JP2020028427A - 駆動回路および磁気粒子イメージング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流磁場によって発生する誘導起電力の影響を低減可能とする駆動回路を得ること。【解決手段】駆動回路１は、交流電流源９と交流電流源９の第１の端子Ｔ１に接続されている第１のコイルである交流コイル２とを有し、第１のコイルへの交流電流の供給によって交流磁場を生成する交流駆動回路７と、直流電流源１０と直流電流源１０の第１の端子Ｔ３に接続されている第２のコイルである直流コイル３とを有し、第２のコイルへの直流電流の供給によって直流磁場を生成する直流駆動回路８と、を備える。駆動回路１は、第１のコイルに直列に接続され、かつ交流電流源９の第２の端子Ｔ２に接続されている一次側コイル１２と、第２のコイルに直列に接続され、かつ直流電流源１０の第２の端子Ｔ４に接続されている二次側コイル１３とを有するトランス１１を備える。【選択図】図２

Description

本発明は、コイルへの電流供給によって磁場を発生させる駆動回路および磁気粒子イメージング装置に関する。

磁気ナノ粒子イメージング、あるいは磁気粒子イメージング（Magnetic nano-Particle Imaging，Magnetic Particle Imaging：ＭＰＩ）は、微小な磁気粒子からの磁気信号を検出して磁気粒子の分布を画像化する技術である。ＭＰＩは、体内へ注入された磁気粒子の分布を画像化することで、非侵襲的な手法による疾病領域の位置の特定に使用される。例を挙げると、がん細胞に選択的に結合する結合子が付与された磁気粒子を体内へ注入することで、被検体である患者の身体におけるがん細胞の位置を特定することができる。

ＭＰＩ装置には、交流磁場を生成する交流コイルと、直流磁場を生成する直流コイルと、磁気粒子からの磁気信号を検出する検出器とを有するものがある。交流コイルおよび直流コイルは、被検体にて交流磁場に直流磁場を重畳させる。また、直流磁場には、磁場の強さがゼロとなるゼロ磁場ポイント（Field Free Point：ＦＦＰ）が形成される。検出器は、交流磁場の印加によって磁化されたＦＦＰ上の磁気粒子からの磁気信号を検出する。ＭＰＩ装置は、被検体におけるＦＦＰの位置を移動させながら磁気信号を検出することにより、磁気粒子の分布を求める。特許文献１には、交流磁場の印加によってＦＦＰ上の磁気粒子を磁化させて、磁気粒子からの磁気信号を検出するＭＰＩ装置が開示されている。

特開２００８−３０７２５４号公報

交流コイルと直流コイルとを有するＭＰＩ装置には、交流コイルへ交流電流を供給する交流電流源を有する交流駆動回路と、直流コイルへ直流電流を供給する直流駆動回路とが設けられる。交流磁場と直流磁場とが被検体の同一箇所で重畳するように交流磁場と直流磁場とを生じさせる場合には、交流磁場の磁束が少なからず直流コイルと鎖交することとなる。交流磁場の磁束と直流コイルとの鎖交によって、直流コイルの両端には、誘導起電力の発生による交流電圧が印加される。直流電流源にとっての負荷に該当する直流コイルに、直流電圧のほかに交流電圧が印加されることにより、負荷に印加される電圧値が変動する。電圧値が変動するため、直流電流源は、電流値を一定にさせる制御が困難となる。このため、交流コイルと直流コイルとを有するＭＰＩ装置では、交流磁場によって発生する誘導起電力の影響を低減可能であることが求められる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、交流磁場によって発生する誘導起電力の影響を低減可能とする駆動回路を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる駆動回路は、交流電流源と交流電流源の第１の端子に接続されている第１のコイルとを有し、第１のコイルへの交流電流の供給によって交流磁場を生成する交流駆動回路と、直流電流源と直流電流源の第１の端子に接続されている第２のコイルとを有し、第２のコイルへの直流電流の供給によって直流磁場を生成する直流駆動回路と、を備える。本発明にかかる駆動回路は、第１のコイルに直列に接続され、かつ交流電流源の第２の端子に接続されている一次側コイルと、第２のコイルに直列に接続され、かつ直流電流源の第２の端子に接続されている二次側コイルとを有するトランスを備える。

本発明によれば、交流磁場によって発生する誘導起電力の影響を低減することができるという効果を奏する。

本発明の実施の形態１にかかるＭＰＩ装置の要部概略図 図１に示すＭＰＩ装置が有する駆動回路の回路図 図２に示す駆動回路が有する交流電流源の構成を示すブロック図 図２に示す駆動回路が有する直流電流源の構成を示すブロック図 実施の形態１の変形例にかかる駆動回路を示す図 本発明の実施の形態２にかかる駆動回路の回路図 実施の形態２の変形例にかかる駆動回路の回路図 本発明の実施の形態３にかかるＭＰＩ装置の要部概略図 図８に示すＭＰＩ装置が有する駆動回路の回路図 図９に示す駆動回路が有する直流電流源の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態４にかかるトランスの概略構成図 本発明の実施の形態５にかかるトランスの概略構成図 実施の形態５の変形例１にかかるトランスの概略構成図 実施の形態５の変形例２にかかるトランスの概略構成図 実施の形態５の変形例３にかかるトランスの概略構成図 本発明の実施の形態６にかかるトランスの概略構成図 実施の形態６の変形例１にかかるトランスの概略構成図 実施の形態６の変形例２にかかるトランスの概略構成図 本発明の実施の形態７にかかるトランスの概略構成図

以下に、本発明の実施の形態にかかる駆動回路および磁気粒子イメージング装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかるＭＰＩ装置１００の要部概略図である。ＭＰＩ装置１００は、交流磁場を生成する第１のコイルである交流コイル２と、直流磁場を生成する第２のコイルである直流コイル３と、永久磁石４とを有する。永久磁石４は、直流コイル３の中心軸６上に配置されている。図１には、直流コイル３によって生成される直流磁場を表す磁力線と、永久磁石４によって生成される磁場を表す磁力線とを示している。直流コイル３と永久磁石４との間には静磁界が形成される。

中心軸６には、直流コイル３によって生成される直流磁場と永久磁石４によって生成される磁場との相殺によってＦＦＰが形成される。ＭＰＩ装置１００は、直流コイル３へ供給する電流量の変化によって直流磁場の磁束密度を変化させることで、被検体におけるＦＦＰの位置を移動させる。

交流コイル２の中心軸５は、中心軸６と平行である。中心軸５は、中心軸６と一致していても良い。交流コイル２は、直流磁場のうちＦＦＰの付近において交流磁場を重畳させる。ＭＰＩ装置１００は、磁気信号を検出する検出器を有する。図１では、検出器の図示を省略している。検出器は、コイルを備えるものであっても良い。検出器は、交流磁場の印加によって磁化されたＦＦＰ上の磁気粒子からの磁気信号を検出する。ＭＰＩ装置１００は、被検体におけるＦＦＰの位置を移動させながら磁気信号を検出することにより、磁気粒子の分布を求める。

