより直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device that converts DC power into AC power by switching a switching element based on pulse width modulation.
従来、電気車用の誘導電動機を駆動する電力変換装置の制御方法として、車両が低速で走行している際には、非同期制御を行い、車両が高速で走行している際には、同期制御を行うという方法が用いられることが多い。 Conventionally, as a control method of a power conversion device for driving an induction motor for an electric vehicle, asynchronous control is performed when the vehicle is traveling at a low speed, and synchronous control is performed when the vehicle is traveling at a high speed. Is often used.
図８は一般的な電力変換装置の構成例を示す図である。 FIG. 8 is a diagram showing a configuration example of a general power conversion device.
図８に示す電力変換装置はリアクトル３と、コンデンサ４と、電力変換器５と、電流検出器６と、電流指令生成部１１と、電圧指令生成部１２と、電圧位相・角周波数計算部１４と、ＰＷＭ信号生成部２５とを備える。電流検出器６は、交流モータ１の固定子電流を回転する直交座標であるｄｑ軸上の各成分のｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑに変換して出力する。前記ｄ軸は、交流モータ１が誘導電動機の場合に一般的に該モータの２次鎖交磁束ベクトルの方向に定義され、交流モータ１が永久磁石同期電動機の場合に一般的に該電動機の回転子の永久磁石のＮ極方向に定義される。 The power converter shown in FIG. 8 includes a reactor 3, a capacitor 4, a power converter 5, a current detector 6, a current command generator 11, a voltage command generator 12, and a voltage phase / angular frequency calculation unit 14. And a PWM signal generation unit 25. The current detector 6 converts the stator current of the AC motor 1 into the d-axis current id and the q-axis current iq of each component on the dq axis, which are orthogonal coordinates for rotating, and outputs the current. The d-axis is generally defined in the direction of the secondary interlinkage magnetic flux vector of the motor when the AC motor 1 is an induction motor, and is generally the rotation of the motor when the AC motor 1 is a permanent magnet synchronous motor. It is defined in the direction of the north pole of the child permanent magnet.
直流電源２を用いて交流モータ１を駆動するためには、直流電源２から供給される直流電力を、電力変換器５を用いて交流電力に変換する必要がある。
電力変換器５はスイッチング素子を備えており、スイッチング素子のスイッチングにより、直流電源２からの直流電力を交流電力に変換して、交流モータ１に供給する。電力変換器５のスイッチング素子のオン・オフの切り替え方法としては、キャリアと制御指令との比較に応じて、パルス幅が異なるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御信号により、スイッチング素子を制御するＰＷＭ方式で制御を行う方法がある。
電流指令生成部１１はトルク指令から電流指令を生成する。電圧指令生成部１２は電流指令生成部１１からの電流指令と電流検出器６からの電流値との偏差を用いて、ｄｑ軸の電圧指令を生成する。電圧位相・角周波数計算部は電圧指令生成部１２からの電圧指令を用いて電力変換器５から出力する電圧位相と角周波数を計算する。ＰＷＭ信号生成部２５は電圧指令生成部１２で生成された電圧指令と、電圧位相・角周波数計算部１４で計算された電圧位相と角周波数を用いて、三角波などのキャリアを用いて、ＰＷＭ信号を得る。ＰＷＭ信号生成部２５で生成されたＰＷＭ信号を用いて、電力変換器５のスイッチング素子をスイッチングすることにより、交流電力を得ることができる。
In order to drive the AC motor 1 using the DC power supply 2, it is necessary to convert the DC power supplied from the DC power supply 2 into AC power using the power converter 5.
The power converter 5 includes a switching element, and by switching the switching element, the DC power from the DC power supply 2 is converted into AC power and supplied to the AC motor 1. As a method of switching on / off of the switching element of the power converter 5, a PWM method is used in which the switching element is controlled by a PWM (Pulse Width Modulation) control signal having a different pulse width according to the comparison between the carrier and the control command. There is a way to control it.
The current command generation unit 11 generates a current command from the torque command. The voltage command generation unit 12 generates a voltage command on the dq axis by using the deviation between the current command from the current command generation unit 11 and the current value from the current detector 6. The voltage phase / angular frequency calculation unit calculates the voltage phase and angular frequency output from the power converter 5 using the voltage command from the voltage command generation unit 12. The PWM signal generation unit 25 uses the voltage command generated by the voltage command generation unit 12 and the voltage phase and angular frequency calculated by the voltage phase / angular frequency calculation unit 14, and uses a carrier such as a triangular wave to generate a PWM signal. To get. AC power can be obtained by switching the switching element of the power converter 5 using the PWM signal generated by the PWM signal generation unit 25.
