JP2020058178A - Charging control method and charging control device - Google Patents

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Abstract

To avoid a current from flowing in a motor at charging without a need for installation of a switch element between the motor and an inverter for driving the motor in a case where a switching element included in the inverter is used also as a switching element for charging an AC power.SOLUTION: When a battery (1) is charged, all output terminals at a motor (3) side of an inverter (2) and a first terminal (22a) of an external power supply terminal (22) are connected with each other, and a portion (6c) at a midpoint potential of a smoothing capacitor (6) and a second terminal (22b) of the external power supply terminal (22) are connected with each other. By operating switching elements of a plurality of phases that configure the inverter (2) in synchronization with each other, an AC power from an external power supply (19) is converted into a DC power.SELECTED DRAWING: Figure 2

Description

本発明は、充電制御方法および充電制御装置に関する。   The present invention relates to a charge control method and a charge control device.

特許文献１では、車載のバッテリを外部電源から供給される交流電力により充電可能な電動車両において、モータ駆動用のインバータが備えるスイッチング素子を上記交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する充電装置が開示されている。この充電装置は、充電時にスイッチング素子を動作させる際にモータを回転駆動させないように、モータとインバータとの間にスイッチ素子を設けて、充電時にモータに電流が流れないように構成されている。   Patent Literature 1 discloses an electric vehicle in which a battery mounted on a vehicle can be charged with AC power supplied from an external power supply, in which a switching device provided in a motor driving inverter is also used as a switching element for charging the AC power. Have been. This charging device is configured such that a switch element is provided between the motor and the inverter so that a current does not flow through the motor during charging so that the motor does not rotate when the switching element is operated during charging.

特許第５８７４９９０号公報Japanese Patent No. 5874990

しかしながら、モータ駆動時にはモータ駆動に必要な大電流を流す必要があるため、該大電流に対応して、モータとインバータとの間に設置するスイッチ素子のサイズが大型化、高コスト化してしまうという問題がある。   However, since it is necessary to supply a large current required for driving the motor when driving the motor, the size of the switch element installed between the motor and the inverter increases corresponding to the large current and the cost increases. There's a problem.

本発明は、モータ駆動用のインバータが備えるスイッチング素子を交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する場合において、モータとインバータとの間にスイッチ素子を設置することを要さずとも、充電時にモータに電流が流れることを回避することができる技術を提供することを目的とする。   The present invention relates to a case where a switching element provided in an inverter for driving a motor is also used as a switching element for charging AC power, and it is not necessary to install a switching element between the motor and the inverter, and the motor is not charged when charging. It is an object of the present invention to provide a technique capable of preventing a current from flowing.

本発明による充電制御方法は、バッテリと、モータと、バッテリの直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータと、インバータのバッテリ側の高電圧端子と低電圧端子との間に配置される平滑コンデンサとを備える車両において、外部電源端子をさらに備え、インバータが当該外部電源端子に供給される交流電力を直流電力に変換してバッテリに供給する充電制御方法である。平滑コンデンサは、直列に接続された少なくとも二つのコンデンサにより構成される。そして、バッテリを充電する時は、インバータのモータ側の全ての出力端子と外部電源端子の第１端子とを接続するとともに平滑コンデンサの中間電位となる部位と外部電源端子の第２端子とを接続し、インバータを構成する複数相のスイッチング素子を同期して動作させることにより外部電源からの交流電力を直流電力に変換する。   The charging control method according to the present invention is arranged between a battery, a motor, an inverter that converts DC power of the battery into AC power and supplies the AC power to the motor, and a high-voltage terminal and a low-voltage terminal on the battery side of the inverter. A charging control method for a vehicle including a smoothing capacitor, further comprising an external power supply terminal, wherein the inverter converts AC power supplied to the external power supply terminal into DC power and supplies the DC power to a battery. The smoothing capacitor includes at least two capacitors connected in series. When the battery is charged, all output terminals on the motor side of the inverter are connected to the first terminal of the external power supply terminal, and a portion of the smoothing capacitor at the intermediate potential is connected to the second terminal of the external power supply terminal. Then, the AC power from the external power supply is converted into the DC power by operating the plural-phase switching elements constituting the inverter in synchronization.

本発明によれば、インバータを構成する複数相のスイッチング素子を同期して動作させることによって外部電源からの交流電力を直流電力に変換する。これにより、充電時におけるモータの線間電圧を０にすることができるので、モータとインバータとの間にスイッチ素子を設置することを要さずに、充電時にモータに電流が流れることを回避することができる。   According to the present invention, alternating-current power from an external power supply is converted into direct-current power by operating the multiple-phase switching elements constituting the inverter in synchronization. As a result, the line voltage of the motor at the time of charging can be set to 0, so that it is not necessary to install a switch element between the motor and the inverter, and it is possible to avoid a current from flowing through the motor at the time of charging. be able to.

図１は、第１実施形態のモータ制御システムの構成を示す概略構成図である。FIG. 1 is a schematic configuration diagram illustrating a configuration of the motor control system according to the first embodiment. 図２は、第１実施形態の充電制御方法（パルス幅変調制御）を説明する図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a charge control method (pulse width modulation control) according to the first embodiment. 図３は、第１実施形態の充電制御方法（スイッチング周波数制御）を説明するタイミングチャートである。FIG. 3 is a timing chart illustrating the charging control method (switching frequency control) of the first embodiment. 図４は、第１実施形態のスイッチング素子（パワー半導体素子）の静特性を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating static characteristics of the switching element (power semiconductor element) according to the first embodiment. 図５は、第２実施形態のモータ制御システムの構成を示す概略構成図である。FIG. 5 is a schematic configuration diagram illustrating a configuration of the motor control system according to the second embodiment. 図６は、変形例１のモータ制御システムの構成を示す概略構成図である。FIG. 6 is a schematic configuration diagram illustrating a configuration of a motor control system according to a first modification. 図７は、変形例２のモータ制御システムの構成を示す概略構成図である。FIG. 7 is a schematic configuration diagram illustrating a configuration of a motor control system according to a second modification.

［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る充電制御装置２１が適用されるモータ制御システム１００の構成例を示す制御ブロック図である。 [First Embodiment]
FIG. 1 is a control block diagram illustrating a configuration example of a motor control system 100 to which a charge control device 21 according to a first embodiment of the present invention is applied.

モータ制御システム１００は、充電制御装置２１（以下、単に「充電装置２１」と称する）を備え、バッテリ１を電力源としてモータ３を駆動するとともに、外部の交流電源１９から供給される電力を用いてバッテリ１を充電することができるシステムである。モータ制御システム１００は、例えば、ハイブリッド車両や電気自動車などに適用される。   The motor control system 100 includes a charging control device 21 (hereinafter, simply referred to as “charging device 21”), drives the motor 3 using the battery 1 as a power source, and uses electric power supplied from an external AC power supply 19. This is a system that can charge the battery 1 by using the system. The motor control system 100 is applied to, for example, a hybrid vehicle or an electric vehicle.

図示のように、本実施形態のモータ制御システム１００は、主として、バッテリ１と、インバータ２と、モータ３と、平滑コンデンサ６と、リレー７、１４、１６と、リアクトル１５と、ＥＭＩフィルタ１７と、フィルタコンデンサ１８と、ＤＣＤＣコンバータ２０と、駆動回路１０と、制御回路１１と、車両コントローラ１２と、を備えて構成される。   As illustrated, the motor control system 100 of the present embodiment mainly includes a battery 1, an inverter 2, a motor 3, a smoothing capacitor 6, relays 7, 14, 16, a reactor 15, an EMI filter 17, , A filter capacitor 18, a DCDC converter 20, a drive circuit 10, a control circuit 11, and a vehicle controller 12.

バッテリ１は、高電圧バッテリであって、インバータ２を介してモータ３に電力を供給する電源として機能する。換言すれば、バッテリ１は、インバータ２に直流電源を供給する直流電源として機能する。   The battery 1 is a high-voltage battery and functions as a power supply that supplies power to the motor 3 via the inverter 2. In other words, the battery 1 functions as a DC power supply that supplies DC power to the inverter 2.

インバータ２は、後述する制御回路１１で生成されるスイッチング信号（パルス幅変調信号（ＰＷＭ信号））に応じて、バッテリ１からの直流電力を３相交流電力に変換してモータ３に供給する。また、インバータ２は、制御回路１１で生成されるスイッチング信号に応じて、交流電源１９からの単相交流電力を直流電力に変換してバッテリ１に供給する。図示のとおり、インバータ２は、直流電力と交流電力の間の電力変換を行うための複数相のパワーモジュール１３により構成される。   The inverter 2 converts DC power from the battery 1 into three-phase AC power and supplies it to the motor 3 according to a switching signal (pulse width modulation signal (PWM signal)) generated by the control circuit 11 described later. The inverter 2 converts single-phase AC power from the AC power supply 19 into DC power and supplies the DC power to the battery 1 in accordance with the switching signal generated by the control circuit 11. As illustrated, the inverter 2 is configured by a multi-phase power module 13 for performing power conversion between DC power and AC power.