図２は、図１に示すＭＰＩ装置１００が有する駆動回路１の回路図である。駆動回路１は、交流電流源９および交流コイル２を有する交流駆動回路７と、直流電流源１０および直流コイル３を有する直流駆動回路８とを備える。交流コイル２は、交流電流源９の第１の端子Ｔ１に接続されている。交流駆動回路７は、交流コイル２への交流電流の供給によって交流磁場を生成する。直流コイル３は、直流電流源１０の第１の端子Ｔ３に接続されている。直流駆動回路８は、直流コイル３への直流電流の供給によって直流磁場を生成する。

図３は、図２に示す駆動回路１が有する交流電流源９の構成を示すブロック図である。交流電流源９は、交流電流を生成する交流電流生成回路１４と、生成された交流電流の実効値を検出する電流検出器１５と、交流電流生成回路１４を制御する制御部１６とを有する。制御部１６は、電流検出器１５で検出される実効値があらかじめ設定された指令値に一致するように、交流電流生成回路１４から出力される電流を調節する。このように、交流電流源９は、交流電流の実効値を一定にするためのフィードバック制御を行う。電流検出器１５は、電流値のほか、周波数またはひずみ率を検出しても良い。

図４は、図２に示す駆動回路１が有する直流電流源１０の構成を示すブロック図である。直流電流源１０は、直流電流を生成する直流電流生成回路１７と、生成された直流電流の電流値を検出する電流検出器１８と、直流電流生成回路１７を制御する制御部１９とを有する。直流電流生成回路１７は、リニアレギュレータまたはスイッチングレギュレータといった変換器を有する。変換器は、商用電源から直流電流を生成する。制御部１９は、電流検出器１８で検出される電流値があらかじめ設定された指令値に一致するように、直流電流生成回路１７から出力される電流を調節する。このように、直流電流源１０は、直流電流の電流値を一定にするためのフィードバック制御を行う。図３および図４に示す構成によって、交流電流源９と直流電流源１０とは、電流の波形がそれぞれの指令にしたがった波形となるように、互いに独立して制御される。

ＭＰＩ装置１００は、交流磁場と直流磁場とが被検体の同一箇所で重畳するように交流磁場と直流磁場とを生じさせる。実施の形態１では、図１に示すように、交流磁場の磁束が直流コイル３に鎖交する。交流コイル２と直流コイル３とは、空間的には別の位置に配置されているが、交流磁場の磁束が直流コイル３に鎖交することで、磁気的に結合している。駆動回路１の構成は、交流コイル２が一次巻線かつ直流コイル３が二次巻線であり一定の結合係数を持つトランスとみなすことができる。なお、図１に示す例では、交流コイル２の巻き方向と直流コイル３の巻き方向とは、同じであるものとする。

駆動回路１は、一次側コイル１２と二次側コイル１３とを有するトランス１１を備える。一次側コイル１２と二次側コイル１３とは絶縁されている。一次側コイル１２は、交流コイル２に直列に接続されており、かつ交流電流源９の第２の端子Ｔ２に接続されている。二次側コイル１３は、直流コイル３に直列に接続されており、かつ直流電流源１０の第２の端子Ｔ４に接続されている。一次側コイル１２の巻き方向と二次側コイル１３の巻き方向とは、互いに逆とされる。なお、交流コイル２の巻き方向と直流コイル３の巻き方向とが互いに逆である場合、一次側コイル１２の極性と二次側コイル１３の極性とは同じとする。

直流コイル３へ直流電流が供給されることによって、直流コイル３の両端には、直流コイル３の抵抗成分に起因する電位差が発生する。また、交流磁場の磁束が直流コイル３と鎖交することによって、直流コイル３の両端には、誘導起電力が発生する。直流コイル３には、直流電圧の他に、誘導起電力による交流電圧が印加される。直流電流源１０から見ると、負荷である直流コイル３へ直流電流を供給しているにもかかわらず、当該負荷には直流電圧のほかに交流電圧が印加されることとなる。交流コイル２は被検体の体内の磁気粒子へ及ぼし得る強い磁力を生じさせることから、直流コイル３には、交流コイル２によって生成される交流磁場によって強い交流電圧が印加される。

上述するように、直流電流源１０は、直流電流の電流値を一定にするためのフィードバック制御を行う。仮に、直流コイル３の交流電圧に相当する交流電圧成分を直流電流源１０の出力電圧に含ませることとした場合、交流電圧による直流コイル３の電圧変動にしたがった出力電圧の調整が直流電流源１０において必要となる。この場合、直流電流源１０において必要とされる出力電圧の調整幅が、直流電圧を交流電圧へ変換する通常の変換器によって実現可能な電圧変動幅では不足することがあり得る。強い交流電圧成分を出力電圧に含ませるとともに通常の変換器よりも電圧変動幅の拡大を可能とするために、直流電流源１０には特殊な要素の追加を要する。特殊な要素の追加によって、直流電流源１０の構成は複雑かつ大型となり、直流電流源１０のコストは増加することになる。さらに、交流電圧の周波数が高くなるほど、強い交流電圧成分を出力電圧に含ませるとともに電圧変動幅の拡大を可能とする直流電流源１０を実現することが困難となる。

実施の形態１において、トランス１１は、誘導起電力による交流電圧を打ち消すための機能を果たす。以下の説明にて、誘導起電力による交流電圧を打ち消すための機能を、電圧補償機能と称することがある。トランス１１は、一次側コイル１２へ交流電圧が印加されることによって、二次側コイル１３にて交流電圧を発生する。二次側コイル１３は、直流コイル３にて発生する交流電圧と同じ電圧レベルの交流電圧を発生させる。交流コイル２の巻き方向と直流コイル３の巻き方向とが同じであり、かつ一次側コイル１２の極性と二次側コイル１３の極性とが互いに逆であることで、二次側コイル１３で発生する交流電圧の極性は、直流コイル３で発生する交流電圧の極性とは逆となる。誘導起電力による電圧値と同じ電圧レベルの交流電圧であってかつ誘導起電力による交流電圧の極性とは逆の極性の交流電圧を二次側コイル１３に発生させることによって、駆動回路１は、双方の交流電圧を相殺させる。

直流電流源１０の出力電圧に交流電圧成分を含める必要がなくなるため、直流電流源１０の構成は、直流コイル３の抵抗成分に起因する直流電圧を出力可能な構成であれば良い。これにより、直流電流源１０は、通常の変換器を用いることができ、構成を簡易かつ小型にでき、低コスト化を実現できる。

次に、トランス１１による電圧補償機能を実現するための駆動回路１の条件について説明する。上述するように、交流コイル２と直流コイル３とは、磁気的に結合している。交流コイル２のインダクタンスをＬ_ａｃ、直流コイル３のインダクタンスをＬ_ｄｃ、交流コイル２を一次巻線かつ直流コイル３を二次巻線とみなしたトランスの相互インダクタンスをＭ_ｃ、当該トランスの結合係数をｋ_ｃ、とすると、次の式（１）が成り立つ。

