JP2020102962A - Power conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、磁路によって結合する1次側回路および2次側回路を含み、1次側回路と
2次側回路の間で電力を交換する電力変換装置に関する。
The present invention relates to a power conversion device that includes a primary side circuit and a secondary side circuit coupled by a magnetic path and exchanges electric power between the primary side circuit and the secondary side circuit.
従来、ハイブリッド自動車、電気自動車などの電動車両では、駆動用モータを搭載するため、駆動用モータに電力を供給する高電圧の主機電池(直流電源)も搭載する。また、これら電動車両は、低電圧で動作する各種電気機器(補機)も有するため、これらの駆動のために低電圧の補機電池も搭載する。そして、主機電池と補機電池間で電力を交換するために、電力変換装置(DC−DCコンバータ)が搭載される。 2. Description of the Related Art Conventionally, an electric vehicle such as a hybrid vehicle or an electric vehicle is equipped with a drive motor, and therefore a high-voltage main battery (DC power supply) for supplying electric power to the drive motor is also installed. Further, since these electric vehicles also have various electric devices (auxiliaries) that operate at a low voltage, a low-voltage auxiliary battery is also installed to drive them. A power converter (DC-DC converter) is mounted to exchange power between the main battery and the auxiliary battery.
図1には、特許文献1に従来例として記載された電力変換装置の構成を示す。この構成では、入出力ポートとして第1ポート〜第3ポートを備え、トランスを用いてポート間で電力を交換する。すなわち、トランスは、巻線L1,L2およびL3の巻線を同一のコアに巻回して構成されており、これら巻線の両端間の電圧がそれぞれ異なる位相で変化するようにスイッチング素子S1〜S6のスイッチングを制御することで、各巻線L1〜L3に流れる電流を制御し、第1ポート、第2ポートおよび第3ポートの間での伝送電力を制御する。 FIG. 1 shows the configuration of a power conversion device described in Patent Document 1 as a conventional example. In this configuration, the first to third ports are provided as input/output ports, and power is exchanged between the ports using a transformer. That is, the transformer is configured by winding the windings L1, L2, and L3 around the same core, and the switching elements S1 to S6 are arranged so that the voltages across the windings change in different phases. The current flowing in each of the windings L1 to L3 is controlled by controlling the switching of No. 1, and the transmission power between the first port, the second port, and the third port is controlled.
このような電力変換装置の1つの巻線Lについての電流の流れを図2に示す。巻線Lに交流電流を流すために、スイッチング素子S1のオン(上アームオン)とスイッチング素子S2のオン(下アーム)を所定の周期で繰り返す。この際に、入出力ポートからの電流は一方向の電流であるが、入出力ポート間に配置しているコンデンサCの電流は、図に示すようにスイッチングの際に大きく変化する。 FIG. 2 shows a current flow in one winding L of such a power converter. In order to pass an alternating current through the winding L, the switching element S1 is turned on (upper arm is turned on) and the switching element S2 is turned on (lower arm) is repeated at a predetermined cycle. At this time, the current from the input/output port is a unidirectional current, but the current of the capacitor C arranged between the input/output ports changes greatly during switching as shown in the figure.
従って、入出力ポート間において電圧が変動することになり、この変動を防止するために入出力ポートと、コンデンサCとの間にローパスフィルタを配置する必要がある。 Therefore, the voltage fluctuates between the input/output ports, and in order to prevent this fluctuation, it is necessary to dispose a low-pass filter between the input/output port and the capacitor C.
また、スイッチング素子のオンオフに伴い、図3に示すように、スイッチング素子S1,S2のスイッチングに伴う高周波ノイズが発生する。この高周波ノイズには、電源ライン間に伝達される(実線で示す)ディファレンシャルノイズ、浮遊容量を介し電源に向けて伝達される(破線で示す)コモンモードノイズがあるが、これらの高周波ノイズを平滑化するためにローパスフィルタが必要になる。 Further, as the switching elements are turned on and off, high frequency noise is generated due to the switching of the switching elements S1 and S2, as shown in FIG. This high frequency noise includes differential noise that is transmitted between power supply lines (shown by the solid line) and common mode noise that is transmitted toward the power supply through stray capacitance (shown by the broken line). A low-pass filter is required to realize this.
しかし、入出力ポートにローパスフィルタを設けると、回路が大きくなってしまうという問題がある。 However, if a low-pass filter is provided at the input/output port, there is a problem that the circuit becomes large.
