JP2020005364A - Motor overvoltage protection device, and power conversion apparatus and multi-phase motor driving apparatus using the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、多相モータに印加される過電圧からモータを保護するモータ過電圧保護装置、これを使用した電力変換装置及び多相モータ駆動装置に関する。 The present invention relates to a motor overvoltage protection device that protects a motor from overvoltage applied to a polyphase motor, a power conversion device using the same, and a polyphase motor drive device.
スイッチング素子を有するインバータでモータを駆動する場合、インバータとモータを接続するケーブルとモータのインピーダンス不整合による反射によってモータに過大なサージ電圧が印可され、モータ巻線の絶縁破壊やモータ巻線の絶縁寿命低下などの問題が生じることがある。このようなモータに印可されるサージ電圧を抑制する方法として、特許文献1に記載されたサージ電圧抑制回路が提案されている。
この特許文献1の図1や図4に記載されたサージ電圧抑制回路では、モータとこのモータを駆動するインバータとの間を接続するケーブルに介挿したリアクトルと、リアクトルとモータとの間のケーブルに個別に中間点が接続されたダイオードレグを並列接続したダイオードブリッジ回路とを備え、ダイオードブリッジ回路の直流高電位側および低電位側がインバータの直流高電位側および低電位側に個別に接続している。
このように構成したサージ電圧抑制回路は、リアクトルとケーブルとの共振によって生じる電圧振動の波高値が、リアクトルとダイオードブリッジ回路により、インバータの直流電圧以下に抑制される。
When a motor is driven by an inverter having a switching element, an excessive surge voltage is applied to the motor due to reflection due to impedance mismatch between the cable connecting the inverter and the motor and the motor, thereby causing insulation breakdown of the motor winding and insulation of the motor winding. Problems such as a shortened life may occur. As a method of suppressing a surge voltage applied to such a motor, a surge voltage suppression circuit described in
In the surge voltage suppression circuits described in FIG. 1 and FIG. 4 of
In the surge voltage suppression circuit configured as described above, the peak value of the voltage oscillation caused by the resonance between the reactor and the cable is suppressed to be equal to or less than the DC voltage of the inverter by the reactor and the diode bridge circuit.
特許文献1に記載された様なサージ電圧抑制回路は、モータ受電端子部に印可される電圧波高値を抑制するものである。ところで、モータ巻線の絶縁破壊や絶縁劣化といった問題は、モータ受電端子部の電圧と、モータ内部巻線の電圧分担が影響して生じる。
ここで、モータ内部巻線の電圧分担について説明する。モータ内部巻線は複数のコイルで構成され、商用電源等でモータを駆動した場合は、モータの受電端子部に印可される電圧が全コイルに均一に分担される。
A surge voltage suppression circuit as described in
Here, the voltage distribution of the motor internal winding will be described. The motor internal winding is composed of a plurality of coils, and when the motor is driven by a commercial power supply or the like, the voltage applied to the power receiving terminal portion of the motor is uniformly distributed to all the coils.
一方、インバータでモータを駆動した場合、モータの受電端子部に印可される電圧は急峻な立ち上がりを持つため、過渡応答特性が出現する。それを表す例として、図18には0−1Vの矩形波電圧をモータの受電端子部(図18(b)のU端子)に印可した場合のモータ内部コイルの電圧分担測定例を示している。この図18から電圧印可直後はモータ内のコイル電圧分担は均一にはならず、受電端子に近いコイルに電圧が集中することが判る。 On the other hand, when the motor is driven by the inverter, the voltage applied to the power receiving terminal of the motor has a steep rise, so that a transient response characteristic appears. As an example showing this, FIG. 18 shows a voltage sharing measurement example of the motor internal coil when a rectangular wave voltage of 0-1 V is applied to the power receiving terminal portion (U terminal in FIG. 18B). . It can be seen from FIG. 18 that the coil voltage distribution in the motor is not uniform immediately after the voltage is applied, and the voltage concentrates on the coil near the power receiving terminal.
さらに、図19には、インバータ駆動時のモータ受電端電圧とモータ受電端近傍コイル電圧測定結果の例を示しており、モータ受電端での反射によってモータ受電端にはインバータの直流中間電圧(Vdc)の2倍近くの電圧が印可され、そして、モータ受電端隣接コイルにもこれと同程度の電圧が印可されることが判る。
このような過渡応答による受電端隣接コイルへの電圧集中と、モータ受電端での反射による過電圧とによって、モータ巻線に過大な電圧が印可され、絶縁破壊や絶縁劣化などの問題が生じる。したがって、このようにして生じる過電圧を対策するためには、モータ内部の過渡応答特性を考慮することが重要となる。
Further, FIG. 19 shows an example of the result of measuring the voltage at the motor receiving end and the coil voltage near the motor receiving end when the inverter is driven. The reflection at the motor receiving end causes the DC intermediate voltage (Vdc) of the inverter to be applied to the motor receiving end. ) Is applied, and the same voltage is applied to the coil adjacent to the motor receiving end.
An excessive voltage is applied to the motor winding due to the voltage concentration on the coil adjacent to the power receiving end due to the transient response and the overvoltage due to the reflection at the motor power receiving end, causing problems such as insulation breakdown and insulation deterioration. Therefore, it is important to consider the transient response characteristics inside the motor in order to take measures against the overvoltage generated in this way.
しかしながら、特許文献1に記載された先行技術にはモータ受電端における電圧抑制効果やモータ内部の特性については触れられておらず、対策効果に過不足が生じる場合がある。図20には特許文献1に記載の電圧抑制回路の効果を、インバータ駆動時のモータ受電端近傍コイルの電圧シミュレーション結果を用いて示している。図20で破線図示の特性線L1は電圧抑制回路が無い場合、図20で実線図示の特性線L2は抑制回路のインダクタンス値を25μHとした場合、図20で細線図示の特性線L3は電圧抑制回路のインダクタンス値を1mHとした場合のモータ受電端隣接コイルの電圧である。
However, the prior art described in
図20の特性線L2及びL3の何れの対策回路も、リアクトルのインダクタンス値は特許文献1に記載された通りモータケーブルのインダクタンス値よりも大きな値としているが、対策効果の大きさは大きく異なる。
図20の特性線L2ではコイル電圧はインバータの直流中間電圧Vdcを超過しており、モータの絶縁仕様によっては対策が不足している可能性がある。一方で図20の特性線L3ではコイル電圧が商用周波数で運転した場合よりも低い値まで抑制されており、過剰な対策となっている。
In each of the countermeasure circuits of the characteristic lines L2 and L3 in FIG. 20, the inductance value of the reactor is set to a value larger than the inductance value of the motor cable as described in
In the characteristic line L2 in FIG. 20, the coil voltage exceeds the DC intermediate voltage Vdc of the inverter, and there is a possibility that a countermeasure is insufficient depending on the insulation specification of the motor. On the other hand, in the characteristic line L3 in FIG. 20, the coil voltage is suppressed to a value lower than the case where the coil is operated at the commercial frequency, which is an excessive measure.