各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のパワーモジュール１３は、上アームの３相のパワー半導体素子（スイッチング素子）Ｔｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５と、下アームの３相のパワー半導体素子Ｔｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６と、を備える。なお、各パワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）により構成されるが、他にも、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、又はＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor）などを用いてもよい。また、各パワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６には、逆並列にダイオードＤ１〜Ｄ６が接続されている。そして、パワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６は、駆動回路１０が後述する制御回路１１からスイッチング信号としてのＰＷＭ（Pulse Wide Modulation）信号を受信すると、駆動回路１０によって当該ＰＷＭ信号に応じたディーティー比で開閉される。すなわち、パワーモジュール１３は、制御回路１１によるＰＷＭ信号に基づいたスイッチング制御に従って制御される。   The power module 13 of each phase (U-phase, V-phase, W-phase) includes three-phase power semiconductor elements (switching elements) Tr1, Tr3, Tr5 of the upper arm and three-phase power semiconductor elements Tr2, Tr4 of the lower arm. , Tr6. Each of the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 is composed of, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), but may be a bipolar transistor, a MOSFET, a GTO (Gate Turn-Off thyristor), or the like. . Further, diodes D1 to D6 are connected in antiparallel to the power semiconductor elements Tr1 to Tr6. When the drive circuit 10 receives a PWM (Pulse Wide Modulation) signal as a switching signal from the control circuit 11 described later, the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 open and close at a duty ratio according to the PWM signal. Is done. That is, the power module 13 is controlled according to the switching control based on the PWM signal by the control circuit 11.

これにより、インバータ２は、モータ３にトルク指令値Ｔ*に応じたモータ駆動力を発生させるとともに、交流電源１９からの単相交流電力を所望のスイッチング周波数で直流電力に変換して、バッテリ１に供給することができる。本実施形態にかかるインバータ２の動作に関する詳細は図２等を参照して後述する。   Thereby, the inverter 2 generates a motor driving force corresponding to the torque command value T * in the motor 3, converts the single-phase AC power from the AC power supply 19 into DC power at a desired switching frequency, and Can be supplied to Details regarding the operation of the inverter 2 according to the present embodiment will be described later with reference to FIG.

そして、インバータ２のバッテリ１側の高電圧端子（バッテリ１の正極側）と低電圧端子（バッテリ１の負極側）との間には、当該インバータ２の出力電圧或いは入力電圧にかかる直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ６が配置される。   The DC voltage applied to the output voltage or the input voltage of the inverter 2 is applied between the high voltage terminal (the positive electrode side of the battery 1) on the battery 1 side of the inverter 2 and the low voltage terminal (the negative electrode side of the battery 1). A smoothing capacitor 6 for smoothing is provided.

ただし、本実施形態の平滑コンデンサ６は、２個の直流コンデンサ６ａ、６ｂを直列に接続して構成される。これにより、平滑コンデンサ６には、２個の直流コンデンサ６ａ、６ｂ間に中間電位点６ｃが設けられる。このようにして設けられる中間電位点６ｃは、後述のリレー１４と接続される。なお、平滑コンデンサ６は少なくとも２個以上の複数個のコンデンサよって構成されてもよい。例えば、４個のコンデンサを直列に接続して構成する場合には、高電圧端子側に２個のコンデンサと低電圧端子側に２個のコンデンサが存在する中間位置に中間電位点６ｃを設けてもよい。なお、本実施形態の中間電位点６ｃは厳密な意味で中間の電位である必要は必ずしもなく、厳密に中間の電位に比べて多少の大小は許容できるものとする。   However, the smoothing capacitor 6 of the present embodiment is configured by connecting two DC capacitors 6a and 6b in series. Accordingly, the smoothing capacitor 6 is provided with an intermediate potential point 6c between the two DC capacitors 6a and 6b. The intermediate potential point 6c provided in this way is connected to a relay 14 described later. The smoothing capacitor 6 may be constituted by at least two or more capacitors. For example, when four capacitors are connected in series, an intermediate potential point 6c is provided at an intermediate position where two capacitors exist on the high voltage terminal side and two capacitors exist on the low voltage terminal side. Is also good. Note that the intermediate potential point 6c in the present embodiment does not necessarily have to be an intermediate potential in a strict sense, and it is assumed that the magnitude of the intermediate potential point 6c is slightly greater than the intermediate potential.

外部電源端子２２は、第１端子２２ａと第２端子２２ｂとを備え、充電装置２１と、充電装置２１の外部に存在する交流電源１９とを電気的に接続するために構成される。本実施形態では、第１端子２２ａは交流電源１９のホット側、第２端子２２ｂは交流電源１９のコールド側と接続するように構成される。   The external power supply terminal 22 includes a first terminal 22a and a second terminal 22b, and is configured to electrically connect the charging device 21 and the AC power supply 19 existing outside the charging device 21. In the present embodiment, the first terminal 22 a is configured to be connected to the hot side of the AC power supply 19, and the second terminal 22 b is configured to be connected to the cold side of the AC power supply 19.

外部電源端子２２に接続される外部電源としての交流電源１９は、上述のとおり、充電装置２１の外部に配置された単相交流電源であって、例えば一般的な商用電源である。   As described above, the AC power supply 19 as an external power supply connected to the external power supply terminal 22 is a single-phase AC power supply arranged outside the charging device 21, and is, for example, a general commercial power supply.

リレー１４は、中間電位点６ｃと第２端子２２ｂとを結線するライン、すなわち、中間電位点６ｃと外部電源としての交流電源１９のコールド側（接地側）とを結線するラインに設けられる。リレー１４は、中間電位点６ｃと交流電源１９のコールド側との間を導通させる状態（オン状態）、および、これらを電気的に遮断する状態（オフ状態）が切り替わるように開閉する。   Relay 14 is provided on a line connecting intermediate potential point 6c and second terminal 22b, that is, a line connecting intermediate potential point 6c and the cold side (ground side) of AC power supply 19 as an external power supply. Relay 14 opens and closes so as to switch between a state in which conduction between intermediate potential point 6c and the cold side of AC power supply 19 (on state) and a state in which these are electrically cut off (off state).

リレー１６は、インバータ２の出力端子２ｕ、２ｖ、２ｗとモータ３の各相の巻線とを結線する３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のラインのそれぞれと第１端子２２ａとを結線する３相のラインのそれぞれ、すなわち、インバータ２のモータ３側の出力端子２ｕ、２ｖ、２ｗ（交流電力出力端子）と外部電源としての交流電源１９のホット側（非接地側）とを結線する３相のラインのそれぞれに設けられる。リレー１６は、インバータ２と交流電源１９のホット側との間を導通させる状態（オン状態）、および、これらを電気的に遮断する状態（オフ状態）が切り替わるように開閉する。   The relay 16 connects each of the three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) lines connecting the output terminals 2u, 2v, and 2w of the inverter 2 and the windings of each phase of the motor 3 to the first terminal 22a. Each of the three-phase lines to be connected, that is, the output terminals 2u, 2v, and 2w (AC power output terminals) on the motor 3 side of the inverter 2 and the hot side (non-ground side) of the AC power supply 19 as an external power supply are connected. Provided for each of the three-phase lines. The relay 16 opens and closes so as to switch between a state of conducting between the inverter 2 and the hot side of the AC power supply 19 (ON state) and a state of electrically interrupting them (OFF state).

本実施形態では、上述のように構成されたリレー１４、１６のオン／オフを切り替えることにより、モータ制御システム１００の動作モードとして、インバータ２が出力する三相交流電力をモータ３に供給するモータ駆動モード（リレー１４：オフ、リレー１６：オフ）と、交流電源１９が出力する単相交流電力をインバータ２に出力する充電モード（リレー１４：オン、リレー１６：オン）とを切替えることができる。なお、本実施形態のリレー１４、１６の開閉は、車両コントローラ１２からのリレー駆動信号によって制御可能に構成される。   In the present embodiment, by switching on / off of the relays 14 and 16 configured as described above, a motor that supplies three-phase AC power output from the inverter 2 to the motor 3 as an operation mode of the motor control system 100. A drive mode (relay 14: off, relay 16: off) and a charge mode (relay 14: on, relay 16: on) for outputting single-phase AC power output from the AC power supply 19 to the inverter 2 can be switched. . The opening and closing of the relays 14 and 16 of the present embodiment can be controlled by a relay drive signal from the vehicle controller 12.

さらに、リレー７は、車両コントローラ１２からのリレー駆動信号に応じて、バッテリ１とインバータ２との間を導通させる状態（オン状態）、及びこれらの間を電気的に遮断する状態（オフ状態）が切り替わるように開閉する。特に、リレー７は、充電モード時に車両コントローラ１２からのオフ指令信号を受けると、バッテリ１とインバータ２との間を電気的に遮断するように開放する。   Further, the relay 7 is in a state of conducting between the battery 1 and the inverter 2 (on state) and in a state of electrically disconnecting between them (off state) in response to a relay drive signal from the vehicle controller 12. Open and close so that switches. In particular, when receiving an off command signal from vehicle controller 12 in the charging mode, relay 7 opens so as to electrically disconnect between battery 1 and inverter 2.

ＤＣＤＣコンバータ２０は、インバータ２からの直流電力を整流して、バッテリ１に供給する。より具体的には、ＤＣＤＣコンバータ２０は、リレー７がオフ状態となる充電モード時において、インバータ２からの直流電力（例えば４００Ｖ）をバッテリ１を充電するのに適した電圧（例えば３００Ｖ）に降圧して、バッテリ１に供給する。なお、本実施形態のＤＣＤＣコンバータ２０は非絶縁型であって、入力側と出力側が固定された片方向タイプを採用するものとするが、これに限られない。例えば、絶縁型であって、入力側と出力側を入れ替え可能な双方向タイプのＤＣＤＣコンバータ２０を採用してもよい。この場合は、例えば、モータ３を駆動していない状態において、換言すればモータ駆動モードが選択されていない場合において、バッテリ１の電力を、よりノイズが抑制された状態で交流電源１９に回生させることができる。   The DCDC converter 20 rectifies the DC power from the inverter 2 and supplies the DC power to the battery 1. More specifically, DCDC converter 20 reduces the DC power (for example, 400 V) from inverter 2 to a voltage (for example, 300 V) suitable for charging battery 1 in the charging mode in which relay 7 is turned off. Then, the battery 1 is supplied to the battery 1. Note that the DCDC converter 20 of the present embodiment is a non-insulated type and employs a one-way type in which the input side and the output side are fixed, but is not limited thereto. For example, you may employ | adopt the bidirectional type DCDC converter 20 which is an insulation type and can switch an input side and an output side. In this case, for example, in a state where the motor 3 is not driven, in other words, when the motor drive mode is not selected, the power of the battery 1 is regenerated to the AC power supply 19 in a state where noise is suppressed. be able to.