一般的に、電力変換器５から出力される出力電圧の周波数が閾値を超えると、非同期制御から９パルスや１５パルスなどの同期制御に切り替えを行う。その後、電気車の速度が上がり、電圧指令が上昇していくと、図９のように変調波の振幅がキャリアの振幅を超える過変調状態となる。過変調状態では、パルスに欠損が生じ最終的に１パルスの状態となる。このときの１パルスとは、一周期分の出力電圧を一つのパルスで生成する状態のことである。 Generally, when the frequency of the output voltage output from the power converter 5 exceeds the threshold value, the asynchronous control is switched to the synchronous control such as 9 pulses or 15 pulses. After that, when the speed of the electric vehicle increases and the voltage command increases, as shown in FIG. 9, the amplitude of the modulated wave exceeds the amplitude of the carrier, resulting in an overmodulated state. In the overmodulation state, the pulse is lost and finally becomes a one-pulse state. The one pulse at this time is a state in which the output voltage for one cycle is generated by one pulse.
上記のように、９パルスから過変調状態にすることで、１パルスとなった場合、１パルスに切り替わるときに出力電圧が急激に上昇する電圧ジャンプが発生する。また、１パルスでは一周期分の出力電圧を一つのパルスで生成することにより、高調波電流が高くなるという問題がある。 As described above, by changing from 9 pulses to the overmodulation state, when it becomes 1 pulse, a voltage jump occurs in which the output voltage suddenly rises when switching to 1 pulse. Further, in one pulse, there is a problem that the harmonic current becomes high by generating the output voltage for one cycle with one pulse.
そこで、特許文献１では、９パルスから１パルスに切り替わるときに、２種類の３パルスを導入し、切り替えることで、電圧ジャンプの抑制を行っている。また、２種類の３パルスを切り替えるときに、パルス幅を調整することで高調波電流の低減を行っている。 Therefore, in Patent Document 1, when switching from 9 pulses to 1 pulse, two types of 3 pulses are introduced and switched to suppress the voltage jump. Further, when switching between two types of three pulses, the harmonic current is reduced by adjusting the pulse width.
解決しようとする問題点は、図９のように変調波の振幅がキャリアの振幅を超える過変調領域で、高調波電流による交流モータでの損失が大きくなることである。 The problem to be solved is that the loss in the AC motor due to the harmonic current becomes large in the overmodulation region where the amplitude of the modulated wave exceeds the amplitude of the carrier as shown in FIG.
特許文献１に開示されている技術は、電圧ジャンプを抑えることを目的としたものであり、高調波電流は２種類の３パルスの切り替え時のみ低減を行っている。 The technique disclosed in Patent Document 1 is intended to suppress a voltage jump, and the harmonic current is reduced only when switching between two types of three pulses.
上記のような問題点に鑑みてなされた本発明の目的は、
変調波の振幅がキャリアの振幅を超える過変調領域において、高調波電流を低減することにより、交流モータで発生する損失を低減することができる電力変換装置を提供することである。
An object of the present invention made in view of the above problems is
It is an object of the present invention to provide a power conversion device capable of reducing a loss generated by an AC motor by reducing a harmonic current in an overmodulation region in which the amplitude of a modulated wave exceeds the amplitude of a carrier.
上記課題を解決するため、本発明に係る電力変換装置は、
スイッチング素子をパルス幅変調に基づくスイッチングにより直流電力を交流電力に変換する電力変換装置であって、
少なくともトルク指令を用いて電流指令を生成する電流指令生成部と、
前記電流指令生成部で生成された電流指令から電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
前記電圧指令生成部で生成された電圧指令から変調率を求める変調率計算部と、
前記電圧指令生成部で生成された電圧指令から電圧位相と角周波数を求める電圧位相・角周波数算出部と、
前記変調率計算部で算出された変調率と前記電圧位相・角周波数算出部で生成された電圧位相と角周波数からＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成部は、前記変調率計算部で算出された変調率と前記電圧位相・角周波数算出部で生成された角周波数とを用いて、変調率に応じて、パルス数が変わるパルスモードを変更し、パルスモードに応じたキャリア周波数を変更し、キャリアを生成するキャリア生成部と、
前記変調率計算部で算出された変調率と前記電圧位相・角周波数算出部で生成された電圧位相とを用いて、変調波割合算出テーブルを参照することで、変調波を算出する変調波生成部と、
前記キャリア生成部で生成されるキャリアと、前記変調波生成部で生成される変調波とを比較し、比較結果に応じて、ＰＷＭ信号を電力変換器へ出力する比較器とを備えることを特徴とする。
In order to solve the above problems, the power conversion device according to the present invention
A power conversion device that converts DC power into AC power by switching the switching element based on pulse width modulation.
At least a current command generator that generates a current command using a torque command,
A voltage command generation unit that generates a voltage command from a current command generated by the current command generation unit,
A modulation factor calculation unit that obtains the modulation factor from the voltage command generated by the voltage command generation unit, and
A voltage phase / angular frequency calculation unit that obtains the voltage phase and angular frequency from the voltage command generated by the voltage command generation unit.
