JP2020136962A - アンテナ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】０次共振器を用いたアンテナ装置において、従来技術に比較して広帯域で動作しかつ小型化できる。【解決手段】互いに直列に接続される少なくとも１個の直列枝共振回路をそれぞれ有する一対の周期構造回路を、前記一対の周期構造回路の各一端を接続する所定の原点の接続点から所定の角度θでＶ字形状で配置して構成された０次共振器を用いたアンテナ装置であって、前記一対の周期構造回路の各他端に接続された一対の容量性反射素子と、前記接続点に接続された誘導性反射素子とを備える。ここで、前記一対の周期構造回路により０次共振モードで動作し、前記一対の周期構造回路及び前記誘導性反射素子により１／２波長共振モードで動作する。【選択図】図３Ａ

Description

本発明は、例えば０次共振器を用いたアンテナ装置に関する。

近年、右手／左手系複合伝送線路からなる０次共振器を用いたマイクロ波回路、及びアンテナ装置に関する研究が行われている（例えば、非特許文献１及び２参照）。０次共振器は、動作周波数が共振器のサイズに依存せず、当該共振器内で電磁界分布が一様となる特徴があり、アンテナの小型化、あるいは逆に大型化も可能であると言われている。

特開２０１７−１５２８７８号公報

A. Sanada, C. Caloz and T. Itoh, "Zeroth-order resonance in composite right/left-handed transmission line resonators," Asia-Pacific Microwave Conference, Vol. 3, Seoul, Korea, November 2003, pp. 1588-1592. T. Ueda, G. Haida and T. Itoh, "Zeroth-Order Resonators with Variable Reactance Loads at Both Ends," IEEE Transmission on Microwave Theory and Techniques, Vol. 59, No. 3, March 2011, pp. 612-618.

しかし、０次共振器を用いたアンテナ装置は、上述の非特許文献１及び２において開示されているように、狭帯域でしか動作しない問題点があった。

例えば特許文献１は、従来技術に比較して高い効率で動作し、鋭いビーム幅を可能とする非相反メタマテリアル伝送線路装置を用いたアンテナ装置を開示している。しかし、伝送線路装置を用いているために、長細くなり、大型になるという問題点があった。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、０次共振器を用いたアンテナ装置において、従来技術に比較して広帯域で動作しかつ小型化できるアンテナ装置を提供することにある。

本発明に係るアンテナ装置は、
互いに直列に接続される少なくとも１個の直列枝共振回路をそれぞれ有する一対の周期構造回路を、前記一対の周期構造回路の各一端を接続する所定の原点の接続点から所定の角度θでＶ字形状で配置して構成された０次共振器を用いたアンテナ装置であって、
前記一対の周期構造回路の各他端に接続された一対の容量性反射素子と、
前記接続点に接続された誘導性反射素子と
を備えたことを特徴とする。