リアクトル１５、フィルタコンデンサ１８、ＥＭＩフィルタ（Electro Magnetic Interference filter；電磁障害除去フィルタ）１７は、上述の充電モードにおいて、特にインバータ２が有するスイッチング素子がスイッチングすることに起因して発生するノイズの影響が交流電源１９に及ぶことを抑制するために設けられる。換言すれば、本実施形態の充電装置２１は、インバータ２で発生するノイズを除去するために、インバータ２と交流電源１９との間において、リアクトル１５およびフィルタコンデンサ１８で構成されるいわゆるＬ−Ｃフィルタと、ＥＭＩフィルタ１７とからなるノイズ除去回路を備えている。   The reactor 15, the filter capacitor 18, and the EMI filter (Electro Magnetic Interference filter) 17 are affected by noise generated due to switching of the switching element of the inverter 2 in the above-described charging mode. It is provided in order to suppress reaching to the AC power supply 19. In other words, the charging device 21 of the present embodiment is a so-called L-C configured by the reactor 15 and the filter capacitor 18 between the inverter 2 and the AC power supply 19 in order to remove noise generated in the inverter 2. A noise removing circuit including a filter and an EMI filter 17 is provided.

なお、本実施形態のリアクトル１５は、インバータ２とモータ３とを結線する３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のそれぞれと外部電源としての交流電源１９のホット側（非接地側）とを結線するラインにおいてリレー１６の後段（交流電源１９側）に設けられる。フィルタコンデンサ１８は、当該ラインと、中間電位点６ｃと交流電源１９のコールド側とを結線するラインとの間に設けられる。そして、ＥＭＩフィルタ１７は、インバータ２と交流電源１９のホット側を結線するラインと、中間電位点６ｃと交流電源１９のコールド側を結線するラインとに挿入される。   Reactor 15 of the present embodiment includes three phases (U phase, V phase, W phase) for connecting inverter 2 and motor 3 and a hot side (non-ground side) of AC power supply 19 as an external power supply. Are provided downstream of the relay 16 (on the side of the AC power supply 19) in the line connecting. The filter capacitor 18 is provided between the line and a line connecting the intermediate potential point 6 c and the cold side of the AC power supply 19. The EMI filter 17 is inserted into a line connecting the inverter 2 and the hot side of the AC power supply 19 and a line connecting the intermediate potential point 6c and the cold side of the AC power supply 19.

車両コントローラ１２は、モータ駆動モードでは、リレー１４、１６にオン／オフを指令するリレー駆動信号（リレー１４：オフ、リレー１６：オフとするオフ指令信号）を送信するとともに、ドライバによるアクセルペダルの操作量（アクセル操作量）に応じたトルク指令値Ｔ*を制御回路１１に出力する。   In the motor drive mode, the vehicle controller 12 transmits a relay drive signal for instructing the relays 14 and 16 to turn on / off (a relay command signal for turning off the relay 14 and turning off the relay 16), and the driver operates the accelerator pedal. A torque command value T * corresponding to an operation amount (accelerator operation amount) is output to the control circuit 11.

また、車両コントローラ１２は、充電モードでは、リレー１４、１６にオン／オフを指令するリレー駆動信号（リレー１４：オン、リレー１６：オンとするオン指令信号）を送信するとともに、交流電源１９の交流電力をバッテリ１に供給するための直流電力に変換するようにインバータ２を制御するトリガとなる充電指令を制御回路１１に出力する。   Further, in the charging mode, the vehicle controller 12 transmits a relay drive signal for commanding the relays 14 and 16 to be turned on / off (a relay command signal for turning on the relay 14 and turning on the relay 16: an on command signal). A charge command serving as a trigger for controlling the inverter 2 so as to convert AC power into DC power for supplying the battery 1 is output to the control circuit 11.

制御回路１１は、インバータ２が備えるパワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の駆動を制御する制御回路である。本実施形態の制御回路１１の構成は、ＣＰＵ等の各種演算・制御装置、ＲＯＭ及びＲＡＭ等の各種記憶装置、並びに入出力インターフェース等を備える１又は２以上のコントローラにより実現される。   The control circuit 11 is a control circuit that controls driving of the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 included in the inverter 2. The configuration of the control circuit 11 of the present embodiment is realized by one or two or more controllers including various arithmetic and control devices such as a CPU, various storage devices such as a ROM and a RAM, and an input / output interface.

制御回路１１は、リレー１４がオフ状態（開状態）で、且つリレー１６がオフ状態（開状態）であるモータ駆動モード時には、レゾルバ４等の回転位置検出器から取得されるモータ３の回転子位置、電流センサ５から取得されるインバータ２の出力電流、駆動回路１０から取得されるインバータ２のバッテリ１側（入力側）の直流電圧値（インバータ電圧）、および、車両コントローラ１２からのトルク指令値Ｔ*に基づいて、公知のいわゆる電流フィードバック制御（電流制御系）により、モータ３に所望のトルクを出力させるためのＰＷＭ信号を生成する。当該ＰＷＭ信号を生成するパルス幅変調制御については、図２（ａ）を参照して後述する。   In the motor drive mode in which the relay 14 is off (open state) and the relay 16 is off (open state), the control circuit 11 controls the rotor of the motor 3 obtained from the rotational position detector such as the resolver 4. The position, the output current of the inverter 2 obtained from the current sensor 5, the DC voltage value (inverter voltage) on the battery 1 side (input side) of the inverter 2 obtained from the drive circuit 10, and the torque command from the vehicle controller 12. Based on the value T *, a PWM signal for causing the motor 3 to output a desired torque is generated by a known so-called current feedback control (current control system). The pulse width modulation control for generating the PWM signal will be described later with reference to FIG.

一方、制御回路１１は、リレー１４がオン状態（閉状態）で、且つリレー１６がオン状態（閉状態）である充電モード時には、駆動回路１０から取得されるインバータ２のバッテリ１側（出力側）の直流電圧値（インバータ電圧）、電流センサ５から取得されるインバータ２への入力電流、および、交流電源１９から入力される交流電源の電圧値に基づいて、バッテリ１へ供給する電圧およびインバータ２への入力電流を所望の値に制御するためのＰＷＭ信号を生成する。当該ＰＷＭ信号を生成するパルス幅変調制御については、図２（ｂ）を参照して後述する。   On the other hand, in the charging mode in which the relay 14 is in the ON state (closed state) and the relay 16 is in the ON state (closed state), the control circuit 11 controls the battery 1 side (output side) of the inverter 2 obtained from the drive circuit 10. ), The input current to the inverter 2 obtained from the current sensor 5, and the voltage of the AC power supply input from the AC power supply 19, and the voltage supplied to the battery 1 and the inverter. 2 to generate a PWM signal for controlling the input current to the desired value. The pulse width modulation control for generating the PWM signal will be described later with reference to FIG.

なお、充電モード時における制御回路１１は、交流電力から入力される電力（皮相電力）に対するインバータ２への入力電力（有効電力）の入力力率が１、すなわちインバータ２への入力電流が正弦波となるように上記のＰＷＭ信号を制御することが好ましい。これにより、交流電源１９からの電力を効率よく取りだしてバッテリ１へ供給できるとともに、無効電力に起因する高調波成分が生成されることを抑制することができる。インバータ２がこのように制御されることで、充電モード時において、交流電源１９側へ上記高調波成分に起因するノイズが伝搬されることを抑制することができる。   In the charging mode, the control circuit 11 determines that the input power factor of the input power (active power) to the inverter 2 with respect to the power (apparent power) input from the AC power is 1, that is, the input current to the inverter 2 is a sine wave It is preferable to control the PWM signal so that Thus, the power from the AC power supply 19 can be efficiently taken out and supplied to the battery 1, and the generation of harmonic components due to the reactive power can be suppressed. By controlling the inverter 2 in this way, it is possible to suppress the propagation of noise caused by the harmonic components to the AC power supply 19 in the charging mode.

駆動回路１０は、制御回路１１からのＰＷＭ信号に応じて、図２を参照して後述するパルス幅変調にてインバータ２が備えるパワーモジュール１３を駆動する駆動回路である。駆動回路１０は、インバータ電圧検出部と、パワーモジュール１３が有するパワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を駆動するための一般的な回路（ゲートドライブ回路）と、ゲートドライブ回路を介してパワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のゲートに電圧を印加するための電源とを含んで構成される。なお、インバータ電圧検出部が検出した直流電圧（インバータ電圧）は、制御回路１１に送信される。   The drive circuit 10 is a drive circuit that drives the power module 13 included in the inverter 2 by pulse width modulation described later with reference to FIG. 2 according to the PWM signal from the control circuit 11. The drive circuit 10 includes an inverter voltage detector, a general circuit (gate drive circuit) for driving the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 included in the power module 13, and the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 via the gate drive circuit. And a power supply for applying a voltage to the gates of the two. The DC voltage (inverter voltage) detected by the inverter voltage detector is transmitted to the control circuit 11.