本発明は、磁路によって結合する1次側回路および2次側回路を含み、前記1次側回路と前記2次側回路の間で電力を交換する電力変換装置であって、前記1次側回路または前記2次側回路の一方は、前記磁路に設けた第1巻線および第2巻線と、前記第1巻線の第1端と前記第2巻線の第1端とを接続する第1コンデンサと、前記第1巻線の第2端と前記第2巻線の第2端とを接続する第2コンデンサと、前記第1巻線の第2端と前記第2巻線の第1端とを接続する第1スイッチング素子と、前記第1巻線の第1端と前記第2巻線の第2端とを接続する第2スイッチング素子と、含み、前記第1巻線および前記第2巻線は、それぞれセンタータップを有し、前記センタータップが入出力ポートを構成し、前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子を交互にスイッチングして前記第1巻線および前記第2巻線に交流電流を流す。 The present invention is a power converter that includes a primary side circuit and a secondary side circuit coupled by a magnetic path, and exchanges electric power between the primary side circuit and the secondary side circuit. One of the circuit and the secondary side circuit connects a first winding and a second winding provided in the magnetic path, a first end of the first winding and a first end of the second winding. A first capacitor, a second capacitor connecting the second end of the first winding and the second end of the second winding, and a second end of the first winding and the second winding. A first switching element that connects the first end and a second switching element that connects the first end of the first winding and the second end of the second winding; and Each of the second windings has a center tap, and the center taps form an input/output port, and the first switching element and the second switching element are alternately switched to switch the first winding and the second winding element. Apply alternating current to the two windings.
また、前記1次側回路または前記2次側回路の一方が、低圧側回路であり、前記1次側回路または前記2次側回路の他方は、高圧側回路であり、前記高圧側回路は、前記磁路に設けた第3巻線および第4巻線と、前記第3巻線の第1端と前記第4巻線の第1端とを接続する第3コンデンサおよび第4コンデンサの直列接続と、前記第3巻線の第2端と前記第4巻線の第2端とを接続する第5コンデンサと、前記第3巻線の第2端と第3コンデンサおよび第4コンデンサの直列接続の中点とを接続する第3スイッチング素子と、前記第4巻線の第2端と第3コンデンサおよび第4コンデンサの直列接続の中点とを接続する第4スイッチング素子と、含み、前記第3巻線の第1端と、前記第4巻線の第1端が入出力ポートを構成し、前記第3スイッチング素子および前記第4スイッチング素子を交互にスイッチングして前記第3巻線および前記第4巻線に交流電流を流す。 Also, one of the primary side circuit or the secondary side circuit is a low voltage side circuit, the other of the primary side circuit or the secondary side circuit is a high voltage side circuit, the high voltage side circuit, Series connection of a third winding and a fourth winding provided in the magnetic path and a third capacitor and a fourth capacitor connecting the first end of the third winding and the first end of the fourth winding And a fifth capacitor connecting the second end of the third winding and the second end of the fourth winding, and a series connection of the second end of the third winding with the third capacitor and the fourth capacitor. A third switching element that connects the middle point of the third winding element and a second switching element that connects the second end of the fourth winding and the middle point of the series connection of the third capacitor and the fourth capacitor, and The first end of the three windings and the first end of the fourth winding form an input/output port, and the third switching element and the fourth switching element are alternately switched to switch the third winding and the fourth winding element. An alternating current is passed through the fourth winding.
本発明によれば、トランスにフィルタ機能を持たせつつ、かつスイッチング素子の電流を小さくすることができる。 According to the present invention, the current of the switching element can be reduced while the transformer has a filter function.
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。なお、本発明は、ここに記載される実施形態に限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments described here.
「フィルタビルトイン」
図4に、ローパスフィルタをトランスに組み込んだフィルタビルトイン型の電力変換装置の構成を示す。この電力変換装置は、一次側回路14、二次側回路16を備えている。
"Filter built-in"
FIG. 4 shows the configuration of a filter built-in type power converter in which a low-pass filter is incorporated in a transformer. This power converter includes a primary circuit 14 and a secondary circuit 16.
一次側回路14は、巻線L1、コンデンサC1、スイッチング素子S1、巻線L2、コンデンサC2、スイッチング素子S2、一次側コンデンサCa、入出力端子1,2を備えている。 The primary side circuit 14 includes a winding L1, a capacitor C1, a switching element S1, a winding L2, a capacitor C2, a switching element S2, a primary side capacitor Ca, and input/output terminals 1 and 2.
