JP2020114060A - 電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】トランスを用いずに変圧でき、かつ任意の周波数の交流を出力することができる電源装置を提供すること。【解決手段】電源装置１は、複数の順変換スイッチング素子を有し、三相交流の一次電源から相毎にそれぞれ正の電圧及び負の電圧を別々に取り出す順変換回路２と、順変換回路２により充電される互いに直列に接続された一対の平滑コンデンサ、及び順変換回路２と平滑コンデンサとの間に配設される複数の平滑インダクタを有する平滑回路３と、複数の逆変換スイッチング素子を有し、平滑回路３の出力を交流に逆変換する逆変換回路４と、平滑回路３の出力電圧が所望の電圧となり、且つ順変換回路２の各相を流れる電流が所望の電流となるよう複数の順変換スイッチング素子のスイッチングを制御する制御回路５と、を備える。【選択図】図１
Description
本発明は、電源装置に関する。
従来より、工業用途において、交流電源で駆動される電気モータを用いる装置（産業機械）が広く利用されている。ユーザが利用できる交流電源の電圧、つまり構内配電系統の電圧は、ユーザによって異なる場合がある。一般的に、日本国では、ＡＣ２００Ｖの三相交流で構内配電される場合が多いが、他の国では、例えばＡＣ３８０ＶからＡＣ４８０Ｖ程度の配電系統が採用される例が多い。また、同じ国の中であっても、受電設備の構成によって構内配電系統の電圧が異なる場合もある。
例えば産業用ロボット等では、様々なサイズ、軸数、システム構成が存在し、ユーザが利用できる電源電圧も様々であり、個別の電圧に合わせて装置の設計を変更することは容易ではない。また、電圧毎に装置の設計を変更すると、保守が煩雑となるという不都合も生じる。このため、ユーザが利用できる電源の電圧が既存の装置の電圧とは異なる場合には、電源と装置との間に変圧トランスを配設することで対応することが少なくない。しかしながら、変圧トランスを利用すると、装置の大きさ及び重量が増大すると共にコストが増大する。
また、産業用ロボット等では、サーボモータを駆動するために、例えば特許文献１に記載されるように交流を直流に順変換してから所望の周波数の交流に逆変換する電源装置を用いることがある。この場合、直流を変圧することで、電源電圧にかかわらずモータに最適な出力電圧を得ることができると考えられる。つまり、特許文献１に記載の電源装置の直流部分に、チョッパ回路を追加すれば、出力される交流の電圧を調整できる。
海外で良く使用される中性点接地されたＡＣ３８０Ｖ〜ＡＣ４８０Ｖ電源を元に、ＡＣ２００Ｖ用のモータを制御可能な交流電源に変換するためには、チョッパ回路により電圧を変換することで得られる。この場合、逆変換回路で三相交流に再変換すると、出力される三相交流電源の中性点がアース電位と異なる電位となってしまう。
出力される交流の中性点がアース電位と大きく異なると、サーボモータ等の負荷回路においてアースに対して高い絶縁耐圧が必要となり、絶縁耐圧不足により使用できない場合がある。また、中性点電位がアース電位と大きく異なると、スイッチングノイズが大きくなり誤動作の危険性が増加する。
また、サーボモータを駆動するための電源装置では、大容量のコンデンサに電流を流し込むため、サーボモータ加速時に高調波を含んだ大きなピーク電流が流れ、設備電源の大容量化が必要となる。対策として力率改善やピーク電流を抑制する手法が開発されているが、実現するためには高コスト化、大型化を招くため、容易に適用できない。
そこで、本発明は、トランスを用いずに変圧でき、かつ任意の周波数の交流を出力することができる電源装置を提供することを課題とする。
（１） 本発明に係る電源装置（例えば、後述する電源装置１，１ａ，１ｂ，１ｃ）は、複数の順変換スイッチング素子（例えば、後述する順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６）を有し、三相交流の一次電源から相毎にそれぞれ正の電圧及び負の電圧を別々に取り出す順変換回路（例えば、後述する順変換回路２，２ａ）と、前記順変換回路により充電される互いに直列に接続された一対の平滑コンデンサ（例えば、後述する平滑コンデンサＣ１，Ｃ２）、及び前記順変換回路と前記平滑コンデンサとの間にそれぞれ配設される複数の平滑インダクタ（例えば、後述する平滑インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６，Ｌ７，Ｌ８）を有する平滑回路（例えば、後述する平滑回路３，３ａ，３ｂ，３ｃ）と、複数の逆変換スイッチング素子（例えば、後述する逆変換スイッチング素子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３，Ｔ２４，Ｔ２５，Ｔ２６）を有し、前記平滑回路の出力を交流に逆変換する逆変換回路（例えば、後述する逆変換回路４）と、前記平滑回路の出力電圧が所望の電圧となり、且つ前記順変換回路の各相に流れる電流が所望の電流となるように、前記複数の順変換スイッチング素子のスイッチングを制御する制御回路（例えば、後述する制御回路５，５ａ，５ｂ，５ｃ）と、を備える。
（２） （１）の電源装置において、前記平滑インダクタは、前記順変換回路の各相正負の出力と前記平滑コンデンサとの間にそれぞれ配設されてもよい。
（３） （１）又は（２）の電源装置において、前記一対の平滑コンデンサの中間点の電位が所定の電位（例えばアース電位）、又は所定範囲内の電位となるように、前記順変換回路に流れる電流を制御してもよい。
（４） （１）〜（３）の電源装置において、前記順変換回路の各層の力率を向上、又はピーク電流を抑制するように、前記順変換回路の各相に流れる電流を制御してもよい。
（５） （１）〜（４）の電源装置において、前記順変換回路は、順変換スイッチング素子に対応して設けられ、逆方向に電流を流すことができる複数の回生スイッチング素子（例えば、後述する回生スイッチング素子Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３，Ｔ３４，Ｔ３５，Ｔ３６）をさらに有し、前記平滑回路は、前記平滑インダクタの前記順変換回路側と前記一対の平滑コンデンサの中間点との間にそれぞれ配設される複数の昇圧スイッチング素子（例えば、後述する昇圧スイッチング素子Ｔ４１，Ｔ４２，Ｔ４３，Ｔ４４，Ｔ４５，Ｔ４６）をさらに有し、前記逆変換回路は、出力側から供給される交流電圧を直流電圧に変換することができるよう構成され、前記制御回路は、前記平滑回路から前記順変換回路に供給される電圧が一次電源の電圧波高値と等しくなるよう前記昇圧スイッチング素子を制御し、且つ前記平滑回路の電圧から一次電源に同期する電圧を取り出して一次電源に供給するよう前記回生スイッチング素子を制御してもよい。