トランス１１について、一次側コイル１２のインダクタンスをＬ_ｐ、二次側コイル１３のインダクタンスをＬ_ｓ、トランス１１の相互インダクタンスをＭ_ｔ、トランス１１の結合係数をｋ_ｔ、とすると、次の式（２）が成り立つ。

交流コイル２と一次側コイル１２とに同じ交流電流が流れた場合、直流コイル３に発生する交流電圧の電圧レベルと二次側コイル１３に発生する交流電圧の電圧レベルとが等しくなる場合の条件は、次の式（３）または式（４）によって表される。
Ｍ_ｃ＝Ｍ_ｔ ・・・（３）
ｋ_ｃ ^２・Ｌ_ｄｃ・Ｌ_ａｃ＝ｋ_ｔ ^２・Ｌ_ｐ・Ｌ_ｓ ・・・（４）

Ｌ_ｐ＝Ｌ_ａｃおよびｋ_ｔ＝１と仮定すると、次の式（５）が成り立つ。
Ｌ_ｓ＝ｋ_ｃ ^２・Ｌ_ｄｃ ・・・（５）

駆動回路１は、フィードバック制御が可能な交流電流源９および直流電流源１０を備えるとともに、式（１）から式（５）に示す条件を満たすことによって、トランス１１による電圧補償機能を実現できる。

上述するように、直流コイル３には強い交流電圧が印加されることから、交流コイル２と直流コイル３との相対的な位置が変化することによって、言い換えると結合係数であるｋ_ｃが変化することによって、直流コイル３に発生する誘導起電力は大きく変化する。誘導起電力が変化する場合においてトランス１１による電圧補償機能を実現するために、駆動回路１は、二次側コイル１３に印加する交流電圧の微調整を行うこととしても良い。交流電圧の微調整は、駆動回路１のうちトランス１１内またはトランス１１の外部に設けられた機構によって行い得る。交流電圧の微調整については、後述する実施の形態６および７にて説明する。

図５は、実施の形態１の変形例にかかる駆動回路１Ａを示す図である。駆動回路１の変形例である駆動回路１Ａは、図２に示すトランス１１に代えて、一次側コイル１２と二次側コイル１３とが接続されたトランス１１Ａを有する。トランス１１Ａは、一次側コイル１２と二次側コイル１３とが共通化されたいわゆる単巻トランスであって、オートトランスとも称される。一次側コイル１２の巻き方向と二次側コイル１３の巻き方向とが同じであるため、交流コイル２の巻き方向と直流コイル３の巻き方向とは、互いに逆とされる。駆動回路１Ａは、上記の駆動回路１と同様に、交流磁場によって発生する誘導起電力の影響を低減することができる。

なお、交流コイル２の中心軸５と直流コイル３の中心軸６とは平行である場合に限られない。中心軸５と中心軸６とは垂直でなければ良く、９０度以外の角度をなしても良い。中心軸５と中心軸６とは、互いに交わるほか、ねじれの位置にあっても良い。仮に、中心軸５と中心軸６とが垂直である場合、交流磁場の磁束と直流コイル３との鎖交は生じないため、直流コイル３に誘導起電力は発生しない。ただし、中心軸５と中心軸６とが垂直である場合、ＦＦＰの位置はある１点に固定され、ＦＦＰを移動させることができない。実施の形態１にかかるＭＰＩ装置１００は、中心軸５と中心軸６とが互いに平行であるか９０度以外の角度をなすことで、ＦＦＰの位置を適宜設定可能とする。

ＭＰＩ装置１００は、ＦＦＰの位置を適宜設定できることにより、高い自由度での磁気信号の検出が可能となる。ＦＦＰを移動させながら磁気信号を検出することにより、磁気粒子の分布を高速に求めることができる。ＭＰＩ装置１００は、交流磁場の磁束と直流コイル３との鎖交による誘電起電力の影響をトランス１１によって低減させるとともに、高い自由度で高速に磁気粒子の分布を求めることができる。また、ＭＰＩ装置１００は、ＦＦＰの位置を適宜設定できることにより、検出アルゴリズムの作成あるいは検出精度改善のための設計の自由度を向上できる。

実施の形態１によると、駆動回路１は、トランス１１を備えることによって、誘導起電力によって直流コイル３に発生する交流電圧を打ち消すことが可能となる。これにより、駆動回路１およびＭＰＩ装置１００は、交流磁場によって発生する誘導起電力の影響を低減することができるという効果を奏する。

実施の形態２．
図６は、本発明の実施の形態２にかかる駆動回路２０の回路図である。駆動回路２０は、上記の実施の形態１にかかる駆動回路１に代えてＭＰＩ装置１００に設けられる。駆動回路２０は、図２に示す交流駆動回路７に代えて設けられた交流駆動回路２１を有する。交流駆動回路２１は、図２に示す交流電流源９に代えて設けられた交流電流源２２を有する。交流電流源２２は、交流電流の基本波に含まれる不要な高調波を低減させることにより、交流電流の波形を正弦波に近づけるための構成を備える。実施の形態２では、実施の形態１と同一の構成要素には同一の符号を付し、実施の形態１とは異なる構成について主に説明する。

交流電流源２２は、図３に示す交流電流生成回路１４に代えて設けられた単相インバータ２３を有する。図６に示す単相インバータ２３は、フルブリッジインバータである。単相インバータ２３は、直流電流源と、コンデンサと、フルブリッジ方式の回路を構成するスイッチング素子とを有する。単相インバータ２３は、フルブリッジインバータよりも簡易な構成を持つハーフブリッジであっても良く、フルブリッジインバータよりも複雑な構成を持つ３レベルインバータであっても良い。

単相インバータ２３の出力端子Ｔ５には、電流検出器１５が接続されている。また、交流電流源２２は、電流検出器１５で検出される電流値があらかじめ設定された指令値に一致するように、単相インバータ２３から出力される電流を調節する制御部を有する。図６では、制御部の図示を省略している。

交流電流源２２は、リアクトル２４とコンデンサ２５とを有する。リアクトル２４とコンデンサ２５とは、共振回路を構成する。リアクトル２４は、電流検出器１５を介して出力端子Ｔ５に接続されている。コンデンサ２５の一方の端子は、リアクトル２４と第１の端子Ｔ１との間に接続されている。コンデンサ２５の他方の端子は、単相インバータ２３の入力端子Ｔ６と第２の端子Ｔ２との間に接続されている。負荷である交流コイル２および一次側コイル１２がコンデンサ２５に並列に接続されていることで、コンデンサ２５は、並列共振回路を構成する。

交流駆動回路２１に交流電流源２２を設ける目的は、大きい電流量であってかつひずみが少ない正弦波電流である交流電流を、負荷である交流コイル２および一次側コイル１２へ流すことである。大きい電流量とは、被検体の体内の磁気粒子へ及ぼし得る強い磁力を交流コイル２が生じさせ得る程度の電流量とする。交流電流源２２は、コンデンサ２５の共振周波数またはコンデンサの値を適宜設定することにより、コンデンサ２５と交流コイル２および一次側コイル１２との間における電流量を共振によって増幅させる。これにより、交流電流源２２は、単相インバータ２３から出力される電流量がきわめて小さい場合でも、交流コイル２と一次側コイル１２とへ大きい電流量の交流電流を流すことができる。