入出力端子1,2の間には、コンデンサC1と、コンデンサC2の直列接続が配置されている。また、入出力端子1には、巻線L1の一端が接続され、巻線L2には、巻線L2の一端が接続されており、巻線L1の他端と巻線L2の他端は、一次側コンデンサCaによって接続されるとともに、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2の直列接続によって接続されている。そして、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2の接続点(中点)が、コンデンサC1と、コンデンサC2の直接接続の接続点(中点)と接続されている。なお、スイッチング素子S1には、巻線L1の他端に接続される側をカソードとして寄生ダイオードが並列に接続されており、スイッチング素子S2には、巻線L2の他端に接続される側をカソードとして寄生ダイオードが並列に接続されている。 A series connection of a capacitor C1 and a capacitor C2 is arranged between the input/output terminals 1 and 2. Further, one end of the winding L1 is connected to the input/output terminal 1, one end of the winding L2 is connected to the winding L2, and the other end of the winding L1 and the other end of the winding L2 are The capacitors are connected by the primary side capacitor Ca and are connected by the series connection of the switching element S1 and the switching element S2. The connection point (middle point) between the switching element S1 and the switching element S2 is connected to the connection point (middle point) where the capacitor C1 and the capacitor C2 are directly connected. A parasitic diode is connected in parallel to the switching element S1 with the side connected to the other end of the winding L1 as a cathode, and the switching element S2 has a side connected to the other end of the winding L2. A parasitic diode is connected in parallel as the cathode.
二次側回路16は、一次側回路14と同様の構成を有しており、巻線L3、コンデンサC3、スイッチング素子S3、巻線L4、コンデンサC4、スイッチング素子S4、二次側コンデンサCb、入出力端子3,4からなる入出力ポートを備えている。 The secondary side circuit 16 has the same configuration as that of the primary side circuit 14, and includes a winding L3, a capacitor C3, a switching element S3, a winding L4, a capacitor C4, a switching element S4, a secondary side capacitor Cb, and an input. It has an input/output port consisting of output terminals 3 and 4.
磁性体コアFpは、鉄、フェライト等の磁性体材料によって形成され、巻線L1、巻線L2、巻線L3および巻線L4は、磁性体コアFpに巻き付けられた導線によって形成されている。磁性体コアFpは、各巻線L1〜L4が発生する磁束に対する磁路を形成する。 The magnetic core Fp is made of a magnetic material such as iron or ferrite, and the winding L1, the winding L2, the winding L3, and the winding L4 are made of a conductive wire wound around the magnetic core Fp. The magnetic core Fp forms a magnetic path for the magnetic flux generated by each of the windings L1 to L4.
スイッチング素子S1およびスイッチング素子S2は、交互に(相補的に)オンオフを繰り返す。すなわち、スイッチング素子S1がオンのときにスイッチング素子S2はオフになり、スイッチング素子S1がオフのときにスイッチング素子S2はオンになる。同様に、スイッチング素子S3およびスイッチング素子S4も交互にオンオフを繰り返す。これによって、各巻線に交流電流が流れる。 The switching element S1 and the switching element S2 repeat on/off alternately (complementarily). That is, when the switching element S1 is on, the switching element S2 is off, and when the switching element S1 is off, the switching element S2 is on. Similarly, the switching elements S3 and S4 are alternately turned on and off repeatedly. As a result, an alternating current flows through each winding.
ここで、巻線L1および巻線L2の巻き方向は互いに逆向きであり、巻線L1において点が付された側を正とする誘導起電力が発生したときは、巻線L2において点が付された側を正とする巻線L1とは逆向きの誘導起電力が発生する。また、巻線L3および巻線L4の巻き方向は互いに逆向きであり、同様の誘導起電力が発生する。 Here, the winding directions of the winding L1 and the winding L2 are opposite to each other, and when an induced electromotive force having a positive side on the winding L1 is generated, a dot is added on the winding L2. Induced electromotive force is generated in the direction opposite to that of the winding L1 having the positive side. Further, the winding directions of the winding L3 and the winding L4 are opposite to each other, and similar induced electromotive force is generated.
このような構成において、一次側回路14および二次側回路16のスイッチングタイミングが同一である場合、一次側回路14の巻線L1,L2と二次側回路16の巻線L3,L4は、その印加電圧の極性が同一となる。従って、発生する磁束、誘導起電力は相殺され、一次側回路14と二次側回路16との間で伝送される電力は0である。一方、一次側回路14および二次側回路16のスイッチングタイミング(位相)をずらした場合、一次側回路14の巻線L1,L2と二次側回路16の巻線L3,L4は、その印加電圧の逆極性となる期間が生じ、これによって、一次側回路14と二次側回路16との間で電力が伝送される。すなわち、一次側回路14の入出力端子1,2から直流の入力電流Iaが流れ、入出力端子3,4から直流の出力電流Ibが流れる。位相差が0以上π以下の範囲内で大きい程、伝送される電力は大きくなる。また、一次側の巻線L1,L2と二次側の巻線L3,L4の巻線比に応じて、一次側の入力電圧Vaと二次側の出力電圧Vbの比が決まる。 In such a configuration, when the switching timings of the primary circuit 14 and the secondary circuit 16 are the same, the windings L1 and L2 of the primary circuit 14 and the windings L3 and L4 of the secondary circuit 16 are The applied voltages have the same polarity. Therefore, the generated magnetic flux and induced electromotive force are canceled out, and the electric power transmitted between the primary side circuit 14 and the secondary side circuit 16 is zero. On the other hand, when the switching timings (phases) of the primary side circuit 14 and the secondary side circuit 16 are shifted, the applied voltages of the windings L1 and L2 of the primary side circuit 14 and the windings L3 and L4 of the secondary side circuit 16 are different. Then, the electric power is transmitted between the primary-side circuit 14 and the secondary-side circuit 16. That is, the DC input current Ia flows from the input/output terminals 1 and 2 of the primary side circuit 14, and the DC output current Ib flows from the input/output terminals 3 and 4. The larger the phase difference is in the range of 0 or more and π or less, the larger the power transmitted. Further, the ratio between the primary side input voltage Va and the secondary side output voltage Vb is determined according to the winding ratio between the primary side windings L1 and L2 and the secondary side windings L3 and L4.