なお、本実施形態の充電装置２１は、インバータ２と、平滑コンデンサ６と、駆動回路１０と、制御回路１１と、リレー１４、１６と、外部電源端子２２とを主に含んで構成される。   The charging device 21 of the present embodiment mainly includes the inverter 2, the smoothing capacitor 6, the drive circuit 10, the control circuit 11, the relays 14 and 16, and the external power supply terminal 22.

本実施形態のモータ制御システム１００は、上述した構成に基づいてリレー１４、１６のオンオフ（接続と非接続）を制御して、バッテリ１を電力源としてモータ３を駆動するモータ駆動モードと、外部の交流電源１９を電力源としてバッテリ１を充電する充電モードとの双方を実現可能に構成される。   The motor control system 100 according to the present embodiment controls the on / off (connection and disconnection) of the relays 14 and 16 based on the above-described configuration, and a motor driving mode in which the motor 3 is driven by using the battery 1 as a power source. And a charging mode for charging the battery 1 using the AC power supply 19 as a power source.

ここで、インバータ２を制御する際のパルス幅変調制御の説明をする前に、本願発明の課題について説明する。   Here, before describing the pulse width modulation control when controlling the inverter 2, the problem of the present invention will be described.

上記したとおり、モータ駆動システムにおいて、モータ駆動用に備わるインバータ２を構成するスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する場合には、充電時にモータ３に不要な電流が流れることを防止する必要がある。このため、従来では、当該モータ３とインバータ２との間にリレー（スイッチ素子）を設け、当該リレーの開閉を制御することにより充電時にはモータ３とインバータ２との間の導通を遮断する構成が知られている（例えば特許文献１参照）。   As described above, in the motor drive system, when the switching elements Tr1 to Tr6 constituting the inverter 2 provided for driving the motor are also used as switching elements for charging AC power, unnecessary current flows to the motor 3 during charging. Need to be prevented. For this reason, conventionally, a configuration in which a relay (switch element) is provided between the motor 3 and the inverter 2 and the opening and closing of the relay is controlled to interrupt conduction between the motor 3 and the inverter 2 during charging. It is known (for example, see Patent Document 1).

しかしながら、モータ３とインバータ２との間にはモータ３を駆動するのに必要な大電流（例えば数百アンペア）が流れるので、当該電流の大きさに応じてリレーのサイズが大型化し、係るシステムのトータルコストが増大してしまうという問題がある。このような事情に鑑み、本願発明は、充電時にモータ３に不要な電流が流れることを防止するためのリレーが大型、高コスト化し、システムのトータルコストが増大することを課題とする。換言すれば、本願発明は、充電時にモータ３に不要な電流が流れることを防止するために要するコストが増大することを防止することを課題とする。より具体的には、本願発明は、モータ３とインバータ２との間にリレーを設けることなく、充電時にモータ３に不要な電流が流れること防止することができる技術を提供することを課題とする。以下、当該課題を解決するための制御方法について説明する。   However, since a large current (for example, several hundred amperes) required to drive the motor 3 flows between the motor 3 and the inverter 2, the size of the relay increases in accordance with the magnitude of the current, and this system However, there is a problem that the total cost increases. In view of such circumstances, an object of the present invention is to increase the size and cost of a relay for preventing unnecessary current from flowing through the motor 3 during charging, and to increase the total cost of the system. In other words, an object of the present invention is to prevent an increase in cost required for preventing an unnecessary current from flowing to the motor 3 during charging. More specifically, it is an object of the present invention to provide a technology capable of preventing an unnecessary current from flowing to the motor 3 during charging without providing a relay between the motor 3 and the inverter 2. . Hereinafter, a control method for solving the problem will be described.

具体的には、本実施形態の充電制御装置２１は、充電モード時において、インバータ２と交流電源１９のホット側とを接続するとともに、中間電位点６ｃと交流電源１９のコールド側とを接続し、以下に説明するパルス幅変調制御によってインバータ２を制御することにより上記課題を解決する。当該パルス幅変調制御の詳細について図２を参照して説明する。   Specifically, the charging control device 21 of the present embodiment connects the inverter 2 to the hot side of the AC power supply 19 and connects the intermediate potential point 6c to the cold side of the AC power supply 19 in the charging mode. The above problem is solved by controlling the inverter 2 by pulse width modulation control described below. Details of the pulse width modulation control will be described with reference to FIG.

なお、制御回路１１を構成するコントローラは、各制御モードに応じてリレー１４、１６のオン／オフを切り替えるとともに、各制御モードに応じて以下に説明するパルス幅変調制御を実行するようにプログラムされている。   The controller constituting the control circuit 11 is programmed to switch on / off the relays 14 and 16 according to each control mode, and to execute pulse width modulation control described below according to each control mode. ing.

図２は、本実施形態の充電制御装置２１が実行する各動作モード（モータ駆動モード、充電モード）時におけるインバータ２のパルス幅変調制御方法を説明する図である。図２（ａ）はモータ駆動モード時におけるパルス幅変調を示し、図２（ｂ）は充電モード時におけるパルス幅変調を示している。また、図２（ａ）（ｂ）ともに、上から順にＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧、Ｖ相−Ｗ相の線間電圧、Ｗ相−Ｕ相の線間電圧を示している。   FIG. 2 is a diagram for explaining a pulse width modulation control method of the inverter 2 in each operation mode (motor drive mode, charge mode) executed by the charge control device 21 of the present embodiment. FIG. 2A shows pulse width modulation in the motor drive mode, and FIG. 2B shows pulse width modulation in the charge mode. 2 (a) and 2 (b), the U-phase voltage, the V-phase voltage, the W-phase voltage, the U-phase to V-phase line voltage, the V-phase to W-phase line voltage, and the W-phase The U-phase line voltage is shown.

まず、リレー１４が開（オフ）状態で且つリレー１６が開（オフ）状態となることによりモータ３とインバータ２との間の導通が確保された状態でインバータ２と交流電源１９との間が遮断されると、モータ駆動モードが開始される。   First, when the relay 14 is in the open (off) state and the relay 16 is in the open (off) state, conduction between the motor 3 and the inverter 2 is ensured, so that the connection between the inverter 2 and the AC power supply 19 is established. When shut off, the motor drive mode starts.

図２（ａ）で示されるように、モータ駆動モード時は、各相に所望の電流が流れるようにパルス幅変調された線間電圧を生成するために、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に異なるパターン周期の電圧が印加される。これにより、モータ３の各相には線間電圧に応じた電流が印加されてモータ３に所望のトルクを発生させることができる。   As shown in FIG. 2A, in the motor drive mode, in order to generate a line voltage that is pulse width modulated so that a desired current flows in each phase, a U-phase, a V-phase, and a W-phase are generated. A voltage having a different pattern period is applied to each phase. As a result, a current corresponding to the line voltage is applied to each phase of the motor 3 so that the motor 3 can generate a desired torque.

一方で、制御回路１１に充電指令が入力され、リレー１４が閉（オン）状態で且つリレー１６が閉（オン）状態となることによりインバータ２と交流電源１９との間が導通すると、充電モードが開始される。   On the other hand, when a charging command is input to the control circuit 11 and the relay 14 is closed (ON) and the relay 16 is closed (ON), thereby conducting between the inverter 2 and the AC power supply 19, the charging mode is set. Is started.

充電モード時では、各線間に電流が流れないようにパルス幅変調制御が実行される。すなわち、本実施形態の充電制御装置２１は、図２（ｂ）で示されるように、充電モード時に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に同様のパターンの電圧を印加することにより、各相間の線間電圧が０となるようにパルス幅変調制御を実行する。換言すると、本実施形態の充電制御装置２１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のパワーモジュール１３（パワー半導体素子）のスイッチングが同期するように制御して、充電モードを実行する。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に同様のパターン周期で電圧が印加されることにより、各相間の電圧差が０となるので、各相に流れる電流も０となる。充電モード時のパルス幅変調制御がこのように実行されることにより、充電モード時にモータ３に電流が流れることを回避することができる。   In the charging mode, pulse width modulation control is performed so that no current flows between the lines. That is, as shown in FIG. 2B, the charge control device 21 of the present embodiment applies voltages in the same pattern to each of the U, V, and W phases in the charge mode, The pulse width modulation control is performed so that the line voltage between the phases becomes zero. In other words, the charging control device 21 of the present embodiment executes the charging mode by controlling the switching of the power modules 13 (power semiconductor elements) of the U-phase, V-phase, and W-phase in synchronization. When a voltage is applied to each of the U-phase, V-phase, and W-phase at the same pattern cycle, the voltage difference between the phases becomes zero, and the current flowing in each phase also becomes zero. By executing the pulse width modulation control in the charging mode in this way, it is possible to avoid a current from flowing through the motor 3 in the charging mode.

すなわち、本実施形態のパルス幅変調制御方法によれば、モータ駆動用に備わるインバータ２を構成するパワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する場合であっても、モータ３とインバータ２との間にリレー等のスイッチ素子を設けることなく、充電モード時にモータ３に不要な電流が流れること防止することができる。その結果、モータ制御システム１００において、モータ３とインバータ２との間を流れる大電流に対応するような大型のリレーが不要となるので、当該システムのサイズ、および、コストが増大することを抑制することができる。   That is, according to the pulse width modulation control method of the present embodiment, even when the power semiconductor devices Tr1 to Tr6 constituting the inverter 2 provided for driving the motor are also used as switching devices for charging AC power, the motor 3 Unnecessary current can be prevented from flowing through the motor 3 in the charging mode without providing a switching element such as a relay between the inverter 3 and the inverter 2. As a result, in the motor control system 100, a large-sized relay corresponding to a large current flowing between the motor 3 and the inverter 2 becomes unnecessary, so that an increase in the size and cost of the system is suppressed. be able to.

