JP2020129720A

JP2020129720A - Noise filter

Info

Publication number: JP2020129720A
Application number: JP2019020715A
Authority: JP
Inventors: 篤弘高橋; Atsuhiro Takahashi; 勝也野村; Katsuya Nomura; 小島　崇; Takashi Kojima; 崇小島
Original assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2019-02-07
Filing date: 2019-02-07
Publication date: 2020-08-27

Abstract

To provide a versatile noise filter reducing equivalent series inductance of a capacitor, and parasitic inductance of wiring for connecting the capacitor.SOLUTION: A noise filter includes a first conductive wire having an input side conductive wire extending between an input end and an output end, and extending between the input end and a branch part, and an output side conductive wire extending between the output end and the branch part, a second conductive wire connected with the branch part of the first conductive wire and into which a capacitor is inserted, and a magnetic substance surrounding at least a part of one of the input side conductive wire or the output side conductive wire, and at least a part of the second conductive wire. The magnetic substance is configured to reduce the equivalent series inductance of the capacitor and the parasitic inductance of the second conductive wire by intersecting magnetic flux, generated from the input side conductive wire or the output side conductive wire, with magnetic flux generated from the capacitor and the second conductive wire, so as to be cancelled.SELECTED DRAWING: Figure 3

Description

本明細書に開示する技術は、ノイズフィルタに関する。 The technology disclosed in this specification relates to a noise filter.

導電線に重畳する電磁ノイズを抑えるために、ノイズフィルタの開発が進められている。この種のノイズフィルタの多くは、電磁ノイズを導電線からＧＮＤにバイパスさせるためのコンデンサを備えている。しかしながら、コンデンサには等価直列インダクタンス（ESL：Equivalent Series Inductance）と称される寄生インダクタンスが存在しており、さらに、そのコンデンサを接続する配線にも寄生インダクタンスが存在している。このため、このようなノイズフィルタは、これら寄生インダクタンスの影響により、高周波帯域の電磁ノイズに対して良好なフィルタ性能を発揮できないことが知られている。 A noise filter is being developed to suppress electromagnetic noise superimposed on the conductive wire. Many noise filters of this type include a capacitor for bypassing electromagnetic noise from a conductive line to GND. However, there is a parasitic inductance called Equivalent Series Inductance (ESL) in the capacitor, and the parasitic inductance also exists in the wiring connecting the capacitor. Therefore, it is known that such a noise filter cannot exert good filter performance against electromagnetic noise in a high frequency band due to the influence of these parasitic inductances.

例えば、特許文献１には、コンデンサの等価直列インダクタンスとそのコンデンサが接続される配線の寄生インダクタンスを減じるノイズフィルタが開示されている。特許文献１のノイズフィルタでは、導電線に第１の巻線を設けると共に、コンデンサが接続される配線に第２の巻線を設けている。第１の巻線と第２の巻線は、磁芯を用いて互いのインダクタンスを打ち消すように磁気結合されている。これにより、コンデンサの等価直列インダクタンスを減じ、フィルタ性能を向上させている。 For example, Patent Document 1 discloses a noise filter that reduces the equivalent series inductance of a capacitor and the parasitic inductance of the wiring to which the capacitor is connected. In the noise filter of Patent Document 1, the first winding is provided on the conductive wire, and the second winding is provided on the wiring to which the capacitor is connected. The first winding and the second winding are magnetically coupled to each other by using a magnetic core so as to cancel each other's inductance. This reduces the equivalent series inductance of the capacitor and improves the filter performance.

特開２００６−２８７４２７号公報JP, 2006-287427, A

特許文献１のノイズフィルタは、磁芯を用いて２つの巻線を磁気結合することによって、コンデンサの等価直列インダクタンスを減じている。しかしながら、巻線及び磁芯を用いると、導体パターンの設計自由度が低くなり、例えば、パワー回路に適用することが困難となる。したがって、巻線及び磁芯を用いてフィルタ性能を向上させる技術は、汎用性に乏しい技術といえる。 The noise filter of Patent Document 1 reduces the equivalent series inductance of a capacitor by magnetically coupling two windings using a magnetic core. However, when the winding and the magnetic core are used, the degree of freedom in designing the conductor pattern is lowered, and it is difficult to apply the conductor pattern to, for example, a power circuit. Therefore, it can be said that the technique of improving the filter performance by using the winding and the magnetic core is poor in versatility.

本明細書は、コンデンサの等価直列インダクタンスとコンデンサが接続される配線の寄生インダクタンスを抑えるノイズフィルタであって、汎用性が高いノイズフィルタを提供することを目的とする。 It is an object of the present specification to provide a noise filter that suppresses an equivalent series inductance of a capacitor and a parasitic inductance of a wiring to which the capacitor is connected and has high versatility.

本明細書に開示するノイズフィルタは、入力端部と出力端部の間を延びている第１導電線であって、入力端部と分岐部の間を延びている入力側導電線と、出力端部と分岐部の間を延びている出力側導電線と、を有する第１導電線と、第１導電線の分岐部に接続されていると共にコンデンサが介挿されている第２導電線と、入力側導電線又は出力側導電線の一方の少なくとも一部の周囲の少なくとも一部、及び、第２導電線の少なくとも一部の周囲の少なくとも一部を取り囲んでいる磁性体と、を備えている。磁性体は、入力側導電線又は出力側導電線の一方から発生した磁束が、コンデンサ及び第２導電線から発生する磁束と打ち消しあうように鎖交させることで、コンデンサの等価直列インダクタンスと第２導電線の寄生インダクタンスを減ずるように構成されている。 A noise filter disclosed in the present specification is a first conductive line extending between an input end and an output end, and an input side conductive line extending between an input end and a branch, and an output A first conductive wire having an output-side conductive wire extending between the end portion and the branch portion; and a second conductive wire connected to the branch portion of the first conductive wire and having a capacitor interposed therein. A magnetic body surrounding at least a part of the periphery of at least a part of one of the input-side conductive line and the output-side conductive line, and at least a part of the periphery of at least a part of the second conductive line. There is. The magnetic substance interlinks the magnetic flux generated from one of the input-side conductive line and the output-side conductive line so as to cancel out the magnetic flux generated from the capacitor and the second conductive line. It is configured to reduce the parasitic inductance of the conductive line.

上記のノイズフィルタでは、磁性体は、入力側導電線又は出力側導電線の一方と第２導電線とに設けられ、入力側導電線又は出力側導電線の一方から発生した磁束と、第２導電線及びコンデンサから発生する磁束とが打ち消しあうように配置されている。これによって、入力側導電線又は出力側導電線の一方のインダクタンスと、第２導電線のインダクタンスが打ち消される。このため、コンデンサの等価直列インダクタンスと第２導電線の寄生インダクタンスを減ずることができ、フィルタ性能を向上させることができる。また、電磁ノイズを低減するために磁性体を用いていることにより、例えば、巻線を用いることなく、フィルタ性能を向上させることができる。このため、導体パターンの設計自由度が高くなると共に、重量の増加や回路の大型化を抑制でき、コストを低減できる。このため、汎用性を高くすることができる。 In the above noise filter, the magnetic body is provided on one of the input-side conductive line or the output-side conductive line and the second conductive line, and the magnetic flux generated from one of the input-side conductive line or the output-side conductive line, The conductor lines and the magnetic flux generated from the capacitor are arranged to cancel each other. As a result, the inductance of one of the input side conductive line or the output side conductive line and the inductance of the second conductive line are canceled. Therefore, the equivalent series inductance of the capacitor and the parasitic inductance of the second conductive line can be reduced, and the filter performance can be improved. Further, since the magnetic material is used to reduce the electromagnetic noise, it is possible to improve the filter performance without using a winding, for example. For this reason, the degree of freedom in designing the conductor pattern is increased, and it is possible to suppress an increase in weight and an increase in the size of a circuit, and to reduce cost. Therefore, versatility can be enhanced.