また、共振回路は、入力される電流から特定の周波数成分を取り出し可能なフィルタ回路ともみなせる。交流電流源２２は、共振回路による共振を適宜制御することによって、交流電流の基本波に含まれる不要な高調波をカットして、ひずみが少ない正弦波電流である交流電流を得ることができる。リアクトル２４は、単相インバータ２３の出力である矩形波と共振時におけるコンデンサ２５の出力である正弦波との間を取り持つとともに、単相インバータ２３の電流を制御する。

次に、交流電流源２２によって大きい電流量かつひずみが少ない交流電流を得るための共振回路の条件について説明する。リアクトル２４のインダクタンスをＬ_ｂ、コンデンサ２５の容量とリアクトル２４の容量との合成容量をＬ_ｒｅｓ、とすると、次の式（６）が成り立つ。なお、Ｌ_ａｃは交流コイル２のインダクタンス、Ｌ_ｐは一次側コイル１２のインダクタンスである。

コンデンサ２５の容量をＣ_ｒｅｓとすると、共振回路の共振周波数であるｆ_０は、次の式（７）によって表される。

単相インバータ２３により出力される交流電流の周波数をｆ_０に一致させることによって、交流電流源２２による電流量は最大となる。また、単相インバータ２３により出力される交流電流の周波数をｆ_０に一致させることによって、単相インバータ２３にとっての負荷であるリアクトル２４およびコンデンサ２５の力率が最大、すなわち駆動効率が最大となることで、高調波による正弦波電流のひずみが最小となる。

図６に示す交流電流源２２には、単相インバータ２３、リアクトル２４およびコンデンサ２５のそれぞれに不図示の抵抗成分が存在することから、共振回路における共振時の電流量は無限大とはならない。ただし、かかる回路上の抵抗成分が十分に小さいことで、共振回路におけるＱ値が高くなりすぎる場合には、コンデンサ２５と並列に抵抗を設置することによりＱ値を低下させても良い。これにより、交流電流源２２は、共振回路の制御性を改善し得る。

交流電流源２２は、式（６）および（７）にしたがって単相インバータ２３の周波数を調整することによって、共振回路における他の条件を固定として、共振回路の調整を容易に行うことができる。なお、ＭＰＩ装置１００による検出の観点では、単相インバータ２３の周波数を固定とすることが望まれる場合もあり得る。この場合、交流電流源２２は、単相インバータ２３の周波数を固定として、共振回路における他の条件を調整することによって共振回路の調整を行っても良い。例を挙げると、コンデンサ２５には、容量を調整するための機構を設けても良い。または、容量を調整可能なコンデンサをコンデンサ２５と並列に接続しても良い。交流コイル２の容量あるいはリアクトル２４の容量を可変としても良い。または、容量を可変とするリアクトルをリアクトル２４に直列に接続しても良い。これにより、交流電流源２２は、単相インバータ２３の周波数を固定として、共振回路の調整を行うことができる。

図７は、実施の形態２の変形例にかかる駆動回路２０Ａの回路図である。駆動回路２０の変形例である駆動回路２０Ａは、図６に示す交流電流源２２に代えて、交流電流源２２Ａが設けられている。交流電流源２２Ａは、単相インバータ２３と、単相インバータ２３に接続され、かつ交流コイル２および一次側コイル１２に直列に接続されたコンデンサ２５Ａとを備える。交流電流源２２Ａにおいて、負荷である交流コイル２および一次側コイル１２がコンデンサ２５Ａに直列に接続されていることで、コンデンサ２５Ａは、直列共振回路を構成する。なお、交流電流源２２Ａには、リアクトル２４は設けられていない。

並列共振回路を含む上記の交流電流源２２は、大きい電流量の交流電流を流すのに有利である。一方、直列共振回路を含む交流電流源２２Ａは、負荷へ高電圧を印加するのに有利である。交流電流源２２と交流電流源２２Ａとは、交流コイル２の仕様、または単相インバータ２３の構成および仕様などを鑑みて適宜選択することができる。駆動回路２０Ａは、高調波による正弦波電流のひずみを低減できることで、電源効率の観点から有利である。

駆動回路２０は、単相インバータ２３によるスイッチングノイズを除去するための構成を備えても良い。例を挙げると、駆動回路２０は、ロックインアンプの使用によるノイズ成分の除去、ノイズ成分が発生するタイミングでのフィルタリング、ノイズの空間的な伝導の遮蔽などの手法によって、スイッチングノイズを除去しても良い。スイッチングノイズを除去することで、ＭＰＩ装置１００は、スイッチングノイズの存在による磁気信号の検出への影響を低減できる。

実施の形態２によると、駆動回路２０は、単相インバータ２３と、共振回路を構成するコンデンサ２５とを備えることによって、大きい電流量かつひずみが少ない交流電流を得ることができる。

実施の形態３．
図８は、本発明の実施の形態３にかかるＭＰＩ装置１０１の要部概略図である。ＭＰＩ装置１０１は、図１に示す永久磁石４に代えて第３のコイルである直流コイル３１が設けられている。実施の形態３では、実施の形態１および２と同一の構成要素には同一の符号を付し、実施の形態１および２とは異なる構成について主に説明する。

直流コイル３１の中心軸は、直流コイル３の中心軸６と一致している。図８には、直流コイル３によって生成される直流磁場を表す磁力線と、直流コイル３１によって生成される磁場を表す磁力線とを示している。直流コイル３と直流コイル３１との間には静磁界が形成される。ＭＰＩ装置１０１は、直流コイル３１へ流れる直流電流を調整することにより、静磁界の強度を空間的に自由に変化させることができる。図８に示す直流コイル３１は、空間的に交流コイル２とは離れた位置に配置されている。実施の形態３では、交流磁場の磁束は、直流コイル３に鎖交するのみならず、直流コイル３１にも鎖交する。

図９は、図８に示すＭＰＩ装置１０１が有する駆動回路３０の回路図である。駆動回路３０は、交流電流源９と交流コイル２とを有する交流駆動回路７を備える。また、駆動回路３０は、第１の直流電流源である直流電流源１０と直流コイル３とを有する第１の直流駆動回路である直流駆動回路８を備える。直流駆動回路８は、直流コイル３への直流電流の供給によって第１の直流磁場を生成する。また、駆動回路３０は、第２の直流電流源である直流電流源３３と直流コイル３１とを有する第２の直流駆動回路である直流駆動回路３２を備える。直流コイル３１は、直流電流源３３の第１の端子Ｔ７に接続されている。直流駆動回路３２は、直流コイル３１への直流電流の供給によって第２の直流磁場を生成する。