図4の回路では、図5に示すように、スイッチング素子S3,S4に交互に電流が流れ、両者が足し合わされて、一定の出力電流I0が得られる。 In the circuit of FIG. 4, as shown in FIG. 5, currents alternately flow through the switching elements S3 and S4, and the two are added together to obtain a constant output current I 0 .
このように、互いに逆方向の電流が流れる一対の巻線により発生する電流を足し合わせてインターリーブ構成によって電流リプルを相殺して出力の電流リプルを抑制することができる。また、各スイッチング素子のスイッチングによって発生するスイッチングノイズに対し、これを伝達する巻線の漏れインダクタンスがLCローパスフィルタとして機能する。従って、別途ローパスフィルタを設けることなく、入出力端子におけるリプルを除去することができる。 In this way, the currents generated by the pair of windings in which the currents in the opposite directions flow can be added together to cancel the current ripples by the interleaved configuration, thereby suppressing the output current ripples. Further, with respect to the switching noise generated by the switching of each switching element, the leakage inductance of the winding that transmits this functions as an LC low-pass filter. Therefore, it is possible to remove the ripple at the input/output terminal without separately providing a low-pass filter.
ここで、例えば一次側回路14の入力電圧が350Vであり、二次側回路16の出力電圧が12Vである場合には、一次側回路14から二次側回路16に伝達される電力に応じた電流は2次側において大きくなり、従って2次側の巻線電流およびスイッチング素子に流れる電流が大きくなる。 Here, for example, when the input voltage of the primary side circuit 14 is 350 V and the output voltage of the secondary side circuit 16 is 12 V, it depends on the power transmitted from the primary side circuit 14 to the secondary side circuit 16. The current increases on the secondary side, and therefore the winding current on the secondary side and the current flowing through the switching element also increase.
そして、図4に示す回路では、図5に示すように、スイッチング素子S3,S4には、出力電流I0の2倍である2I0が流れることになる。これは、オフされているスイッチング素子S3,S4の寄生ダイオードを介し、出力電流とは反対方向の電流が流れるからである。スイッチング素子S3,S4の導通損失は電流の2乗で増加するため銅損が大きくなり低電圧・大電流用途では変換効率が悪化する。 Then, in the circuit shown in FIG. 4, as shown in FIG. 5, 2I 0, which is twice the output current I 0 , flows through the switching elements S3 and S4. This is because the current in the opposite direction to the output current flows through the parasitic diodes of the switching elements S3 and S4 that are turned off. Since the conduction loss of the switching elements S3, S4 increases with the square of the current, the copper loss becomes large and the conversion efficiency deteriorates in low voltage/high current applications.
このため、低圧側である二次側回路16においては、スイッチング素子S3,S4に流れる電流を小さくしたいという要求がある。 Therefore, in the secondary side circuit 16 on the low voltage side, there is a demand to reduce the current flowing through the switching elements S3, S4.
「昇圧回路の組み込み」
図6に昇圧回路を組み込んだ構成を示す。この回路では、二次側回路16の入出力端子3をコンデンサC3,C4の中点としている。この構成において、スイッチング素子S3,S4をデューティー比0.5でスイッチングすると、コンデンサCbに掛かる電圧は24Vになる。従って、入出力端子3,4間の電圧を12Vとしながら、スイッチング素子S3に流れる電流を低減(ほぼ0)して、スイッチング素子S3,S4に流れる電流の和を出力電流と同じI0にできる。なお、スイッチング素子S4に流れる電流は2I0、印加される電圧は2V0となる。
"Built-in booster circuit"
FIG. 6 shows a configuration incorporating a booster circuit. In this circuit, the input/output terminal 3 of the secondary side circuit 16 is the middle point of the capacitors C3 and C4. In this configuration, when the switching elements S3 and S4 are switched at the duty ratio of 0.5, the voltage applied to the capacitor Cb becomes 24V. Therefore, while the voltage between the input/output terminals 3 and 4 is set to 12V, the current flowing through the switching element S3 can be reduced (almost 0) and the sum of the currents flowing through the switching elements S3 and S4 can be made equal to the output current, I 0 . .. The current flowing through the switching element S4 is 2I 0 , and the applied voltage is 2V 0 .