ＬＣＬ構成のＴ型のノイズフィルタのノイズ伝達特性を説明するための図。The figure for demonstrating the noise transfer characteristic of the T-type noise filter of LCL structure. ＬＣＬ構成のＴ型のノイズフィルタのノイズ伝達特性を説明するための図。The figure for demonstrating the noise transfer characteristic of the T-type noise filter of LCL structure. 実施例１に係るノイズフィルタを模式的に示す斜視図。3 is a perspective view schematically showing the noise filter according to the first embodiment. FIG. 実施例１に係るノイズフィルタを模式的に示す分解斜視図。FIG. 3 is an exploded perspective view schematically showing the noise filter according to the first embodiment. 実施例２に係るノイズフィルタを模式的に示す斜視図。FIG. 6 is a perspective view schematically showing a noise filter according to the second embodiment. 実施例２に係るノイズフィルタを模式的に示す分解斜視図。FIG. 6 is an exploded perspective view schematically showing the noise filter according to the second embodiment. 実施例２において、磁性体によって、入力側導電線から発生する磁束と第２導電線から発生する磁束が打ち消しあうことを説明するための図。FIG. 9 is a diagram for explaining that a magnetic substance cancels a magnetic flux generated from an input side conductive line and a magnetic flux generated from a second conductive line in a second embodiment. 入力側導電線と第２導電線と他の磁性体との位置関係を模式的に示す図であり、（ａ）は、接続部が入力側導電線と第２導電線の下方に位置する場合を示し、（ｂ）は、接続部が入力側導電線と第２導電線の上方に位置する場合を示す。It is a figure which shows typically the positional relationship of an input side electrically conductive wire, a 2nd electrically conductive wire, and another magnetic body, (a) is a case where a connection part is located below an input side electrically conductive wire and a 2nd electrically conductive wire. And (b) shows the case where the connection portion is located above the input-side conductive wire and the second conductive wire. 実施例３に係るノイズフィルタを模式的に示す斜視図。FIG. 6 is a perspective view schematically showing a noise filter according to a third embodiment. 比較例のノイズフィルタを模式的に示す斜視図。The perspective view which shows the noise filter of a comparative example typically. 図３及び図４のノイズフィルタの等価回路図。The equivalent circuit diagram of the noise filter of FIG. 3 and FIG. 図１０のノイズフィルタの等価回路図。The equivalent circuit diagram of the noise filter of FIG. 図３及び図４のノイズフィルタと図１０のノイズフィルタのフィルタ性能を示す図。The figure which shows the filter performance of the noise filter of FIG. 3 and FIG. 4, and the noise filter of FIG. 変形例のノイズフィルタを模式的に示す斜視図。The perspective view which shows the noise filter of a modification typically.

以下に説明する実施例の主要な特徴を列記しておく。
なお、以下に記載する技術要素は、それぞれ独立した技術要素であって、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時の請求項に記載の組合せに限定されるものではない。 The main features of the embodiments described below are listed.
It should be noted that the technical elements described below are technical elements that are independent of each other and exhibit technical usefulness alone or in various combinations, and are limited to the combinations described in the claims at the time of application. Not a thing.

（特徴１）本明細書に開示するノイズフィルタでは、磁性体は、入力側導電線又は出力側導電線の一方の少なくとも一部の周囲の少なくとも一部を取り囲む第１磁性体部分と、第２導電線の少なくとも一部の周囲の少なくとも一部を取り囲む第２磁性体部分と、を備えていてもよい。第１磁性体部分は、入力端部又は出力端部から分岐部に向かう方向に、第１の向きのらせん状に延びていてもよい。第２磁性体部分は、分岐部から離れる方向に、第１の向きと反対の第２の向きのらせん状に延びていてもよい。このような構成によると、第１磁性体部分を第１の向きのらせん状とし、第２磁性体部分を第１の向きと反対の第２の向きのらせん状とすることによって、第１導電線の磁束と第２導電線の磁束は打ち消しあうことができる。また、磁性体は、らせん状に連続して配置される。これにより、構成を容易にすることができる。 (Feature 1) In the noise filter disclosed in the present specification, the magnetic body includes a first magnetic body portion that surrounds at least a part of at least a part of one of the input-side conductive line and the output-side conductive line, and And a second magnetic body portion that surrounds at least a portion of the periphery of at least a portion of the conductive wire. The first magnetic body portion may extend spirally in the first direction in a direction from the input end portion or the output end portion toward the branch portion. The second magnetic body portion may extend spirally in a second direction opposite to the first direction in a direction away from the branch portion. According to this structure, the first magnetic body portion has a spiral shape in the first direction, and the second magnetic body portion has a spiral shape in the second direction opposite to the first direction. The magnetic flux of the line and the magnetic flux of the second conductive line can cancel each other. Further, the magnetic body is continuously arranged in a spiral shape. This can facilitate the configuration.

（特徴２）本明細書に開示するノイズフィルタでは、第１導電線は、その周囲の少なくとも一部が磁性体に取り囲まれる第１部分を備えていてもよい。第２導電線は、その周囲の少なくとも一部が磁性体に取り囲まれる第２部分を備えていてもよい。磁性体は、略環状であってもよい。第１部分及び第２部分は、磁性体の環の内側に配置されていてもよい。このような構成によると、構成を容易にすることができる。 (Feature 2) In the noise filter disclosed in the present specification, the first conductive line may include a first portion in which at least a part of the periphery is surrounded by a magnetic material. The second conductive wire may include a second portion in which at least a part of the circumference thereof is surrounded by the magnetic material. The magnetic body may be substantially annular. The first portion and the second portion may be arranged inside the ring of the magnetic body. With such a configuration, the configuration can be facilitated.

本明細書に開示するノイズフィルタを説明する前に、図１を参照して、ＬＣＬ構成のＴ型ノイズフィルタ１のノイズ伝達特性について説明する。ノイズフィルタ１は、電力導電線に直列接続されている一対のインダクタＬ１、Ｌ２と、電力導電線と基準導電線の間に接続されているコンデンサＣを備えている。インダクタＬ１のインダクタンスがＬ₁であり、インダクタＬ２のインダクタンスがＬ₂である。なお、これらインダクタＬ１、Ｌ２は、電力導電線の寄生インダクタであってもよい。コンデンサＣは、一端が一対のインダクタＬ１、Ｌ２の間の分岐部に接続されており、他端が基準導電線に接続されている。インダクタＬ３のインダクタンスＬ₃は、コンデンサＣの等価直列インダクタンス（ESL：Equivalent Series Inductance）とコンデンサＣが接続される配線の寄生インダクタンスの和である。Ｚ_Oは、ノイズ源の内部インピーダンスであり、Ｚ_Lは負荷回路のインピーダンスである。このノイズフィルタ１では、インダクタＬ１、Ｌ３のそれぞれを流れる電流Ｉ₁、Ｉ₃が図中の向きに流れるとすると、インダクタＬ１とインダクタＬ３が互いに磁束を打ち消すように磁気結合しており、これらインダクタＬ１、Ｌ３の間に相互インダクタンスＭが生じている。ノイズ電圧をＶ_noiseとすると、負荷回路に加わるノイズ電圧Ｖ_Lは、以下の数１のように表される。 Before describing the noise filter disclosed in this specification, the noise transfer characteristic of the T-type noise filter 1 having the LCL configuration will be described with reference to FIG. 1. The noise filter 1 includes a pair of inductors L1 and L2 that are connected in series to a power conductive line, and a capacitor C that is connected between the power conductive line and the reference conductive line. The inductance of the inductor L1 is L ₁ and the inductance of the inductor L2 is L ₂ . In addition, these inductors L1 and L2 may be parasitic inductors of a power conductive line. The capacitor C has one end connected to the branch between the pair of inductors L1 and L2, and the other end connected to the reference conductive line. Inductance L ₃ of the inductor L3 is equivalent series inductance of the capacitor C (ESL: Equivalent Series Inductance) and the sum of the parasitic inductance of the wiring capacitor C is connected. Z _O is the internal impedance of the noise source and Z _L is the impedance of the load circuit. In the noise filter 1, assuming that the currents I ₁ and I ₃ flowing through the inductors L1 and L3 respectively flow in the directions shown in the figure, the inductors L1 and L3 are magnetically coupled to each other so as to cancel the magnetic flux. Mutual inductance M occurs between L1 and L3. _Assuming that the noise voltage is V _noise , the noise voltage V _L applied to the load circuit is expressed by the following mathematical expression 1.

Ｚ_M1：Ｌ₁とＺ_Oの合成インピーダンス（Z_O+jω(L₁-M)）
Ｚ_M2：Ｌ₂とＺ_Lの合成インピーダンス（Z_L+jω(L₂+M)）
Ｚ_M3：Ｌ₃とＣの合成インピーダンス（j(ω(L₃-M)-1/(ωC)）
ω：角周波数（２πｆ） Z _M1 : Combined impedance of L ₁ and Z _O (Z _O +jω(L ₁ -M))
Z _M2 : Combined impedance of L ₂ and Z _L (Z _L +jω(L ₂ +M))
Z _M3 : Composite impedance of L ₃ and C (j(ω(L ₃ -M)-1/(ωC))
ω: Angular frequency (2πf)

上記の数１から、負荷回路に加わるノイズ電圧Ｖ_Lを低減するためには、分母のＺ_M1Ｚ_M2＋Ｚ_M1Ｚ_M3＋Ｚ_M2Ｚ_M3を大きくするか、分子のＺ_M3Ｚ_Lを小さくすればよいことがわかる。 From the above formula 1, in order to reduce the noise voltage V _L applied to the load circuit, either increase the denominator Z _M1 Z _M2 +Z _M1 Z _M3 +Z _M2 Z _M3 or decrease the numerator Z _M3 Z _L. I know it's good.