図１０は、図９に示す駆動回路３０が有する直流電流源３３の構成を示すブロック図である。直流電流源３３は、直流電流を生成する直流電流生成回路３７と、生成された直流電流の電流値を検出する電流検出器３８と、直流電流生成回路３７を制御する制御部３９とを有する。直流電流生成回路３７は、リニアレギュレータまたはスイッチングレギュレータといった変換器を有する。変換器は、商用電源から直流電流を生成する。制御部３９は、電流検出器３８で検出される電流値があらかじめ設定された指令値に一致するように、直流電流生成回路３７から出力される電流を調節する。このように、直流電流源３３は、直流電流の電流値を一定にするためのフィードバック制御を行う。直流電流源３３は、交流電流源９および直流電流源１０とは独立して制御される。

駆動回路３０は、第１のトランスであるトランス１１と、第２のトランスであるトランス３４とを有する。トランス３４は、一次側コイル３５と二次側コイル３６とを有する。一次側コイル３５と二次側コイル３６とは絶縁されている。一次側コイル３５は、トランス１１の一次側コイル１２と、第２の端子Ｔ２との間に接続されている。二次側コイル３６は、直流コイル３１と、直流電流源３３の第２の端子Ｔ８の間に接続されている。

直流コイル３１へ直流電流が供給されることによって、直流コイル３１の両端には、直流コイル３１の抵抗成分に起因する電位差が発生する。また、交流磁場の磁束が直流コイル３１と鎖交することによって、直流コイル３１の両端には、誘導起電力が発生する。実施の形態３では、誘導起電力による交流電圧は、直流コイル３と直流コイル３１とのそれぞれに発生する。

実施の形態３にかかる駆動回路３０では、誘導起電力によって直流コイル３に発生する交流電圧をトランス１１によって打ち消し、かつ誘導起電力によって直流コイル３１に発生する交流電圧をトランス３４によって打ち消す。トランス３４は、一次側コイル３５へ交流電圧が印加されることによって、二次側コイル３６にて交流電圧を発生する。二次側コイル３６は、直流コイル３１にて発生する交流電圧と同じ電圧レベルの交流電圧を発生させる。交流コイル２の巻き方向と直流コイル３の巻き方向とが同じであり、かつ一次側コイル３５の極性と二次側コイル３６の極性とが互いに逆であることで、二次側コイル３６で発生する交流電圧の極性は、直流コイル３１で発生する交流電圧の極性とは逆となる。誘導起電力による電圧レベルと同じ電圧レベルの交流電圧であってかつ誘導起電力による交流電圧の極性とは逆の極性の交流電圧を二次側コイル３６に発生させることによって、駆動回路１は、双方の交流電圧を相殺させる。これにより、トランス３４による電圧補償機能を実現できる。

直流電流源３３の出力電圧に交流電圧成分を含める必要がなくなるため、直流電流源３３の構成は、直流コイル３１の抵抗成分に起因する直流電圧を出力可能な構成であれば良い。これにより、直流電流源３３は、通常の変換器を用いることができ、構成を簡易かつ小型にでき、低コスト化を実現できる。

ＭＰＩ装置１０１には、図９に示す交流コイル２および直流コイル３，３１以外の交流コイルおよび直流コイルが設けられる場合に、交流コイル２による交流磁場と直流コイル３，３１との鎖交以外の鎖交が生じることがあり得る。ＭＰＩ装置１０１は、交流コイル２による交流磁場と直流コイル３，３１との鎖交以外に生じた鎖交についても、実施の形態３と同様の電圧補償機能を直流コイルごとに実現するための構成が設けられても良い。この場合も、ＭＰＩ装置１０１は、実施の形態３の構成に交流コイルおよび直流コイルが追加されることによってさらに複雑な磁場が形成される場合も、直流コイルごとの電圧補償機能によって、誘導起電力による影響を低減できる。

直流コイル３１は、交流コイル２とは空間的に離れた位置に配置される以外に、交流コイル２に重ね合わせられて配置されても良い。この場合、交流コイル２と直流コイル３１とは、互いに単一のコイルに合成されたものとみなすことができる。かかる合成されたコイルである合成コイルは、直流磁場に交流磁場が合成された磁場を形成する。よって、合成コイルは、直流コイルの機能と交流コイルの機能とを果たすことができる。また、合成コイルは、交流電流源９の制御と直流電流源３３の制御とによって、交流磁場の強さと直流磁場の強さとを個別に調整することができる。ＭＰＩ装置１０１は、交流コイル２と直流コイル３１に代えて合成コイルが設けられることにより、装置の構成の簡略化と小型化とが可能となる。実施の形態３の電圧補償機能は、合成コイルが設けられる場合のように、直流電流に交流電流が重畳されるコイルを駆動する駆動回路３０に適用可能である。

実施の形態３によると、駆動回路３０は、直流コイル３，３１ごとにトランス１１，３４が設けられたことによって、誘導起電力によって生じる交流電圧を直流コイル３，３１ごとにおいて打ち消すことが可能となる。これにより、駆動回路３０およびＭＰＩ装置１０１は、交流磁場によって発生する誘導起電力の影響を低減することができるという効果を奏する。

上記の実施の形態１から３において、トランス１１は、一次側コイル１２には交流電流が流されるとともに二次側コイル１３には直流電流が流されるように使用される。かかるトランス１１の構成例について、以下に示す実施の形態４および５において説明する。実施の形態４および５にかかるトランス１１は、実施の形態１から３にかかる駆動回路１，２０，３０のいずれに設けられても良い。なお、実施の形態３にかかるトランス３４は、実施の形態４および５にかかるトランス１１と同様の構成とすることができる。

実施の形態４．
図１１は、本発明の実施の形態４にかかるトランス１１Ｂの概略構成図である。トランス１１の構成例の１つであるトランス１１Ｂは、直線である中心軸の周囲に巻き付けられた巻線を有するソレノイド型のトランスであって、コアを持たない空芯トランスである。実施の形態４では、実施の形態１から３と同一の構成要素には同一の符号を付し、実施の形態１から３とは異なる構成について主に説明する。なお、図１１に示す破線は、トランス１１Ｂにコアが設けられていないことを表している。ソレノイド型のトランスは、後述するトロイダル型のトランスと比べて、巻線を形成することが容易であるという利点がある。

ここで、コアおよび空芯の定義について説明する。各実施の形態において、コアとは、磁性材料のコア、つまり透磁率が１よりも十分に大きい、鉄系材料あるいはフェライトなどの磁性体で構成されているものを意味している。空芯とは、こういった磁性材料で作られたコアが存在しないことを意味している。したがって、空芯には、巻線の中心軸側が中空あるいは空気のみである場合のほか、巻線の中心軸側に磁性材料以外の材料が存在する場合も含まれる。例えば、紙あるいはプラスチックなどの非磁性体で作られた円筒に巻線が巻かれたトランスは、空芯トランスに該当する。また、コアである磁性体の飽和磁束密度を高くするために、コアにギャップを入れることが良く行われる。この場合、磁性体の部分と非磁性体の部分とで磁気回路が構成されることになる。通常のコアでは、ギャップがきわめて小さく、コアのうちギャップすなわち非磁性体が占める割合は十分に小さい。コアにおける非磁性体の割合が十分に大きくなった場合、例えば非磁性体の長さが磁路長全体の半分を超えた場合は、空芯であるとみなしても良い。