It includes a modulation rate calculated by the modulation factor calculation unit, a voltage phase generated by the voltage phase / angular frequency calculation unit, and a PWM signal generation unit that generates a PWM signal from an angular frequency.
The PWM signal generation unit uses the modulation factor calculated by the modulation factor calculation unit and the angular frequency generated by the voltage phase / angular frequency calculation unit, and the pulse mode in which the number of pulses changes according to the modulation factor. To change the carrier frequency according to the pulse mode, and to generate carriers,
Modulation wave generation that calculates the modulation wave by referring to the modulation wave ratio calculation table using the modulation rate calculated by the modulation rate calculation unit and the voltage phase generated by the voltage phase / angular frequency calculation unit. Department and
It is characterized by including a comparator that compares the carrier generated by the carrier generation unit with the modulated wave generated by the modulation wave generation unit and outputs a PWM signal to a power converter according to the comparison result. And.
前期キャリア生成部は、
前記変調率計算部で算出される変調率に応じて、高調波電流が最低となるパルス数のパルスモードを選択するパルスモード選択器と、前記パルスモード選択器で選択されたパルスモードと、前記電圧位相・角周波数計算部から算出された角周波数とから、三角波などのキャリアと前記キャリアの波高値とを出力するキャリア生成器とを備えることを特徴とする。
The carrier generation department in the previous term
A pulse mode selector that selects a pulse mode having the number of pulses having the lowest harmonic current according to the modulation factor calculated by the modulation factor calculation unit, a pulse mode selected by the pulse mode selector, and the above-mentioned pulse mode. It is characterized by including a carrier such as a triangular wave and a carrier generator that outputs the peak value of the carrier from the angular frequency calculated from the voltage phase / angular frequency calculation unit.
前期変調波生成部は、
必要とされるパルス数に対し、パルス幅を任意に変更することで、変調率に対する高調波電流が最低となるパルス幅をあらかじめ算出し、前記パルス幅を出力するための変調波を、キャリアの波高値に対する割合に変換した変調波割合算出テーブルと、
前記変調波割合算出テーブルから算出される変調波の割合と、前記キャリア生成部で生成されるキャリア波高値から変調波を算出する変調波算出器とを備えることを特徴とする。
The early modulated wave generator
By arbitrarily changing the pulse width with respect to the required number of pulses, the pulse width that minimizes the harmonic current with respect to the modulation factor is calculated in advance, and the modulated wave for outputting the pulse width is generated by the carrier. A modulated wave ratio calculation table converted to a ratio to the crest value, and
It is characterized by including a modulated wave ratio calculated from the modulated wave ratio calculation table and a modulated wave calculator that calculates a modulated wave from a carrier wave height value generated by the carrier generation unit.
本発明に係る電力変換装置によれば、
過変調領域における高調波電流を低減することで、交流モータで発生する損失を低減することができる。
According to the power conversion device according to the present invention.
By reducing the harmonic current in the overmodulation region, the loss generated in the AC motor can be reduced.
以下、本発明の一例を、図面を参照しながら説明する。なお、図８と同一部分については、同じ符号を付し、説明を省略する。また、キャリアは三角波を用いて、キャリアの傾きが一定であるものとし、キャリアの波高値を変更することで、キャリア周波数を変更できるものとする。また、非同期制御から同期制御へ切り替えた際の同期制御のパルスモードは９パルスモードとして説明を行う。 Hereinafter, an example of the present invention will be described with reference to the drawings. The same parts as those in FIG. 8 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. Further, it is assumed that the carrier has a constant inclination using a triangular wave, and the carrier frequency can be changed by changing the peak value of the carrier. Further, the pulse mode of the synchronous control when switching from the asynchronous control to the synchronous control will be described as a 9-pulse mode.
図１は本発明に係る電力変換装置の構成例を示した図である。図８に示す一般的な電力変換装置と比較して、ＰＷＭ信号生成部２５をＰＷＭ信号生成部１５に変更し、電圧指令生成部１２とＰＷＭ信号生成部１５の間に変調率計算部１３が追加された点が異なる。 FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power conversion device according to the present invention. Compared with the general power conversion device shown in FIG. 8, the PWM signal generation unit 25 is changed to the PWM signal generation unit 15, and the modulation factor calculation unit 13 is located between the voltage command generation unit 12 and the PWM signal generation unit 15. The added points are different.