ここで、上記の数１の分母と分子をＺ_M3で割ると、以下の数２のように示される。 Here, when the denominator and the numerator of the above Equation 1 are divided by Z _M3 , the following Equation 2 is obtained.

上述したように、負荷回路に加わるノイズ電圧Ｖ_Lを低減するためには、分母を大きくすればよい。すなわち、上記の数２から、分母を大きくするためには、Ｚ_M1及びＺ_M2は大きくしたほうがよく、Ｚ_M3は小さくしたほうがよいことがわかる。 As described above, in order to reduce the noise voltage V _L applied to the load circuit, the denominator may be increased. That is, it can be seen from Equation 2 above that in order to increase the denominator, Z _M1 and Z _M2 should be increased, and Z _M3 should be decreased.

以下の数３に、Ｚ_M3を再度示す。 Z _M3 is shown again in _Equation 3 below.

Ｚ_M3が最小となるのは、Ｚ_M3が０となるときである。このため、上記の数３によれば、｛ω（Ｌ₃−Ｍ）−１／ωＣ｝が０となるように相互インダクタンスＭを設定すると、フィルタ性能が最大化することがわかる。しかしながら、そのような条件は、ある特定の周波数のみで実現される。ノイズフィルタ回路は、幅広い周波数帯域でノイズ低減を求められることが多いため、そのような条件で設定されない。高周波帯域においてフィルタ性能が劣化するのは、周波数の積であるω（Ｌ₃−Ｍ）の項が一因であり、これを０にすれば高周波のフィルタ性能は改善する。そこで、Ｍを調整してＬ₃と同じ大きさにすることによって、周波数に比例するω（Ｌ₃−Ｍ）の値を０にすると共に、Ｚ_M3を小さくすることができる。 Z _M3 becomes the minimum when Z _M3 becomes zero. Therefore, according to the above expression 3, it is understood that the filter performance is maximized when the mutual inductance M is set so that {ω(L ₃ −M)−1/ωC} becomes zero. However, such conditions are realized only at certain frequencies. Since the noise filter circuit is often required to reduce noise in a wide frequency band, it is not set under such conditions. The deterioration of the filter performance in the high frequency band is due in part to the term ω(L ₃ −M), which is the product of the frequencies. Setting this to 0 improves the high frequency filter performance. Therefore, by the same size as the L ₃ by adjusting the M, the value of omega (L ₃ -M) is proportional to the frequency with which zero, it is possible to reduce the Z _M3.

ここで、インダクタＬ１とインダクタＬ３の間に生じる相互インダクタンスＭは、結合係数ｋを用いて以下の数４で表すことができる。 Here, the mutual inductance M generated between the inductor L1 and the inductor L3 can be expressed by the following formula 4 using the coupling coefficient k.

結合係数ｋは磁気結合の度合いを示す値であり、本明細書が開示する構造では、０≦k≦１の値をとる。したがって、インダクタンスＬ₃と相互インダクタンスＭが一致するように、ｋ、Ｌ₁、Ｌ₃を調整すれば、上記の数３に示すＺ_M3を小さくすることができ、上記の数２の分母を大きくすることができる。 The coupling coefficient k is a value indicating the degree of magnetic coupling, and takes a value of 0≦k≦1 in the structure disclosed in this specification. Therefore, if k, L ₁ and L ₃ are adjusted so that the inductance L ₃ and the mutual inductance M match, Z _M3 shown in the above equation 3 can be reduced, and the denominator of the above equation 2 can be increased. can do.

したがって、図２に示すように、インダクタＬ１とインダクタＬ３を磁気結合させることにより、インダクタＬ１とインダクタＬ３の間に生じる相互インダクタンスＭによってインダクタンスＬ₃を減じさせれば、高周波帯域の電磁ノイズに対するフィルタ性能を向上させることができる。さらに、このような構成では、インダクタＬ１、Ｌ３と磁気結合していないインダクタＬ２には、インダクタＬ１、Ｌ３の間に生じる相互インダクタンスＭが加算される。すなわち、インダクタＬ２のインダクタンスＬ₂が大きくなり、Ｚ_M2が大きくなる。これにより、上記の数１及び数２の分母が大きくなり、高周波帯域の電磁ノイズに対するフィルタ性能をさらに向上させることができる。本明細書が開示する技術は、この現象を利用して、高周波帯域の電磁ノイズに対するフィルタ性能を改善する。 Accordingly, as shown in FIG. 2, the filter inductor L1 and the inductor L3 by magnetic coupling, if Sasere reduce the inductance L ₃ by the mutual inductance M that occurs between the inductor L1 and the inductor L3, against electromagnetic noise of a high frequency band The performance can be improved. Further, in such a configuration, the mutual inductance M generated between the inductors L1 and L3 is added to the inductor L2 that is not magnetically coupled to the inductors L1 and L3. That is, the inductance L _{2 of the} inductor L2 increases and Z _M2 increases. As a result, the denominator of the above equations 1 and 2 becomes large, and the filter performance against electromagnetic noise in the high frequency band can be further improved. The technique disclosed in this specification utilizes this phenomenon to improve the filter performance against electromagnetic noise in the high frequency band.

以下、本明細書に開示する技術が適用されたノイズフィルタについて説明する。なお、以下で参照する各図において、実質的に機能が共通する構成要素については共通の符号を付し、その説明を省略することがある。 Hereinafter, a noise filter to which the technique disclosed in this specification is applied will be described. In each drawing referred to below, common reference numerals are given to constituent elements having substantially the same function, and the description thereof may be omitted.

（実施例１）
図３は、ノイズフィルタ１０の斜視図を示しており、図４は、ノイズフィルタ１０の分解斜視図を示している。図３及び図４に示すように、ノイズフィルタ１０は、入力端部１１ａと出力端部１１ｂの間を直線状に延びている第１導電線１１と、第１導電線１１の分岐部１１ｃに接続されていると共にコンデンサ２０が介挿されている第２導電線１２と、磁性体３０を備えている。磁性体３０は、磁性材料のフェライト粉末を樹脂に練り込んだ磁性シートで構成されている。なお、磁性体３０は、Ｍｎ−Ｚｎ、Ｎｉ−Ｚｎ等の材料を焼結したフェライト等を成形した磁性プレートであってもよい。 (Example 1)
3 shows a perspective view of the noise filter 10, and FIG. 4 shows an exploded perspective view of the noise filter 10. As shown in FIGS. 3 and 4, the noise filter 10 includes a first conductive line 11 linearly extending between the input end 11 a and the output end 11 b, and a branch 11 c of the first conductive line 11. It is provided with the second conductive wire 12 which is connected and in which the capacitor 20 is inserted, and the magnetic body 30. The magnetic body 30 is composed of a magnetic sheet in which a ferrite powder of a magnetic material is kneaded into a resin. The magnetic body 30 may be a magnetic plate formed by molding ferrite or the like obtained by sintering a material such as Mn-Zn or Ni-Zn.

第１導電線１１は、平板状に成形された金属のバスバーで構成されており、入力端部１１ａがノイズ源となるコンバータ又はインバータ等の電力変換器に接続されており、出力端部１１ｂが任意の負荷に接続されている。第１導電線１１のうちの入力端部１１ａと分岐部１１ｃの間の部分を入力側導電線１１Ａという。第１導電線１１のうちの出力端部１１ｂと分岐部１１ｃの間の部分を出力側導電線１１Ｂという。入力側導電線１１Ａと出力側導電線１１Ｂは、直線状に並んで配置されている。この例に代えて、第１導電線１１は、回路基板上に配設された金属パターンであってもよい。 The first conductive wire 11 is composed of a metal bus bar formed in a flat plate shape, the input end 11a is connected to a power converter such as a converter or an inverter that becomes a noise source, and the output end 11b is. Connected to any load. A portion of the first conductive wire 11 between the input end portion 11a and the branch portion 11c is referred to as an input side conductive wire 11A. A portion of the first conductive wire 11 between the output end 11b and the branch portion 11c is referred to as an output-side conductive wire 11B. The input-side conductive line 11A and the output-side conductive line 11B are arranged side by side in a straight line. Instead of this example, the first conductive line 11 may be a metal pattern arranged on the circuit board.