（６） （１）〜（５）の電源装置は、前記一対の平滑コンデンサの中間点を検出スイッチ及び検出抵抗を介して接地する検出回路（例えば、後述する絶縁劣化検出回路６）をさらに備えてもよい。
本発明によれば、トランスを用いずに変圧でき、かつ任意の周波数の交流を出力することができる電源装置を提供することができる。
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る電源装置１の構成を示す回路図である。
図１は、本発明の一実施形態に係る電源装置１の構成を示す回路図である。
電源装置１は、一次電源（交流電源）Ｓから供給される三相交流を電圧及び周波数が異なる三相交流に変換して負荷（本実施形態ではモータＭ）に供給する装置である。より詳しくは、電源装置１は、モータＭの定格電圧以上の電圧を有する中性点接地された一次電源Ｓに接続され、一次電源Ｓの三相交流を、電圧がモータＭの定格電圧に等しく、且つ周波数が外部の機器又はユーザによって設定される周波数に等しい三相交流に変換してモータＭに供給する。
電源装置１は、一次電源から相毎にそれぞれ正の電圧及び負の電圧を別々に取り出す順変換回路２と、順変換回路２から供給される電流を平滑化することによって安定した直流を得る平滑回路３と、平滑回路３の出力を交流に逆変換することによって所望の周波数の交流を出力する逆変換回路４と、順変換回路２及び逆変換回路４を制御する制御回路５とを備える。
順変換回路２は、複数の順変換スイッチング素子（第１相の正の電圧を取り出す順変換スイッチング素子Ｔ１１、第２相の正の電圧を取り出す順変換スイッチング素子Ｔ１２、第３相の正の電圧を取り出す順変換スイッチング素子Ｔ１３、第１相の負の電圧を取り出す順変換スイッチング素子Ｔ１４、第２相の負の電圧を取り出す順変換スイッチング素子Ｔ１５、及び第３相の負の電圧を取り出す順変換スイッチング素子Ｔ１６）を有する。
順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６は、例えば図示するＦＥＴ等の半導体スイッチング素子によって構成され、後述する制御回路５によってオンオフ状態が制御される。
平滑回路３は、順変換回路２により充電される互いに直列に接続された容量が等しい一対の平滑コンデンサ（正の電圧により充電される平滑コンデンサＣ１、及び負の電圧により充電される平滑コンデンサＣ２）と、前記一対の平滑コンデンサの中間点を接地する接地コンデンサＣｇと、順変換回路２の各相正負の出力と前記平滑コンデンサとの間にそれぞれ配設される複数の平滑インダクタ（第１相の正の電圧が印加される平滑インダクタＬ１、第２相の正の電圧が印加される平滑インダクタＬ２、第３相の正の電圧が印加される平滑インダクタＬ３、第１相の負の電圧が印加される平滑インダクタＬ４、第２相の負の電圧が印加される平滑インダクタＬ５、及び第３相の負の電圧が印加される平滑インダクタＬ６）と、平滑インダクタの順変換回路側と一対の平滑コンデンサの中間点とをそれぞれ接続する複数の還流ダイオード（第１相の正の電圧が印加される電路に接続される還流ダイオードＤｒ１、第２相の正の電圧が印加される電路に接続される還流ダイオードＤｒ２、第３相の正の電圧が印加される電路に接続される還流ダイオードＤｒ３、第１相の負の電圧が印加される電路に接続される還流ダイオードＤｒ４、第２相の負の電圧が印加される電路に接続される還流ダイオードＤｒ５、及び第３相の負の電圧が印加される電路に接続される還流ダイオードＤｒ６）と、順変換回路２と各平滑インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６との間に配設される複数の逆流防止ダイオード（第１相の正の電圧が印加される電路に配設される逆流防止ダイオードＤｃ１、第２相の正の電圧が印加される電路に配設される逆流防止ダイオードＤｃ２、第３相の正の電圧が印加される電路に配設される逆流防止ダイオードＤｃ３、第１相の負の電圧が印加される電路に配設される逆流防止ダイオードＤｃ４、第２相の負の電圧が印加される電路に配設される逆流防止ダイオードＤｃ５、及び第３相の負の電圧が印加される電路に配設される逆流防止ダイオードＤｃ６）とを有する。
平滑コンデンサＣ１，Ｃ２は、平滑インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６を通して供給される電流によって充電され、その電荷量に応じた直流電圧を示し、放電によって逆変換回路４に電流を供給することで、出力電圧を安定させる。
ここで、平滑回路３の逆変換回路４に対する正の出力端（正側の平滑コンデンサＣ１の正側）を点Ｐ１、平滑回路３の逆変換回路４に対する負の出力端（負側の平滑コンデンサＣ２の負側）を点Ｐ２、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の中間点を点Ｐ０とする。
接地コンデンサＣｇは、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２に流れる電流の差分の電流が流れ、電圧差が生じる。何等かの理由により、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の中間点Ｐ０の電位がずれた場合に、正側の平滑コンデンサＣ１と負側の平滑コンデンサＣ２との電流差を利用して、中間点Ｐ０とアース電位との差を小さくすることができる。平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の容量に比べ接地コンデンサＣｇの容量は小さいため、点Ｐ１及び点Ｐ２の電位（出力電圧）を制御しながら、中間点Ｐ０の電位を同時に制御することが可能となる。