この回路では、スイッチング素子S3,S4に流れる電流を低減して、図4の回路に比べ損失を低減できる。しかし、図6に示すように、スイッチング素子S3,S4に流れる電流の変動が大きくなってしまい、出力電流の電流リプルが大きくなってしまう。 In this circuit, the current flowing through the switching elements S3, S4 can be reduced, and the loss can be reduced as compared with the circuit of FIG. However, as shown in FIG. 6, the fluctuation of the current flowing through the switching elements S3, S4 becomes large, and the current ripple of the output current becomes large.
「実施形態の回路」
図7に実施形態に係る電力変換装置の構成を示す。一次側回路14が高圧側回路であり、二次側回路16が低圧側回路である。また、一次側入力電圧が350V程度、二次側出力電圧が12V程度を想定している。この例では、高圧側回路である一次側回路14には、図4の回路をそのまま用いているが、図示の二次側回路16の構成を一次側回路のみに採用してもよいし、一次側および二次側の両方に採用してもよい。さらに、二次側回路16における、巻線L3,L4を第1および第2巻線、スイッチング素子S3,S4を第1および第2スイッチング素子、コンデンサCtank,a,Ctank,bを第1および第2コンデンサと呼び、一次側回路14における、巻線L1,L2を第3および第4巻線、スイッチング素子S1,S2を第3および第4スイッチング素子、コンデンサC1,C2,Caを第3、第4および第5コンデンサと呼ぶ。また、図における巻線L1,L2,L3,L4において、外側を第1端、内側を第2端とする。
"Circuit of Embodiment"
FIG. 7 shows the configuration of the power conversion device according to the embodiment. The primary side circuit 14 is a high voltage side circuit, and the secondary side circuit 16 is a low voltage side circuit. Further, it is assumed that the primary side input voltage is about 350V and the secondary side output voltage is about 12V. In this example, the circuit of FIG. 4 is used as it is for the primary side circuit 14 which is the high voltage side circuit, but the configuration of the illustrated secondary side circuit 16 may be adopted only for the primary side circuit, or for the primary side circuit. It may be adopted on both the secondary side and the secondary side. Further, in the secondary side circuit 16, the windings L 3 and L 4 are the first and second windings, the switching elements S 3 and S 4 are the first and second switching elements, and the capacitors C tank,a and C tank, b are called first and second capacitors, windings L1 and L2 in the primary side circuit 14 are third and fourth windings, switching elements S1 and S2 are third and fourth switching elements, and capacitors C1 and C2. Ca is called the third, fourth and fifth capacitors. Further, in the winding L1, L2, L 3, L 4 in FIG, and an outer first end, a second inner end.
二次側回路16は、磁路となる磁性体コアFpに設けた2つの巻線L3,L4を有する。これら巻線L3,L4は、センタータップを有し、それぞれ2つの巻線に分割されている。すなわち、巻線L3は、巻線L3a,L3bに、巻線L4は、巻線L4a,L4bに分割されている。巻線L3,L4の巻き方向は反対である。 The secondary side circuit 16 has two windings L 3 and L 4 provided on the magnetic core Fp that serves as a magnetic path. Each of the windings L 3 and L 4 has a center tap and is divided into two windings. That is, the winding L 3 is divided into windings L 3a and L 3b , and the winding L 4 is divided into windings L 4a and L 4b . The winding directions of the windings L 3 and L 4 are opposite to each other.
2つのセンタータップが出力ポートである入出力端子3,4に接続されている。また、この入出力端子3,4間には、平滑用の出力コンデンサCoutが接続されている。 Two center taps are connected to the input/output terminals 3 and 4 which are output ports. Further, a smoothing output capacitor C out is connected between the input/output terminals 3 and 4.
巻線L3の第1端と、巻線L4の第1端とはコンデンサCtank,aにより接続され、巻線L3の第2端と巻線L4の第2端とは、コンデンサCtank,bにより接続されている。そして、巻線L3の第2端がスイッチング素子S3を介し、巻線L4の第1端に接続されており、巻線L4の第2端がスイッチング素子S4を介し、巻線L3の第1端に接続されている。 The first end of the winding L 3 and the first end of the winding L 4 are connected by a capacitor C tank,a , and the second end of the winding L 3 and the second end of the winding L 4 are connected to each other. They are connected by C tank,b . The second end of the winding L 3 is connected to the first end of the winding L 4 via the switching element S 3, and the second end of the winding L 4 is connected to the first end of the winding L 4 via the switching element S 4 . It is connected to the first end of L 3 .