対策が不足した場合は、モータが損傷する問題が生じ、対策が過剰な場合は、リアクトルが大きくなるなどによって対策コストが過大になるなどの問題が生じる。また、モータケーブルの長さは現地でのモータ据え付け条件によるので、モータケーブルのインダクタンス値もこれに応じて変化する。このため、事前にフィルタのインダクタンス値を決定することが困難となる問題や、モータケーブルが非常に長い場合はインダクタンス値もそれに応じて非常に大きくなり、大型化やコストアップとなるなどの問題が生じる。 If the countermeasures are insufficient, there is a problem that the motor is damaged. If the countermeasures are excessive, problems such as an increase in the reactor and the like and an increase in the cost of the countermeasures occur. In addition, since the length of the motor cable depends on the conditions for installing the motor on site, the inductance value of the motor cable also changes accordingly. For this reason, it is difficult to determine the inductance value of the filter in advance, and when the motor cable is very long, the inductance value becomes very large accordingly, resulting in a problem such as an increase in size and cost. Occurs.
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、インバータで駆動するモータのコイルを過電圧から確実に保護し、かつ小型化と対策コストの低減とが可能なモータ過電圧保護装置、これを使用した電力変換装置及び多相モータ駆動装置を提供することを目的としている。 SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problems, and it is possible to reliably protect a coil of a motor driven by an inverter from overvoltage, and to reduce the size of the motor and reduce the cost for the motor overvoltage protection. It is an object of the present invention to provide a device, a power conversion device using the same, and a polyphase motor drive device.
上記目的を達成するために、本発明に係るモータ過電圧保護装置の一態様は、モータとこのモータを駆動するインバータとの間を接続するモータケーブルのインバータ側に介挿したリアクトルと、モータケーブルとリアクトルとの接続点に個別に中間点を接続したダイオードレグが並列に接続されたダイオードブリッジ回路とを備えたフィルタ部を有し、ダイオードブリッジ回路の直流高電位側及び直流低電位側がインバータの直流高電位側及び直流低電位側に接続され、ダイオードブリッジ回路を通る電流経路に還流電流抑制部を備えている。そして、リアクトルは、モータのモータケーブルに対する受電端に隣接する固定子コイルに印加される電圧が許容電圧以下となるインダクタンス値に設定されている。
また、本発明に係る電力変換装置の一態様は、多相モータを駆動する多相インバータと、上述したモータ過電圧保護装置とを備えている。
さらに、本発明に係る多相モータ駆動装置は、多相モータと、この多相モータを駆動するインバータと、上述したモータ過電圧保護装置とを備えている。
In order to achieve the above object, one aspect of a motor overvoltage protection device according to the present invention includes a reactor inserted on the inverter side of a motor cable that connects a motor and an inverter that drives the motor; A diode bridge circuit in which diode legs each having an intermediate point individually connected to a connection point with the reactor are connected in parallel with a diode bridge circuit, and the DC high potential side and the DC low potential side of the diode bridge circuit are connected to the DC of the inverter. A return current suppression unit is provided in a current path connected to the high potential side and the DC low potential side and passing through the diode bridge circuit. The reactor is set to an inductance value such that a voltage applied to a stator coil adjacent to a power receiving end of the motor cable with respect to the motor cable is equal to or lower than an allowable voltage.
One embodiment of a power conversion device according to the present invention includes a polyphase inverter that drives a polyphase motor, and the above-described motor overvoltage protection device.
Further, a polyphase motor drive device according to the present invention includes a polyphase motor, an inverter that drives the polyphase motor, and the above-described motor overvoltage protection device.
本発明の一態様によれば、モータ巻線の絶縁保護において重要となる、モータ受電端子部に印可される電圧波高値とモータ内部の過渡的な電圧伝搬特性や不平等なコイル電圧分担とを考慮したモータ過電圧保護装置を実現する。これによって、インバータで駆動するモータのコイルを過電圧から確実に保護し、小型化と対策コストの低減とが可能なモータ過電圧保護装置、またこれを使用した電力変換装置及び多相モータ駆動装置を提供することができる。 According to one aspect of the present invention, the voltage peak value applied to the motor power receiving terminal portion and the transient voltage propagation characteristics inside the motor and unequal coil voltage sharing, which are important in the insulation protection of the motor winding, are important. A motor overvoltage protection device that takes into account is realized. This provides a motor overvoltage protection device that reliably protects the coil of the motor driven by the inverter from overvoltage and that can be reduced in size and cost of countermeasures, and a power conversion device and a polyphase motor drive device using the same. can do.
次に、図面を参照して、本発明の一実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものであり、厚みと平面寸法との関係、各層の厚みの比率等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な厚みや寸法は以下の説明を参酌して判断すべきものである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることはもちろんである。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following description of the drawings, the same or similar parts are denoted by the same or similar reference numerals. However, it should be noted that the drawings are schematic, and the relationship between the thickness and the planar dimension, the ratio of the thickness of each layer, and the like are different from actual ones. Therefore, specific thicknesses and dimensions should be determined in consideration of the following description. In addition, it is needless to say that dimensional relationships and ratios are different between drawings.
Further, the embodiments described below exemplify an apparatus and a method for embodying the technical idea of the present invention, and the technical idea of the present invention is based on the material, shape, structure, The arrangement is not specified as follows. The technical idea of the present invention can be variously modified within the technical scope defined by the claims described in the claims.
[第1実施形態]
まず、本発明の一の態様を表すモータ過電圧保護装置を備えた多相モータ駆動装置の第1実施形態について説明する。
図1に示すように、多相モータ駆動装置10は、三相交流電源11と、この三相交流電源11から出力される三相交流電力がトランス12を介して入力される電力変換装置13と、この電力変換装置13から出力される三相電力によって駆動される三相モータ14とを備えている。
電力変換装置13は、トランス12から三相リアクトル20を介して入力される三相交流電力を直流電力に変換するパルス幅変調(PWM)コンバータ(以下、PWMコンバータと称す)21と、このコンバータ21から出力される直流電力を平滑化する平滑コンデンサ22と、この平滑コンデンサ22で平滑化された直流電力を三相交流電力に変換して三相モータ14に供給する三相インバータ23とを備えている。
[First Embodiment]
First, a first embodiment of a polyphase motor drive device including a motor overvoltage protection device according to one aspect of the present invention will be described.
As shown in FIG. 1, the polyphase
The
ここで、PWMコンバータ21は、図1に示すように、高電位側配線Lp及び低電位側配線Ln間に、R相スイッチングレグCSLr、S相スイッチングレグCSLs及びT相スイッチングレグCSLtが並列に接続されたフルブリッジ回路を備えている。
R相スイッチングレグCSLrは、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)で構成される2つのスイッチング素子Q11及びQ12が直列に接続されている。S相スイッチングレグCSLs及びT相スイッチングレグCSLtも、R相スイッチングレグCSLrと同様のスイッチング素子Q13,Q14及びQ15,Q16が直列に接続されている。なお、各スイッチング素子Q11〜Q16には、逆並列に還流ダイオードD11〜D16が接続されている。
Here, as shown in FIG. 1, the
In the R-phase switching leg CSLr, for example, two switching elements Q11 and Q12 composed of an insulated gate bipolar transistor (IGBT) are connected in series. The S-phase switching leg CSLs and the T-phase switching leg CSLt also have the same switching elements Q13, Q14 and Q15, Q16 as the R-phase switching leg CSLr connected in series. Note that freewheeling diodes D11 to D16 are connected in antiparallel to the switching elements Q11 to Q16.