従って、本発明に係るアンテナ装置によれば、０次共振器を用いたアンテナ装置において、従来技術に比較して広帯域で動作しかつ小型化できる。

比較例に係る左手系／右手系複合伝送線路を用いた０次共振器の等価回路図である。 実施形態に係るアンテナ装置で用いる０次共振器の等価回路図である。 実施形態に係る０次共振器を用いたアンテナ装置の構成例を示す平面図である。 図３ＡのＡ−Ａ’線についての縦断面図である。 図３ＡのＢ−Ｂ’線についての縦断面図である。 比較例に係るアンテナ装置の入力インピーダンスの周波数特性を示すグラフである。 比較例に係るアンテナ装置の反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。 比較例に係るアンテナ装置の入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。 図３Ａのアンテナ装置の入力インピーダンスの調整方法を示す周波数特性のグラフである。 図７の調整方法を示すスミスチャートである。 別の比較例に係るアンテナ装置の反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。 図３Ａのアンテナ装置において角度θを変化したときの反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。 図３Ａのアンテナ装置において角度θを変化したときの反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。 図３Ａのアンテナ装置において長さＬを変化したときの反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。 図３Ａのアンテナ装置において接地導体４１の面積を減少させたときの反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。 図３Ａのアンテナ装置において接地導体４１の横幅を変化させたときの反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。 図３Ａのアンテナ装置において接地導体４１の横幅を変化させる前の放射パターンを示す図である。 図３Ａのアンテナ装置において接地導体４１の横幅を変化させた後の放射パターンを示す図である。 図３Ａのアンテナ装置を試作したアンテナ装置の平面図の写真である。 前記試作したアンテナ装置の背面図の写真である。 図３Ａのアンテナ装置の反射係数Ｓ１１の周波数特性の実測値Ｓ１１ｍとシミュレーション値Ｓ１１ｓを示すグラフである。 図３Ａのアンテナ装置において周波数ｆ＝３．２ＧＨｚのときの放射パターン（Ｈ面）を示す図である。 図３Ａのアンテナ装置において周波数ｆ＝３．９ＧＨｚのときの放射パターン（Ｈ面）を示す図である。 図３Ａのアンテナ装置において周波数ｆ＝４．９ＧＨｚのときの放射パターン（Ｈ面）を示す図である。 図３Ａのアンテナ装置において周波数ｆ＝５．３ＧＨｚのときの放射パターン（Ｈ面）を示す図である。 図３Ａのアンテナ装置において周波数ｆ＝５．８ＧＨｚのときの放射パターン（Ｈ面）を示す図である。 図３Ａのアンテナ装置において放射利得Ｇｐの周波数特性の実測値Ｇｐｍとシミュレーション値Ｇｐｓを示すグラフである。 図３Ａのアンテナ装置と、比較例に係るＵＷＢ用ボウタイアンテナ装置との比較を示す表である。

以下、本発明にかかる実施形態について図面を参照して説明する。なお、同一又は同様の構成要素については同一の符号を付している。

（比較例の０次共振器の構成）
図１は比較例に係る、メタマテリアルの一種である左手系／右手系複合伝送線路（以下、ＣＲＬＨ線路という。）３０を用いた０次共振器の等価回路図である。

図１において、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に、複数の直列枝共振回路１０が直列に接続され、各直列枝共振回路１０の両端にそれぞれ接地との間に複数の並列枝共振回路２０が接続されている。ここで、各直列枝共振回路１０は、インダクタンスＬ_Ｒのインダクタ１１と、キャパシタンスＣ_Ｌのキャパシタ１２とを有し、共振角周波数ωｓｅを有する。また、各並列枝共振回路２０は、インダクタンスＬ_Ｌのインダクタ２１と、キャパシタンスＣ_Ｒのキャパシタ２２とを有し、共振角周波数ωｓｈを有する。なお、周期構造回路の周期長（単位セルの単位長）をｐとする。さらに、端子Ｔ１と接地との間には、リアクタンスＸ_Ｌを有するインピーダンス素子３１が接続され、端子Ｔ２と接地との間には、リアクタンス−Ｘ_Ｌを有するインピーダンス素子３２が接続される。

以上のように構成された０次共振器において、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間の回路はＣＲＬＨ線路３０を構成しており、０次共振器は当該ＣＲＬＨ線路３０の実効屈折率が０となるときに共振する。ここで、実効屈折率が０で管内波長が無限大となり、共振周波数が共振器のサイズに依存しないので、動作周波数を固定したまま、共振器サイズを波長に比べて小さくすることも、逆に大きくすることも可能である。前者は電気的に小さいアンテナ装置の構成法に、後者は指向性アンテナ装置への応用に利用することが考えられる。

０次共振器は、その電磁界分布にも特徴があり、共振器内の位置に関係なく一様となる。従来の共振器内の電磁界分布と違い、定在波による腹節を持たない。０次共振器の両端反射条件においては、両端開放、両端短絡の場合も含めて、互いに複素共役の関係にあるインピーダンス素子３１，３２の組をそれぞれ伝送線路の両端子Ｔ１，Ｔ２に挿入することにより、各単位セル内の直列枝共振回路１０と、並列枝共振回路２０とが同時に共振する二重共振状態が実現できる。また、両端子Ｔ１，Ｔ２のインピーダンス素子３１，３２である反射素子のリアクタンスの大きさＸ_Ｌの値を変えるだけで、各単位セル内の直列枝共振回路１０と並列枝共振回路２０のエネルギー分布を連続的に変えることができる。これにより、直列枝回路に流れる電流と、並列枝回路に流れる電流の大きさの比を連続的に変えることができる。