このような構成において、スイッチング素子S3,S4を交互にスイッチングし、一次側回路14のスイッチング素子S1,S2のスイッチングタイミングに対し位相をずらすことで、一次側回路14からの電力を二次側回路16の入出力端子3,4から出力する(出力電流iout)。 In such a configuration, the switching elements S 3 and S 4 are alternately switched, and the phase is shifted with respect to the switching timing of the switching elements S 1 and S 2 of the primary side circuit 14, so that the power from the primary side circuit 14 is changed to the secondary side. Output from the input/output terminals 3 and 4 of the side circuit 16 (output current i out ).
図8には、各部における波形を示してある。この例では、一次側回路14におけるスイッチング素子S1,S2と、低圧側のスイッチング素子S3,S4のスイッチングタイミングをΦ(位相差)だけずらしてある。すなわち、一次側と二次側のスイッチングタイミングについて、スイッチング周期をTとした場合に、(Φ/2π)Tの時間差を与えている。 FIG. 8 shows the waveform at each part. In this example, the switching elements S1, S2 in the primary side circuit 14, are offset switching timing of the switching elements S 3, S 4 of the low pressure side Φ only (phase difference). That is, regarding the switching timing of the primary side and the secondary side, when the switching cycle is T, a time difference of (Φ/2π)T is given.
図においては、一次側回路14においてスイッチング状態が切り替わった時点が開始時点0になっている。この時、スイッチング素子S1がオンとなりスイッチング素子S2がオフになる。一方、スイッチング素子S4はオンであり、スイッチング素子S3がオフであり、一次側回路と二次側回路のスイッチング素子のオンオフが逆極性になっている。 In the figure, the time point when the switching state is switched in the primary side circuit 14 is the start time point 0. At this time, the switching element S1 is turned on and the switching element S2 is turned off. On the other hand, the switching element S 4 is on, the switching element S 3 is off, and the switching elements of the primary side circuit and the secondary side circuit have opposite polarities.
そして、逆極性の時間(Φ/2π)T経過した際に、スイッチング素子S3がオン、スイッチング素子S4がオフに切り替わり同極性になる。また、巻線L1,L2に印加される電圧は、入力電圧をVinとして、+Vin/2と−Vin/2を繰り返し、巻線L3,L4に印加される電圧は、出力電圧をVoutとして、+Vout/2と−Vout/2を繰り返す。 Then, when the time (Φ/2π)T of the opposite polarity has elapsed, the switching element S 3 is turned on and the switching element S 4 is turned off so that the same polarity occurs. The voltage applied to the windings L 1, L 2 is an input voltage as V in, repeated + V in / 2 and -V in / 2, the voltage applied to the winding L 3, L 4 is the output voltage is V out, repeated + V out / 2 and -V out / 2.
スイッチング素子S1,S2のスイッチングによって、巻線L1,L2には、同極性の期間において傾きが小さく逆極性の期間において傾きが大きい台形状の電流iL1,iL2が流れ、ポートからの入力電流iinは電流iL1,iL2の平均の電流となる。なお、スイッチング素子S1,S2のスイッチングによって、巻線L1,L2に流れる電流の方向が反転するので、入力電流iaの方向は変わらない。 Due to the switching of the switching elements S1 and S2, trapezoidal currents i L1 and i L2 having a small slope in the period of the same polarity and a large slope in the period of the opposite polarity flow in the windings L 1 and L 2, and flow from the ports. The input current i in is an average current of the currents i L1 and i L2 . The direction of the input current i a does not change because the direction of the current flowing through the windings L 1 and L 2 is reversed by the switching of the switching elements S1 and S2.
また、スイッチング素子S3,S4のスイッチングによって、巻線L3a,L3bには、逆方向の電流が流れ、これらの合計がセンタータップを介し入出力端子3,4からの出力電流ioutとなる。すなわち、逆極性の期間にコンデンサCtank,a,Ctank,bに充電された電荷が同極性の期間に放出され、これが巻線L3,L4において、それぞれ結合され、出力電流ioutが入出力端子3,4から出力される。スイッチング素子S3,S4に流れる電流は、巻線L3,L4のセンタータップまでの部分に流れる電流であり、その電流値はI0でよい。また、後述するように、インターリーブ構成による電流リプルの低減およびビルトインLCフィルタによるスイッチングノイズの除去機能を維持することができる。 Further, due to the switching of the switching elements S 3 and S 4 , currents in the opposite directions flow through the windings L 3a and L 3b, and the sum of these flows through the center tap to output current i out from the input/output terminals 3 and 4. Becomes That is, the charges charged in the capacitors C tank,a , C tank,b in the opposite polarity period are discharged in the same polarity period, and are coupled in the windings L 3 and L 4 , respectively, and the output current i out is It is output from the input/output terminals 3 and 4. The currents flowing through the switching elements S 3 and S 4 are currents that flow to the center taps of the windings L 3 and L 4 , and the current value may be I 0 . Further, as will be described later, it is possible to maintain the current ripple reduction by the interleaved configuration and the switching noise removal function by the built-in LC filter.