第２導電線１２は、平板状に成形された金属のバスバーで構成されており、一端が第１導電線１１の分岐部１１ｃに接続されており、他端がグランド板１３に接続されている。第２導電線１２は、第１導電線１１に対して直交しており、第１導電線１１の側面から延びている。第２導電線１２には、コンデンサ２０が介挿されている。この例では、コンデンサ２０は、２並列のチップコンデンサとして構成されている。 The second conductive wire 12 is composed of a metal bus bar formed in a flat plate shape, one end thereof is connected to the branch portion 11 c of the first conductive wire 11, and the other end thereof is connected to the ground plate 13. .. The second conductive line 12 is orthogonal to the first conductive line 11 and extends from the side surface of the first conductive line 11. A capacitor 20 is inserted in the second conductive wire 12. In this example, the capacitor 20 is configured as two parallel chip capacitors.

このように、ノイズフィルタ１０は、入力側導電線１１Ａの寄生のインダクタンスと、第２導電線１２に介挿されているコンデンサＣと、出力側導電線１１Ｂの寄生のインダクタンスと、で構成されているＬＣＬ構成のＴ型のノイズフィルタである。なお、本明細書に開示する技術は、この例に限らず、他の種類のノイズフィルタにも適用可能である。 As described above, the noise filter 10 includes the parasitic inductance of the input side conductive line 11A, the capacitor C inserted in the second conductive line 12, and the parasitic inductance of the output side conductive line 11B. 2 is a T-type noise filter having an LCL structure. The technique disclosed in this specification is not limited to this example, and can be applied to other types of noise filters.

磁性体３０は、磁性シートであり、第１導電線１１の入力側導電線１１Ａ及び第２導電線１２に対してらせん状に巻回している。磁性体３０は、第１磁性体部分３１と第２磁性体部分３２を備えている。 The magnetic body 30 is a magnetic sheet, and is spirally wound around the input-side conductive wire 11A of the first conductive wire 11 and the second conductive wire 12. The magnetic body 30 includes a first magnetic body portion 31 and a second magnetic body portion 32.

第１磁性体部分３１は、入力側導電線１１Ａの一部に巻回している。第１磁性体部分３１は、入力端部１１ａから分岐部１１ｃに向かう方向（図３及び図４の矢印Ｙ１１で示す方向）に見たとき、入力側導電線１１Ａの周囲を反時計回りＲ１に巻回している。換言すると、右ねじが矢印Ｙ１１方向へ直進するとき、右ねじの回転方向と逆方向に第１磁性体部分３１は巻回している。この例では、第１磁性体部分３１は、入力側導電線１１Ａの周方向に約１周半巻回しているが、このような構成に限定されない。例えば、第１磁性体部分３１は、入力側導電線１１Ａの周方向に１周半より多く巻回していてもよいし、１周半より少なく巻回していてもよい。また、第１磁性体部分３１は、入力側導電線１１Ａの周方向の一部を被覆するように配設されていてもよい。第１磁性体部分３１が配設されていることにより、入力側導電線１１Ａのインダクタンスが調整される。なお、本明細書では、第１磁性体部分３１によって取り囲まれている第１導電線１１の入力側導電線１１Ａの一部を「第１部分」という。第１磁性体部分３１の端部３１Ｅ（図３及び図４では、出力側導電線１１Ｂ側の端部）は、第２磁性体部分３２と接続している。 The first magnetic body portion 31 is wound around a part of the input side conductive wire 11A. When viewed in the direction from the input end 11a to the branch 11c (the direction indicated by the arrow Y11 in FIGS. 3 and 4), the first magnetic body portion 31 rotates counterclockwise R1 around the input-side conductive wire 11A. It is wound. In other words, when the right-hand screw goes straight in the direction of arrow Y11, the first magnetic body portion 31 is wound in the direction opposite to the rotation direction of the right-hand screw. In this example, the first magnetic body portion 31 is wound about one and a half turns in the circumferential direction of the input-side conductive wire 11A, but the configuration is not limited to such a configuration. For example, the first magnetic body portion 31 may be wound more than one and a half turns in the circumferential direction of the input side conductive wire 11A, or may be wound less than one and a half turns. Further, the first magnetic body portion 31 may be arranged so as to cover a part of the input-side conductive wire 11A in the circumferential direction. Since the first magnetic body portion 31 is provided, the inductance of the input side conductive wire 11A is adjusted. In the present specification, a part of the input-side conductive wire 11A of the first conductive wire 11 surrounded by the first magnetic body portion 31 is referred to as “first portion”. The end portion 31E of the first magnetic body portion 31 (in FIG. 3 and FIG. 4, the end portion on the output side conductive wire 11B side) is connected to the second magnetic body portion 32.

第２磁性体部分３２は、第２導電線１２の一部に巻回している。第２磁性体部分３２は、分岐部１１ｃから離れる方向（図３及び図４の矢印Ｙ１２で示す方向）に見たとき、第２導電線１２の周囲を時計回りＲ２に巻回している。換言すると、右ねじが矢印Ｙ１２方向へ直進するとき、右ねじの回転方向と同一方向に第１磁性体部分３１は巻回している。この例では、第２磁性体部分３２は、第２導電線１２の周方向の一部を被覆するように配設されているが、このような構成に限定されない。例えば、第２磁性体部分３２は、第２導電線１２の周方向の全周を被覆するように巻回していてもよく、第２導電線１２の周方向に巻回する巻数は特に限定されない。第２磁性体部分３２が配設されていることにより、第２導電線１２に介挿されるコンデンサＣの等価直列インダクタンスとのコンデンサＣが接続される配線の寄生インダクタンスが調整される。なお、本明細書では、第２磁性体部分３２によって取り囲まれている第２導電線１２の一部を「第２部分」という。第２磁性体部分３２の端部３２Ｅ（図３及び図４では、分岐部１１ｃ側の端部）は、第１磁性体部分３１と接続している。 The second magnetic body portion 32 is wound around a part of the second conductive wire 12. The second magnetic body portion 32 winds around the second conductive wire 12 in the clockwise direction R2 when viewed in the direction away from the branch portion 11c (the direction indicated by the arrow Y12 in FIGS. 3 and 4). In other words, when the right-hand screw advances straight in the direction of arrow Y12, the first magnetic body portion 31 is wound in the same direction as the rotation direction of the right-hand screw. In this example, the second magnetic body portion 32 is arranged so as to cover a part of the second conductive line 12 in the circumferential direction, but the configuration is not limited to such a configuration. For example, the second magnetic body portion 32 may be wound so as to cover the entire circumference of the second conductive wire 12 in the circumferential direction, and the number of windings of the second conductive wire 12 in the circumferential direction is not particularly limited. .. By disposing the second magnetic body portion 32, the parasitic inductance of the wiring connected to the capacitor C and the equivalent series inductance of the capacitor C inserted in the second conductive line 12 are adjusted. In addition, in this specification, a part of the second conductive line 12 surrounded by the second magnetic body part 32 is referred to as a “second part”. The end portion 32E of the second magnetic body portion 32 (in FIG. 3 and FIG. 4, the end portion on the branch portion 11c side) is connected to the first magnetic body portion 31.

磁性体３０では、第１磁性体部分３１と第２磁性体部分３２が接続しており、第１磁性体部分３１は、右ねじの回転方向と逆方向に入力側導電線１１Ａに巻回し、第２磁性体部分３２は、右ねじの回転方向と同一方向に第２導電線１２に巻回している。電流は、入力側導電線１１Ａを矢印Ｙ１１の方向に流れるとき、第２導電線１２を矢印Ｙ１２の方向に流れる。したがって、磁性体３０は、入力側導電線１１Ａにおいて巻回する巻き方向と、第２導電線１２において巻回する巻き方向が逆になるように配設される。このため、磁性体３０により、入力側導電線１１Ａから発生する磁束と第２導電線１２から発生する磁束が打ち消しあう相互インダクタンスＭを生じさせることができる。 In the magnetic body 30, the first magnetic body portion 31 and the second magnetic body portion 32 are connected, and the first magnetic body portion 31 is wound around the input side conductive wire 11A in a direction opposite to the rotation direction of the right screw, The second magnetic body portion 32 is wound around the second conductive wire 12 in the same direction as the rotation direction of the right screw. When the current flows through the input-side conductive wire 11A in the direction of arrow Y11, the current flows through the second conductive wire 12 in the direction of arrow Y12. Therefore, the magnetic body 30 is arranged such that the winding direction of the input conductive wire 11A and the winding direction of the second conductive wire 12 are opposite. Therefore, the magnetic body 30 can generate a mutual inductance M in which the magnetic flux generated from the input side conductive line 11A and the magnetic flux generated from the second conductive line 12 cancel each other.