また、各スイッチングレグCSLr、CSLs及びCSLtのスイッチング素子Q11,Q13及びQ15とスイッチング素子Q12,Q14及びQ16との接続点である中間点がトランス12の出力側に接続されている。
さらに、各スイッチング素子Q11〜Q16のゲートには、図示しないゲート駆動回路からパルス幅変調(PWM)信号でなるゲート信号が入力されることにより、トランス12からの交流電力を直流電力に変換して高電位側配線Lp及び低電位側配線Lnに出力する。
Further, an intermediate point between the switching elements Q11, Q13 and Q15 of the switching legs CSLr, CSLs and CSLt and the switching elements Q12, Q14 and Q16 is connected to the output side of the
Further, a gate signal composed of a pulse width modulation (PWM) signal is input to a gate of each of the switching elements Q11 to Q16 from a gate drive circuit (not shown), thereby converting AC power from the
なお、コンバータとしては、PWMコンバータ21に限らず、PWMコンバータ21の各スイッチング素子Q11〜Q16を削除してダイオードD11〜D16のみから構成したダイオードブリッジ整流回路を適用することができる。
また、三相インバータ23は、図1に示すように、平滑コンデンサ22が接続された高電位側配線Lp及び低電位側配線Ln間に、U相スイッチングレグISLu、V相スイッチングレグISLv及びW相スイッチングレグISLwが並列に接続されたフルブリッジ回路を備えている。
Note that the converter is not limited to the
As shown in FIG. 1, the three-
U相スイッチングレグISLuは、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)で構成される2つのスイッチング素子Q21及びQ22が直列に接続されている。V相スイッチングレグISLv及びW相スイッチングレグISLwも、U相スイッチングレグISLuと同様のスイッチング素子Q23,Q24及びQ25,Q26が直列に接続されている。なお、各スイッチング素子Q21〜Q26には、逆並列に還流ダイオードD21〜D26が接続されている。 In the U-phase switching leg ISLu, for example, two switching elements Q21 and Q22 composed of an insulated gate bipolar transistor (IGBT) are connected in series. The V-phase switching leg ISLv and the W-phase switching leg ISLw also have the same switching elements Q23, Q24 and Q25, Q26 as the U-phase switching leg ISLu connected in series. Note that freewheeling diodes D21 to D26 are connected in antiparallel to the switching elements Q21 to Q26.
また、各スイッチングレグISLu、ISLv及びISLwのスイッチング素子Q21,Q23及びQ25とスイッチング素子Q22,Q24及びQ26との接続点である交流出力端が三相のモータケーブル24を介して三相モータ14のモータ端子tu、tv及びtwに接続されている。ここで、モータケーブル24は、スイッチング素子Q21及びQ22の交流出力端及びモータ端子tu間に接続されたU相ケーブルLuと、スイッチング素子Q23及びQ24の交流出力端及びモータ端子tv間に接続されたV相ケーブルLvと、スイッチング素子Q25及びQ26の交流出力端及びモータ端子tw間に接続されたW相ケーブルLwとで構成されている。
Further, an AC output terminal which is a connection point between the switching elements Q21, Q23 and Q25 of the switching legs ISLu, ISLv and ISLw and the switching elements Q22, Q24 and Q26 is connected to the three-
さらに、三相インバータ23の各スイッチング素子Q21〜Q26のゲートには、図示しないゲート駆動回路からパルス幅変調(PWM)信号でなるゲート信号が入力される。この三相インバータ23で、平滑コンデンサ22が接続された高電位側配線Lp及び低電位側配線Lnから供給される直流電力を交流電力に変換してモータケーブル24を介して三相モータ14に供給する。
三相インバータ23及びモータケーブル24間には、モータ過電圧保護装置MOPが設けられている。このモータ過電圧保護装置MOPは、フィルタ部としての電圧クランプ形dV/dtフィルタ30を備えている。この電圧クランプ形dV/dtフィルタ30は、モータケーブル24の各相ケーブルLu〜Lwの三相インバータ23側に接続された三相リアクトル31と、各相ケーブルLu〜Lwの三相リアクトル31側に接続されたダイオードブリッジ回路32と、ダイオードブリッジ回路32の交流入力側に接続された還流電流抑制部としての限流抵抗33とを備えている。
Further, a gate signal composed of a pulse width modulation (PWM) signal is input to a gate of each of the switching elements Q21 to Q26 of the three-
A motor overvoltage protection device MOP is provided between the three-
三相リアクトル31は、U相ケーブルLuに介挿されたU相リアクトル31uと、V相ケーブルLvに介挿されたV相リアクトル31vと、W相ケーブルLwに介挿されたW相リアクトル31wとを有する。
ダイオードブリッジ回路32は、直流出力側となる高電位側配線Lp1と低電位側配線Ln1との間に並列に接続された3組のダイオードレグ32u、32v及び32wを備えている。
The three-
The
ダイオードレグ32uは、高電位側配線Lp1及び低電位側配線Ln1間に2つのダイオードD31及びD32が直列に接続され、ダイオードD31のカソードが高電位側配線Lp1に接続され、アノードがダイオードD32のカソードに接続され、ダイオードD32のアノードが低電位側配線Ln1に接続されている。さらに、ダイオードD31及びD32間の中間点である交流入力端が三相リアクトル31のU相リアクトル31uとモータケーブル24のU相ケーブルLuとの接続点P1uに接続されている。
The
ダイオードレグ32v及び32wもダイオードレグ32uと同様に高電位側配線Lp1及び低電位側配線Ln1間に2つのダイオードD33,D34及びD35,D36が順方向に直列に接続されている。そして、ダイオードD33及びD34の中間点である交流入力端が、三相リアクトル31のV相リアクトル31vとモータケーブル24のV相ケーブルLvとの接続点P1vに接続されている。また、ダイオードD35及びD36の中間点が、三相リアクトル31のW相リアクトル31wとモータケーブル24のW相ケーブルLwとの接続点P1wに接続されている。
Similarly to the
また、限流抵抗33は、各ダイオードレグ32u、32v及び32wの交流入力端と、接続点P1u、P1v及びP1wとの間に個別に接続された抵抗Ru、Rv及びRwで構成されている。ここで、抵抗Ru、Rv及びRwの抵抗値は、モータケーブル24の各相ケーブルLu、Lv及びLwの接続点P1u、P1v及びP1wと三相モータ14の受電端子tu、tv及びtwとの間の特性インピーダンスZu、Zv及びZwと同等の値に設定されている。
The current limiting
そして、高電位側配線Lp1が電力変換装置13の高電位側配線Lpに接続され、低電位側配線Ln1が電力変換装置13の低電位側配線Lnに接続されている。
次に、dV/dtフィルタ30のリアクトルの値の設定方法を、出力電力5.5kW、出力電圧AC400V、4極の直列接続されたコイルによって構成される固定子をもつ三相モータ14を三相インバータ23で駆動する場合を例に説明する。
本dV/dtフィルタ30は、高周波的にはフィルタのリアクトルLfとモータケーブル24の特性インピーダンスZ-cの1次フィルタ回路として作用する。そのため、フィルタ出力端電圧Vfilterは下記(1)式で表すことができる。
Further, the high-potential-side wiring Lp1 is connected to the high-potential-side wiring Lp of the
Next, a method of setting the reactor value of the dV /
This dV /
ここで、LfはdV/dtフィルタ30のインダクタンス値[H]、Vinvはインバータ出力端電圧[V]、Zcはモータケーブルの特性インピーダンス[Ω]である。
また、モータ受電端に隣接するコイルの電圧Vcoilは下記(2)式で表すことができる。
Here, L f inductance value of dV /
The voltage V coil of the coil adjacent to the motor receiving end can be expressed by the following equation (2).