変調率計算部１３は電圧指令生成部１２で生成された電圧指令から変調率αを計算する。ここで、変調率αは１パルスモード時の出力可能電圧を１とした場合の電圧指令から算出される出力電圧の割合である。
ＰＷＭ信号生成部１５は変調率計算部１３で計算された変調率αと電圧位相・角周波数算出部１４で計算された出力電圧位相と出力電圧角周波数からＰＷＭ信号を生成し、電力変換器５へ出力する。
The modulation factor calculation unit 13 calculates the modulation factor α from the voltage command generated by the voltage command generation unit 12. Here, the modulation factor α is the ratio of the output voltage calculated from the voltage command when the output voltage in the 1-pulse mode is 1.
The PWM signal generation unit 15 generates a PWM signal from the modulation factor α calculated by the modulation rate calculation unit 13 and the output voltage phase and output voltage angle frequency calculated by the voltage phase / angular frequency calculation unit 14, and the power converter 5 Output to.
図２はＰＷＭ信号生成部１５の構成例の概略を示した図である。 FIG. 2 is a diagram showing an outline of a configuration example of the PWM signal generation unit 15.
ＰＷＭ信号生成部１５は、キャリア生成部１５１と、変調波生成部１５２と比較器１５３とを備える。 The PWM signal generation unit 15 includes a carrier generation unit 151, a modulation wave generation unit 152, and a comparator 153.
キャリア生成部１５１は変調率計算部１３で計算される変調率αと、電圧位相・角周波数算出部１４で算出された角周波数とを用いて、キャリアの生成を行い、キャリアを比較器１５３へ出力する。 The carrier generation unit 151 generates carriers using the modulation factor α calculated by the modulation rate calculation unit 13 and the angular frequency calculated by the voltage phase / angular frequency calculation unit 14, and transfers the carriers to the comparator 153. Output.
変調波生成部１５２は変調率計算部１３で計算される変調率αと、電圧位相・角周波数算出部１４で算出された電圧位相とを用いて、キャリアと比較を行う変調波の算出を行い、変調波を比較器１５３へ出力する。 The modulation wave generation unit 152 calculates the modulation wave to be compared with the carrier by using the modulation factor α calculated by the modulation rate calculation unit 13 and the voltage phase calculated by the voltage phase / angular frequency calculation unit 14. , The modulated wave is output to the comparator 153.
比較器１５３はキャリア生成部１５１で生成されたキャリアと変調波生成部１５２で生成された変調波とを比較することで、ＰＷＭ信号を求め、電力変換器５へ出力する。 The comparator 153 obtains a PWM signal by comparing the carrier generated by the carrier generation unit 151 with the modulated wave generated by the modulation wave generation unit 152, and outputs the PWM signal to the power converter 5.
図３はキャリア生成部１５１の一例を示した図である。 FIG. 3 is a diagram showing an example of the carrier generation unit 151.
キャリア生成部１５１はパルスモード選択器１５４とキャリア生成器１５５とを備える。 The carrier generator 151 includes a pulse mode selector 154 and a carrier generator 155.
パルスモード選択器１５４は、変調率計算機１３で算出された変調率αに応じて、高調波電流が最低となるようにパルスモードの選択を行い、選択されたパルスモードを、キャリア生成器へ出力する。
但し、パルスモード選択器１５４のグラフについては３４項から５０項にて説明を行う。
The pulse mode selector 154 selects the pulse mode so that the harmonic current becomes the minimum according to the modulation factor α calculated by the modulation factor computer 13, and outputs the selected pulse mode to the carrier generator. To do.
However, the graph of the pulse mode selector 154 will be described in Sections 34 to 50.
キャリア生成器１５５はパルスモード選択器１５４で選択されたパルスモードと、電圧位相・角周波数計算部１４で計算された角周波数とを用いて、キャリアを生成し、比較器１５３へ出力するとともに、キャリアの波高値を算出し、変調波生成部１５２へ出力する。 The carrier generator 155 generates a carrier by using the pulse mode selected by the pulse mode selector 154 and the angular frequency calculated by the voltage phase / angular frequency calculation unit 14, and outputs the carrier to the comparator 153. The peak value of the carrier is calculated and output to the modulated wave generation unit 152.
図４は変調波生成部１５２の一例を示した図である。 FIG. 4 is a diagram showing an example of the modulated wave generation unit 152.
変調波生成部１５２は、変調波割合算出テーブル１５６と変調波算出器１５７とを備える。 The modulated wave generation unit 152 includes a modulated wave ratio calculation table 156 and a modulated wave calculator 157.
変調波割合算出テーブル１５６は、変調率計算部１３で計算される変調率αと、電圧位相・角周波数計算部１４で算出される電圧位相とを用いて、あらかじめ用意された変調波割合算出テーブルから、変調波をキャリアの波高値に対する割合として算出し、変調波算出器１５７へ出力する。変調波割合算出テーブルは変調率に応じて選択されるパルスモードに対して別々のテーブルが用意されている。図中には例として２種類を示している。
但し、テーブルの作成方法に関しては、３４項から５０項で説明を行う。
The modulation wave ratio calculation table 156 is a modulation wave ratio calculation table prepared in advance using the modulation factor α calculated by the modulation rate calculation unit 13 and the voltage phase calculated by the voltage phase / angular frequency calculation unit 14. Therefore, the modulated wave is calculated as a ratio to the peak value of the carrier and output to the modulated wave calculator 157. A separate table is prepared for the pulse mode selected according to the modulation rate in the modulation wave ratio calculation table. Two types are shown in the figure as examples.