また、巻線L3,L4には、DC成分の乗った台形電流が流れるが、この電流は各巻線においてセンタータップを中心として正負が逆のDC成分である(iL3,aとiL3,b、iL4,aとiL4,bはそれぞれその電流の方向が逆)。従って、磁性体コアFpには、DC磁束は発生せず、磁性体コアFpにDC成分をカットするためのギャップを設ける必要はない。 Further, a trapezoidal current carrying a DC component flows through the windings L 3 and L 4 , but this current is a DC component having opposite positive and negative polarities centered on the center tap in each winding (i L3, a and i L3). , B , i L4,a and i L4,b have opposite current directions. Therefore, no DC magnetic flux is generated in the magnetic core Fp, and it is not necessary to provide a gap for cutting the DC component in the magnetic core Fp.
「電流リプルの低減について」
図9(a)には、巻線L4のみの動作のための回路を取り出して示してある。この回路によれば、入出力端子3,4からの出力電流は、スイッチング素子S3,S4のスイッチングによって山形の電流リプルを含む波形になる。
"Reduction of current ripple"
In FIG. 9A, a circuit for operating only the winding L 4 is extracted and shown. According to this circuit, the output currents from the input/output terminals 3 and 4 have a waveform including a mountain-shaped current ripple due to the switching of the switching elements S 3 and S 4 .
図9(b)には、巻線L3のみの動作のための回路を取り出して示してある。この回路によれば、入出力端子3,4からの出力電流は、スイッチング素子S3,S4のスイッチングによって、図9(a)とは逆極性の電流リプルを含む山形の波形になる。 In FIG. 9B, a circuit for operating only the winding L 3 is extracted and shown. According to this circuit, the output currents from the input/output terminals 3 and 4 have a mountain-shaped waveform including a current ripple having a polarity opposite to that of FIG. 9A due to the switching of the switching elements S 3 and S 4 .
このようなインターリーブ構成によって、図7の回路における入出力端子3,4からの出力電流における電流リプルを低減することができる。 With such an interleaved configuration, it is possible to reduce the current ripple in the output current from the input/output terminals 3 and 4 in the circuit of FIG.
図10(a),(b)には、図9(a),(b)の回路に接続関係を維持しつつ書き換えた等価回路を示す。そして、図10(a),(b)の回路を結合した回路を図10(c)に示す。図10(c)の回路によれば、図(a),(b)に示された電流が結合され、電流リプルが相殺される。なお、図10(c)の回路は、図7に示す本実施形態の回路と等価である。 FIGS. 10A and 10B show equivalent circuits rewritten while maintaining the connection relationship with the circuits of FIGS. 9A and 9B. A circuit obtained by combining the circuits of FIGS. 10A and 10B is shown in FIG. According to the circuit of FIG. 10C, the currents shown in FIGS. 10A and 10B are combined to cancel the current ripple. The circuit of FIG. 10C is equivalent to the circuit of this embodiment shown in FIG.
「ローパスフィルタとしての機能」
図11(a)には、図7の回路のスイッチング素子S1,S2をノイズ源とみなし、交流電源の表示に置き換えた回路を示す。さらに、図11(b)には、上段の回路をノイズ源と入出力端子の間で有効なインダクタンス成分に注目して書き換えた図を示す。
"Function as a low-pass filter"
FIG. 11A shows a circuit in which the switching elements S1 and S2 of the circuit of FIG. 7 are regarded as noise sources and replaced with an AC power source display. Further, FIG. 11B shows a diagram in which the upper circuit is rewritten by paying attention to an effective inductance component between the noise source and the input/output terminal.
このように、ノイズ源と出力ポートの間には、LCローパスフィルタが構成されており、これによってディファレンシャルノイズおよびコモンモードノイズを除去することができる。なお、出力コンデンサCoutを設けたことで、出力を平滑する機能が増強できるが、これを設けなくても、ノイズ除去の効果は得られる。 As described above, the LC low-pass filter is formed between the noise source and the output port, whereby differential noise and common mode noise can be removed. Although the output smoothing function can be enhanced by providing the output capacitor C out , the effect of removing noise can be obtained without providing the output capacitor C out .
なお、インダクタンス成分は、2つの巻線L3,L4の結合によって変化する。この結合係数をk34とすると、図に示すように巻線L3a,L3b,L4a,L4bのそれぞれのインダクタンスは、各巻線のインダクタンスに(1−k34)を乗算したものになる。 Note that the inductance component changes due to the coupling of the two windings L 3 and L 4 . Assuming that this coupling coefficient is k 34 , the respective inductances of the windings L 3a , L 3b , L 4a , and L 4b are obtained by multiplying the inductance of each winding by (1-k 34 ). ..