続いて、図３を参照して、各動作モード（モータ駆動モード、充電モード）時における充電制御装置２１の動作、特にインバータ２のスイッチング周波数の制御について説明する。   Next, the operation of the charging control device 21 in each operation mode (motor driving mode, charging mode), particularly control of the switching frequency of the inverter 2, will be described with reference to FIG.

図３は、各動作モード時における充電制御装置２１の動作を説明するための図である。横軸は時間を表し、縦軸は上から順に、動作モード、リレー１４（中間電位点６ｃ−交流電源１９のコールド側間）の開閉状態、リレー１６（インバータ２−交流電源１９のホット側間）の開閉状態、および、インバータ２のスイッチング周波数を示している。   FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of the charging control device 21 in each operation mode. The horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the operation mode, the open / closed state of the relay 14 (between the intermediate potential point 6c and the cold side of the AC power supply 19), and the relay 16 (between the inverter 2 and the hot side of the AC power supply 19) in order from the top. ) Indicates the open / closed state and the switching frequency of the inverter 2.

リレー１４が開（オフ）状態で且つリレー１６が開（オフ）状態となることによりインバータ２と交流電源１９との間の導通が遮断されると、モータ駆動モードが開始される（図３中の「運転開始」を参照）。モータ駆動モードでは、トルク指令値Ｔ*に応じて、レゾルバ４が取得するモータ３の回転子位置と電流センサ５が取得するインバータ２の出力電流とをフィードバックして所望のトルクを出力するようにモータ３の駆動を上述のパルス幅変調によって制御する。この際、インバータ２が備えるパワーモジュール１３のスイッチング周波数は、モータ３に所望のトルクを発生させつつも、モータ３やインバータ２の損失増加を抑制する観点から、一般的に数ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ程度で動作するように制御される（本実施形態では図示する通り１０ｋＨｚで制御されるものとする）。 When the conduction between the inverter 2 and the AC power supply 19 is interrupted by the relay 14 being open (off) and the relay 16 being open (off), the motor drive mode is started (FIG. 3). See “Start-up”). In the motor drive mode, a desired torque is output by feeding back the rotor position of the motor 3 obtained by the resolver 4 and the output current of the inverter 2 obtained by the current sensor 5 according to the torque command value T *. The driving of the motor 3 is controlled by the pulse width modulation described above. At this time, the switching frequency of the power module 13 included in the inverter 2 is generally about several kHz to 10 kHz from the viewpoint of suppressing a loss increase of the motor 3 and the inverter 2 while generating a desired torque in the motor 3. It is controlled to operate (in the present embodiment, it is controlled at 10 kHz as shown).

次に、充電モード時の動作について説明する。制御回路１１に充電指令が入力され、リレー１４が閉（オン）状態で且つリレー１６が閉（オン）状態となることによりインバータ２と交流電源１９との間が導通すると、充電モードが開始される（図３中の「充電開始」を参照）。   Next, the operation in the charging mode will be described. When a charging command is input to the control circuit 11 and the relay 14 is closed (ON) and the relay 16 is closed (ON), thereby causing conduction between the inverter 2 and the AC power supply 19, the charging mode is started. (See “Charge start” in FIG. 3).

ここで、充電モード時においても、インバータ２をモータ駆動モード時と同様のスイッチング周波数で駆動すると次のような問題が生じる。すなわち、充電装置２１が有するノイズ除去回路を構成するフィルタ等（リアクトル１５、フィルタコンデンサ１８、及び、ＥＭＩフィルタ１７）は、除去（抑制）する対象の周波数が小さいほどサイズが大きいものになる。また、該ノイズ除去回路が抑制する対象のノイズ周波数は、原則としてインバータ２のスイッチング周波数に対応する。したがって、インバータ２をモータ駆動モード時と同様の１０ｋＨｚ程度のスイッチング周波数で駆動すると、ノイズ除去回路を構成するフィルタ等に要求されるサイズが大きくなってしまう。   Here, even in the charging mode, if the inverter 2 is driven at the same switching frequency as in the motor driving mode, the following problem occurs. That is, filters and the like (reactor 15, filter capacitor 18, and EMI filter 17) constituting the noise removal circuit included in charging device 21 have a larger size as the frequency to be removed (suppressed) is smaller. The noise frequency to be suppressed by the noise elimination circuit corresponds to the switching frequency of the inverter 2 in principle. Therefore, when the inverter 2 is driven at a switching frequency of about 10 kHz, which is the same as that in the motor drive mode, the size required for a filter or the like constituting a noise removing circuit increases.

すなわち、モータ制御システム１００においてモータ駆動モードと充電モードの双方を実現する充電装置２１を構成するに際して、インバータ２と平滑コンデンサ６とから構成される力率改善回路（ＰＦＣ回路）を単純に共有化するだけでは、ノイズ除去回路の構成部品のサイズとコストとが大きくなってしまう。またさらに、ノイズ除去回路の構成部品のサイズが大きくなると、これら部品の温度上昇を抑制するために設けられる多数の放熱フィンが冷媒の流れを阻害するために該冷媒の圧力損失を増大させてしまうという問題もある。   That is, when configuring the charging device 21 that realizes both the motor driving mode and the charging mode in the motor control system 100, a power factor improvement circuit (PFC circuit) including the inverter 2 and the smoothing capacitor 6 is simply shared. Doing so will increase the size and cost of the components of the noise elimination circuit. Further, when the size of the components of the noise elimination circuit increases, a large number of radiating fins provided to suppress a rise in temperature of these components obstruct the flow of the refrigerant, thereby increasing the pressure loss of the refrigerant. There is also a problem.

そこで、本実施系形態の充電装置２１では、充電モード時において上述のパルス幅変調制御によってインバータ２を制御する際のスイッチング周波数をモータ駆動モード時よりも高い周波数に設定するのが好ましい。図３では、ノイズ除去回路の構成部材のサイズとコストとを許容できる大きさに抑制できるスイッチング周波数として、スイッチング周波数が６０ｋＨｚに設定された例を示している。なお、スイッチング周波数の上限は特に設定されず、例えば１００ｋＨｚ等であってもよい。これにより、モータ駆動モードと充電モードの双方を実現する充電装置２１を構成する場合において、ノイズ除去回路の構成部品のサイズとコストとが増大することを抑制することができる。   Therefore, in the charging device 21 of the present embodiment, it is preferable to set the switching frequency when controlling the inverter 2 by the above-described pulse width modulation control in the charging mode to a higher frequency than in the motor driving mode. FIG. 3 shows an example in which the switching frequency is set to 60 kHz as the switching frequency that can suppress the size and cost of the components of the noise elimination circuit to an acceptable level. The upper limit of the switching frequency is not particularly set, and may be, for example, 100 kHz. Accordingly, when configuring the charging device 21 that realizes both the motor drive mode and the charging mode, it is possible to suppress an increase in the size and cost of the components of the noise removal circuit.

なお、充電モード中にスイッチング周波数を高めることを考慮して、パワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を上述のＩＧＢＴよりも高い周波数でスイッチングすることが可能な半導体素子で構成してもよい。具体的には、パワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を、例えば、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）やＧａＮ（ガリウムナイトライド）等を用いたパワー半導体素子（例えばＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ等）を用いて構成してもよい。   In consideration of increasing the switching frequency during the charging mode, the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 may be configured by semiconductor elements capable of switching at a higher frequency than the above-described IGBT. Specifically, the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 may be configured using a power semiconductor element (for example, SiC-MOSFET or the like) using SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), or the like.

なお、上述のとおり、充電モード中のスイッチング周波数をモータ駆動モード時よりも高めた場合であっても、交流電源１９からの交流電力を直流電力に変換する際の損失を低く抑えることが可能である。その理由について図４を用いて説明する。   As described above, even when the switching frequency in the charging mode is higher than that in the motor driving mode, it is possible to suppress the loss when converting the AC power from the AC power supply 19 into the DC power. is there. The reason will be described with reference to FIG.

図４は、本実施形態のインバータ２が備えるパワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の半導体特性（静特性）の一例を示す図である。横軸は電圧（コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ）を示し、縦軸は電流（コレクタ電流Ｉｃ）を示している。また、インバータ２で生じる損失は、流れる電流に電圧を乗じることにより算出される。すなわち、モータ駆動時に生じる損失は、モータ駆動時の最大電流に、対応する電圧（Ｖｃｅ（ｓａｔ）２）を乗じることにより算出することができる。同様に、充電時に生じる損失は、充電時の最大電流に、対応する電圧（Ｖｃｅ（ｓａｔ）１）を乗じることにより算出することができる。   FIG. 4 is a diagram illustrating an example of semiconductor characteristics (static characteristics) of the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 included in the inverter 2 of the present embodiment. The horizontal axis represents the voltage (collector-emitter voltage Vce), and the vertical axis represents the current (collector current Ic). Further, the loss generated in the inverter 2 is calculated by multiplying the flowing current by the voltage. That is, the loss that occurs during motor driving can be calculated by multiplying the maximum current during motor driving by the corresponding voltage (Vce (sat) 2). Similarly, the loss that occurs during charging can be calculated by multiplying the maximum current during charging by the corresponding voltage (Vce (sat) 1).