However, the method of creating the table will be described in Sections 34 to 50.
変調波算出器１５７は変調波割合算出テーブル１５６で算出された変調波の割合と、キャリア生成部１５１で算出されたキャリア波高値とを用いて、変調波を算出し、比較器１５３へ出力する。 The modulated wave calculator 157 calculates the modulated wave by using the ratio of the modulated wave calculated by the modulated wave ratio calculation table 156 and the carrier wave height value calculated by the carrier generation unit 151, and outputs the modulated wave to the comparator 153. ..
以上のように、図を用いてトルク指令からＰＷＭ信号を生成する手順を説明してきた。以下に、パルスモード選択器１５４と変調波割合算出テーブル１５６で用いるパルスモードの切り替え点と変調波の割合の算出方法について説明を行う。 As described above, the procedure for generating the PWM signal from the torque command has been described with reference to the figure. The pulse mode switching point used in the pulse mode selector 154 and the modulated wave ratio calculation table 156 and the calculation method of the modulated wave ratio will be described below.
非同期制御から同期制御へ切り替えを行う際、同期制御では９つのパルスで制御を行う９パルスモードを用いることとする。そのため、高調波電流を低減するためには、９パルスモードと１パルスモードの間に多パルスを導入することで高調波電流の低減を行う。 When switching from asynchronous control to synchronous control, the 9-pulse mode in which control is performed with 9 pulses is used in the synchronous control. Therefore, in order to reduce the harmonic current, the harmonic current is reduced by introducing multiple pulses between the 9-pulse mode and the 1-pulse mode.
９パルスと１パルスの間に導入が可能なパルス数としては、７パルス、５パルス、３パルスの３種類が考えられ、これら３種類について、０ベクトルが挿入されているか、０ベクトルが挿入されていないか、それぞれ２種類ずつが考えられ、計６種類のパルスモードが考えられる。 As the number of pulses that can be introduced between 9 pulses and 1 pulse, 3 types of 7 pulses, 5 pulses, and 3 pulses can be considered, and 0 vector is inserted or 0 vector is inserted for these 3 types. Two types of each can be considered, and a total of six types of pulse modes can be considered.
以下、０ベクトルが挿入されているパルスモードをそれぞれ、Ｐ７パルスモード、Ｐ５パルスモード、Ｐ３パルスモードとし、０ベクトルが挿入されていないパルスモードをそれぞれ、Ｎ７パルスモード、Ｎ５パルスモード、Ｎ３パルスモードとして説明を行う。 Hereinafter, the pulse modes in which the 0 vector is inserted are referred to as P7 pulse mode, P5 pulse mode, and P3 pulse mode, respectively, and the pulse modes in which the 0 vector is not inserted are N7 pulse mode, N5 pulse mode, and N3 pulse mode, respectively. It will be explained as.
図５は中性点から見た、Ｐ７パルスモード時の相電圧波形の一例を示した図である。Ｐ７パルスモードでは図中のθ００７、θ０７１、θ０７２の３つの位相（パルス幅）を変化させることで、高調波電流が最低となるパルス幅の組み合わせを求める。また、Ｐ７パルスモードのθ００７が０となったときの波形はＮ５パルスモードとなる。 FIG. 5 is a diagram showing an example of the phase voltage waveform in the P7 pulse mode as seen from the neutral point. In the P7 pulse mode, the combination of the pulse widths at which the harmonic current is the minimum is obtained by changing the three phases (pulse widths) of θ007, θ071 and θ072 in the figure. Further, the waveform when θ007 in the P7 pulse mode becomes 0 becomes the N5 pulse mode.
図５のような相電圧波形を、それぞれのパルスモードに対して作成する。各パルスモードにおいて、変数となる位相の数はＮ３パルスモードとＰ３パルスモードでは一つ、Ｎ５パルスモードとＰ５パルスモードでは二つ、Ｎ７パルスモードとＰ７パルスモードでは三つである。 A phase voltage waveform as shown in FIG. 5 is created for each pulse mode. In each pulse mode, the number of variable phases is one in N3 pulse mode and P3 pulse mode, two in N5 pulse mode and P5 pulse mode, and three in N7 pulse mode and P7 pulse mode.