平滑インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６は、対応する順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６のオンオフによる電圧変動を緩和する。平滑インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６は、１個ないしは、複数の直列接続、並列接続したコイルによって構成することができる。
還流ダイオードＤｒ１，Ｄｒ２，Ｄｒ３，Ｄｒ４，Ｄｒ５，Ｄｒ６は、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６をオフした状態で、平滑インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６に電流を流すことができるよう閉回路を形成する。
逆流防止ダイオードＤｃ１，Ｄｃ２，Ｄｃ３，Ｄｃ４，Ｄｃ５，Ｄｃ６は、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６を保護（特にその寄生ダイオードに過大な電流が流れて破損することを防止）するために、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６をオフしたときに、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６に逆方向の電圧が印加されることを防止する。
逆変換回路４は、複数の逆変換スイッチング素子（第１相の正の電圧を出力するスイッチング素子Ｔ２１、第２相の正の電圧を出力するスイッチング素子Ｔ２２、第３相の正の電圧を出力するスイッチング素子Ｔ２３、第１相の負の電圧を出力するスイッチング素子Ｔ２４、第２相の負の電圧を出力するスイッチング素子Ｔ２５、及び第３相の負の電圧を出力するスイッチング素子Ｔ２６）を有する。
逆変換スイッチング素子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３，Ｔ２４，Ｔ２５，Ｔ２６は、ＦＥＴ等の半導体スイッチング素子によって構成することができる。
制御回路５は、マイクロプロセッサーを有する構成とすることができる。制御回路５は、順変換回路２及び逆変換回路４の制御のために必要な情報を、一次電源モニタＡ１、順変換回路電流モニタＡ２、ＤＣリンク電圧モニタＡ３及び仮想中性点電圧モニタＡ４から取得する。なお、簡略化のために、図１において、制御回路５及び各モニタＡ１〜Ａ４の回路構成は図示が省略されており、制御のために必要とされる順変換回路２、平滑回路３及び逆変換回路４、並びに各モニタＡ１〜Ａ４と制御回路５との間の信号線、例えば順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６及び逆変換スイッチング素子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３，Ｔ２４，Ｔ２５，Ｔ２６を制御するための信号線等は、順変換回路２、平滑回路３及び逆変換回路４と制御回路５との間の単一の矢印を有する線としてまとめて示す。
制御回路５は、平滑回路３の出力電圧（点Ｐ１と点Ｐ２との間の電圧）が所望の電圧、つまり必要とされる電源装置１の出力電圧（逆変換回路４の出力電圧）の波高値の２倍となるよう順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６のスイッチングを制御する。平滑回路３の出力電圧は、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６を短い周期でオンオフし、オンにする時間の長さを制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によって調整できる。
同時に、制御回路５は、順変換回路の各相に流れる電流が所望の電流となるよう順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６のスイッチングを個別に制御する。
さらに、制御回路５は、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の中間点Ｐ０の電位が所定の電位又は所定範囲内の電位となるよう、例えばアース電位と等しくなるよう、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６のスイッチングを調整する。正側の順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３と、負側の順変換スイッチング素子Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６に流れる電流を等しくすることで、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の中間点ＰＯの電位がほぼアース電位になる。しかし、入力電圧のバラつき、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６の動作のバラつき、負荷回路（モータＭ）の浮遊容量によってアースに流れる漏電電流等によって、中間点Ｐ０の電位が必ずしもアース電位にならない。また一次電源Ｓの電圧低下や電圧が低くなる位相では、入力電圧が、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧と同等以下となる場合、平滑回路３に電流が流せなくなり、モータＭに対して出力する三相交流の中性点電位がアース電位に対してずれる原因となる。このような場合、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の中間点Ｐ０の電位は、正側の順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３をオンにする時間の長さと、負側の順変換スイッチング素子Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６をオンにする時間の長さとに差を設け、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２に流れる電流に差を設けることによって調整できる。