ここで、Γmは、モータケーブルとモータ受電端における反射係数、pはモータ固定子コイル数、fcoilはモータコイル固有振動周波数[Hz]、ξはモータ固有振幅係数であって、モータコイルの抵抗成分に相当し、0<ξ<1の範囲に設定される。
この(2)式に各種定数を代入し、時間tを0から増加させることで、モータ受電端に隣接する固定子コイルの電圧Vcoilを求めることができる。例として、以下の定数を用いて求めたコイル電圧を図2(a)及び(b)に示す。
dV/dtフィル30のインダクタンス値Lf[H]=1μ[H]〜600μ[H]
インバータ出力端電圧Vinv[V]=0Vから直流中間電圧Vdcに立ち上がる矩形波
モータケーブルの特性インピーダンスZc[Ω]=70Ω
Here, Γm is the reflection coefficient at the motor cable and the motor receiving end, p is the number of motor stator coils, f coil is the motor coil natural vibration frequency [Hz], ξ is the motor specific amplitude coefficient, and the resistance of the motor coil is Component, and is set in the range of 0 <ξ <1.
By substituting various constants into the equation (2) and increasing the time t from 0, the voltage V coil of the stator coil adjacent to the motor receiving end can be obtained. As an example, the coil voltages obtained using the following constants are shown in FIGS.
inductance L f of dV / dt fill 30 [H] = 1μ [H ] ~600μ [H]
Inverter output terminal voltage V inv [V] = square wave rising from DC 0V to DC intermediate voltage Vdc Motor cable characteristic impedance Zc [Ω] = 70Ω
このモータケーブルの特性インピーダンスZcは、以下の様にして求めた。
5.5kW容量モータの定格電流は13.5A程度であり、このような場合に一般に適用するモータケーブル24は、断面積が2mm2、3.5mm2、5.5mm2、8mm2のいずれかである。
ケーブルの特性インピーダンスZcは、その断面寸法によっておよその値が決まる(長さは関係しない)。断面積2mm2で4芯のケーブルを使用することを想定すると、その特性インピーダンスは、実測結果から約70Ωである。
モータケーブルとモータ受電端における反射係数Γm=1
この反射係数Γmは、厳密にはケーブルやモータによってその値は異なるが、1に近い値であることが一般的である。
モータ固定子コイル数p=4
モータコイル固有振動周波数fcoil[Hz]=140kHz
このモータコイル固有振動周波数fcoilは、400V、5.5kW誘導モータの実測値から求めた。
モータ固有振幅係数ξ=1、0
The characteristic impedance Zc of this motor cable was determined as follows.
The rated current of the 5.5 kW capacity motor is about 13.5 A, and the
The approximate value of the characteristic impedance Zc of the cable is determined by its cross-sectional dimension (length does not matter). Assuming that a four-core cable having a cross-sectional area of 2 mm 2 is used, its characteristic impedance is about 70Ω from the measured results.
Reflection coefficient Γm = 1 at motor cable and motor receiving end
Strictly speaking, the value of the reflection coefficient Δm differs depending on the cable or the motor, but is generally a value close to 1.
Number of motor stator coils p = 4
Motor coil natural vibration frequency f coil [Hz] = 140 kHz
The motor coil natural vibration frequency f coil was obtained from an actual measured value of a 400 V, 5.5 kW induction motor .
Motor specific amplitude coefficient ξ = 1, 0
この図2(a)及び(b)から明らかなように、dV/dtフィルタ30のインダクタンス値Lfが1μH程度では電圧抑制効果は非常に小さく、インダクタンス値Lfが大きくなるほど、モータ受電端に隣接するコイルのコイル電圧の極大値が抑制されていることが判る。
そして、dV/dtフィルタ30のインダクタンス値として、コイル電圧の極大値がモータ受電端に隣接するコイルの絶縁耐圧または許容電圧以下となるような、できるだけ小さい値を選定すれば、過剰に対策することなく、モータコイルを過電圧から確実に保護できる。
ここで、モータの絶縁仕様や装置構成をもとにリアクトル31のインダクタンス値Lfを選定する手順の例を以下に示す。
As apparent from FIG. 2 (a) and (b), dV / dt at about inductance L f of the
If the value of the inductance of the dV /
Here, an example of a procedure for selecting the inductance value L f of the
[インダクタンス値選定例1]
インバータ駆動を想定した絶縁設計モータに適用することを想定したフィルタの場合は、コイル電圧をインバータ直流中間電圧値程度(Vdc)に抑制できると良い。そのために必要なインダクタンス値を選定する場合、前述した方法と同様の手法で求めた図3のコイル電圧を参照し、コイル電圧が直流中間電圧Vdcを超えないリアクトルの値として、60μH(図3(a)、ξ=0の場合)〜90μH(図3(b)、ξ=1の場合)の値を選定すると良い。モータ固有振幅係数ξが明らかな場合は、その値を用いてコイル電圧が直流中間電圧Vdcを超えないリアクトルの値を求め、モータ固有振幅係数ξが不明ならばモータコイルを確実に保護できるように90μHを選定すれば良い。
[Inductance value selection example 1]
In the case of a filter supposed to be applied to an insulation design motor supposed to be driven by an inverter, it is preferable that the coil voltage can be suppressed to about the inverter DC intermediate voltage value (Vdc). In order to select an inductance value necessary for this, with reference to the coil voltage of FIG. 3 obtained by the same method as described above, a value of 60 μH (FIG. a), when の = 0) to 90 μH (FIG. 3B, when ξ = 1). If the motor specific amplitude coefficient ξ is clear, use that value to determine the value of the reactor where the coil voltage does not exceed the DC intermediate voltage Vdc, and if the motor specific amplitude coefficient ξ is unknown, ensure that the motor coil can be protected. 90 μH may be selected.