一次側コイル１２の中心軸と二次側コイル１３の中心軸とは、一致している。中心軸４４は、一次側コイル１２と二次側コイル１３との中心軸とする。二次側コイル１３には直流電流が流れることから、二次側コイル１３の中心軸４４側には、二次側コイル１３に強い直流バイアスが印加された状態で交流磁場が形成される。仮に、通常用いられるコアである鉄芯がトランス１１Ｂに設けられた場合に、強い直流バイアスの印加によってコアに磁束飽和が生じることがある。トランス１１Ｂは、コアでの磁束飽和によって、二次側コイル１３での交流電圧の発生による電圧補償機能を果たすことが困難となる。また、コアの大型化によって磁束飽和を抑制させ得るが、この場合、トランス１１Ｂの構成が大型化することとなる。

実施の形態４では、トランス１１Ｂを空芯としたことで、トランス１１Ｂは、磁束飽和の問題を回避することができる。空芯のトランス１１Ｂは、一次側コイル１２または二次側コイル１３に大きい直流電流が流れる場合に有効である。トランス１１Ｂは、磁束飽和によって電圧補償機能を果たし得なくなる事態を回避できる。実施の形態４によると、トランス１１Ｂは、小型な構成によって電圧補償機能を実現できるという効果を奏する。なお、トランス１１Ｂは、図５に示すトランス１１Ａと同様に、一次側コイル１２と二次側コイル１３とが共通化された単巻トランスであっても良い。

実施の形態５．
図１２は、本発明の実施の形態５にかかるトランス１１Ｃの概略構成図である。トランス１１の構成例の１つであるトランス１１Ｃは、ソレノイド型のトランスであって、一次側コイル１２および二次側コイル１３が巻き付けられたコア４１を有する。実施の形態５では、実施の形態１から４と同一の構成要素には同一の符号を付し、実施の形態１から４とは異なる構成について主に説明する。

鉄芯であるコア４１の中心軸は、一次側コイル１２および二次側コイル１３の中心軸４４に一致している。トランス１１Ｃは、コア４１と、コア４１へ直流磁場を印加する永久磁石４２とを有する。永久磁石４２は、コア４１のうち、中心軸４４の方向における一方の端に対向して配置されている。ここで、永久磁石４２は、二次側コイル１３に直流電流が流れることによって発生する直流磁場を相殺可能な強さの直流磁場を発生させるものとする。トランス１１Ｃは、二次側コイル１３が発生させる直流磁場を、永久磁石４２が発生させる直流磁場によって打ち消すことにより、コア４１における磁束飽和の発生を回避することができる。磁束飽和の抑制のためにコア４１を大型化させる必要がないことから、トランス１１Ｃは、小型な構成とすることができる。

実施の形態５では、トランス１１Ｃは、コア４１とともに永久磁石４２が設けられることで、磁束飽和によって電圧補償機能を果たし得なくなる事態を回避できる。実施の形態５によると、トランス１１Ｃは、小型な構成によって電圧補償機能を実現できるという効果を奏する。

なお、トランス１１Ｃは、コア４１の端に対向して配置された１個の永久磁石４２を有するものに限られない。トランス１１Ｃは、２個の永久磁石４２を有しても良い。２つの永久磁石４２のうちの１つは、コア４１の一方の端に対向して配置される。２つの永久磁石４２のうちの他の１つは、コア４１の他方の端に対向して配置される。さらに、永久磁石４２の配置の態様は、適宜変更可能である。次に示す変形例では、永久磁石４２の配置の例について説明する。

図１３は、実施の形態５の変形例１にかかるトランス１１Ｄの概略構成図である。トランス１１の構成例の１つであるトランス１１Ｄは、コア４１と永久磁石４２とを含む閉磁路である磁気回路４３を有する。永久磁石４２は、磁気回路４３の一部を構成する。トランス１１Ｄは、永久磁石４２によって発生させた磁束を、磁気回路４３を通じてコア４１へ進行させる。変形例１にかかるトランス１１Ｄも、二次側コイル１３が発生させる直流磁場を、永久磁石４２が発生させる直流磁場によって打ち消すことができる。トランス１１Ｄは、永久磁石４２を磁気回路４３の一部としたことで、トランス１１Ｄの外部への漏れ磁束を低減できるという利点がある。

図１４は、実施の形態５の変形例２にかかるトランス１１Ｅの概略構成図である。トランス１１の構成例の１つであるトランス１１Ｅは、コアである永久磁石４２を有する。変形例２にかかるトランス１１Ｅも、二次側コイル１３が発生させる直流磁場を、永久磁石４２が発生させる直流磁場によって打ち消すことができる。

実施の形態５にかかるトランス１１Ｃ，１１Ｄ，１１Ｅでは、二次側コイル１３の直流磁場を相殺可能に永久磁石４２の強さが設定される。トランス１１Ｃ，１１Ｄ，１１Ｅは、二次側コイル１３と永久磁石４２との相対位置を調整するための機構を設け、かかる機構による調整によって二次側コイル１３の中心軸４４側における直流磁場を相殺可能としても良い。この場合も、トランス１１Ｃ，１１Ｄ，１１Ｅは、磁束飽和によって電圧補償機能を果たし得なくなる事態を回避できる。また、トランス１１Ｃ，１１Ｄ，１１Ｅは、二次側コイル１３を流れる直流電流の電流量が変化した場合などにおいて、かかる機構による微調整を行うことで、直流磁場を相殺させるための再調整を行うことができる。なお、トランス１１Ｃ，１１Ｄ，１１Ｅは、図５に示すトランス１１Ａと同様に、一次側コイル１２と二次側コイル１３とが共通化された単巻トランスであっても良い。

トランス１１は、ソレノイド型のトランスに限られず、トロイダル型のトランスであっても良い。図１５は、実施の形態５の変形例３にかかるトランス１１Ｆの概略構成図である。トランス１１の構成例の１つであるトランス１１Ｆは、トロイダル型のトランスである。トロイダル型のトランスにおいて、巻線は、環状のコアに巻き付けられている。トランス１１Ｆにおいて、一次側コイル１２と二次側コイル１３とは、円環に沿って巻かれている。図１５では、一次側コイル１２と二次側コイル１３との見分けのために、一次側コイル１２を一点鎖線で示し、二次側コイル１３を実線で示している。図１５に示す例では、一次側コイル１２と二次側コイル１３とは交互に巻かれている。トロイダル型のトランスでは、円環状の巻線によって形成されるトーラス形状の内部がコアとなる。トランス１１Ｆは、空芯であっても良い。

トロイダル型のトランスは、ソレノイド型のトランスと比べて、トランス１１の外部への漏れ磁束を低減できるという利点がある。トランス１１Ｆは、トランス１１Ｆの外部への漏れ磁束を低減し、トーラス形状の内部に磁束を閉じ込め可能とする。これにより、トランス１１Ｆは、二次側コイル１３において効率良く交流電圧を発生することができる。