入力端部１１ａが接続されるノイズ源は交流であるため、第１導電線１１及び第２導電線１２を流れる電流の向きは入れ替わる。すなわち、第１導電線１１を流れる電流の向きが矢印Ｙ２１の方向である場合、入力側導電線１１Ａには矢印Ｙ２１の方向に電流が流れ、第２導電線１２には矢印Ｙ２２の方向に電流が流れる。第１導電線１１を流れる電流の向きが矢印Ｙ２１の方向である場合には、第１磁性体部分３１は、右ねじが矢印Ｙ２１方向へ直進するときの回転方向と同一方向（すなわち、図３及び図４の方向Ｒ１）に入力側導電線１１Ａの周囲を巻回する。第２磁性体部分３２は、右ねじが矢印Ｙ２２方向へ直進するときの回転方向と逆方向（すなわち、図３及び図４の方向Ｒ２）に第２導電線１２の周囲を巻回する。このため、この場合にも、磁性体３０は、入力側導電線１１Ａにおいて巻回する巻き方向と、第２導電線１２において巻回する巻き方向が逆になるように配設され、磁性体３０により、入力側導電線１１Ａから発生する磁束と第２導電線１２から発生する磁束が打ち消しあう相互インダクタンスＭを生じさせることができる。したがって、電流がどちらの向きに流れても、磁性体３０により、入力側導電線１１Ａから発生する磁束と第２導電線１２から発生する磁束が打ち消しあう相互インダクタンスＭを生じさせることができる。 Since the noise source to which the input end 11a is connected is alternating current, the directions of the currents flowing through the first conductive line 11 and the second conductive line 12 are switched. That is, when the direction of the current flowing through the first conductive line 11 is the direction of arrow Y21, the current flows through the input-side conductive line 11A in the direction of arrow Y21, and the current flows through the second conductive line 12 in the direction of arrow Y22. Flows. When the direction of the current flowing through the first conductive wire 11 is in the direction of the arrow Y21, the first magnetic body portion 31 has the same direction as the rotation direction when the right-hand screw advances straight in the direction of the arrow Y21 (that is, FIG. 3). And around the input side conductive wire 11A in the direction R1) of FIG. The second magnetic body portion 32 winds around the second conductive wire 12 in the opposite direction (that is, the direction R2 in FIGS. 3 and 4) to the rotation direction when the right-hand screw advances straight in the direction of the arrow Y22. Therefore, also in this case, the magnetic body 30 is arranged such that the winding direction of the input-side conductive wire 11A and the winding direction of the second conductive wire 12 are opposite to each other. Thereby, the mutual inductance M in which the magnetic flux generated from the input side conductive wire 11A and the magnetic flux generated from the second conductive wire 12 cancel each other can be generated. Therefore, whichever direction the current flows, the magnetic body 30 can generate a mutual inductance M in which the magnetic flux generated from the input side conductive line 11A and the magnetic flux generated from the second conductive line 12 cancel each other.

本明細書に開示するノイズフィルタ１０では、第１磁性体部分３１と第２磁性体部分３２の形状や配置を調整することにより、入力側導電線１１Ａと第２導電線１２の間に生じる相互インダクタンスＭが調整される。これにより、その相互インダクタンスＭによってコンデンサ２０の等価直列インダクタンスと第２導電線１２の寄生インダクタンスの和が減じられる。この結果、上記数式２で示したように、ノイズフィルタ１０は、高周波帯域の電磁ノイズに対して高いフィルタ性能を発揮することができる。 In the noise filter 10 disclosed in this specification, by adjusting the shapes and arrangements of the first magnetic body portion 31 and the second magnetic body portion 32, mutual noise generated between the input-side conductive line 11A and the second conductive line 12 can be obtained. The inductance M is adjusted. Thereby, the mutual inductance M reduces the sum of the equivalent series inductance of the capacitor 20 and the parasitic inductance of the second conductive line 12. As a result, the noise filter 10 can exhibit high filter performance with respect to electromagnetic noise in the high frequency band, as shown in the above-mentioned mathematical expression 2.

本明細書が開示する技術に代えて、入力側導電線１１Ａと第２導電線１２の各々にコイルを介挿させ、１つの磁芯を用いて２つのコイルを磁気結合させることも考えられる。しかしながら、このようなコイルを用いると、導電線路の配策の自由度の低下、コイル重量の増加、それらに伴ってノイズフィルタ回路の構造が大きくなるという問題があることから、例えば、パワー回路に適用することは困難であり、汎用性に乏しい技術といえる。また、磁芯を有するコイルを利用すると、相互インダクタンスの調整が難しくなり、その調整のために、コンデンサに対して直列に追加のコイルを介挿する必要がある。ノイズフィルタ回路において、本来コンデンサに対して直列にコイルを介挿させる必要がないため、部品点数が増加し、コストや体格が増加するという問題がある。一方、本明細書に開示する技術は、コイルを利用しないことから、上記のような問題を回避することができる。 Instead of the technique disclosed in this specification, it is possible to insert a coil in each of the input side conductive wire 11A and the second conductive wire 12 and magnetically couple the two coils using one magnetic core. However, when such a coil is used, there is a problem that the degree of freedom in arranging the conductive line is reduced, the weight of the coil is increased, and the structure of the noise filter circuit is increased accordingly. It is difficult to apply and can be said to be a technology with poor versatility. Further, if a coil having a magnetic core is used, it becomes difficult to adjust the mutual inductance, and for that adjustment, it is necessary to insert an additional coil in series with the capacitor. In the noise filter circuit, since it is originally not necessary to insert a coil in series with the capacitor, there is a problem that the number of parts increases, and the cost and the size increase. On the other hand, the technique disclosed in the present specification does not use the coil, and thus the problem described above can be avoided.

（実施例２）
以下、本明細書が開示する技術が適用された他のノイズフィルタについて説明する。図５は、ノイズフィルタ１００の斜視図を示しており、図６は、ノイズフィルタ１００の分解斜視図を示している。ノイズフィルタ１００では、磁性体１３０が略環状であり、入力側導電線１１Ａの第１部分と第２導電線１２の第２部分が磁性体１３０の環の内側に配置されている。磁性体１３０は、第１磁性体部分１３１と第２磁性体部分１３２を備えている。 (Example 2)
Hereinafter, another noise filter to which the technique disclosed in this specification is applied will be described. FIG. 5 shows a perspective view of the noise filter 100, and FIG. 6 shows an exploded perspective view of the noise filter 100. In the noise filter 100, the magnetic body 130 has a substantially annular shape, and the first portion of the input side conductive wire 11A and the second portion of the second conductive wire 12 are arranged inside the ring of the magnetic body 130. The magnetic body 130 includes a first magnetic body portion 131 and a second magnetic body portion 132.

図５および図６に示すように、第１磁性体部分１３１は、入力側導電線１１Ａの一部において、入力側導電線１１Ａの周方向の一部を被覆するように配設されている。第１磁性体部分１３１の両端は、第２磁性体部分１３２と接続している。 As shown in FIGS. 5 and 6, the first magnetic body portion 131 is arranged so as to cover a part of the input-side conductive wire 11A in the circumferential direction of the input-side conductive wire 11A. Both ends of the first magnetic body portion 131 are connected to the second magnetic body portion 132.

図５および図６に示すように、第２磁性体部分１３２は、第２導電線１２の一部において、第２導電線１２の周方向の一部を被覆するように配設されている。第２磁性体部分１３２には、エアギャップ１３４が設けられている。エアギャップ１３４のギャップ間の距離等を調整することにより、上記の数４で示した結合係数ｋを調整でき、入力側導電線１１Ａと第２導電線１２の間に生じる相互インダクタンスＭを調整することができる。この例では、第２磁性体部分１３２にエアギャップ１３４が設けられているが、エアギャップを設ける位置は、磁性体１３０内において適宜変更することができる。第２磁性体部分１３２の両端は、第１磁性体部分１３１と接続している。 As shown in FIG. 5 and FIG. 6, the second magnetic body portion 132 is arranged so as to cover a part of the second conductive wire 12 in the circumferential direction of the second conductive wire 12. An air gap 134 is provided in the second magnetic body portion 132. By adjusting the distance between the air gaps 134 and the like, the coupling coefficient k shown in the above equation 4 can be adjusted, and the mutual inductance M generated between the input side conductive wire 11A and the second conductive wire 12 can be adjusted. be able to. In this example, the air gap 134 is provided in the second magnetic body portion 132, but the position where the air gap is provided can be appropriately changed in the magnetic body 130. Both ends of the second magnetic body portion 132 are connected to the first magnetic body portion 131.