図２に、電源装置１における順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６の動作パターンを示す。図２の（Ａ）には、一次電源Ｓの各相の電圧波形と、電源装置１の正負の出力電位、つまり点Ｐ１の電位Ｅ１及び点Ｐ２の電位Ｅ２を示す。
図２の（Ｂ）は、一次電源Ｓから各層の電圧を取り出すことができる期間（以下、ＰＷＭ制御期間ということがある）を、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６のそれぞれについて示す。順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６は、各相の電圧の絶対値が対応する点Ｐ１の電位Ｅ１又は点Ｐ２の電位Ｅ２の絶対値以上である場合にオンすることで、各相の電圧を取り出すことができる。逆に、制御回路５は、図２の（Ｂ）に示す期間以外は、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６をオンにしない。
順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６は、図２のＢ）に示した期間内において短い周期でオンオフし、オンする時間を調節するＰＷＭ制御によって、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２に供給する電流を調整して平滑コンデンサＣ１，Ｃ２充電量に比例する点Ｐ１の電位Ｅ１及び点Ｐ２の電位Ｅ２を所望の値に維持する。具体例として、図２の（Ｃ）に、第２相の正の順変換スイッチング素子Ｔ１２のＰＷＭ制御の例を示す。このように、一次電源Ｓの相電圧が高い時には、順変換スイッチング素子Ｔ１２をオンする時間（パルス幅）を小さくすることが好ましい。これにより、図２の（Ｄ）に示すように、一次電源Ｓの相電圧が高い時には順変換スイッチング素子Ｔ１２（順変換回路２の対応する相）を流れる電流を抑制し、ＰＷＭ制御期間内の電流値（Ｉ１２）の変動を低減することができる。また、ＰＷＭ制御期間内で順変換スイッチング素子Ｔ１２をオンする時間の総和を増減することによって、図２の（Ｄ）に破線で示すように、電流の波高を調節することができる。
このとき、力率低下を抑制するためには、一次電源の電圧にできるだけ比例するように一次電源の電流が流れるように順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６のオン時間を制御することが好ましい。入力電圧に対して、電源装置１の出力電圧（点Ｐ１と点Ｐ２との電位差）が高くなると、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２に充電することができなくなるためＰＷＭ制御を止める（順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６をオンしないようにする）。電源装置１の出力電圧に対して、一次電源Ｓの電圧が低下しても同じことが発生する。ＰＷＭ制御停止期間が長くなると力率が悪化する。これを改善するために、一次電源Ｓの対アース間電圧ではなく、一次電源Ｓの相間電圧が出力電圧（点Ｐ１及び点Ｐ２間の電位差）より大きい場合、中性点電位の変動を許容することで、ＰＷＭ制御期間を長くすることが可能である。このとき中性点電位の変動を一定以内に限定する条件で、ＰＷＭ制御期間を長くし、力率改善やピーク電流抑制をさらに向上することが可能となる。
つまり、ＰＷＭ制御期間と中性点電位の変動範囲にはトレードオフがあり、中性点電位をアース電位に固定することだけでなく、中性点電位の変動をある程度許容することで、目的に応じた最適な制御が可能となる。一次電源Ｓの電圧と出力電圧との差が大きいほど、制御性は改善できる。例として、一次電源Ｓの電圧がＡＣ３８０Ｖ〜ＡＣ４８０Ｖであり、モータの定格電圧がＡＣ２００Ｖである場合、一次電源電圧と出力電圧との間には約２倍の電圧差があり、これによってＰＷＭ制御期間が長くなり、制御性が向上できる利点がある。
また、平滑回路３は、平滑インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６を有するので、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６によりそれぞれ短時間ずつ印加される電圧に対して平滑コンデンサＣ１，Ｃ２を充電する電流を制限し、平滑回路３の出力電圧を安定させることができる。
また、平滑回路３は、還流ダイオードＤｒ１，Ｄｒ２，Ｄｒ３，Ｄｒ４，Ｄｒ５，Ｄｒ６を有するので、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６をオフにした後も平滑インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６に電流を流し続けることができるので、不要なサージ電圧を抑制し、平滑回路３の出力電圧をより安定させることができる。
この平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の中間点Ｐ０の電位の調整では、正側の順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３及び負側の順変換スイッチング素子Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６のＰＷＭ制御のオン時間比率を減少又は増大させてもよく、一方を減少させて他方を増大させてもよい。平滑コンデンサＣ１，Ｃ２は大容量のコンデンサを使用し、接地コンデンサＣｇは小容量のコンデンサを使用するため、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３に流れる電流と順変換スイッチング素子Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６に流れる電流との差は、全体の電流に比べて非常に小さく、この中性点電位の制御によって平滑回路３の出力電圧が増減するような影響はほとんど無い。
以上のように、電源装置１は、トランスを用いずに変圧でき、かつ中性点の電位を所定電圧にし、任意の周波数の交流を出力することができる。