[リアクトルの値選定例2]
上記の選定例1ではモータ絶縁仕様をもとにリアクトルの値を選定したが、それ以外にも各種条件を考慮して値を選定することができる。例えば、モータケーブルが非常に短い場合や、モータ受電端に整合回路が接続されている場合などで、モータ受電端での電圧反射による過電圧が生じない、または非常に小さい場合もある。このような場合は、反射係数Γm=0を前述した(2)式に代入してコイル電圧を求め、コイル電圧の許容値との比較によりインダクタンス値Lfを決定する。このような場合のコイル電圧の計算例を図4(a)及び(b)に示している。この例におけるコイル電圧の許容値がVdc/4とすると、同図からリアクトルの値は150μH〜250μH程度が良いことが判る。
[Example 2 of reactor value selection]
In the selection example 1 described above, the value of the reactor is selected based on the motor insulation specification, but other values may be selected in consideration of various conditions. For example, when the motor cable is very short or when a matching circuit is connected to the motor receiving end, overvoltage due to voltage reflection at the motor receiving end may not occur or may be very small. In such cases, determine the coil voltage by substituting reflection coefficient .gamma.m = 0 in the aforementioned equation (2), determining the inductance value L f by comparing the allowable value of the coil voltage. FIGS. 4A and 4B show examples of calculating the coil voltage in such a case. Assuming that the allowable value of the coil voltage in this example is Vdc / 4, it can be seen from the figure that the reactor value is preferably about 150 μH to 250 μH.
なお、コイル電圧の許容値は、インバータ直流中間電圧Vdcを4極のモータコイルで均一に電圧分担した場合に印可される電圧がVdc/4であることからこの値を引用した。これは、インバータから出力される電圧立ち上がり・立下り時間が長くなると、受電端子近傍コイルへの電圧集中は緩和し、均一に電圧分担した状態に近づくためである。コイル電圧許容値が明確でない場合、このように許容値を設定することで、多くのインバータ駆動モータのコイルを確実に過電圧から保護できる。直流中間電圧Vdc・2極のモータであれば、許容電圧をVdc/2にすれば良い。 It should be noted that the allowable value of the coil voltage is quoted because the voltage applied when the inverter DC intermediate voltage Vdc is uniformly shared by the four-pole motor coil is Vdc / 4. This is because when the rise and fall time of the voltage output from the inverter becomes longer, the voltage concentration on the coil near the power receiving terminal is reduced, and the state where the voltage is uniformly shared approaches. If the coil voltage allowable value is not clear, setting the allowable value in this way can surely protect many inverter drive motor coils from overvoltage. In the case of a motor having a DC intermediate voltage Vdc and two poles, the allowable voltage may be set to Vdc / 2.
以上の様にして、モータの絶縁仕様やインバータ駆動モータシステムの構成などに応じて、適切なインダクタンス値を選定する。なお、リアクトル31に用いるコア材の種類によっては透磁率の周波数依存性が大きく、これに伴いインダクタンス値も周波数によって値が変化する場合がある。そのため、モータコイルの過電圧保護において重要となる、モータコイル固有振動周波数において、前述したインダクタンス値であることが必要である。
なお、モータコイル固有振動周波数fcoilは、モータの容量や極数および固定子構造などによっても異なるが、50kHz〜500kHzの帯域であることが一般的である。また、インバータや、モータケーブル、およびモータにおける各種定数の個体差を考慮し、リアクトルの値に例えば20%程度の一定のマージンを持たせ、モータを確実に保護できるようにしても良い。
As described above, an appropriate inductance value is selected according to the motor insulation specification, the configuration of the inverter drive motor system, and the like. Note that the frequency dependence of the magnetic permeability is large depending on the type of the core material used for the
Note that the motor coil natural vibration frequency f coil varies depending on the capacity, the number of poles, the stator structure, and the like of the motor, but is generally in a band of 50 kHz to 500 kHz. Further, in consideration of individual differences of various constants in the inverter, the motor cable, and the motor, the reactor value may be provided with a constant margin of, for example, about 20% so that the motor can be reliably protected.
[dV/dtフィルタのインダクタンス値Lf設定方法]
ところで、コイル電圧を前述した(2)式で計算するために必要な定数が判らない様な場合も想定される。そのような場合は、以下に説明する(a)及び(b)の方法で定数を決定しても良い。
(a)測定結果をもとに導出した近似式を用いて定数を設定する方法
(a-1)モータケーブルの特性インピーダンスZc
モータケーブルの許容電流値とモータケーブルの特性インピーダンスZcとの関係の近似式から導出する。
図5(a)及び(b)には、単芯ケーブルと3芯ケーブルおよび4芯ケーブルのモータケーブルの特性インピーダンス測定例を示している。これら図5(a)の横軸はケーブルの導体の公称断面積であり、図5(b)の横軸はケーブルの導体の許容電流である。これら図5(a)及び(b)を参照しながら、電力容量5.5kW/電圧400V/4極/定格電流13.5Aの3相インバータ23で3相モータ14を200mのモータケーブル24を接続して駆動する場合を例に、dV/dtフィルタ30のインダクタンス値Lfの設定方法を以下に説明する。
[DV / dt inductance L f Setting Filter
By the way, there may be a case where a constant required for calculating the coil voltage by the above-described equation (2) is not known. In such a case, the constants may be determined by the methods (a) and (b) described below.
(A) Method of setting a constant using an approximate expression derived based on measurement results (a-1) Characteristic impedance Zc of motor cable
It is derived from an approximate expression of the relationship between the allowable current value of the motor cable and the characteristic impedance Zc of the motor cable.
FIGS. 5A and 5B show examples of measuring the characteristic impedance of a single-core cable, a three-core cable, and a four-core cable. The horizontal axis of FIG. 5A is the nominal cross-sectional area of the cable conductor, and the horizontal axis of FIG. 5B is the allowable current of the cable conductor. Referring to FIGS. 5A and 5B, the three-
モータケーブル24は、導体の公称断面積ごとに許容電流が定められているため、モータケーブル24を流れる電流値から使用するケーブルの導体断面積を選定できる。さらに詳細には、モータケーブルでの発熱量や電圧降下を許容範囲以下にするために、1〜3サイズ程度大きな公称断面積のケーブルを用いることもある。例えば、13.5Aの定格電流を流すために、公称断面積ごとに定められた許容電流から適用導線の断面積を決めると、公称断面積2mm2以上であれば良いが、電圧降下を考慮した場合は、適用先の仕様によっては許容できる電圧降下範囲にするためには200mと比較的長いケーブルの場合は公称断面積が5.5mm2以上のケーブルを使う必要があることもある。そこで本例では、公称断面積が5.5mm2のケーブルを用いる。
Since the allowable current of the
ここで、図5(a)を参照すると、5.5mm2のケーブルの特性インピーダンスは、単芯ケーブルは99Ω、4芯ケーブルは61Ω、3芯ケーブルは41Ωと、ケーブルの種類によってその値が異なる。使用するケーブルが決まっている場合はこの値を用いれば良いし、不明な場合はモータコイルを確実に保護できるように、3つのケーブルの最も小さな値である41Ωを用いても良い。
なお、モータケーブルの特性インピーダンスは原理的に、導体半径やUVW各相の導体間距離および絶縁体の材質などで決まり、ケーブル長には依存しない。そのため、モータケーブルの特性インピーダンスを実地で測定せずとも、公称断面積や種類が同じケーブルの特性インピーダンスから推定することができる。あるいは、dV/dtフィルタ30の許容電流値と図5(b)から、特性インピーダンスを推定して限流抵抗値を設定しても良い。
Here, referring to FIG. 5A, the characteristic impedance of the 5.5 mm 2 cable is 99Ω for a single-core cable, 61Ω for a 4-core cable, and 41Ω for a 3-core cable, and the value differs depending on the type of cable. . If a cable to be used is determined, this value may be used. If unknown, a value of 41Ω, which is the smallest value of the three cables, may be used to ensure protection of the motor coil.