実施形態．
（本実施形態の０次共振器の構成）
図２は実施形態に係るアンテナ装置で用いる０次共振器の等価回路図である。図１に記載した比較例に係るＣＲＬＨ線路３０からなる０次共振器から、本実施形態に係る共振器では、ＣＲＬＨ線路３０を構成する各単位セル内に含まれていた並列枝共振回路２０を取り除き、直列枝共振回路１０のみからなる周期構造回路３３を構成する。周期構造回路３３では、並列枝共振回路２０が存在しないので、インピーダンスが互いに複素共役の関係となる一対の両端子Ｔ１，Ｔ２のインピーダンス素子（反射素子）のリアクタンスＸ_Ｌを変えることにより、直列枝共振回路１０に流れる電流の大きさや、給電線から見た入力インピーダンスを制御することができる。後述するように、これらの特性を線状アンテナに適用して、０次共振アンテナ装置の小型化及び広帯域化を図る。

（容量装荷Ｖ字型０次共振線状メタマテリアルアンテナ装置の構成法）
図３Ａは実施形態に係る０次共振器を用いたアンテナ装置の構成例を示す平面図である。また、図３Ｂは図３ＡのＡ−Ａ’線についての縦断面図であり、図３Ｃは図３ＡのＢ−Ｂ’線についての縦断面図である。

図３Ａ〜図３Ｃの誘電体基板４０において、一対の素子導体５１〜５３；６１〜６３にそれぞれキャパシタＣ１２〜Ｃ１３；Ｃ２２〜Ｃ２３を周期的に挿入して、直列ＬＣ共振回路からなる一対の周期構造回路（図２の３３に対応するので、以下符号３３を付す。）を構成する。一対の周期構造回路３３を左右対称のＶ字形状で配置し、当該Ｖ字形状の一対の周期構造回路３３の上側終端にはそれぞれ結合用キャパシタＣ１４，Ｃ２４を介して容量性反射素子となる素子導体５４，６４を接続する。一方、一対の周期構造回路３３の下側終端にはそれぞれキャパシタＣ１１，Ｃ２１を介して共通の誘導性反射素子となるミアンダ形状の素子導体７２を接続する。これにより、直列枝のみからなるＶ字型０次共振器構造を構成する。

また、外部給電線としてマイクロストリップ線路の線路導体７１を、誘導性反射素子の素子導体７２の他端から接続する。さらに、素子導体７２及び線路導体７１を含む領域に対して裏面に接地導体４１を配置する。ここで、誘電体基板４０を挟設する線路導体７１及び接地導体４１によりマイクロストリップ線路を構成する。マイクロストリップ線路の線路導体７１の幅は特性インピーダンス５０Ωに対応する幅に設定される。なお、ここでミアンダ形状の素子導体７２はインピーダンス変換の機能も有する。

以上のように構成されたアンテナ装置において、アンテナ装置の小型化のために、上側端部における容量性反射素子を構成する素子導体５４，６４を互いに容量結合しているが、本発明はこれに限らず、当該容量結合せずに、例えば素子導体５４，６４をそれぞれ素子導体５１〜５３；６１〜６３と平行となるように一直線上で形成してもよい。このように構成しても０次共振器を用いたアンテナ装置を構成できる。

（実施例１）
具体的に作成したアンテナ装置では、上記のアンテナ装置に係る回路を、横幅７２ｍｍ×縦長５７ｍｍのサイズを有する誘電率２．６２の誘電体基板４０上に形成し、誘電体基板４０の厚さを０．８ｍｍとし、Ｖ字型アンテナ装置の素子導体５１〜５３の幅は１ｍｍで、素子導体７２から素子導体５４，６４までのアンテナ装置のサイズは２３．４×１０ｍｍである。なお、当該アンテナ装置のモデルは電磁界シミュレータＨＦＳＳを用いて作成している。

（アンテナ装置の入力インピーダンスの調整）
本実施形態に係るアンテナ装置の入力インピーダンス特性を調べるため、比較例として、図３Ａにおいて、誘導性反射素子となるミアンダ形状の素子導体７２を接続しない比較例に係るアンテナ装置を考える。