詳細には、電源装置１によれば、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６をＰＷＭ制御のオン時間比率を制御することによって平滑回路３の出力電圧ひいては逆変換回路４の出力電圧を調整することができる。順変換回路２の相毎の出力が独立していない場合、相電圧が最大の相のみ電流が流れ、ＰＷＭ制御期間が短くなるため力率が低下する。電源装置１は、各相の相電圧と出力電圧を比較して、相電圧が高い場合にＰＷＭ制御を行うことで、相電圧が相対的に低い相に対しても電流を流すことが可能となり、結果として各相のＰＷＭ制御期間を長くすることが可能となり、力率の向上やピーク電流の抑制が可能となる。また、逆変換回路への出力電流が増加し、順変換回路２の出力電圧が低下した場合、ＰＷＭ制御期間が長くなり、より力率が向上する。逆変換器への出力電流が減少し、順変換回路２の出力電圧が上昇した場合、ＰＷＭ制御期間が短くなるが、出力電流が低下していることにより力率低下の影響は少なくなる。このように、相毎にＰＷＭ制御期間を可能な限り長くすること、順変換回路２の電流をより理想的な状態に近づけることが可能になる。
また、平滑回路３が直列に接続された一対の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２を有するので、一対の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２を充電する電圧の差に応じて一対の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の中間点Ｐ０の電位が変動する。このため、一対の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の中間点Ｐ０の電位が所定の電位、例えばアース電位と等しくなるよう制御回路５により順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６を制御することによって平滑回路３の正負の出力電圧が等しくなる。これにより、逆変換回路４で平滑回路の出力電圧を交流電圧に変換して得られる出力電圧の中性点の電位は、アース電位と等しい電位に保持される。従って、本発明に係る電源装置１は、トランスを用いずに変圧でき、かつ中性点の電位を所定電圧にし、任意の周波数の交流を出力することができる。
制御回路５は、順変換回路２の出力電圧の安定、中性点電位の安定、各層の力率を向上、又はピーク電流を抑制するように、順変換回路２の各相を流れる電流を制御する。これによって、電源装置１の各構成要素に要求される容量や絶縁耐力等が比較的小さくなり、装置コストを低減できると共に、スイッチングノイズによる誤動作のリスクを低減することができ、さらに設備電源容量の低減が可能となる。
電源装置１は、一対の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電流が等しくなるよう、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６をスイッチングするＰＷＭ制御のオン時間比率を調整している。これによって、一対の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電位を等しくすることができる。
電源装置１においては、平滑回路は、順変換回路２の各相正負の出力と平滑コンデンサＣ１，Ｃ２との間にそれぞれ配設される複数の平滑インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６を有している。これによって、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電流の変動を抑制することにより平滑回路３の出力電圧をより安定させることができる。
図３は、本発明の図１とは異なる実施形態に係る電源装置１ａの構成を示す回路図である。図３の電源装置１ａについて、図１の電源装置１と同じ構成要素には同じ符号を付して重複する説明を省略する。
電源装置１ａは、一次電源Ｓから供給される三相交流を電圧及び周波数が異なる三相交流に変換してモータＭに供給（力行運転）する装置である。また、電源装置１ａは、モータＭを発電機として使用し、モータＭが出力する電力を一次電源Ｓと等しい電圧及び周波数を有する同期した電力に変換して一次電源Ｓに供給する回生運転が可能である。
電源装置１ａは、一次電源から相毎にそれぞれ正の電圧及び負の電圧を別々に取り出す順変換回路２ａと、順変換回路２ａから供給される電流を平滑化することによって安定した直流を得る平滑回路３ａと、平滑回路３ａの出力を交流に逆変換することによって所望の周波数の交流を出力する逆変換回路４と、モータＭの異常を検出するための絶縁劣化検出回路６と、順変換回路２ａ、平滑回路３ａ、逆変換回路４及び絶縁劣化検出回路６を制御する制御回路５ａと、を備える。図３では、制御回路５ａの制御のために必要な情報を取得する各種モニタについても省略している。
順変換回路２ａは、複数の順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６と、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６に対応して設けられ、逆方向に電流を流すことができる複数の回生スイッチング素子（順変換スイッチング素子Ｔ１１と直列に配設される回生スイッチング素子Ｔ３１、順変換スイッチング素子Ｔ１２と直列に配設される回生スイッチング素子Ｔ３２、順変換スイッチング素子Ｔ１３と直列に配設される回生スイッチング素子Ｔ３３、順変換スイッチング素子Ｔ１４と直列に配設される回生スイッチング素子Ｔ３４、順変換スイッチング素子Ｔ１５と直列に配設される回生スイッチング素子Ｔ３５、及び順変換スイッチング素子Ｔ１６と直列に配設される回生スイッチング素子Ｔ３６）とを有する。
回生スイッチング素子Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３，Ｔ３４，Ｔ３５，Ｔ３６は、半導体スイッチング素子によって構成することができる。