図示するとおり、充電時の損失は、モータ駆動時の損失よりも小さいことが分かる。ここで、モータ制御システム１００の設計において、インバータ２が備えるパワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６はインバータ２への入出力電流の最大値を考慮して選定される。すなわち、本実施形態のパワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６は、モータ駆動時に要する入出力電流を考慮して選定されるので、充電時における動作点はその能力に対して十分に余裕があることになる。したがって、充電モードにおいてスイッチング周波数を上記のように高めても、パワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の能力的には十分に余裕があるため、損失を増大させることなく交流電源１９からの交流電力を直流電力に変換することができる。   As shown in the figure, it can be seen that the loss during charging is smaller than the loss during driving the motor. Here, in designing the motor control system 100, the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 included in the inverter 2 are selected in consideration of the maximum value of the input / output current to the inverter 2. That is, since the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 of the present embodiment are selected in consideration of the input / output current required for driving the motor, the operating point during charging has a sufficient margin for the capability. Therefore, even if the switching frequency is increased in the charging mode as described above, the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 have a sufficient capacity, and the AC power from the AC power supply 19 is reduced without increasing the loss. Can be converted to

以上、第１実施形態の充電制御装置２１が行う充電制御方法は、バッテリ１と、モータ３と、バッテリ１の直流電力を交流電力に変換してモータ３に供給するインバータ２と、インバータの高電圧端子と低電圧端子との間に配置される平滑コンデンサ６とを備える車両において、外部電源端子２２をさらに備え、インバータ２が外部電源端子２２に供給される交流電力を直流電力に変換してバッテリ１に供給する充電制御方法である。平滑コンデンサ６は、直列に接続された少なくとも二つのコンデンサ６ａ、６ｂにより構成される。そして、バッテリ１を充電する時は、インバータ２のモータ３側の全ての出力端子２ｕ、２ｖ、２ｗと外部電源端子２２の第１端子２２ａとを接続するとともに平滑コンデンサ６の中間電位となる部位（中間電位点６ｃ）と外部電源端子２２の第２端子２２ｂとを接続し、インバータ２を構成する複数相のスイッチング素子（パワーモジュール１３）を同期して動作させることにより交流電源１９からの交流電力を直流電力に変換する。また、第１実施形態の充電制御装置２１によれば、バッテリ１を充電する時は、インバータ２のモータ３の全ての出力端子２ｕ、２ｖ、２ｗとモータ３とを結ぶ各線が第１端子２２ａに接続される。   As described above, the charging control method performed by the charging control device 21 of the first embodiment includes the battery 1, the motor 3, the inverter 2 that converts the DC power of the battery 1 into AC power and supplies the AC power to the motor 3, In a vehicle including a smoothing capacitor 6 disposed between a voltage terminal and a low voltage terminal, an external power supply terminal 22 is further provided, and inverter 2 converts AC power supplied to external power supply terminal 22 into DC power. This is a charging control method for supplying to the battery 1. The smoothing capacitor 6 includes at least two capacitors 6a and 6b connected in series. When charging the battery 1, all the output terminals 2 u, 2 v, and 2 w of the inverter 2 on the motor 3 side are connected to the first terminal 22 a of the external power supply terminal 22, and a portion that becomes an intermediate potential of the smoothing capacitor 6. By connecting the (intermediate potential point 6c) and the second terminal 22b of the external power supply terminal 22 and operating the multiple-phase switching elements (power module 13) constituting the inverter 2 in synchronization, the AC power from the AC power supply 19 is obtained. Converts power to DC power. According to the charge control device 21 of the first embodiment, when charging the battery 1, each line connecting all the output terminals 2 u, 2 v, 2 w of the motor 3 of the inverter 2 and the motor 3 is connected to the first terminal 22 a. Connected to.

これにより、モータ駆動用に備わるインバータ２を構成するパワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する場合であっても、モータ３とインバータ２との間にリレー等のスイッチ素子を設けることなく、充電モード時にモータ３に不要な電流が流れること防止することができる。その結果、モータ３とインバータ２との間の導通を遮断するための大型のリレーが不要となるので、充電制御装置のサイズ、および、製造コストが増大することを抑制することができる。   Thus, even when the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 constituting the inverter 2 provided for driving the motor are also used as switching elements for charging AC power, a switching element such as a relay is provided between the motor 3 and the inverter 2. , It is possible to prevent unnecessary current from flowing to the motor 3 in the charging mode. As a result, a large-sized relay for interrupting conduction between the motor 3 and the inverter 2 is not required, so that an increase in the size of the charging control device and an increase in manufacturing cost can be suppressed.

［第２実施形態］
以下では、第２実施形態のモータ制御システム２００について説明する。本実施形態のモータ制御システム２００は、リレー１６が、モータ３の中性点３ｃと外部電源端子２２の第１端子２２ａを結線するライン上に設けられている点が上記実施形態と相違する。以下、図５を参照して、上記実施形態との相違点を中心に説明する。 [Second embodiment]
Hereinafter, a motor control system 200 according to the second embodiment will be described. The motor control system 200 of the present embodiment differs from the above embodiment in that the relay 16 is provided on a line connecting the neutral point 3c of the motor 3 and the first terminal 22a of the external power supply terminal 22. Hereinafter, with reference to FIG. 5, a description will be given focusing on differences from the above embodiment.

上記の通り、本実施形態では、リレー１６が、モータ３の中性点３ｃと第１端子２２ａとを結線するライン、すなわち、モータ３と中性点３ｃと交流電源１９のホット側とを結線するライン上に設けられている。このため、本変形例における充電モード時にリレー１６が閉（オン）状態に制御されると、インバータ２と交流電源１９とがモータ３の中性点３ｃを介して接続される。   As described above, in the present embodiment, the relay 16 connects the neutral point 3c of the motor 3 to the first terminal 22a, that is, connects the motor 3 to the neutral point 3c and the hot side of the AC power supply 19. It is provided on the line which performs. Therefore, when the relay 16 is controlled to be closed (on) in the charging mode in the present modification, the inverter 2 and the AC power supply 19 are connected via the neutral point 3c of the motor 3.

本実施形態がこのように構成されることにより、充電モード時にリレー１６が閉状態となると、インバータ２と交流電源１９とを結線するラインにおいて、モータ３が有するインダクタンス成分（いわゆる零相インダクタンス）を利用することが可能となる。その結果、上記実施形態にかかる充電装置２１ではノイズ除去回路を構成する一部品であったリアクトル１５の機能をモータ３が有するインダクタンス成分によって賄えることができるので、本実施形態におけるノイズ除去回路からはリアクトル１５を削除することができる。   With this configuration of the present embodiment, when the relay 16 is closed in the charging mode, the inductance component (so-called zero-phase inductance) of the motor 3 is reduced in the line connecting the inverter 2 and the AC power supply 19. It can be used. As a result, in the charging device 21 according to the embodiment, the function of the reactor 15 which is one component of the noise removal circuit can be covered by the inductance component of the motor 3. The reactor 15 can be deleted.

また、本実施形態では、インバータ２と交流電源１９との結線がモータ３の中性点３ｃを介した一本のラインでなされるので、当該ラインに設けられるリレー１６は一個で足りる。従って、上記実施形態に比べて、リレー１６の個数を２個低減することができる。すなわち、本実施形態によれば、第１実施形態に比べて部品点数をさらに減らし、コストをより低減させることができる。   In the present embodiment, since the connection between the inverter 2 and the AC power supply 19 is made by one line via the neutral point 3c of the motor 3, only one relay 16 provided on the line is sufficient. Therefore, the number of relays 16 can be reduced by two compared to the above embodiment. That is, according to the present embodiment, the number of components can be further reduced as compared with the first embodiment, and the cost can be further reduced.

このような構成においても、上述の実施形態と同様のパルス幅変調制御によってインバータ２を制御することにより、モータ３とインバータ２との間にリレー等のスイッチ素子を設けることを要さずに、充電モード時にモータ３に電流が流れることを回避することができる。   Even in such a configuration, by controlling the inverter 2 by the pulse width modulation control similar to the above-described embodiment, there is no need to provide a switch element such as a relay between the motor 3 and the inverter 2, It is possible to avoid a current from flowing through the motor 3 during the charging mode.

以上、第２実施形態の充電制御装置２１によれば、バッテリ１を充電する時は、インバータ２のモータ３側の全ての出力端子２ｕ、２ｖ、２ｗと外部電源端子２２の第１端子２２ａとがモータ３の中性点３ｃを介して接続される。これにより、インバータ２と交流電源１９とを結線するラインにおいてモータ３が有するインダクタンス成分を利用することができるので、第１実施形態に比べて、少なくともリアクトル１５を含む部品点数を削減し、製造コストを低減することができる。   As described above, according to the charging control device 21 of the second embodiment, when charging the battery 1, all the output terminals 2 u, 2 v, and 2 w on the motor 3 side of the inverter 2 and the first terminal 22 a of the external power supply terminal 22 are connected. Are connected via a neutral point 3c of the motor 3. Thereby, the inductance component of the motor 3 can be used in the line connecting the inverter 2 and the AC power supply 19, so that at least the number of components including the reactor 15 can be reduced as compared with the first embodiment, and the manufacturing cost can be reduced. Can be reduced.

［第１変形例］
以下では、上記実施形態の変形例としての第１変形例のモータ制御システム３００について説明する。以下、図６を参照して、上記実施形態との相違点を中心に説明する。 [First Modification]
Hereinafter, a motor control system 300 of a first modified example as a modified example of the above embodiment will be described. Hereinafter, with reference to FIG. 6, a description will be given focusing on differences from the above embodiment.