The characteristic impedance of the motor cable is determined in principle by the conductor radius, the distance between conductors of each phase of UVW, the material of the insulator, and the like, and does not depend on the cable length. Therefore, it is possible to estimate the characteristic impedance of the motor cable from the characteristic impedance of the cable having the same nominal cross-sectional area and type without measuring the characteristic impedance of the cable on the ground. Alternatively, the current limiting resistance value may be set by estimating the characteristic impedance from the allowable current value of the dV /
また、図5(b)からケーブルの種類によらず許容電流が大きくなると特性インピーダンスが小さくなる関係があることが判るが、この関係は下式のよう表すことができる。
120×I−04<Zc<500×I−0.3[Ω] ・・・(3)
この(3)式を用いて、dV/dtフィルタ30の許容電流からモータケーブルの特性インピーダンスを求めると良い。例えば、単芯のモータケーブルを使用するインバータ駆動モータシステムに、許容電流50Aのフィルタを適用する場合は、まず図5(b)から上記(3)式にI=50Aを代入して特性インピーダンスZcの値の範囲を求める。さらに、単芯ケーブルは比較的特性インピーダンスが大きな傾向があることから、求めたZcの最大値である195Ωを用いてリアクトルのインダクタンス値Lfを設定する。
FIG. 5B shows that there is a relationship in which the characteristic impedance decreases as the allowable current increases regardless of the type of cable. This relationship can be expressed by the following equation.
120 × I −04 <Zc <500 × I −0.3 [Ω] (3)
The characteristic impedance of the motor cable may be obtained from the allowable current of the dV /
(a−2)モータコイル固有振動周波数fcoilの設定方法
モータコイル固有振動周波数とモータトルクとの関係の測定値から近似式を導出する。
図6には、モータの振動周波数測定値とモータの定格トルクとの関係を示している。モータ振動周波数は定格トルクが大きい程高くなる傾向が確認でき、この図6からモータ振動周波数fcoilとトルクTの関係を以下の近似式で表すことができる。
60000T0.1<fcoil<70000T0.3 ・・・(4)
この(4)式と使用モータのトルクから、モータ振動周波数fcoilの値を得れば良い。例えば電力容量5.5W/4極/出力周波数50Hzのモータを使用し、確実にモータを保護する方針でリアクトル31のインダクタンス値Lfを設定する場合は、モータのトルクT=34N・mを上記(4)式に代入してモータ振動周波数fcoilの範囲を算出し、モータ保護の点で安全サイドに相当するモータ固有振動周波数fcoilの下限値85kHzを用いてリアクトル31のインダクタンス値Lfを設定する。
(A-2) Method of Setting Motor Coil Natural Vibration Frequency f coil An approximate expression is derived from the measured value of the relationship between the motor coil natural vibration frequency and motor torque.
FIG. 6 shows the relationship between the measured vibration frequency of the motor and the rated torque of the motor. It can be confirmed that the motor vibration frequency tends to increase as the rated torque increases. From FIG. 6, the relationship between the motor vibration frequency f coil and the torque T can be expressed by the following approximate expression.
60000T 0.1 <f coil <70000T 0.3 ... (4)
From this equation (4) and the torque of the motor used, the value of the motor vibration frequency f coil may be obtained. For example using the motor power capacity 5.5 W / 4 pole /
(b)代表的な値を用いて定数を設定する。
一般に広く用いられる条件を想定した値や、モータを確実に保護できる値を設定する。例えば下記の様な値を用いると良い。
・モータケーブルとモータ受電端における反射係数Γm=2
・モータ固定子コイル数p=4
・モータ固有振幅係数ξ=0.5
ここで、上述した近似式や代表値を用いたインダクタンス値を選定する手順の例を以下に示す。
(B) Set constants using representative values.
Set values that assume conditions that are generally widely used and values that can reliably protect the motor. For example, the following values may be used.
・ Reflection coefficient Γm = 2 at motor cable and motor receiving end
・ Motor stator coil number p = 4
・ Motor specific amplitude coefficient ξ = 0.5
Here, an example of a procedure for selecting an inductance value using the above-described approximate expression or representative value will be described below.
[インダクタンス値選定例3]
例えば、インバータ駆動を想定した絶縁設計モータに適用することを想定したdV/dtフィルタ30の場合、モータ14のコイル電圧Vcoilをインバータ直流中間電圧値程度(Vdc)に抑制できると良い。そこで、前述した(2)式と下記の定数を用いて、コイル電圧Vcoilがインバータ直流中間電圧値以下になるようなリアクトル31の最小のインダクタンス値Lfを求める。
モータケーブル24の特性インピーダンスZc[Ω]を前記(3)式より算出(電流Iはモータ定格電流を使用)する。
モータコイル固有振動周波数fcoil[Hz]=(4)式により算出する。
インバータ出力端直流電圧Vinv[V]=0Vから直流中間電圧Vdcに立ち上がる矩形波
モータケーブルとモータ受電端における反射係数Γm=1
モータ固定子コイル数p=2、4、6のいずれか
モータ固有振幅係数ξ=1〜0の値
[Inductance value selection example 3]
For example, in the case of the dV /
The characteristic impedance Zc [Ω] of the
Motor coil natural vibration frequency f coil [Hz] = Calculated by equation (4).