図４は比較例に係るアンテナ装置の入力インピーダンスＺｉｎの周波数特性を示すグラフである。図４から明らかなように、入力インピーダンスＺｉｎの実部Ｒｅ［Ｚｉｎ］は５０Ωと給電線路の特性インピーダンスに近いが、その虚部Ｉｍ［Ｚｉｎ］は０から大きくずれた値を示している。また、入力インピーダンスＺｉｎの虚部Ｉｍ［Ｚｉｎ］が０より小さい値となっていることから容量性を示す。

図５は比較例に係るアンテナ装置の反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。図５から明らかなように、図４の考察と同様に、入力インピーダンスＺｉｎの虚部Ｉｍ［Ｚｉｎ］が０から大きくずれているので、十分な整合が取れておらず、インピーダンス整合回路の再作成が必要となることがわかる。

図６は比較例に係るアンテナ装置の入力インピーダンスＺｉｎの周波数特性を示すスミスチャートである。公知のように、スミスチャートの上半分領域は誘導性を、下半分は容量性を示す。図６から明らかなように、当該比較例に係るアンテナ装置では、動作点が下側半分の領域に集中して容量性を示し、この容量を減少するために、スミスチャートを用いながら、もう一方の誘導性反射素子の素子導体７２を再形成し、目標とする動作周波数で、中央１の位置（５０Ωの純抵抗）に移動するよう作成している。

（広帯域動作）
図７は図３Ａのアンテナ装置の入力インピーダンスの調整方法を示す周波数特性のグラフであり、誘導性反射素子の素子導体７２の反射特性を再検討した結果、得られたインピーダンスの周波数依存性を示す。図７から、３ＧＨｚから６ＧＨｚまでの広帯域に亘り、入力インピーダンスＺｉｎの実部Ｒｅ［Ｚｉｎ］をほぼ５０Ωとし、その虚部Ｉｍ［Ｚｉｎ］を０Ωとなるように調節できた。また、本実施形態に係るアンテナ装置の入力インピーダンスＺｉｎの調節方法を以下にまとめて記載する。
（１）低周波側では、０次共振周波数と関連するが、主に周期的にキャパシタＣ１２〜Ｃ１３；Ｃ２２〜Ｃ２３の容量Ｃ_Ｌ（図３Ａ）と、素子導体５１〜５３；６１〜６３のインダクタンスＬ_Ｒ（図３Ａ）で調整する。
（２）次に、高周波側では、素子導体５１〜５３；６１〜６３のインダクタンスＬ_Ｒ（図３Ａ）とＶ形状のなす角度θで入力インピーダンスＺｉｎの実部Ｒｅ［Ｚｉｎ］を調整し、入力インピーダンスＺｉｎの虚部Ｉｍ［Ｚｉｎ］は誘導性反射素子の素子導体７２の長さにより調節できる。

図８は図７の調整方法を示すスミスチャートであり、再検討した結果、良好な反射特性の得られたアンテナ装置のスミスチャートを示す。図８から明らかなように、動作周波数は３ＧＨｚから６ＧＨｚの広帯域に亘り、良好な整合を得られていることがわかる。

（広帯域動作に寄与する共振モード）
本実施形態に係るアンテナ装置は広帯域に亘り反射特性が良好であるが、反射損失が特に小さくなる３箇所の動作周波数でそれぞれ異なる共振モードが関与している。これら３つの共振状態における電流分布の数値計算を、動作周波数３．２ＧＨｚ、３．９２ＧＨｚ、４．９８ＧＨｚの場合で電流分布を調べた。この電流分布の調査結果では、３．２ＧＨｚの場合で、電流分布がＶ字形状の一対の周期構造回路３３に沿って一様となっていることから、一対の周期構造回路３３は誘導性反射素子及び容量性反射素子を含めて０次共振モードで動作することが確認できた。また、３．９２ＧＨｚの場合では、一対の周期構造回路３３と誘導性反射素子の素子導体７２の長さを含めてのｌ／４波長共振モードとして共振していることがわかった。さらに、４．９８ＧＨｚの場合、Ｖ字形状の一対の周期構造回路３３の上端から下端までが半波長サイズで共振していることが分かった。以上のことから、本実施形態に係るアンテナ装置は、低域側の０次共振と高域側の複数の波長共振モードを組み合わせることにより、広帯域動作を実現していることを確認した。