本変形例にかかるモータ制御システム３００は、上記実施形態に備わるＤＣＤＣコンバータ２０に替えて、パワーモジュール１３とリアクトル２４とで構成された双方向の非絶縁型ＤＣＤＣコンバータを備えている。このような構成とすることにより、特にバッテリ１とインバータ２との間の回路構成をよりシンプルに小型化することができ、コストを低減することができる。なお、リレー７は、例えばモータ駆動モードにおいて、バッテリ１の充電量が所定の基準値より低下した電欠状態となる等、バッテリ１が正常でないと判断された場合に、車両コントローラ１２からのリレー駆動信号によりバッテリ１とパワーモジュール１３との間を電気的に遮断することが可能なように構成される。   The motor control system 300 according to the present modification includes a bidirectional non-insulated DCDC converter including a power module 13 and a reactor 24, instead of the DCDC converter 20 provided in the above embodiment. With such a configuration, the circuit configuration between the battery 1 and the inverter 2 can be more simply reduced in size, and the cost can be reduced. The relay 7 operates from the vehicle controller 12 when it is determined that the battery 1 is not normal, for example, in a motor drive mode, such as when the battery 1 is in an electrical shortage state in which the charge amount of the battery 1 is lower than a predetermined reference value. It is configured such that the drive signal can electrically disconnect the battery 1 and the power module 13.

このような構成によっても、上述の実施形態と同様のパルス幅変調制御によってインバータ２を制御することにより、モータ３とインバータ２との間にリレー等のスイッチ素子を設けることを要さずに、充電モード時にモータ３に電流が流れることを回避することができる。なお、パワーモジュール１３を含んで構成された双方向の非絶縁型ＤＣＤＣコンバータは、モータ駆動モード時には昇圧コンバータとして機能することもできる。   Even with such a configuration, by controlling the inverter 2 by pulse width modulation control similar to that of the above-described embodiment, it is not necessary to provide a switching element such as a relay between the motor 3 and the inverter 2, It is possible to avoid a current from flowing through the motor 3 during the charging mode. Note that the bidirectional non-insulated DCDC converter including the power module 13 can also function as a boost converter in the motor drive mode.

［第２変形例］
以下では、上記実施形態の変形例としての第２変形例のモータ制御システム４００について説明する。本変形例のモータ制御システム４００は、外部電源としての三相の交流電源２９から供給される電力を用いてバッテリ１を充電可能に構成される点が上記実施形態と異なっている。以下、図７を参照して、上記実施形態との相違点を中心に説明する。 [Second Modification]
Hereinafter, a motor control system 400 of a second modified example as a modified example of the above embodiment will be described. The motor control system 400 of the present modified example is different from the above-described embodiment in that the battery 1 can be charged using electric power supplied from a three-phase AC power supply 29 as an external power supply. Hereinafter, with reference to FIG. 7, a description will be given focusing on differences from the above embodiment.

上記の通り、本変形例ではバッテリ１を充電するための電力を外部の三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電源２９から供給する。そのため、本変形例では、上記実施形態に係る構成に対してパワーモジュール２３が追加される。また、外部電源端子２２には、外部の３相の交流電源１９に対応して、第３端子２２ｃが追加される。   As described above, in this modified example, electric power for charging the battery 1 is supplied from the external three-phase (U-phase, V-phase, W-phase) AC power supply 29. Therefore, in this modification, a power module 23 is added to the configuration according to the above embodiment. Further, a third terminal 22 c is added to the external power supply terminal 22 in correspondence with the external three-phase AC power supply 19.

パワーモジュール２３は、上アームのパワー半導体素子Ｔｒ９と、下アームのパワー半導体素子Ｔｒ１０と、これらと逆並列に接続されたダイオードＤ９、１０とを備えて構成される。そして、本変形例では、パワーモジュール２３の中間点と第３端子２２ｃ、すなわち、パワーモジュール２３の中間点と交流電源２９の任意の１相とが結線される。   The power module 23 includes an upper arm power semiconductor element Tr9, a lower arm power semiconductor element Tr10, and diodes D9 and D9 connected in anti-parallel to these elements. In the present modification, the middle point of the power module 23 and the third terminal 22c, that is, the middle point of the power module 23 and any one phase of the AC power supply 29 are connected.

すなわち、本変形例では、インバータ２とモータ３とを結線する３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のそれぞれと交流電源２９の三相の内の任意の一相とが結線され、パワーモジュール２３の中間点と交流電源２９の三相の内の任意の一相とが結線され、平滑コンデンサ６の中間電位点６ｃと交流電源２９の三相の内の任意の一相とが結線される。   That is, in the present modification, each of the three phases (U phase, V phase, W phase) connecting the inverter 2 and the motor 3 is connected to any one of the three phases of the AC power supply 29, and the power The intermediate point of the module 23 is connected to any one of the three phases of the AC power supply 29, and the intermediate potential point 6c of the smoothing capacitor 6 is connected to any one of the three phases of the AC power supply 29. You.

そして、リレー１６は、インバータ２の各相のそれぞれと交流電源２９の三相の内の任意の一相とを結線する３相のラインにそれぞれ設けられ、インバータと交流電源２９との間を導通させる状態（オン状態）、および、これらを電気的に遮断する状態（オフ状態）が切り替わるように開閉する。   The relays 16 are provided on three-phase lines that connect each of the phases of the inverter 2 and any one of the three phases of the AC power supply 29, respectively, and conduct electricity between the inverter and the AC power supply 29. It is opened and closed so as to switch between a state in which it is turned on (on state) and a state in which these are electrically cut off (off state).

また、リレー１４は、パワーモジュール２３の中間点と交流電源２９の三相の内の任意の一相とを結線するライン、および、平滑コンデンサ６の中間電位点６ｃと交流電源２９の三相の内の任意の一相とを結線するラインにそれぞれ設けられ、インバータと交流電源２９との間を導通させる状態（オン状態）、および、これらを電気的に遮断する状態（オフ状態）が切り替わるように開閉する。   The relay 14 has a line connecting an intermediate point of the power module 23 and any one of the three phases of the AC power supply 29, and a relay between the intermediate potential point 6 c of the smoothing capacitor 6 and the three phases of the AC power supply 29. Each of the lines is connected to any one of the phases, and switches between a state in which the inverter and the AC power supply 29 are electrically connected (on state) and a state in which they are electrically cut off (off state). Open and close.

そして、リレー１４、１６は、上記実施形態と同様に、モータ駆動モード時には双方とも開（オフ）状態となるように制御され、充電モード時には双方とも閉（オン）状態となるように制御される。   The relays 14 and 16 are controlled so as to be both open (off) in the motor drive mode and both closed (on) in the charge mode, as in the above-described embodiment. .

そして、充電モード時において、インバータ２を構成するパワーモジュール１３と、新たに追加されたパワーモジュール２３とが、交流電源２９からの三相の交流電力をバッテリ１を充電するための直流電力に変換するために駆動される。これにより、充電制御装置２１は、外部電源端子２２に接続される外部の３相の交流電源２９を、バッテリ１を充電する際の電源として利用することができる。   In the charging mode, the power module 13 constituting the inverter 2 and the newly added power module 23 convert the three-phase AC power from the AC power supply 29 into DC power for charging the battery 1. Driven to Thereby, the charging control device 21 can use the external three-phase AC power supply 29 connected to the external power supply terminal 22 as a power supply for charging the battery 1.

なお、パワーモジュール２３は、充電モード時にのみ動作するので、モータ３を駆動するのに要する電流を考慮して選定する必要はない。したがって、モータ駆動に係る大電流に対応させる必要はないので、パワーモジュール１３に対して小型で低価格の半導体を適用することができる。同様に、パワーモジュール１３の中間点と交流電源２９とを結線するライン上に設けられる電流センサ５も、充電モード時に流れる電流のみを考慮すればよいので、小型で低価格の電流センサを適用することができる。   Since the power module 23 operates only in the charging mode, it is not necessary to select the power module 23 in consideration of the current required to drive the motor 3. Therefore, since it is not necessary to cope with a large current related to motor driving, a small and low-priced semiconductor can be applied to the power module 13. Similarly, for the current sensor 5 provided on the line connecting the intermediate point of the power module 13 and the AC power supply 29, only the current flowing in the charging mode needs to be considered, so a small-sized and low-cost current sensor is applied. be able to.

このような構成によっても、充電モード時に上述の実施形態と同様のパルス幅変調制御によってインバータ２を制御することにより、モータ３とインバータ２との間にリレー等のスイッチ素子を設けることを要さずに、充電モード時にモータ３に電流が流れることを回避することができる。   Even with such a configuration, it is necessary to provide a switching element such as a relay between the motor 3 and the inverter 2 by controlling the inverter 2 by the same pulse width modulation control as in the above-described embodiment in the charging mode. Instead, it is possible to prevent the current from flowing through the motor 3 during the charging mode.