磁性体１３０は、第１磁性体部分１３１と第２磁性体部分１３２がそれぞれの両端で接続することにより、エアギャップ１３４を含む略環状となっている。このような磁性体１３０が配設されることにより、入力側導電線１１Ａから発生する磁束と第２導電線１２から発生する磁束が打ち消しあう相互インダクタンスＭを生じさせることができる。図７を参照して、この現象について説明する。 The magnetic body 130 has a substantially annular shape including an air gap 134 by connecting the first magnetic body portion 131 and the second magnetic body portion 132 at both ends. By disposing such a magnetic body 130, it is possible to generate a mutual inductance M in which the magnetic flux generated from the input side conductive line 11A and the magnetic flux generated from the second conductive line 12 cancel each other. This phenomenon will be described with reference to FIG. 7.

図７は、入力側導電線１１Ａと第２導電線１２と磁性体１３０の関係を概念的に示している。図７では、説明を容易にするため、入力側導電線１１Ａと第２導電線１２の間の角度を９０度より小さくしている。また、図７で示す入力側導電線１１Ａと第２導電線１２と磁性体１３０の形状や位置等は、入力側導電線１１Ａと第２導電線１２と磁性体１３０の関係を概念的に示すため、図５及び図６で示す入力側導電線１１Ａと第２導電線１２と磁性体１３０の形状や位置等と相違している。 FIG. 7 conceptually shows the relationship between the input-side conductive wire 11A, the second conductive wire 12, and the magnetic body 130. In FIG. 7, the angle between the input-side conductive line 11A and the second conductive line 12 is smaller than 90 degrees for ease of explanation. Further, the shapes and positions of the input-side conductive wire 11A, the second conductive wire 12, and the magnetic body 130 shown in FIG. 7 conceptually show the relationship between the input-side conductive wire 11A, the second conductive wire 12, and the magnetic body 130. Therefore, the shapes and positions of the input-side conductive wire 11A, the second conductive wire 12, and the magnetic body 130 shown in FIGS. 5 and 6 are different.

図７では、第１導電線１１を流れる電流の向きが矢印Ｙ１１の方向である場合、入力側導電線１１Ａを流れる電流の向き（矢印Ｙ１１）と、第２導電線１２を流れる電流の向き（矢印Ｙ１２）は、ほぼ逆向きとなる。これらの入力側導電線１１Ａと第２導電線１２に対して、環状の磁性体１３０を、その環の内側に入力側導電線１１Ａと第２導電線１２が位置するように配置すると、環状の磁性体１３０によって、入力側導電線１１Ａから発生する磁束と第２導電線１２から発生する磁束が打ち消しあう相互インダクタンスＭが生じる。また、第１導電線１１を流れる電流の向きが矢印Ｙ２１の方向である場合にも、入力側導電線１１Ａを流れる電流の向き（矢印Ｙ２１）と、第２導電線１２を流れる電流の向き（矢印Ｙ２２）は、ほぼ逆向きとなるため、磁性体１３０によって、入力側導電線１１Ａから発生する磁束と第２導電線１２から発生する磁束が打ち消しあう相互インダクタンスＭが生じる。したがって、ノイズフィルタ１００においても、相互インダクタンスＭによってコンデンサ２０の等価直列インダクタンスと第２導電線１２の寄生インダクタンスの和を減じることができ、ノイズフィルタ１００は、高周波帯域の電磁ノイズに対して高いフィルタ性能を発揮することができる。 In FIG. 7, when the direction of the current flowing through the first conductive line 11 is the direction of arrow Y11, the direction of the current flowing through the input side conductive line 11A (arrow Y11) and the direction of the current flowing through the second conductive line 12 ( The arrow Y12) is almost in the opposite direction. When the annular magnetic body 130 is arranged with respect to the input-side conductive wire 11A and the second conductive wire 12 so that the input-side conductive wire 11A and the second conductive wire 12 are located inside the ring, Due to the magnetic body 130, a mutual inductance M in which the magnetic flux generated from the input side conductive line 11A and the magnetic flux generated from the second conductive line 12 cancel each other is generated. Even when the direction of the current flowing through the first conductive line 11 is the direction of the arrow Y21, the direction of the current flowing through the input side conductive line 11A (arrow Y21) and the direction of the current flowing through the second conductive line 12 ( Since the arrow Y22) is almost in the opposite direction, the magnetic substance 130 causes a mutual inductance M in which the magnetic flux generated from the input side conductive line 11A and the magnetic flux generated from the second conductive line 12 cancel each other. Therefore, also in the noise filter 100, the sum of the equivalent series inductance of the capacitor 20 and the parasitic inductance of the second conductive line 12 can be reduced by the mutual inductance M, and the noise filter 100 has a high filter against electromagnetic noise in a high frequency band. It can exert its performance.

なお、磁性体１３０は、入力側導電線１１Ａと第２導電線１２の周方向の略全体を囲んでいたが、このような構成に限定されない。入力側導電線１１Ａから発生する磁束と第２導電線１２から発生する磁束が打ち消しあう相互インダクタンスＭを生じさせるように磁性体を配置していればよく、入力側導電線１１Ａと第２導電線１２の周方向の一部を囲むように磁性体を配設してもよい。例えば、図７の入力側導電線１１Ａと第２導電線１２の軸線に沿って見たとき、図８（ａ）に示すように、磁性体１３０ａは、入力側導電線１１Ａと第２導電線１２の下方にのみ配置されていてもよいし、図８（ｂ）に示すように、磁性体１３０ａは、入力側導電線１１Ａと第２導電線１２の上方にのみ配置されていてもよい。このような場合であっても、入力側導電線１１Ａと第２導電線１２をひとまとめにして磁性体を巻きつけたときと同様の相互インダクタンスＭを生じさせることができる。すなわち、入力側導電線１１Ａから発生する磁束と第２導電線１２から発生する磁束が打ち消しあう相互インダクタンスＭを生じさせることができる。 Although the magnetic body 130 surrounds the input side conductive wire 11A and the second conductive wire 12 substantially entirely in the circumferential direction, the configuration is not limited to such a configuration. It suffices that the magnetic body is arranged so as to generate a mutual inductance M in which the magnetic flux generated from the input side conductive wire 11A and the magnetic flux generated from the second conductive line 12 cancel each other out, and the input side conductive wire 11A and the second conductive line. A magnetic body may be arranged so as to surround a part of 12 in the circumferential direction. For example, when viewed along the axes of the input-side conductive wire 11A and the second conductive wire 12 in FIG. 7, the magnetic body 130a includes the input-side conductive wire 11A and the second conductive wire as shown in FIG. 8A. The magnetic body 130a may be arranged only below the first conductive wire 11A and the second conductive wire 12A, as shown in FIG. 8B. Even in such a case, the mutual inductance M similar to that when the magnetic material is wound around the input side conductive wire 11A and the second conductive wire 12 can be generated. That is, the mutual inductance M in which the magnetic flux generated from the input side conductive line 11A and the magnetic flux generated from the second conductive line 12 cancel each other can be generated.

（実施例３）
上記の実施例１及び２に示す例では、入力側導電線１１Ａと第２導電線１２を磁気結合するように磁性体が配設されていたが、出力側導電線１１Ｂと第２導電線１２を磁気結合するように磁性体を配設してもよい。図９は、ノイズフィルタ２００の斜視図を示している。図９に示すように、ノイズフィルタ２００は、磁性体２３０を備えている。磁性体２３０は、第２導電線１２に対して、上述のノイズフィルタ１００（図５及び図６）の磁性体１３０を反転した形状となっている。すなわち、磁性体２３０は、略環状であり、出力側導電線１１Ｂと第２導電線１２が磁性体２３０の環の内側に配置される。ノイズフィルタ２００も同様に、磁性体２３０を配設することにより、出力側導電線１１Ｂから発生する磁束と第２導電線１２から発生する磁束が打ち消しあうように相互インダクタンスを生じさせることができ、コンデンサ２０の等価直列インダクタンスと第２導電線１２の寄生インダクタンスを減ずることができる。このため、高周波帯域の電磁ノイズに対して高いフィルタ性能を発揮することができる。 (Example 3)
In the examples shown in the above-described first and second embodiments, the magnetic body is arranged so as to magnetically couple the input-side conductive wire 11A and the second conductive wire 12, but the output-side conductive wire 11B and the second conductive wire 12 are arranged. A magnetic body may be disposed so as to magnetically couple the. FIG. 9 shows a perspective view of the noise filter 200. As shown in FIG. 9, the noise filter 200 includes a magnetic body 230. The magnetic body 230 has a shape obtained by inverting the magnetic body 130 of the noise filter 100 (FIGS. 5 and 6) described above with respect to the second conductive line 12. That is, the magnetic body 230 is substantially annular, and the output-side conductive wire 11B and the second conductive wire 12 are arranged inside the ring of the magnetic body 230. Similarly, in the noise filter 200, by disposing the magnetic body 230, a mutual inductance can be generated so that the magnetic flux generated from the output side conductive wire 11B and the magnetic flux generated from the second conductive wire 12 cancel each other. The equivalent series inductance of the capacitor 20 and the parasitic inductance of the second conductive line 12 can be reduced. Therefore, high filter performance can be exhibited against electromagnetic noise in the high frequency band.