本実施形態では、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６及び回生スイッチング素子Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３，Ｔ３４，Ｔ３５，Ｔ３６は、それぞれ逆方向に電流を流す寄生ダイオードを有するＦＥＴにより構成されている。このため、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６と回生スイッチング素子Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３，Ｔ３４，Ｔ３５，Ｔ３６とを直列に接続することによって、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６及び回生スイッチング素子Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３，Ｔ３４，Ｔ３５，Ｔ３６の一方をオンすること一方向に電流を流すことができる。寄生ダイオードを有しないスイッチング素子を使用する場合は、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６及び回生スイッチング素子Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３，Ｔ３４，Ｔ３５，Ｔ３６と並列にそれぞれダイオードを設けてもよく、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６と回生スイッチング素子Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３，Ｔ３４，Ｔ３５，Ｔ３６とを並列に接続してもよい。
平滑回路３ａは、順変換回路２ａにより充電される互いに直列に接続された一対の平滑コンデンサ（正の電圧により充電される平滑コンデンサＣ１、及び負の電圧により充電される平滑コンデンサＣ２）と、前記一対の平滑コンデンサの中間点を接地する接地コンデンサＣｇと、順変換回路の各相正負の出力と前記平滑コンデンサとの間にそれぞれ配設される複数の平滑インダクタ（第１相の正の電圧が印加される平滑インダクタＬ１、第２相の正の電圧が印加される平滑インダクタＬ２、第３相の正の電圧が印加される平滑インダクタＬ３、第１相の負の電圧が印加される平滑インダクタＬ４、第２相の負の電圧が印加される平滑インダクタＬ５、及び第３相の負の電圧が印加される平滑インダクタＬ６）と、平滑インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６の順変換回路２ａ側と平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の中間点Ｐ０との間にそれぞれ配設される複数の昇圧スイッチング素子（平滑インダクタＬ１接続される昇圧スイッチング素子Ｔ４１、平滑インダクタＬ２接続される昇圧スイッチング素子Ｔ４２、平滑インダクタＬ３接続される昇圧スイッチング素子Ｔ４３、平滑インダクタＬ４接続される昇圧スイッチング素子Ｔ４４、平滑インダクタＬ５接続される昇圧スイッチング素子Ｔ４５、及び平滑インダクタＬ６接続される昇圧スイッチング素子Ｔ４６）とを有する。
昇圧スイッチング素子Ｔ４１，Ｔ４２，Ｔ４３，Ｔ４４，Ｔ４５，Ｔ４６は、半導体スイッチング素子によって構成することができる。本実施形態において、昇圧スイッチング素子Ｔ４１，Ｔ４２，Ｔ４３，Ｔ４４，Ｔ４５，Ｔ４６は、寄生ダイオードを有するＦＥＴにより構成され、その寄生ダイオードが順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６をオフにした後も平滑インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６に電流を流し続ける還流ダイオードとしての機能を果たす。
逆変換回路４は、複数の逆変換スイッチング素子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３，Ｔ２４，Ｔ２５，Ｔ２６を有する。前記逆変換回路は、出力側から供給される交流電圧を直流電圧に変換することができるよう構成されている。具体的には、逆変換スイッチング素子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３，Ｔ２４，Ｔ２５，Ｔ２６を寄生ダイオードを有するＦＥＴによって構成することにより、モータＭから供給される交流を直流に変換して平滑回路３ａの平滑コンデンサＣ１，Ｃ２を充電することができる。
絶縁劣化検出回路６は、直列に接続される検出スイッチＳｗ及び検出抵抗Ｒｄを備え、この検出スイッチＳｗ及び検出抵抗Ｒｄを介して一対の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の中間点Ｐ０を接地するよう構成される。
検出スイッチＳｗは、動作速度が要求されないので、半導体スイッチング素子の他、リレー等によって構成されてもよく、オペレータが主導で操作するスイッチによって構成されてもよい。
検出抵抗Ｒｄは、電流が流れた場合に両端間に電位差を生じさせ、電流が流れたことを検出可能にする抵抗である。
図３の電源装置１ａの制御回路５ａは、図１の電源装置１の制御回路５と同様の力行運転を行うための制御の他に、以下に説明するように回生運転を行うための制御を行うことができる。
制御回路５ａは、回生運転時には、平滑回路３ａから順変換回路２ａに供給される電圧が順変換回路２ａの一次側の電圧波高値と等しくなるよう昇圧スイッチング素子Ｔ４１，Ｔ４２，Ｔ４３，Ｔ４４，Ｔ４５，Ｔ４６を制御する。つまり、平滑回路３ａは、昇圧スイッチング素子Ｔ４１，Ｔ４２，Ｔ４３，Ｔ４４，Ｔ４５，Ｔ４６をオンすることで平滑インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６にエネルギを蓄積して回生スイッチング素子Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３，Ｔ３４，Ｔ３５，Ｔ３６に平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧よりも高い電圧を印加する昇圧チョッパとしての機能を有する。
制御回路５ａは、平滑回路３ａの電圧から一次電源Ｓに同期する電圧を取り出して一次電源に供給するよう回生スイッチング素子Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３，Ｔ３４，Ｔ３５，Ｔ３６を制御する。