「実施形態の効果」
このように、図7の回路によれば、位相差Φを制御することで、電力変換を制御することができる。そして、独立したローパスフィルタを必要とせずに、電流リプルを相殺することができるとともにスイッチングノイズをフィルタリングすることが可能となる。さらに、スイッチング素子S3,S4における電流を大きくする必要がなく、損失の増加を抑制できる。なお、スイッチング素子S3,S4に電流が流れる期間(デューティー)は50%であり、耐圧は出力電圧の2倍の電圧になる。
"Effects of the embodiment"
As described above, according to the circuit of FIG. 7, it is possible to control the power conversion by controlling the phase difference Φ. Then, current ripples can be canceled and switching noise can be filtered without the need for an independent low-pass filter. Furthermore, it is not necessary to increase the current in the switching elements S 3 and S 4, and it is possible to suppress the increase in loss. The period (duty) in which the current flows through the switching elements S 3 and S 4 is 50%, and the breakdown voltage is twice the output voltage.
14 一次側回路、16 二次側回路、C コンデンサ、L 巻線、 S スイッチング素子。
14 primary side circuit, 16 secondary side circuit, C capacitor, L winding, S switching element.
Claims (2)
前記1次側回路または前記2次側回路の一方は、
前記磁路に設けた第1巻線および第2巻線と、
前記第1巻線の第1端と前記第2巻線の第1端とを接続する第1コンデンサと、
前記第1巻線の第2端と前記第2巻線の第2端とを接続する第2コンデンサと、
前記第1巻線の第2端と前記第2巻線の第1端とを接続する第1スイッチング素子と、
前記第1巻線の第1端と前記第2巻線の第2端とを接続する第2スイッチング素子と、
含み、
前記第1巻線および前記第2巻線は、それぞれセンタータップを有し、前記センタータップが入出力ポートを構成し、前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子を交互にスイッチングして前記第1巻線および前記第2巻線に交流電流を流す、
電力変換装置。 A power converter including a primary-side circuit and a secondary-side circuit coupled by a magnetic path, and exchanging electric power between the primary-side circuit and the secondary-side circuit,
One of the primary side circuit or the secondary side circuit is
A first winding and a second winding provided in the magnetic path;
A first capacitor connecting a first end of the first winding and a first end of the second winding;
A second capacitor connecting the second end of the first winding and the second end of the second winding;
A first switching element connecting a second end of the first winding and a first end of the second winding;
A second switching element connecting the first end of the first winding and the second end of the second winding;
Including,
Each of the first winding and the second winding has a center tap, the center tap constitutes an input/output port, and the first switching element and the second switching element are alternately switched to switch the first winding element and the second switching element. AC current is passed through one winding and the second winding,
Power converter.
前記1次側回路または前記2次側回路の一方が、低圧側回路であり、
前記1次側回路または前記2次側回路の他方は、高圧側回路であり、
前記高圧側回路は、
前記磁路に設けた第3巻線および第4巻線と、
前記第3巻線の第1端と前記第4巻線の第1端とを接続する第3コンデンサおよび第4コンデンサの直列接続と、
前記第3巻線の第2端と前記第4巻線の第2端とを接続する第5コンデンサと、
前記第3巻線の第2端と第3コンデンサおよび第4コンデンサの直列接続の中点とを接続する第3スイッチング素子と、
前記第4巻線の第2端と第3コンデンサおよび第4コンデンサの直列接続の中点とを接続する第4スイッチング素子と、
含み、
前記第3巻線の第1端と、前記第4巻線の第1端が入出力ポートを構成し、前記第3スイッチング素子および前記第4スイッチング素子を交互にスイッチングして前記第3巻線および前記第4巻線に交流電流を流す、
電力変換装置。
The power conversion device according to claim 1, wherein
One of the primary side circuit or the secondary side circuit is a low voltage side circuit,
The other of the primary side circuit and the secondary side circuit is a high voltage side circuit,
The high voltage side circuit is
A third winding and a fourth winding provided in the magnetic path,
A series connection of a third capacitor and a fourth capacitor connecting the first end of the third winding and the first end of the fourth winding,
A fifth capacitor connecting the second end of the third winding and the second end of the fourth winding;
A third switching element connecting the second end of the third winding and the midpoint of the series connection of the third capacitor and the fourth capacitor;
A fourth switching element that connects the second end of the fourth winding to the midpoint of the series connection of the third capacitor and the fourth capacitor;
Including,
The first end of the third winding and the first end of the fourth winding form an input/output port, and the third switching element and the fourth switching element are alternately switched to switch the third winding. And applying an alternating current to the fourth winding,
Power converter.
Priority Applications (1)
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JP2018240214A JP2020102962A (en) | 2018-12-21 | 2018-12-21 | Power conversion device |
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