次に、二次側コイル１３に印加する交流電圧の微調整を可能としたトランス１１の構成例について、以下の実施の形態６および７において説明する。なお、実施の形態３にかかるトランス３４は、実施の形態６および７にかかるトランス１１と同様の構成とすることができる。

実施の形態６．
図１６は、本発明の実施の形態６にかかるトランス１１Ｇの概略構成図である。トランス１１の構成例の１つであるトランス１１Ｇは、二次側コイル１３の接点５１を移動させることによって、二次側コイル１３に印加する交流電圧の電圧値の調整を行う。実施の形態６では、実施の形態１から５と同一の構成要素には同一の符号を付し、実施の形態１から５とは異なる構成について主に説明する。

トランス１１Ｇは、実施の形態１にかかる駆動回路１に設けられる。トランス１１Ｆは、駆動回路１に限られず、実施の形態１から３にかかる他の駆動回路２０，３０に設けられても良い。また、図１６には、コア４１を有するソレノイド型のトランス１１Ｇを示しているが、トランス１１Ｇは、実施の形態４および５にて説明するトランス１１と同様に構成可能である。図１６では、永久磁石４２など、説明に不要な構成要素の図示を省略している。

接点５１は、駆動回路１のうちトランス１１Ｇ内またはトランス１１Ｇの外部に設けられた機構によって移動させ得る。接点５１は、中心軸４４の方向において移動可能とされている。トランス１１Ｇは、中心軸４４の方向における接点５１の位置の調整によって、二次側コイル１３の巻き数を変化させる。二次側コイル１３の巻き数の変化により一次側コイル１２および二次側コイル１３の巻き数比が変化することで、上記の式（４）におけるＬ_ｓである二次側コイル１３のインダクタンスが変化する。トランス１１Ｇは、二次側コイル１３のインダクタンスの変化による一次側コイル１２と二次側コイル１３との間の昇圧比の調整によって、二次側コイル１３の交流電圧を調整する。なお、図１６では、接点５１の移動のための機構の図示を省略している。

駆動回路１は、図４に示す直流電流源１０において直流電流の電流値を一定にするためのフィードバック制御を行うとともに、接点５１の位置の調整によって、二次側コイル１３にて発生させる交流電圧の電圧レベルを調整し得る。駆動回路１は、直流コイル３にて発生する交流電圧と同じ電圧レベルの交流電圧を二次側コイル１３において発生させる調整によって、電圧補償機能を果たすことができる。また、駆動回路１は、接点５１を移動させることによって、交流電圧の電圧レベルの微調整を容易に行うことができる。

直流電流源１０にとっての負荷である直流コイル３および一次側コイル１２の条件変化によって、負荷に印加される電圧レベルは変動し得る。負荷の条件変化とは、交流コイル２と直流コイル３との相対位置の変化、あるいは、交流コイル２、直流コイル３またはトランス１１Ｆのインダクタンスの変化といった、駆動回路１の電気的特性を変化させ得る変化とする。しかしながら、状況によっては、負荷の電圧変動幅が、直流電流源１０によるフィードバック制御によって対処可能な変動幅を超えることがあり得る。かかる状況の例としては、直流電流源１０によって負荷に印加される直流電圧に対して、直流コイル３に発生する誘導起電力が極端に大きい場合が挙げられる。

実施の形態６によると、駆動回路１は、直流電流源１０での制御によって対処可能な変動幅を超える電圧レベルの変動が負荷に生じた場合であっても、接点５１の位置調整によって、交流電圧の電圧レベルを調整し得る。なお、トランス１１Ｇは、二次側コイル１３の巻き数の変化に代えて、中心軸４４の方向における二次側コイル１３の幅を変化させることによって、二次側コイル１３のインダクタンスを変化させても良い。

図１７は、実施の形態６の変形例１にかかるトランス１１Ｈの概略構成図である。トランス１１の構成例の１つであるトランス１１Ｈは、図５に示すトランス１１Ａと同様に、一次側コイル１２と二次側コイル１３とが共通化された単巻トランスである。トランス１１Ｇは、一次側コイル１２および二次側コイル１３として機能する巻線５２を有する。巻線５２の一端の電位は、一次側コイル１２と二次側コイル１３との共通電位とする。巻線５２の当該一端は、一次側コイル１２の入力端子および二次側コイル１３の入力端子として共用される。巻線５２の他端は、一次側コイル１２の出力端子とされる。接点５１は、巻線５２の一端と他端との間において移動可能に設けられている。接点５１は、二次側コイル１３のうち低圧側の端子である出力端子とされる。トランス１１Ｈは、スライダック（登録商標）と同様の構成を備える。このように、単巻トランスでは、巻線５２の一端と他端との間にて接点５１を移動させることによって、二次側コイル１３の巻き数を変化させることができる。

図１８は、実施の形態６の変形例２にかかるトランス１１Ｉの概略構成図である。トランス１１の構成例の１つであるトランス１１Ｉは、一次側コイル１２と二次側コイル１３との相対位置を変化させることによって、上記の式（４）におけるｋ_ｔである結合係数を調整する。トランス１１Ｉは、トランス１１Ｉの結合係数を調整することによって、二次側コイル１３の交流電圧を調整する。

図１８に示すトランス１１Ｉは、中心軸４４の方向における二次側コイル１３の位置を変化させる。二次側コイル１３を一次側コイル１２に近づけることによって、結合係数は増大する。また、二次側コイル１３が一次側コイル１２とは離れた状態から、一次側コイル１２の一部に二次側コイル１３の一部を重ねることによっても、結合係数は増大する。さらに、一次側コイル１２から離れる方向へ二次側コイル１３を移動させることによって、結合係数は減少する。トランス１１Ｉは、二次側コイル１３の移動に限らず、一次側コイル１２の移動によって結合係数を調整しても良い。

トランス１１Ｉは、中心軸４４の方向における一次側コイル１２と二次側コイル１３との相対位置の変化に限られず、一次側コイル１２の中心軸と二次側コイル１３の中心軸との間隔を変化させることによって結合係数を調整しても良い。トランス１１Ｉが空芯トランスである場合、結合係数を大きく変化させるように、一次側コイル１２と二次側コイル１３との相対位置を容易に変化させることができる。

実施の形態６にかかるトランス１１Ｇ，１１Ｈ，１１Ｉは、二次側コイル１３について、巻き数とインダクタンスと結合係数との少なくとも１つを変化させることによって、二次側コイル１３の交流電圧を調整することができる。なお、トランス１１Ｇ，１１Ｈ，１１Ｉは、巻き数の変化、インダクタンスの変化、および結合係数の変化を適宜組み合わせることによって、二次側コイル１３の交流電圧を調整しても良い。

実施の形態７．
図１９は、本発明の実施の形態７にかかるトランス１１Ｊの概略構成図である。トランス１１Ｊは、トランス１１の構成例の１つである。トランス１１Ｊの二次側コイル１３は、主巻線５３と、交流電圧の調整のための補助巻線５４とを有する。実施の形態７では、実施の形態１から６と同一の構成要素には同一の符号を付し、実施の形態１から６とは異なる構成について主に説明する。