Inverter output end DC voltage V inv [V] A rectangular wave that rises from 0 V to DC intermediate voltage Vdc Reflection coefficient Γm = 1 at motor cable and motor receiving end
Number of motor stator coils p = 2, 4, or 6 Motor specific amplitude coefficient ξ = 1 to 0
このようにして求めたインダクタンス値Lfとモータ容量Pmoterの関係を図7に示す。この図7において、インダクタンス値Lfは、ケーブルの種別、モータ固定子コイル数、およびモータ固有振幅係数によって異なるため、同一容量のモータにおける最小値と最大値を示している。同図によれば、5.5kWのモータに適用するリアクトル31のインダクタンス値Lfは36μH〜228μHの値に設定すれば良い。使用するケーブルの種別、モータ固定子コイル数およびモータ固有振幅係数が明らかな場合は、これに応じて適切なインダクタンス値を設定すれば良いし、不明な場合はモータを確実に保護するために228μHに設定すると良い。
The thus relationship inductance L f and the motor capacity P Moter obtained is shown in FIG. In FIG. 7, the inductance value L f is the type of cable, the number of motor stator coils, and because it varies by a motor-specific amplitude coefficient indicates the minimum and maximum values in the motor of the same capacity. According to the figure, the inductance value L f of the
[インダクタンス値の選定例4]
本選定例では、インダクタンス値Lfとモータ容量Pmoterとの間には図7に示すように相間関係がある。そこで、図7からインダクタンス値を選定する例を説明する。この図7では「◇」で表される最大条件のインダクタンス値Lf_maxと、「□」で表される最小条件のインダクタンス値Lf_minとモータ容量Pmoterの関係は以下の近似式で表すことができる。
Lf_max=0.005×Pmoter −0.3 ・・・(5) (最大条件)
Lf_max=0.0004×Pmoter −0.4 ・・・(6) (最小条件)
そこで上記(5)式及び(6)式と、モータ容量を用いてインダクタンス値を決定すれば良い。例えば、モータ容量Pmoter=5.5kWのモータに適用するリアクトル31のインダクタンス値Lfは、(5)式、(6)式、モータ容量Pmoter=5.5kWから、13μH〜377μHとすればよい。
[Example 4 of inductance value selection]
In this selection example, phase relationship as shown in FIG. 7 between the inductance value L f and the motor capacity P Moter. Therefore, an example of selecting an inductance value from FIG. 7 will be described. And the inductance value L F_max up condition expressed by In Fig. 7 "◇", the relationship of the inductance value L F_min and motor capacity P Moter minimum condition represented by "□" that is represented by the following approximate expression it can.
L f_max = 0.005 × P moter -0.3 ··· (5) ( maximum condition)
L f_max = 0.0004 × P moter -0.4 ··· (6) ( minimum condition)
Therefore, the inductance value may be determined using the above equations (5) and (6) and the motor capacity. For example, the inductance value L f of the
[dV/dtフィルタ30の限流抵抗33の作用]
dV/dtフィルタ30は、三相インバータ23の交流出力側と直流入力側との間に介挿されている関係で、限流抵抗33を設けない場合には、図8に示すように、三相リアクトル31からダイオードブリッジ回路32と三相インバータ23のスイッチング素子を通って三相リアクトル31に戻る還流電流が減衰せずに流れ続ける。このときのダイオードを流れる還流電流は、図9(a)に示すように、フィルタ出力端電圧が図9(b)に示すように直流中間電圧Vdcに達した後に流れ続けることが判る。この還流電流によってダイオードが加熱する問題や損失が増加する等の問題が生じる。このため、還流電流を抑制するために限流抵抗33が必要となる。
限流抵抗33が無い場合には、上述した還流電流が流れる経路にはインダクタンスはあるものの、電流を積極的に減衰させる要素が存在しない。そのため、図9(a)に示すように、還流電流の振幅が大きく減衰が非常に遅くなる振動波形となる。
[Operation of current limiting
Since the dV /
When the current limiting
一方で、還流電流が流れる経路に限流抵抗33を設けることにより、還流電流を低減することができる。すなわち、図10(a)に示すように、限流抵抗33を設けない場合のダイオード電流は、点線図示のように振幅が大きく減衰が遅くなる減衰振動波形となるのに対し、限流抵抗33を設けた場合には、実線図示のように還流電流は振幅が小さく且つ速やかに低減することが判る。
しかしながら、限流抵抗33を設けることで、モータ受電端の線間サージ電圧は、図10(b)に点線図示のように、限流抵抗33を設けない場合の一点鎖線図示のピーク電圧に対して、より大きなピーク電圧となり、大きなサージ電圧となってしまう。
On the other hand, by providing the current limiting
However, by providing the current limiting
これに対し、上記実施形態のように、限流抵抗33の抵抗値をモータケーブル24の特性インピーダンスZcと同等にすることにより、図10(c)で実線図示のように限流抵抗33を設けることによるサージ電圧を抑制することができる。つまり、限流抵抗33の抵抗値をモータケーブルの特性インピーダンスZcと同等に設定することにより、モータ受電端線間電圧のピーク値を図10(c)で実線図示のように、図10(c)で点線図示の限流抵抗を設けない場合のモータ受電端線間電圧のピーク電圧値と同等することができる。すなわち、モータ受電端線間電圧の最大値は、限流抵抗を設けた場合と設けない場合とで変化はなく、ともに約1.3Vdcで同等となる。
On the other hand, by setting the resistance value of the current limiting
また、ダイオード電流は、図10(d)に示すように、点線図示の限流抵抗33を設けない場合の減衰振動波形に比較して、限流抵抗33を設け、且つ抵抗値を上述したように設定した場合には、実線図示のように、振幅が小さく、且つ振動波形とはならずに素早く減衰させることができる。
なお、限流抵抗33の抵抗値は、小さければそれで良い、ということではなく、限流抵抗33の抵抗値Rfを下記のように設定する。
Zc/2≦限流抵抗値Rf≦Zc
ここで、限流抵抗値をケーブルの特性インピーダンスの半分から同等未満の値にすることで、インバータのスイッチング素子が短時間内に連続してスイッチした場合に生じる、モータ受電端におけるサージ電圧ピーク値を低減することができる。
Further, as shown in FIG. 10D, the diode current is provided with the current limiting
Note that the resistance value of the current limiting
Zc / 2 ≦ current-limiting resistance Rf ≦ Zc
Here, by setting the current-limiting resistance to a value that is less than or equal to half of the characteristic impedance of the cable, the surge voltage peak value at the motor receiving end generated when the switching element of the inverter is continuously switched in a short time. Can be reduced.