（実験結果）
図１０〜図１３を参照して、本明細書が開示する技術が適用されたノイズフィルタのフィルタ性能を検討した結果を示す。本明細書が開示する技術が適用されたノイズフィルタとして、図３及び図４に示すノイズフィルタ１０を用いた。また、比較例として、図１０に示すノイズフィルタ３００を用いた。図１０に示すように、ノイズフィルタ３００では、入力側導電線１１Ａにリング状のフェライトコア３３１が設けられており、出力側導電線１１Ｂにもリング状のフェライトコア３３２が設けられている。ノイズフィルタ３００では、第２導電線１２に磁性体が設けられておらず、また、入力側導電線１１Ａと第２導電線１２が磁気結合されていない。 (Experimental result)
With reference to Drawing 10-Drawing 13, the result of having examined the filter performance of the noise filter to which the art indicated by this specification was applied is shown. The noise filter 10 shown in FIGS. 3 and 4 was used as the noise filter to which the technique disclosed in this specification was applied. Further, as a comparative example, the noise filter 300 shown in FIG. 10 was used. As shown in FIG. 10, in the noise filter 300, the input side conductive wire 11A is provided with a ring-shaped ferrite core 331, and the output side conductive wire 11B is also provided with a ring-shaped ferrite core 332. In the noise filter 300, the second conductive wire 12 is not provided with a magnetic material, and the input-side conductive wire 11A and the second conductive wire 12 are not magnetically coupled.

図１１は、本明細書が開示する技術が適用されたノイズフィルタ１０の等価回路図である。ノイズフィルタ１０の等価回路は、市販の電磁界解析ソフトＨＦＳＳによる計算結果のｚパラメータを用いて導出した。図１１に示すように、ノイズ源の内部インピーダンスが５０Ωであり、負荷回路のインピーダンスが５０Ωであり、コンデンサの静電容量が１００μＦであった。入力側導電線１１Ａのインダクタンスが９８．５ｎＨであり、出力側導電線１１Ｂのインダクタンスが６７．８ｎＨであり、コンデンサ２０の等価直列インダクタンスと第２導電線１２の寄生インダクタンスの和が０．０５ｎＨであった。このように、ノイズフィルタ１０では、入力側導電線１１Ａと第２導電線１２の間に生じる相互インダクタンスＭによってコンデンサ２０の等価直列インダクタンスと第２導電線１２の寄生インダクタンスが減じられることにより、コンデンサ２０の等価直列インダクタンスと第２導電線１２の寄生インダクタンスの和が極めて小さい値を示していた。 FIG. 11 is an equivalent circuit diagram of the noise filter 10 to which the technique disclosed in this specification is applied. The equivalent circuit of the noise filter 10 was derived using the z parameter of the calculation result by the commercially available electromagnetic field analysis software HFSS. As shown in FIG. 11, the internal impedance of the noise source was 50Ω, the impedance of the load circuit was 50Ω, and the capacitance of the capacitor was 100 μF. The inductance of the input side conductive line 11A is 98.5 nH, the inductance of the output side conductive line 11B is 67.8 nH, and the sum of the equivalent series inductance of the capacitor 20 and the parasitic inductance of the second conductive line 12 is 0.05 nH. there were. In this way, in the noise filter 10, the equivalent series inductance of the capacitor 20 and the parasitic inductance of the second conductive line 12 are reduced by the mutual inductance M generated between the input-side conductive line 11A and the second conductive line 12, so that the capacitor The sum of the equivalent series inductance of 20 and the parasitic inductance of the second conductive line 12 showed a very small value.

図１２は、比較例のノイズフィルタ３００の等価回路図である。ノイズフィルタ３００の等価回路は、市販の電磁界解析ソフトＨＦＳＳによる計算結果のｚパラメータを用いて導出した。ノイズフィルタ３００では、フェライトコア３３１とフェライトコア３３２が配設されていることから、入力側導電線１１Ａのインダクタンスと出力側導電線１１Ｂのインダクタンスが大幅に増加していた。一方、第２導電線１２には磁性体が配設されておらず、入力側導電線１１Ａと第２導電線１２が磁気結合していない。これにより、コンデンサ２０の等価直列インダクタンスと第２導電線１２の寄生インダクタンスの和は、高い値を維持していた。 FIG. 12 is an equivalent circuit diagram of the noise filter 300 of the comparative example. The equivalent circuit of the noise filter 300 was derived using the z parameter of the calculation result by the commercially available electromagnetic field analysis software HFSS. In the noise filter 300, since the ferrite core 331 and the ferrite core 332 are arranged, the inductance of the input side conductive wire 11A and the inductance of the output side conductive wire 11B are significantly increased. On the other hand, no magnetic material is provided in the second conductive wire 12, and the input conductive wire 11A and the second conductive wire 12 are not magnetically coupled. As a result, the sum of the equivalent series inductance of the capacitor 20 and the parasitic inductance of the second conductive line 12 maintains a high value.

図１３は、ノイズフィルタ１０及びノイズフィルタ３００の各々のフィルタ性能の結果を示す。フィルタ性能は、入力端部１１ａから入力した正弦波がどのくらい出力端部１１ｂまで伝達するのかを、周波数を掃引して評価した。この評価にも、上記の電磁界解析ソフトＨＦＳＳを使用した。 FIG. 13 shows the filter performance results of the noise filter 10 and the noise filter 300. The filter performance was evaluated by sweeping the frequency as to how much the sine wave input from the input end 11a was transmitted to the output end 11b. The above electromagnetic field analysis software HFSS was also used for this evaluation.

図１３に示すように、入力側導電線１１Ａと第２導電線１２が磁気結合されていない比較例のノイズフィルタ３００では、高周波帯域の電磁ノイズに対するフィルタ性能が劣化していた。一方、本明細書が開示する技術が適用されたノイズフィルタ１０では、高周波帯域の電磁ノイズに対するフィルタ性能が大幅に向上していた。このように、ノイズフィルタのフィルタ性能を向上させるには、本明細書が開示する技術が適用されたノイズフィルタ１０のように、コンデンサ２０の等価直列インダクタンスと第２導電線１２の寄生インダクタンスを減じることが肝要であることが確認された。 As shown in FIG. 13, in the noise filter 300 of the comparative example in which the input side conductive wire 11A and the second conductive wire 12 are not magnetically coupled, the filter performance against electromagnetic noise in the high frequency band was deteriorated. On the other hand, in the noise filter 10 to which the technique disclosed in this specification is applied, the filter performance with respect to electromagnetic noise in the high frequency band is significantly improved. As described above, in order to improve the filter performance of the noise filter, the equivalent series inductance of the capacitor 20 and the parasitic inductance of the second conductive line 12 are reduced like the noise filter 10 to which the technique disclosed in this specification is applied. It was confirmed that this was essential.

以上、本明細書に開示の技術の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。また、本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。 Although specific examples of the technology disclosed in the present specification have been described above in detail, these are merely examples and do not limit the scope of the claims. The technology described in the claims includes various modifications and changes of the specific examples illustrated above. Further, the technical elements described in the present specification or the drawings exert technical utility alone or in various combinations, and are not limited to the combinations described in the claims at the time of filing.