（素子導体のみのＶ字形状アンテナ装置との比較）
図９は別の比較例に係るアンテナ装置の反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。本実施形態に係るアンテナ装置と比較するための基本構造として、素子導体５１〜５３；６１〜６３のみからなるＶ字アンテナ（キャパシタＣ１１〜Ｃ１４；Ｃ２１〜Ｃ２４なし、誘導性反射素子の素子導体７２なし）の構造の回路を「別の比較例」とする。ここで、アンテナ装置の寸法及びその他のパラメータは本実施形態に係るアンテナ装置と同じとなるように設定している。このとき、当該別の比較例に係るアンテナ装置の共振モードは、電磁界分布から波長共振であることがわかっている。

図９から明らかなように、当該別の比較例に係るアンテナ装置では、従来のモノポールアンテナ装置と類似して狭帯域動作を示す。図９の場合、比帯域が１０％で、広帯域アンテナとして動作しないことがわかる。

（アンテナ装置の構造パラメータ）
本実施形態に係るアンテナ装置の構造作成に用いた誘電体基板４０、キャパシタＣ１１〜Ｃ１４；Ｃ２１〜Ｃ２４の材料特性、誘導性反射素子の素子導体７２及び線路導体７２の寸法と、アンテナ装置のサイズをそれぞれ以下に示す。
（１）容量性反射素子を構成する素子導体５４，６４の長手方向の長さＬ２＝８ｍｍ；
（２）誘導性反射素子の素子導体７２の全体長Ｌ３＝３．１×２＋４．２＝１０．４ｍｍ；
（３）直線部分の周期構造回路３３の長さＬ１＝１８ｍｍ；
（４）誘電体基板４０：比誘電率２．６０；誘電正接０．００１７；番号：ＮＰＣ−Ｆ２６０Ａ（日本ピラー工業株式会社）；
（５）キャパシタＣ１１〜Ｃ１４；Ｃ２１〜Ｃ２４：０．６ｐＦ；番号：ＧＪＭ１５５５Ｃ１ＨＲ６０ＷＢ０１Ｄ（村田エレクトロニクス株式会社）。

（Ｖ字形状のメタマテリアルアンテナ装置の角度依存性）
本実施形態に係るアンテナ装置の下側先端の一対の周期構造回路３３間の角度θ（図３Ａ）の変化に伴う影響について、アンテナの基本特性に与える角度の影響を調べた。ここで、角度θを変化させると、ボウタイアンテナ装置とほぼ同じ動作原理で、アンテナ装置の素子導体と接地導体間の入力インピーダンスが大きく変わるので、反射特性を微調整することができる。

図１０Ａ及び図１０Ｂは図３Ａのアンテナ装置において角度θを変化したときの反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。図１０Ａ及び図１０Ｂから明らかなように、反射特性は角度θの変化と共に変わるが、ほぼ同じ３ＧＨｚ−６ＧＨｚの動作帯域内で広帯域動作することが確認できる。得られた結果としては、本実施形態に係るアンテナ装置の角度θの導入はボウタイアンテナ装置と類似して広帯域動作を獲得するためであるが、従来のボウタイアンテナ装置と大きく異なる点は、帯域を犠牲にすることなく、先端角度を自由に変えられる形成の自由度がある点である。

（Ｖ字形状の周期構造回路３３の長さＬ１と動作帯域の関係）
Ｖ字形状のメタマテリアルアンテナ装置のサイズが変化したとき、動作帯域に与える影響を検討する。周期構造回路３３の長さＬ１（図３Ａ）が、Ｌ１＝２５ｍｍ、Ｌ１＝１８ｍｍ、Ｌ１＝１３ｍｍのそれぞれの場合のアンテナ装置についての動作帯域について以下に考察する。

図１１は図３Ａのアンテナ装置において長さＬ１を変化したときの反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。上述のように、本実施形態に係るアンテナ装置は、高周波側では半波長共振モードとして動作することから、周期構造回路３３の長さＬ１が短くなると、半波長共振周波数は高周波側へ移動することは明らかである。実際、図１１を参照すると、長さＬ１が短くなるにつれて、半波長共振周波数は高周波側へ移動し、その結果、動作帯域がより広帯域化していることが確認できる。