以上のように、電源装置１ａは、トランスを用いずに変圧でき、かつ中性点の電位を所定の電圧にし、任意の周波数の交流を出力することができるとともに、モータＭを発電機として用いて一次電源Ｓに電力を供給する回生運転を行うことができる
詳細には、電源装置１ａにおいては、順変換回路２ａは、順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６に対応して設けられ、逆方向に電流を流すことができる複数の回生スイッチング素子Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３，Ｔ３４，Ｔ３５，Ｔ３６を有し、平滑回路３ａは、平滑インダクタの順変換回路２ａ側と一対の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の中間点との間にそれぞれ配設される複数の昇圧スイッチング素子Ｔ４１，Ｔ４２，Ｔ４３，Ｔ４４，Ｔ４５，Ｔ４６を有し、逆変換回路４は、出力側から供給される交流電圧を直流電圧に変換することができるよう構成され、制御回路５ａは、平滑回路３ａから順変換回路２ａに供給される電圧が一次電源Ｓの電圧波高値と等しくなるよう昇圧スイッチング素子Ｔ４１，Ｔ４２，Ｔ４３，Ｔ４４，Ｔ４５，Ｔ４６を制御し、且つ平滑回路３ａの電圧から一次電源Ｓに同期する電圧を取り出して一次電源Ｓに供給するよう回生スイッチング素子Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３，Ｔ３４，Ｔ３５，Ｔ３６を制御する。これによって、平滑インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６と回生スイッチング素子Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３，Ｔ３４，Ｔ３５，Ｔ３６とにより一対の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を昇圧して順変換回路２ａに供給することができるので、逆変換回路４の出力側に接続されるモータＭを発電機として用いて一次電源Ｓに電力を供給する回生運転を行うことができる。
電源装置１ａは、一対の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の中間点を検出スイッチＳｗ及び検出抵抗Ｒｄを介して接地する絶縁劣化検出回路６を備えている。これによって、逆変換スイッチング素子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３，Ｔ２４，Ｔ２５，Ｔ２６のいずれか１つだけをオンすることによって、逆変換回路４の出力側に接続されている負荷の地絡や絶縁劣化等の不具合を検出することができる。
図４は、本発明の図１及び図３とは異なる実施形態に係る電源装置１ｂの構成を示す回路図である。図４の電源装置１ｂは、一次電源Ｓから相毎にそれぞれ正の電圧及び負の電圧を別々に取り出す順変換回路２と、順変換回路２から供給される電流を平滑化することによって安定した直流を得る平滑回路３ｂと、平滑回路３ｂの出力を交流に逆変換することによって所望の周波数の交流を出力する逆変換回路４と、順変換回路２、平滑回路３ｂ及び逆変換回路４を制御する制御回路５ｂと、を備える。
図４の電源装置１ｂの平滑回路３ｂは、図１の電源装置１の平滑回路３の正の平滑インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３に替えて単一の平滑インダクタＬ７を設け、負の平滑インダクタＬ４，Ｌ５，Ｌ６に替えて単一の平滑インダクタＬ８を設けたものである。このため、図４の電源装置１ｂについて、図１の電源装置１と同じ構成要素には同じ符号を付して重複する説明を省略する。
平滑回路３ｂは、順変換回路２の正の各相の出力を一つにまとめて平滑インダクタＬ７を介して正の平滑コンデンサＣ１に電流を供給し、順変換回路２の負の各相の出力を一つにまとめて平滑インダクタＬ８を介して負の平滑コンデンサＣ２に電流を供給するよう構成されている。
図４の電源装置１ｂにおいて、制御回路５ｂは、図１の電源装置１と同様に、順変換回路２の順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６を制御してもよい。この場合、複数の相の順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６が同時にオンされることがあるが、電位の絶対値が大きい相のみに電流が流れる。また、図４の電源装置１ｂにおいて、制御回路５ｂは、一次電源Ｓの各相の中で、電位が最も高い相の電圧を取り出すよう、順変換回路２の正の順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３のいずれか１つをオンし、電位が最も低い相の電圧を取り出すよう、順変換回路２の負の順変換スイッチング素子Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６のいずれか１つをオンしてもよい。また、制御回路５ｂは、一次電源Ｓの各相の中で電位の絶対値が点Ｐ１，Ｐ２の電位Ｅ１，Ｅ２の絶対値より大きい相をＰＷＭ制御の１周期ごとに交互にオンするよう順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６を制御してもよい。
図４の電源装置１ｂは、部品点数が少ないため、装置の小型化及び低コスト化が可能である。
図５は、本発明の図１、図３及び４とは異なる実施形態に係る電源装置１ｃの構成を示す回路図である。電源装置１ｃは、一次電源から相毎にそれぞれ正の電圧及び負の電圧を別々に取り出す順変換回路２ａと、順変換回路２ａから供給される電流を平滑化することによって安定した直流を得る平滑回路３ｃと、平滑回路３ａの出力を交流に逆変換することによって所望の周波数の交流を出力する逆変換回路４と、モータＭの異常を検出するための絶縁劣化検出回路６と、順変換回路２ａ、平滑回路３ｃ、逆変換回路４及び絶縁劣化検出回路６を制御する制御回路５ｃと、を備える。