高調波電流の算出には、図５をＵ相の電圧波形ｖｕとし、１２０度遅らせた波形をＶ相の電圧波形ｖｖ、２４０度遅らせた波形をＷ相の電圧波形ｖｗとして、式（１）を用いて３相合成波ｖを作成する。 To calculate the harmonic current, FIG. 5 is a U-phase voltage waveform vu, a waveform delayed by 120 degrees is a V-phase voltage waveform vv, and a waveform delayed by 240 degrees is a W-phase voltage waveform vw. Is used to create a three-phase composite wave v.
（数１）
(Number 1)
３相合成波ｖをＦＦＴ解析することで、各次の電圧の波高値を得ることができる。その波高値をそれぞれの次数で割り、その結果の２乗和平方根を計算することで、高調波電流の大きさを求める。但し、１パルスモードの高調波電流の大きさを１として、割合で算出する。同時に変調率αの導出も行う。
そして、変数となるパルス幅を変化させることで、算出された変調率に対する高調波電流の大きさを、同一の変調率内で高調波電流が最低値となるパルス幅を導き出す。
By FFT analysis of the three-phase composite wave v, the peak value of each next voltage can be obtained. The magnitude of the harmonic current is obtained by dividing the peak value by each order and calculating the square root of the sum of squares of the result. However, the magnitude of the harmonic current in the 1-pulse mode is set to 1, and the ratio is calculated. At the same time, the modulation factor α is also derived.
Then, by changing the pulse width as a variable, the magnitude of the harmonic current with respect to the calculated modulation factor is derived, and the pulse width at which the harmonic current is the lowest value within the same modulation factor is derived.
６種類のパルスモードに対して、上記の方法を用いて、変調率に応じた高調波電流が最低値となる値を示した図が図６である。 FIG. 6 is a diagram showing values at which the harmonic current corresponding to the modulation factor becomes the minimum value by using the above method for six types of pulse modes.
図６の黒の実線がＮ３パルスモード、黒の破線がＮ５パルスモード、黒の一点鎖線がＮ７パルスモード、灰色の破線がＰ５パルスモード、灰色の一点鎖線がＰ７パルスモードであり、灰色の点が９パルスモードを示している。また、Ｐ３パルスモードは９パルスモードより高調波電流が大きくなったため、ここでは省略をしている。また、９パルスモードは３次高調波を重畳した変調波を用いて、三角波比較した場合の高調波電流値となっている。 The solid black line in FIG. 6 is the N3 pulse mode, the broken black line is the N5 pulse mode, the black alternate long and short dash line is the N7 pulse mode, the gray dashed line is the P5 pulse mode, and the gray alternate long and short dash line is the P7 pulse mode. Indicates a 9-pulse mode. Further, since the harmonic current of the P3 pulse mode is larger than that of the 9 pulse mode, it is omitted here. Further, the 9-pulse mode uses a modulated wave in which a third-order harmonic is superimposed, and has a harmonic current value when compared with a triangular wave.
図６の高調波電流が最低値となるようにパルスモードを変更することで、過変調領域において高調波電流を低減することが可能となる。そのため、変調率αが０．８にて９パルスモードからＰ７パルスモードへ切り替え、その後、Ｎ７パルスモードに切り替えを行うことが望ましい。但し、変調率αが０．９８以上ではＮ７パルスモードとＮ５パルスモードでは高調波電流の大きさに差はほとんど無く、Ｎ７パルスモードはＮ５パルスモードよりスイッチング周波数が高いために、スイッチング損失が増えることとなる。そのため、変調率αが０．９８以上ではＮ７パルスモードからＮ５パルスモードへ切り替えることが望ましい。同様に、変調率αが０．９９以上ではＮ５パルスモードからＮ３パルスモードへ切り替えることが望ましい。 By changing the pulse mode so that the harmonic current in FIG. 6 becomes the minimum value, it is possible to reduce the harmonic current in the overmodulation region. Therefore, it is desirable to switch from the 9-pulse mode to the P7 pulse mode at a modulation factor α of 0.8, and then switch to the N7 pulse mode. However, when the modulation factor α is 0.98 or more, there is almost no difference in the magnitude of the harmonic current between the N7 pulse mode and the N5 pulse mode, and the switching frequency of the N7 pulse mode is higher than that of the N5 pulse mode, so that the switching loss increases. It will be. Therefore, when the modulation factor α is 0.98 or more, it is desirable to switch from the N7 pulse mode to the N5 pulse mode. Similarly, when the modulation factor α is 0.99 or more, it is desirable to switch from the N5 pulse mode to the N3 pulse mode.