（変形例）
上記の実施例１（図３）の磁性体３０では、第１磁性体部分３１は、矢印Ｙ１１方向に向かって、右ねじの回転方向と逆方向（方向Ｒ１）に入力側導電線１１Ａに巻回し、第２磁性体部分３２は、矢印Ｙ１２方向に向かって、右ねじの回転方向と同一方向（方向Ｒ２）に第２導電線１２に巻回していたが、このような構成に限定されない。磁性体は、入力側導電線１１Ａにおいて巻回する巻き方向と、第２導電線１２において巻回する巻き方向が逆になるように配設されていればよく、例えば、第１磁性体部分３１は、矢印Ｙ１１方向に向かって、右ねじの回転方向と同一方向に入力側導電線１１Ａに巻回し、第２磁性体部分３２は、矢印Ｙ１２方向に向かって、右ねじの回転方向と逆方向に第２導電線１２に巻回していてもよい。 (Modification)
In the magnetic body 30 of the first embodiment (FIG. 3) described above, the first magnetic body portion 31 is wound around the input-side conductive wire 11A in the direction opposite to the rotation direction of the right-hand screw (direction R1) toward the arrow Y11 direction. The second magnetic body portion 32 is wound around the second conductive wire 12 in the same direction (direction R2) as the rotation direction of the right screw in the direction of the arrow Y12, but the configuration is not limited to this. The magnetic body should just be arrange|positioned so that the winding direction which winds in 11 A of input side electrically conductive wires and the winding direction which winds in the 2nd electrically conductive wire 12 may become reverse, for example, the 1st magnetic body part 31. Is wound around the input side conductive wire 11A in the same direction as the right-handed screw rotation direction toward the arrow Y11 direction, and the second magnetic body portion 32 is opposite to the right-handed screw rotation direction toward the arrow Y12 direction. Alternatively, it may be wound around the second conductive wire 12.

また、上記の実施例では、ノイズフィルタ１０は、入力側導電線１１Ａと出力側導電線１１Ｂが直線状に並んで配置され、第２導電線１２が第１導電線１１に対して直交していたが、このような構成に限定されない。例えば、図１４に示すように、ノイズフィルタ４００は、入力側導電線１１Ａと出力側導電線１１Ｂが直交して配置され、第２導電線１２が入力側導電線１１Ａの直線状に並んで配置されていてもよい。ノイズフィルタ４００は、磁性体４３０を備えている。磁性体４３０は、入力側導電線１１Ａの一部に巻回している第１磁性体部分４３１と、第２導電線１２の一部に巻回している第２磁性体部分４３２を備えている。第１磁性体部分４３１と第２磁性体部分４３２は接続している。電流は、入力側導電線１１Ａを矢印Ｙ１１ａの方向に流れるとき、第２導電線１２を矢印Ｙ１２ａ方向に流れる。第１磁性体部分４３１は、電流が入力側導電線１１Ａを矢印Ｙ１１ａ方向に流れるとき、右ねじの回転方向と逆方向（方向Ｒ１ａ）に入力側導電線１１Ａに巻回している。第２磁性体部分４３２は、電流が第２導電線１２を矢印Ｙ１２ａ方向に流れるとき、右ねじの回転方向と同一方向（方向Ｒ２ａ）に第２導電線１２に巻回している。すなわち、磁性体４３０は、入力側導電線１１Ａにおいて巻回する巻き方向と、第２導電線１２において巻回する巻き方向が逆になるように配設されている。なお、第１磁性体部分４３１が、電流が入力導電線１１Ａを矢印Ｙ１１ａ方向に流れるとき、右ねじの回転方向と同一方向に入力側導電線１１Ａに巻回し、第２磁性体部分４３２が、電流が第２導電線１２を矢印Ｙ１２ａ方向に流れるとき、右ねじの回転方向と逆方向に第２導電線１２に巻回していてもよい。ノイズフィルタ４００においても、磁性体４３０を配設することにより、入力側導電線１１Ａから発生する磁束と第２導電線１２から発生する磁束が打ち消しあうように相互インダクタンスを生じさせることができ、コンデンサ２０の等価直列インダクタンスと第２導電線１２の寄生インダクタンスを減ずることができる。このため、高周波帯域の電磁ノイズに対して高いフィルタ性能を発揮することができる。 Further, in the above-described embodiment, the noise filter 10 has the input-side conductive line 11A and the output-side conductive line 11B arranged linearly, and the second conductive line 12 is orthogonal to the first conductive line 11. However, the configuration is not limited to this. For example, as shown in FIG. 14, in the noise filter 400, the input side conductive line 11A and the output side conductive line 11B are arranged orthogonally to each other, and the second conductive line 12 is arranged in a line with the input side conductive line 11A. It may have been done. The noise filter 400 includes a magnetic body 430. The magnetic body 430 includes a first magnetic body portion 431 that is wound around a part of the input-side conductive wire 11A and a second magnetic body portion 432 that is wound around a part of the second conductive wire 12. The first magnetic body portion 431 and the second magnetic body portion 432 are connected. When the current flows through the input-side conductive wire 11A in the direction of the arrow Y11a, the current flows through the second conductive wire 12 in the direction of the arrow Y12a. The first magnetic body portion 431 is wound around the input side conductive wire 11A in a direction (direction R1a) opposite to the rotation direction of the right screw when a current flows in the input side conductive wire 11A in the direction of the arrow Y11a. The second magnetic body portion 432 is wound around the second conductive wire 12 in the same direction (direction R2a) as the rotation direction of the right screw when the current flows through the second conductive wire 12 in the arrow Y12a direction. That is, the magnetic body 430 is arranged such that the winding direction of the input conductive wire 11A and the winding direction of the second conductive wire 12 are opposite to each other. When the current flows through the input conductive wire 11A in the direction of the arrow Y11a, the first magnetic body portion 431 is wound around the input side conductive wire 11A in the same direction as the rotation direction of the right screw, and the second magnetic body portion 432 is When the current flows through the second conductive wire 12 in the direction of the arrow Y12a, it may be wound around the second conductive wire 12 in the direction opposite to the rotation direction of the right-hand screw. Also in the noise filter 400, by disposing the magnetic body 430, a mutual inductance can be generated so that the magnetic flux generated from the input side conductive line 11A and the magnetic flux generated from the second conductive line 12 cancel each other out, and the capacitor is formed. The equivalent series inductance of 20 and the parasitic inductance of the second conductive line 12 can be reduced. Therefore, high filter performance can be exhibited against electromagnetic noise in the high frequency band.

１０、１００、２００、４００：ノイズフィルタ
１１：第１導電線
１１ａ：入力端部
１１ｂ：出力端部
１１ｃ：分岐部
１１Ａ：入力側導電線
１１Ｂ：出力側導電線
１２：第２導電線
２０：コンデンサ
３０、１３０、１３０ａ、１３０ｂ、２３０、４３０：磁性体
３１、１３１、４３１：第１磁性体部分
３２、１３２、４３２：第２磁性体部分 10, 100, 200, 400: Noise filter 11: First conductive wire 11a: Input end 11b: Output end 11c: Branch 11A: Input side conductive wire 11B: Output side conductive wire 12: Second conductive wire 20: Capacitors 30, 130, 130a, 130b, 230, 430: Magnetic bodies 31, 131, 431: First magnetic body portions 32, 132, 432: Second magnetic body portions

Claims

A first conductive wire extending between the input end and the output end, the input conductive wire extending between the input end and the branch, and between the output end and the branch A first conductive line having an output side conductive line extending through
A second conductive wire connected to the branch portion of the first conductive wire and having a capacitor inserted therein;
At least a part of the periphery of at least a part of one of the input side conductive line or the output side conductive line, and a magnetic body surrounding at least a part of the periphery of at least a part of the second conductive line, Is equipped with
In the magnetic body, the magnetic flux generated from one of the input-side conductive wire or the output-side conductive wire is interlinked so as to cancel out the magnetic flux generated from the capacitor and the second conductive wire, thereby A noise filter configured to reduce an equivalent series inductance and a parasitic inductance of the second conductive line.

The magnetic material is
A first magnetic body portion surrounding at least a part of at least a part of one of the input-side conductive line or the output-side conductive line;
A second magnetic material portion surrounding at least a part of the periphery of at least a part of the second conductive wire,
The first magnetic body portion extends in a spiral shape in a first direction in a direction from the input end portion or the output end portion toward the branch portion,
The noise filter according to claim 1, wherein the second magnetic body portion extends in a spiral shape in a second direction opposite to the first direction in a direction away from the branch portion.

The first conductive wire has a first portion in which at least a part of the periphery is surrounded by the magnetic body,
The second conductive wire includes a second portion in which at least a part of the periphery is surrounded by the magnetic body,
The magnetic body is substantially annular,
The noise filter according to claim 1, wherein the first portion and the second portion are arranged inside the ring of the magnetic body.