（接地導体４１のサイズの影響）
本実施形態に係るアンテナ装置では、広帯域化動作を目的として、ボウタイアンテナの形状に類似した構造を採用しているため、Ｖ字形状の周期構造回路３３と接地導体４１との間に電磁界が集中している。当該アンテナ装置において、接地導体４１のサイズは無視できず、全体構造のうち大きな割合を占めている。当該アンテナ装置の小型化を考える上で、接地導体４１の小型化は不可欠であるが、特に低周波側で、放射特性に影響しないよう作成する必要がある。

そこで、以下では、接地導体４１のサイズの影響を検討する。当該サイズの影響を検討するための２つのモデルを以下に示す。
（モデル１）誘電体基板４０の横幅全面（７２ｍｍ）に接地導体４１を形成し、キャパシタＣ１１〜Ｃ１４；Ｃ２１〜Ｃ２４＝０．６ｐＦのとき。
（モデル２）誘電体基板４０の横幅を中央部（１５ｍｍ）に限定して接地導体４１を形成することで接地導体４１のサイズを大幅に減少させ、キャパシタＣ１１〜Ｃ１４；Ｃ２１〜Ｃ２４＝１．６ｐＦのとき。

本実施形態に係るアンテナ装置では、放射原理が帯域により異なるので、接地導体４１のサイズを減少させたモデル２の場合、周期構造回路３３の最適化な数値設定をしなければならない。得られた結果として、モデル２のキャパシタＣ１１〜Ｃ１４；Ｃ２１〜Ｃ２４の最適値は１．６ｐＦとなった。

図１２は図３Ａのアンテナ装置において接地導体４１の面積を減少させたとき（モデル２）の反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。モデル２のごとく、キャパシタＣ１１〜Ｃ１４；Ｃ２１〜Ｃ２４がモデル１に比較して大きくなったことに伴い、低周波側の０次共振モードの動作周波数はより低域側に移動する。但し、動作比帯域としてみたとき、接地導体４１のサイズを変更する前とほぼ同じ程度であることがわかる。

図１３は図３Ａのアンテナ装置において接地導体４１の横幅を変化させたときの反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。図１３では、接地導体４１の横幅をそれぞれ１２ｍｍ、１５ｍｍ、１８ｍｍとした場合の反射特性の変化を図１３に示す。図１３から明らかなように、接地導体４１のサイズが小さくなるにつれて反射特性が特に低周波側で劣化していくことがわかる。

図１４Ａは図３Ａのアンテナ装置において接地導体４１の横幅を変化させる前の放射パターンを示す図である。また、図１４Ｂは図３Ａのアンテナ装置において接地導体４１の横幅を変化させた後の放射パターンを示す図である。図１４Ａでは、接地導体４１の横幅が７２ｍｍと大きいため、図３の上方向（アンテナ上端方向）に放射する。これに対して、図１４Ｂでは、接地導体４１のサイズが小さいので、図３の下方向（アンテナ下端方向）への放射が強くなる、Ｅ面において、８の字形で放射する。

（実験による動作検証）
図１５Ａは図３Ａのアンテナ装置を試作したアンテナ装置の平面図の写真であり、図１５Ｂは前記試作したアンテナ装置の背面図の写真である。なお、試作したアンテナ装置のパラメータは、数値計算モデルのパラメータと同じであるとした。

図１６は図３Ａのアンテナ装置の反射係数Ｓ１１の周波数特性の実測値Ｓ１１ｍとシミュレーション値Ｓ１１ｓを示すグラフである。図１６から明らかなように、実測値Ｓ１１ｍとシミュレーション値Ｓ１１ｓは互いに良く一致していることがわかる。また、試作誤差により、低周波側で０．２ＧＨｚの帯域誤差がある。実測値Ｓ１１ｍの動作比帯域は７８．２％であった。

次に、放射パターンの測定結果を図１７Ａ〜図１７Ｅに示す。ここで、図１７Ａ〜図１７Ｅは、図３Ａのアンテナ装置において周波数ｆ＝３．２〜５．８ＧＨｚのときの放射パターン（Ｈ面）を示す図である。図１７Ａ〜図１７Ｅにおいて、各パターンは以下の通りである。
（１）Ｇθｓ：平面（Ｈ面）の放射パターンのシミュレーション値；
（２）Ｇθｍ：平面（Ｈ面）の放射パターンの実測値；
（３）Ｇφｓ：垂直面（Ｅ面）の放射パターンのシミュレーション値；
（４）Ｇφｍ：垂直面（Ｅ面）の放射パターンの実測値。