主巻線５３は、交流電圧の調整において、インダクタンスまたは結合係数の調整のための変化が施される対象外とされる部分である。主巻線５３は、巻かれた状態でトランス１１Ｊの構造に固定されている。補助巻線５４は、主巻線５３に直列に接続されている。補助巻線５４は、交流電圧の調整において、インダクタンスまたは結合係数の調整のための変化が施される対象とされる部分である。補助巻線５４は、インダクタンスまたは結合係数の調整のための移動が可能とされている。

インダクタンスまたは結合係数の調整のために、二次側コイル１３に必要とされる構成上の変化はわずかにとどまる。実施の形態７によると、トランス１１Ｊは、インダクタンスまたは結合係数の調整のための補助巻線５４を主巻線５３とは別に設けることとしても、二次側コイル１３の交流電圧を調整することができる。

上記の交流コイル２と直流コイル３とは、空間的に互いに異なる位置に配置され、かつ互いに磁気的に結合している。かかる交流コイル２と直流コイル３とを有するＭＰＩ装置１００，１０１は、実施の形態１から７にかかる駆動回路１，２０，３０およびトランス１１が設けられることによって、交流磁場によって発生する誘導起電力の影響を、低コストで簡易かつ小型な構成によって低減可能とする。駆動回路１，２０，３０およびトランス１１は、交流磁場を発生させるコイルと直流磁場を発生させるコイルとが磁気的に結合されている駆動回路、あるいは直流電流と交流電流とを重畳させた場合と同様の電流波形の電流を１つのコイルに流す駆動回路に広く適用することができる。駆動回路１，２０，３０およびトランス１１は、ＭＰＩ装置１００，１０１以外の装置に適用されても良い。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１，１Ａ，２０，２０Ａ，３０ 駆動回路、２ 交流コイル、３，３１ 直流コイル、４，４２ 永久磁石、５，６，４４ 中心軸、７，２１ 交流駆動回路、８，３２ 直流駆動回路、９，２２，２２Ａ 交流電流源、１０，３３ 直流電流源、１１，１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ，１１Ｄ，１１Ｅ，１１Ｆ，１１Ｇ，１１Ｈ，１１Ｉ，１１Ｊ，３４ トランス、１２，３５ 一次側コイル、１３，３６ 二次側コイル、１４ 交流電流生成回路、１５，１８，３８ 電流検出器、１６，１９，３９ 制御部、１７，３７ 直流電流生成回路、２３ 単相インバータ、２４ リアクトル、２５，２５Ａ コンデンサ、４１ コア、４３ 磁気回路、５１ 接点、５２ 巻線、５３ 主巻線、５４ 補助巻線、１００，１０１ ＭＰＩ装置、Ｔ１，Ｔ３，Ｔ７ 第１の端子、Ｔ２，Ｔ４，Ｔ８ 第２の端子、Ｔ５ 出力端子、Ｔ６ 入力端子。

Claims (16)

1. 交流電流源と前記交流電流源の第１の端子に接続されている第１のコイルとを有し、前記第１のコイルへの交流電流の供給によって交流磁場を生成する交流駆動回路と、
   直流電流源と前記直流電流源の第１の端子に接続されている第２のコイルとを有し、前記第２のコイルへの直流電流の供給によって直流磁場を生成する直流駆動回路と、
   前記第１のコイルに直列に接続され、かつ前記交流電流源の第２の端子に接続されている一次側コイルと、前記第２のコイルに直列に接続され、かつ前記直流電流源の第２の端子に接続されている二次側コイルとを有するトランスと、
   を備えることを特徴とする駆動回路。
2. 前記トランスは、前記交流磁場によって前記第２のコイルに発生する交流電圧を相殺可能な交流電圧を前記二次側コイルに印加することを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
3. 前記交流電流源は、前記交流電流の実効値を一定にするための制御を行い、
   前記直流電流源は、前記直流電流の電流値を一定にするための制御を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の駆動回路。
4. 前記第１のコイルの中心軸と前記第２のコイルの中心軸とは、互いに平行であるか、９０度以外の角度をなすことを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載の駆動回路。
5. 前記交流電流源は、
   単相インバータと、
   前記単相インバータに接続され、かつ前記第２のコイルおよび前記二次側コイルに並列に接続されたコンデンサと、
   を備えることを特徴とする請求項１から４のいずれか１つに記載の駆動回路。
6. 前記交流電流源は、
   単相インバータと、
   前記単相インバータに接続され、かつ前記第２のコイルおよび前記二次側コイルに直列に接続されたコンデンサと、
   を備えることを特徴とする請求項１から４のいずれか１つに記載の駆動回路。
7. 前記直流電流源である第１の直流電流源を有し前記直流磁場である第１の直流磁場を生成する前記直流駆動回路である第１の直流駆動回路と、
   第２の直流電流源と前記第２の直流電流源に接続されている第３のコイルとを有し、前記第３のコイルへの直流電流の供給によって第２の直流磁場を生成する第２の直流駆動回路と、
   前記トランスである第１のトランスと、
   前記第１のトランスの前記一次側コイルと前記交流電流源の前記第２の端子との間に接続された一次側コイルと、前記第３のコイルと前記第２の直流電流源との間に接続された二次側コイルとを有する第２のトランスと、
   を備えることを特徴とする請求項１から６のいずれか１つに記載の駆動回路。
8. 前記第２のトランスは、前記交流磁場によって前記第３のコイルに印加される交流電圧を相殺可能な交流電圧を前記第２のトランスの前記二次側コイルに発生させることを特徴とする請求項７に記載の駆動回路。
9. 前記トランスは、空芯トランスであることを特徴とする請求項１から６のいずれか１つに記載の駆動回路。
10. 前記トランスは、
    前記一次側コイルおよび前記二次側コイルが巻き付けられたコアと、
    前記コアへ直流磁場を印加する永久磁石と、
    を備えることを特徴とする請求項１から６のいずれか１つに記載の駆動回路。
11. 前記トランスは、トロイダル型のトランスであることを特徴とする請求項１から６のいずれか１つに記載の駆動回路。
12. 前記トランスは、前記二次側コイルに印加する交流電圧の電圧値を調整することを特徴とする請求項１から６のいずれか１つに記載の駆動回路。
13. 前記トランスは、前記二次側コイルの接点を移動させることにより、前記電圧値を調整することを特徴とする請求項１２に記載の駆動回路。
14. 前記トランスは、前記二次側コイルのインダクタンスを変化させることにより、前記電圧値を調整することを特徴とする請求項１２に記載の駆動回路。
15. 前記トランスは、前記二次側コイルの結合係数を変化させることにより、前記電圧値を調整することを特徴とする請求項１２に記載の駆動回路。
16. 請求項１から１５のいずれか１つに記載の駆動回路を備えることを特徴とする磁気粒子イメージング装置。

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