以上のことを踏まえると、過変調領域の高調波電流を低減するには、９パルスモード後、Ｐ７パルスモード、Ｎ７パルスモード、Ｎ５パルスモード、Ｎ３パルスモード、１パルスモードと切り替えることが理想となる。
図３のパルスモード選択器１５４には上記のように導き出されたパルスモードの切り替え点が設定されている。また、高調波電流が最低となったパルス幅の情報が図４の変調波割合算出テーブル１５６に設定されており、それぞれのパルスモードに対して、図５のように変更する位相の数だけテーブルが設定されている。Ｎ３パルスモードでは１種類、Ｎ５パルスモードでは２種類、Ｐ７パルスモードでは、３種類のテーブルが設定されている。
Based on the above, in order to reduce the harmonic current in the overmodulation region, it is ideal to switch between P7 pulse mode, N7 pulse mode, N5 pulse mode, N3 pulse mode, and 1 pulse mode after 9 pulse mode. Become.
The pulse mode selector 154 of FIG. 3 is set with the pulse mode switching points derived as described above. Further, information on the pulse width at which the harmonic current is the lowest is set in the modulated wave ratio calculation table 156 in FIG. 4, and for each pulse mode, as many tables as the number of phases to be changed as shown in FIG. Is set. One type of table is set in the N3 pulse mode, two types are set in the N5 pulse mode, and three types are set in the P7 pulse mode.
以上のように導き出されたパルスモードの切り替え方法を用いて、誘導モータの高調波電流の測定を行った。但し、測定時には、高調波電流低減が目的であるため、１パルスモードは用いず、Ｎ３パルスモードまでで切り替えを止め、パルスモード間の切り替えが複雑となる理由からＮ７を用いず、９パルスモード、Ｐ７パルスモード、Ｎ５パルスモード、Ｎ３パルスモードの順に切り替えを行う。 The harmonic current of the induction motor was measured using the pulse mode switching method derived as described above. However, at the time of measurement, since the purpose is to reduce the harmonic current, the 1-pulse mode is not used, the switching is stopped up to the N3 pulse mode, and the 9-pulse mode is not used because the switching between the pulse modes becomes complicated. , P7 pulse mode, N5 pulse mode, and N3 pulse mode are switched in this order.
図７がパルスモードを導入した場合と９パルスモードから１パルスモードに移行するパルスモード未導入の場合との高調波電流を比較した図である。高調波電流の測定には、Ｕ相電流を測定し、その結果をＦＦＴ解析し、５次以降の高調波電流を２乗和平方根で計算し、パルスモードを導入した場合の最大変調率（０．９９９）時の高調波電流を１とし表している。 FIG. 7 is a diagram comparing the harmonic currents of the case where the pulse mode is introduced and the case where the pulse mode transitioning from the 9-pulse mode to the 1-pulse mode is not introduced. To measure the harmonic current, the U-phase current is measured, the result is FFT analyzed, the harmonic current of the 5th and subsequent orders is calculated by the square root of the sum of squares, and the maximum modulation factor (0) when the pulse mode is introduced. The harmonic current at .999) is represented as 1.
パルスモードが導入された場合、パルスモード未導入の場合と比べ、変調率０．８以上の領域において、高調波電流が大幅に低減できていることがわかる。 It can be seen that when the pulse mode is introduced, the harmonic current can be significantly reduced in the region where the modulation factor is 0.8 or more, as compared with the case where the pulse mode is not introduced.
以上、９パルスモードと１パルスモードの間に７，５，３パルスモードを導入することについて、説明してきたが、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）などのワイドバンドギャップ持つ半導体素子を用いて、スイッチング損失を減らすことで、９パルスより多いパルス数となる１５パルスや２１パルスなどから切り替えることで、変調率０．８より低い領域で高調波電流を低減することも可能である。 The introduction of the 7, 5 and 3 pulse modes between the 9-pulse mode and the 1-pulse mode has been described above, but switching loss can be reduced by using a semiconductor element having a wide band gap such as silicon carbide (SiC). By reducing the number of pulses, it is possible to reduce the harmonic current in a region where the modulation factor is lower than 0.8 by switching from 15 pulses or 21 pulses, which are more than 9 pulses.
以上のように、同期制御モードに移行後、過変調となる領域においてパルスモードを導入することで、高調波電流を低減することが可能となる。高調波電流が減ることで、交流モータで発生する損失を低減することが可能である。 As described above, the harmonic current can be reduced by introducing the pulse mode in the region where the overmodulation occurs after shifting to the synchronous control mode. By reducing the harmonic current, it is possible to reduce the loss generated by the AC motor.
本発明を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。 Although the present invention has been described, these embodiments are presented as examples and are not intended to limit the scope of the invention.