図５の電源装置１ｃの平滑回路３ｃは、図２の電源装置１ａの平滑回路３ａの正の平滑インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３に替えて単一の平滑インダクタＬ７を設け、負の平滑インダクタＬ４，Ｌ５，Ｌ６に替えて単一の平滑インダクタＬ８を設けたものである。このため、図５の電源装置１ｃについて、図２の電源装置１ａと同じ構成要素には同じ符号を付して重複する説明を省略する。
図５の電源装置１ｃの制御回路５ｃは、力行運転時においては、図４の電源装置１ｂの制御回路５ｂが順変換回路２の順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６を制御するのと同様に、順変換回路２ａの順変換スイッチング素子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６を制御することができる。
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は前述した実施形態に限るものではない。また、本実施形態に記載された効果は、本発明から生じる最も好適な効果を列挙したに過ぎず、本発明による効果は、本実施形態に記載されたものに限定されるものではない。
本発明に係る電源装置において、絶縁劣化検出回路は任意の構成であり、回生機能を有しない場合にも絶縁劣化検出回路を設けることができる。
本発明に係る電源装置において、制御回路は、一対の平滑コンデンサの電圧を所定の電圧にし、一対の平滑コンデンサの中間点の電位を所定の電位にし、順変換回路に流れる電流を所定の電流にするように順変換回路のスイッチング素子をＰＷＭ制御することができる。これにより、変圧トランスを使用せずに、中性点電位を所定の電位に保持した上で、負荷にあった電圧に変換し、さらに入力電流の力率を改善したり、ピーク電流を抑制したりすること可能となる。
１，１ａ，１ｂ，１ｃ 電源装置
２，２ａ 順変換回路
３，３ａ，３ｂ，３ｃ 平滑回路
４ 逆変換回路
５，５ａ，５ｂ，５ｃ 制御回路
６ 絶縁劣化検出回路
Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｃｇ 接地コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６，Ｌ７，Ｌ８ 平滑インダクタ
Ｓ 一次電源
Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６ 順変換スイッチング素子
Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３，Ｔ２４，Ｔ２５，Ｔ２６ 逆変換スイッチング素子
Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３，Ｔ３４，Ｔ３５，Ｔ３６ 回生スイッチング素子
Ｔ４１，Ｔ４２，Ｔ４３，Ｔ４４，Ｔ４５，Ｔ４６ 昇圧スイッチング素子
２，２ａ 順変換回路
３，３ａ，３ｂ，３ｃ 平滑回路
４ 逆変換回路
５，５ａ，５ｂ，５ｃ 制御回路
６ 絶縁劣化検出回路
Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｃｇ 接地コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６，Ｌ７，Ｌ８ 平滑インダクタ
Ｓ 一次電源
Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６ 順変換スイッチング素子
Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３，Ｔ２４，Ｔ２５，Ｔ２６ 逆変換スイッチング素子
Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３，Ｔ３４，Ｔ３５，Ｔ３６ 回生スイッチング素子
Ｔ４１，Ｔ４２，Ｔ４３，Ｔ４４，Ｔ４５，Ｔ４６ 昇圧スイッチング素子
Claims (6)
- 複数の順変換スイッチング素子を有し、三相交流の一次電源から相毎にそれぞれ正の電圧及び負の電圧を別々に取り出す順変換回路と、
前記順変換回路により充電される互いに直列に接続された一対の平滑コンデンサ、及び前記順変換回路と前記平滑コンデンサとの間にそれぞれ配設される複数の平滑インダクタを有する平滑回路と、
複数の逆変換スイッチング素子を有し、前記平滑回路の出力を交流に逆変換する逆変換回路と、
前記平滑回路の出力電圧が所望の電圧となり、且つ前記順変換回路の各相に流れる電流が所望の電流となるよう前記複数の順変換スイッチング素子のスイッチングを制御する制御回路と、
を備える電源装置。 - 前記平滑インダクタは、前記順変換回路の各相正負の出力と前記平滑コンデンサとの間にそれぞれ配設される請求項１に記載の電源装置。
- 前記制御回路は、前記一対の平滑コンデンサの中間点の電位が所定の電位、又は所定範囲内の電位となるように、前記順変換回路の各相に流れる電流を制御する請求項１又は２に記載の電源装置。
- 前記制御回路は、前記順変換回路の各相の力率を向上、又はピーク電流を抑制するように、前記順変換回路の各相を流れる電流を制御する請求項１から３のいずれかに記載の電源装置。
- 前記順変換回路は、前記順変換スイッチング素子に対応して設けられ、逆方向に電流を流すことができる複数の回生スイッチング素子をさらに有し、
前記平滑回路は、前記平滑インダクタの前記順変換回路側と前記一対の平滑コンデンサの中間点とをそれぞれ接続する複数の昇圧スイッチング素子をさらに有し、
前記逆変換回路は、出力側から供給される交流電圧を直流電圧に変換することができるよう構成され、
前記制御回路は、前記平滑回路から前記順変換回路に供給される電圧が一次電源の電圧波高値と等しくなるよう前記昇圧スイッチング素子を制御し、且つ前記平滑回路の電圧から一次電源に同期する電圧を取り出して一次電源に供給するよう前記回生スイッチング素子を制御する請求項１から４のいずれかに記載の電源装置。 - 前記一対の平滑コンデンサの中間点を検出スイッチ及び検出抵抗を介して接地する絶縁劣化検出回路をさらに備える請求項１から５のいずれかに記載の電源装置。
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