なお、本変形例のノイズ除去回路についても、外部の三相の交流電源１９に対応するように構成される。具体的には、本実施形態のリアクトル１５は、図示のとおり、リレー１６の後段（交流電源２９側）および、リレー１４の後段において、それぞれのラインに設けられる。また、フィルタコンデンサ１８は、インバータ２の各相のそれぞれと交流電源２９の三相の内の任意の一相とを結線するラインと、パワーモジュール２３の中間点と交流電源２９の三相の内の任意の一相とを結線するラインとの間、および、パワーモジュール２３の中間点と交流電源２９の三相の内の任意の一相とを結線するラインと、平滑コンデンサ６の中間電位点６ｃと交流電源２９の三相の内の任意の一相とを結線するラインとの間において、それぞれリアクトル１５の後段に設けられる。   It should be noted that the noise elimination circuit of this modification is also configured to correspond to the external three-phase AC power supply 19. Specifically, the reactor 15 of the present embodiment is provided on each line at a stage subsequent to the relay 16 (on the side of the AC power supply 29) and at a stage subsequent to the relay 14, as illustrated. The filter capacitor 18 includes a line connecting each of the phases of the inverter 2 and an arbitrary one of the three phases of the AC power supply 29, and an intermediate point of the power module 23 and the three phases of the AC power supply 29. And a line connecting an intermediate point of the power module 23 and an arbitrary one of the three phases of the AC power supply 29, and an intermediate potential point of the smoothing capacitor 6. Between the line connecting 6c and any one of the three phases of the AC power supply 29, a line is provided after the reactor 15.

また、ＥＭＩフィルタ１７は、インバータ２、パワーモジュール２３の中間点、および平滑コンデンサ６の中間電位点６ｃと交流電源２９とを結線する３つのラインにおいて、フィルタコンデンサ１８の後段（最も外部電源端子２２に近い箇所）に挿入される。   In addition, the EMI filter 17 is connected to the intermediate point of the inverter 2 and the power module 23, and the three lines connecting the intermediate potential point 6c of the smoothing capacitor 6 and the AC power supply 29 to the latter stage of the filter capacitor 18 (most external power supply terminal 22). Near).

以上、本発明の実施形態、及びその変形例について説明したが、上記実施形態及び変形例は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。また、上記実施形態、及びその変形例は、適宜組み合わせ可能である。   As described above, the embodiments of the present invention and the modifications thereof have been described. However, the above embodiments and the modifications are only a part of the application examples of the present invention, and the technical scope of the present invention is not limited to the above embodiments. The purpose is not limited to a specific configuration. Further, the above-described embodiment and its modified examples can be appropriately combined.

例えば、変形例１のモータ制御システム３００は外部の単相の交流電源１９に対応した構成であるが、変形例３のように外部の三相の交流電源２９に対応した構成であってもよい。   For example, the motor control system 300 according to the first modification has a configuration corresponding to the external single-phase AC power supply 19, but may have a configuration corresponding to the external three-phase AC power supply 29 as in the third modification. .

また、モータ制御システム１００〜４００の構成は、上述した上記課題に対応する作用効果を奏する限り図１、および５〜７に表されたものに限定されない。例えば、リレー１４、１６の開閉を車両コントローラ１２が制御する必要は必ずしもなく、制御回路１１が制御するように構成してもよい。また、制御回路１１と車両コントローラ１２とは必ずしも別個に構成される必要はなく、統合された一つのコントローラで実現されても良い。   The configurations of the motor control systems 100 to 400 are not limited to those shown in FIGS. 1 and 5 to 7 as long as the functions and effects corresponding to the above-described problems are exhibited. For example, the opening and closing of the relays 14 and 16 need not necessarily be controlled by the vehicle controller 12, but may be configured to be controlled by the control circuit 11. Further, the control circuit 11 and the vehicle controller 12 do not necessarily need to be configured separately, and may be realized by one integrated controller.

また、充電モードを開始するトリガは、上述した車両コントローラ１２からの充電指令に限られない。例えば、交流電源１９、２９が外部電源端子２２に接続されたこと、すなわち、ＡＣ電源電圧が検出されたことをトリガとして充電モードを開始するように構成されてもよい。   Further, the trigger for starting the charging mode is not limited to the charging command from the vehicle controller 12 described above. For example, the configuration may be such that the charging mode is started using the AC power supplies 19 and 29 connected to the external power supply terminal 22, that is, the detection of the AC power supply voltage as a trigger.

１…バッテリ
２…インバータ
２ｕ、２ｖ、２ｗ…出力端子
３…モータ
６…平滑コンデンサ
６ａ、６ｂ…コンデンサ
６ｃ…中間電位点（中間電位となる部位）
１１…制御回路（コントローラ）
１２…車両コントローラ（コントローラ）
１４、１６…リレー（接続切替部）
Ｔｒ１〜Ｔｒ６…パワー半導体素子（スイッチング素子）
２２…外部電源端子
２２ａ…第１端子
２２ｂ…第２端子 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Battery 2 ... Inverter 2u, 2v, 2w ... Output terminal 3 ... Motor 6 ... Smoothing capacitor 6a, 6b ... Capacitor 6c ... Intermediate electric potential point (intermediate electric potential part)
11 Control circuit (controller)
12 Vehicle controller (controller)
14, 16 ... relay (connection switching unit)
Tr1 to Tr6: Power semiconductor element (switching element)
22: external power supply terminal 22a: first terminal 22b: second terminal

Claims (4)

バッテリと、モータと、前記バッテリの直流電力を交流電力に変換して前記モータに供給するインバータと、前記インバータの前記バッテリ側の高電圧端子と低電圧端子との間に配置される平滑コンデンサと、を備える車両において、外部電源端子をさらに備え、前記インバータが前記外部電源端子に供給される交流電力を直流電力に変換して前記バッテリに供給する充電制御方法であって、
前記平滑コンデンサは、直列に接続された少なくとも二つのコンデンサにより構成され、
前記バッテリを充電する時は、
前記インバータの前記モータ側の全ての出力端子と前記外部電源端子の第１端子とを接続するとともに前記平滑コンデンサの中間電位となる部位と前記外部電源端子の第２端子とを接続し、
前記インバータを構成する複数相のスイッチング素子を同期して動作させることにより前記外部電源からの交流電力を直流電力に変換する、
充電制御方法。 A battery, a motor, an inverter that converts DC power of the battery into AC power and supplies the AC power to the motor, and a smoothing capacitor disposed between a high-voltage terminal and a low-voltage terminal on the battery side of the inverter. Wherein the vehicle further comprises an external power supply terminal, wherein the inverter converts AC power supplied to the external power supply terminal to DC power and supplies the battery to the battery, and a charging control method,
The smoothing capacitor is constituted by at least two capacitors connected in series,
When charging the battery,
Connecting all the output terminals on the motor side of the inverter and the first terminal of the external power supply terminal, and connecting a portion of the smoothing capacitor at an intermediate potential to the second terminal of the external power supply terminal;
Converting AC power from the external power supply to DC power by operating the multi-phase switching elements constituting the inverter in synchronization,
Charge control method. 前記バッテリを充電する時は、前記インバータの前記モータ側の全ての出力端子と前記モータとを結ぶ各線が前記第１端子に接続される、
請求項１に記載の充電制御方法。 When charging the battery, each line connecting all the output terminals on the motor side of the inverter and the motor is connected to the first terminal,
The charge control method according to claim 1. 前記バッテリを充電する時は、前記インバータの前記モータ側の全ての出力端子と前記外部電源端子の第１端子とが前記モータの中性点を介して接続される、
請求項１に記載の充電制御方法。 When charging the battery, all output terminals on the motor side of the inverter and the first terminal of the external power supply terminal are connected via a neutral point of the motor.
The charge control method according to claim 1. バッテリと、モータと、前記バッテリの直流電力を交流電力に変換して前記モータに供給するインバータと、前記インバータの前記バッテリ側の高電圧端子と低電圧端子との間に配置される平滑コンデンサとを備える車両において、外部電源端子をさらに備え、前記インバータが前記外部電源端子に供給される交流電力を直流電力に変換して前記バッテリに供給する充電制御装置であって、
前記平滑コンデンサは、直列に接続された少なくとも二つのコンデンサにより構成され、
前記インバータの前記モータ側の全ての出力端子と前記外部電源端子の第１端子との間、および、前記平滑コンデンサの中間電位となる部位と前記外部電源端子の第２端子との間の接続と非接続を切替える接続切替部と、
前記接続切替部と前記インバータの動作とを制御するコントローラと、を備え、
前記コントローラは、
前記バッテリを充電する時は、
前記インバータの前記モータ側の全ての出力端子と前記外部電源端子の第１端子とを接続するとともに前記平滑コンデンサの中間電位となる部位と前記外部電源端子の第２端子とを接続し、
前記インバータを構成する複数相のスイッチング素子を同期して動作させることにより前記外部電源からの交流電力を直流電力に変換する、
充電制御装置。 A battery, a motor, an inverter that converts DC power of the battery into AC power and supplies the AC power to the motor, and a smoothing capacitor disposed between a high-voltage terminal and a low-voltage terminal on the battery side of the inverter. A vehicle comprising: a charge control device further comprising an external power supply terminal, wherein the inverter converts AC power supplied to the external power supply terminal into DC power and supplies the DC power to the battery,
The smoothing capacitor is constituted by at least two capacitors connected in series,
A connection between all output terminals on the motor side of the inverter and a first terminal of the external power supply terminal, and a connection between a portion at an intermediate potential of the smoothing capacitor and a second terminal of the external power supply terminal; A connection switching unit for switching non-connection,
A controller that controls the connection switching unit and the operation of the inverter,
The controller is
When charging the battery,
Connecting all the output terminals on the motor side of the inverter and the first terminal of the external power supply terminal, and connecting a portion of the smoothing capacitor at an intermediate potential to the second terminal of the external power supply terminal;
Converting AC power from the external power supply to DC power by operating the multi-phase switching elements constituting the inverter in synchronization,
Charge control device.
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