１ 交流モータ
２ 直流電源
３ リアクトル
４ コンデンサ
５ 電力変換器
６ 電流検出器
１１ 電流指令生成部
１２ 電圧指令生成部
１３ 変調率計算部
１４ 電圧位相・角周波数算出部
１５ ＰＷＭ信号生成部
１５１ キャリア生成部
１５２ 変調波生成部
１５３ 比較器
１５４ パルスモード選択器
１５５ キャリア生成器
１５６ 変調波割合算出テーブル
１５７ 変調波算出器
1 AC motor 2 DC power supply 3 Reactor 4 Capacitor 5 Power converter 6 Current detector
11 Current command generator 12 Voltage command generator 13 Modulation rate calculation unit 14 Voltage phase / angular frequency calculation unit 15 PWM signal generation unit
151 Carrier generator 152 Modulated wave generator 153 Comparator 154 Pulse mode selector 155 Carrier generator 156 Modulated wave ratio calculation table 157 Modulated wave calculator
Claims (3)
少なくともトルク指令を用いて電流指令を生成する電流指令生成部と、
前記電流指令生成部で生成された電流指令から電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
前記電圧指令生成部で生成された電圧指令から変調率を求める変調率計算部と、
前記電圧指令生成部で生成された電圧指令から電圧位相と角周波数を求める電圧位相・角周波数算出部と、
前記変調率計算部で算出された変調率と前記電圧位相・角周波数算出部で生成された電圧位相と角周波数からＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成部は、前記変調率計算部で算出された変調率と前記電圧位相・角周波数算出部で生成された角周波数とを用いて、変調率に応じて、パルス数が変わるパルスモードを変更し、パルスモードに応じたキャリア周波数を変更し、キャリアを生成するキャリア生成部と、
前記変調率計算部で算出された変調率と前記電圧位相・角周波数算出部で生成された電圧位相とを用いて、変調率割合算出テーブルを参照することで、変調波を算出する変調波生成部と、
前記キャリア生成部で生成されるキャリアと、前記変調波生成部で生成される変調波とを比較し、比較結果に応じて、ＰＷＭ信号を電力変換器へ出力する比較器とを備えることを特徴とする電力変換装置。
A power conversion device that converts DC power into AC power by switching the switching element based on pulse width modulation.
At least a current command generator that generates a current command using a torque command,
A voltage command generation unit that generates a voltage command from a current command generated by the current command generation unit,
A modulation factor calculation unit that obtains the modulation factor from the voltage command generated by the voltage command generation unit, and
A voltage phase / angular frequency calculation unit that obtains the voltage phase and angular frequency from the voltage command generated by the voltage command generation unit.
It includes a modulation rate calculated by the modulation factor calculation unit, a voltage phase generated by the voltage phase / angular frequency calculation unit, and a PWM signal generation unit that generates a PWM signal from an angular frequency.
The PWM signal generation unit uses the modulation factor calculated by the modulation factor calculation unit and the angular frequency generated by the voltage phase / angular frequency calculation unit, and the pulse mode in which the number of pulses changes according to the modulation factor. And the carrier generation unit that generates carriers by changing the carrier frequency according to the pulse mode,
Modulation wave generation that calculates the modulation wave by referring to the modulation rate ratio calculation table using the modulation rate calculated by the modulation rate calculation unit and the voltage phase generated by the voltage phase / angular frequency calculation unit. Department and
It is characterized by including a comparator that compares a carrier generated by the carrier generation unit with a modulated wave generated by the modulation wave generation unit and outputs a PWM signal to a power converter according to the comparison result. Power converter.
前記変調率計算部で算出される変調率に応じて、高調波電流が最低となるパルス数のパルスモードを選択するパルスモード選択器と、前記パルスモード選択器で選択されたパルスモードと、前記電圧位相・角周波数計算部から算出された角周波数とから、三角波などのキャリアと前記キャリアの波高値とを出力するキャリア生成器とを備えることを特徴とする。
The carrier generation unit according to claim 1 is
A pulse mode selector that selects a pulse mode having the number of pulses having the lowest harmonic current according to the modulation factor calculated by the modulation factor calculation unit, a pulse mode selected by the pulse mode selector, and the above-mentioned pulse mode. It is characterized by including a carrier such as a triangular wave and a carrier generator that outputs the peak value of the carrier from the angular frequency calculated from the voltage phase / angular frequency calculation unit.
必要とされるパルス数に対し、パルス幅を任意に変更することで、変調率に対する高調波電流が最低となるパルス幅をあらかじめ算出し、前記パルス幅を出力するための変調波を、キャリアの波高値に対する割合に変換した変調波割合算出テーブルと、
前記変調波割合算出テーブルから算出される変調波の割合と、前記キャリア生成部で生成されるキャリア波高値から変調波を算出する変調波算出器とを備えることを特徴とする。 The modulated wave generator according to claim 1 is
By arbitrarily changing the pulse width with respect to the required number of pulses, the pulse width that minimizes the harmonic current with respect to the modulation factor is calculated in advance, and the modulated wave for outputting the pulse width is generated by the carrier. A modulated wave ratio calculation table converted to a ratio to the peak value, and
It is characterized by including a modulated wave ratio calculated from the modulated wave ratio calculation table and a modulated wave calculator that calculates a modulated wave from a carrier wave height value generated by the carrier generation unit.
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