本実施形態に係るアンテナ装置はＶ字形状で角度θの一対の周期構造回路３３を有することから、少なからず角度φ方向にも放射成分をもつ。これについては、一対の反射器を接地導体４１に対して平行な位置に設置することにより、角度φ方向成分の放射を抑制することができるが、完全にキャンセルすることはできない。従って、交差偏波が存在することとなる。図１７Ａ〜図１７Ｅから明らかなように、角度θ成分はＨ面内に無指向に放射することがわかる。また、測定結果と数値計算結果がよく一致していることがわかる。

図１８は図３Ａのアンテナ装置において放射利得Ｇｐの周波数特性の実測値Ｇｐｍとシミュレーション値Ｇｐｓを示すグラフである。図１８から明らかなように、図１６の反射係数Ｓ１１が−１０ｄＢ以下となる３〜６ＧＨｚの帯域内では最大利得０ｄＢｉでほぼ無指向性の放射特性を示している。

（他のアンテナとの性能比較）
図１９は本実施形態に係る図３Ａのアンテナ装置と、比較例に係るＵＷＢ用ボウタイアンテナ装置との比較を示す表である。

図１９から明らかなように、ボウタイアンテナ装置はＵＷＢアンテナとして１２０％以上の広帯域を持つが、アンテナ装置の寸法が４分の１波長程度あることから寸法が大きいという問題がある。これに対して、本実施形態に係るアンテナ装置は、動作比帯域は８０％程度とボウタイアンテナ装置に比べれば若干見劣りする。しかし、サブ波長サイズで構成できることから、ボウタイアンテナ装置に比べて非常に小さく作成できることがわかる。本実施形態に係るアンテナ装置の小型化がさらに進めば、将来の携帯電話用のアンテナ装置或いはＩｏＴアンテナ装置として使える可能性がある。

以上説明したように、本実施形態によれば、０次共振器を用いたアンテナ装置において、従来技術に比較して広帯域で動作しかつ小型化できる。

（変形例）
以上の実施形態では、０次共振器の周期構造回路３３において、複数の直列枝共振回路１０を備えているが、本発明はこれに限らず、少なくとも１つの直列枝共振回路１０を備えて０次共振器を構成すればよい。

以上の実施形態では、例えばチップキャパシタを用いてキャパシタＣ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１〜Ｃ２４を構成しているが、本発明はこれに限らず、インターデジタル構造を有するキャパシタを用いて構成してもよい。

１０ 直列枝共振回路
２０ 並列枝共振回路
１１，２１ インダクタ
１２，２２ キャパシタ
３０ 左手系／右手系複合伝送線路（ＣＲＬＨ線路）
３１，３２ インピーダンス素子
３３ 周期構造回路
４０ 誘電体基板
４１ 接地導体
５１〜５４，６１〜６４ 素子導体
７１ 線路導体
７２ 素子導体
Ｃ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１〜Ｃ２４ キャパシタ
Ｔ１，Ｔ２ 端子

Claims (5)

1. 互いに直列に接続される少なくとも１個の直列枝共振回路をそれぞれ有する一対の周期構造回路を、前記一対の周期構造回路の各一端を接続する所定の原点の接続点から所定の角度θでＶ字形状で配置して構成された０次共振器を用いたアンテナ装置であって、
   前記一対の周期構造回路の各他端に接続された一対の容量性反射素子と、
   前記接続点に接続された誘導性反射素子と
   を備えたことを特徴とするアンテナ装置。
2. 前記一対の周期構造回路、前記一対の容量性反射素子及び前記誘導性反射素子により０次共振モードで動作し、
   前記一対の周期構造回路により１／２波長共振モードで動作することを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
3. 前記各直列枝共振回路は、ＬＣ共振回路である請求項１又は２記載のアンテナ装置。
4. 前記一対の容量性反射素子は互いに容量結合される請求項１〜３のうちのいずれか１つに記載のアンテナ装置。
5. 前記アンテナ装置は、前記誘導性反射素子を介して前記接続点に給電される請求項１〜４のうちのいずれか１つに記載のアンテナ装置。