[dV/dtフィルタ30のダイオード選定]
ダイオードブリッジ回路32に使用するダイオードは、本フィルタに適した逆回復特性を持つものを適用する必要がある。インバータのスイッチング素子がPWM動作応じてオン・オフ動作を繰り返すことで、インバータの出力端の電圧はPWMパルス幅をもつ矩形波電圧を出力するが、このパルス幅よりもダイオードの逆回復時間が長いと、ダイオードの電流が流れ続け、発熱や場合によっては破損などの問題が生じる恐れがある。そのため、逆回復時間がPWMパルス幅よりも短いダイオードを適用することが望ましい。例えば、一般に高速PNダイオードと呼ばれるFRD(fast recovery diode)、HED(high efficiency diode)の他、SBD(schottky barrier diode)、PINダイオード(p-intrinsic-n diode)などを用いると良い。また逆回復時間Trrの目安として、インバータのキャリア周期(キャリア周波数の逆数)の1/5以下であると良い。
[Diode selection of dV / dt filter 30]
It is necessary to apply a diode having a reverse recovery characteristic suitable for the present filter to the diode used in the
以上のように上記実施形態によると、dV/dtフィルタ30のリアクトル31のインダクタンス値Lfをモータ14の受電端に隣接する固定子コイルに印加される電圧が、その受電端に隣接する固定子コイルの許容電圧以下となるように設定されている。このため、モータ巻線の絶縁保護において重要となる、モータ受電端子部に印可される電圧波高値とモータ内部の過渡的な電圧伝搬特性や不平等なコイル電圧分担とを考慮したモータ過電圧保護装置を実現できる。これによって、インバータ23で駆動するモータ14のコイルを過電圧から確実に保護することができ、かつリアクトル31の小型化と過電圧に対する対策コストの低減とが可能なモータ過電圧保護装置、これを使用した電力変換装置及び多相モータ駆動装置を提供することができる。
According to the above embodiment, as described above, stator voltage applied to the stator coil adjacent the inductance L f of the
しかも、前述した(2)式でモータの受電端に隣接する固定子コイルに印加される電圧を算出することにより、モータ受電端子部に印可される電圧波高値と、モータ内部の過渡的な電圧伝搬特性とそれに伴う不均一なコイル電圧分担とを定式的・定量的に考慮することができ、リアクトル31のインダクタンス値Lfを設定することができる。
ここで、前述した(2)式のインバータ出力端電圧Vinv、モータケーブルの特性インピーダンスZc、モータケーブルとモータ受電端における反射係数Γm、モータ固定子コイル数p、モータコイル固有振動周波数fcoil、モータ固有振幅係数ξとしてインバータ、モータケーブル、モータを組み合わせたときの定数を設定することにより、多相モータ駆動装置のシステム構成に応じた定数設定を行うことができる。
In addition, by calculating the voltage applied to the stator coil adjacent to the power receiving end of the motor by the above-mentioned equation (2), the voltage peak value applied to the motor power receiving terminal portion and the transient voltage inside the motor are calculated. the propagation characteristics and the uneven coil voltage distribution associated therewith formulation and quantitative manner can be considered, it is possible to set the inductance value L f of the
Here, the inverter output terminal voltage V inv of the above-mentioned equation (2), the characteristic impedance Zc of the motor cable, the reflection coefficient Γm at the motor cable and the motor receiving end, the number of motor stator coils p, the motor coil natural vibration frequency f coil , By setting a constant when the inverter, the motor cable, and the motor are combined as the motor-specific amplitude coefficient ξ, a constant can be set according to the system configuration of the polyphase motor drive device.
さらに、モータケーブルの特性インピーダンスZcをモータケーブルの許容電流に基づいて設定し、モータコイル固有振動周波数fcoilをモータのトルクから設定し、モータケーブルとモータ受電端における反射係数Γmを0<Γm<1の範囲に設定し、モータ固有振幅係数ξを0<ξ<1の範囲に設定することにより、多相モータ駆動装置のシステム構成により近い定数設定を行うことができる。
また、受電端に隣接する固定子コイルの許容電圧としては、固定子コイル間の端子間絶縁耐圧やインバータの直流中間電圧値をモータ極数で除した値を設定することにより、モータの過電圧保護を確実に行うことができる。
Further, the characteristic impedance Zc of the motor cable is set based on the allowable current of the motor cable, the motor coil natural vibration frequency f coil is set from the torque of the motor, and the reflection coefficient Γm at the motor cable and the motor receiving end is set to 0 <Γm <. 1 and the motor specific amplitude coefficient に is set in the range of 0 <ξ <1, so that a constant setting closer to the system configuration of the polyphase motor driving device can be performed.
Also, as the allowable voltage of the stator coil adjacent to the power receiving end, by setting a value obtained by dividing a terminal insulation voltage between the stator coils and a DC intermediate voltage value of the inverter by the number of motor poles, motor overvoltage protection is performed. Can be performed reliably.
なお、上記実施形態では、限流抵抗33をダイオードブリッジ回路32の交流入力側に接続した場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。すなわち、例えば、図11に示すように、ダイオードブリッジ回路32の各ダイオードレグ32u〜32wの高電位側及び低電位側にそれぞれ限流抵抗R2u〜R2w及び限流抵抗R2x〜R2zとして接続するようにしてもよい。また、図12に示すように、ダイオードブリッジ回路32の直流出力側に限流抵抗R3p及びR3nとして接続するようにしてもよい。この場合は、各限流抵抗R3p及びR3nの抵抗値を上記実施形態の限流抵抗Ru〜Rwの3/4の値に設定すればよい。さらには、図13に示すように、三相リアクトル31の各リアクトルLu〜Lwと並列に限流抵抗Rlu〜Rlwを接続するようにしてもよい。
In the above embodiment, the case where the current limiting
また、限流抵抗として、図14に示すように、三相リアクトル31の各リアクトルに含まれる抵抗成分を使用するようにしてもよい。すなわち、リアクトルは、インダクタンス成分に加え、ヒステリシス損失や渦電流損失およびジュール損失に伴う抵抗成分をもち、その等価回路はインダクタンスと周波数特性をもつ抵抗の直列回路で表すことができる。このようなリアクトルの抵抗成分によって還流電流を低減できる場合は、図14に示すように限流抵抗を設けずに、リアクトル31とダイオードブリッジ回路32のみでフィルタ30を構成しても良い。ここで、リアクトルの抵抗成分は、還流電流低減効果やサージ電圧低減効果に影響するため、所望の値(例えば、モータケーブル中の電気伝搬周期相当の高周波において、モータケーブルの特性インピーダンスの1/2程度の値)になるように、リアクトルのコア材や形状を選定すると良い。
Further, as shown in FIG. 14, a resistance component included in each reactor of the three-
また、上記実施形態では、ダイオードブリッジ回路32が並列に接続されたダイオードレグ32u〜32wで構成されている場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図15に示すように、ダイオードレグ32u〜32wと並列にダイオードD41及びD42を直列に接続した対地用ダイオードレグ34を接続し、この対地用ダイオードレグ34のダイオードD41及びD42間の中間点を接地に接続することにより、零相成分のサージ電圧も直流中間電圧Vdcにクランプすることが可能となり、零相成分のサージ電圧に対して大きな抑制効果を得ることができる。また、零相成分のサージ電圧抑制効果が、三相インバータやPWMインバータのスイッチング動作や、接地の取り方や、インバータやモータの並列運転数に影響されることがない。この対地用ダイオードレグ34は、図15に示すように、限流抵抗がダイオードブリッジ回路32の交流入力側に配置されている場合に限らず、限流抵抗が還流電流経路の何れかに配置されている場合でもダイオードブリッジ回路32に適用することができる。
Further, in the above embodiment, the case where the
さらに、図16に示すように、対地用ダイオードレグ34のダイオードD41及びD42間の中間点と接地との間に漏れ電流を抑制する漏れ電流抑制インピーダンスZeを接続するようにしてもよい。この漏れ電流抑制インピーダンスZeは、具体的には、図17(a)に示す漏れ電流抑制抵抗Re、図17(b)に示す低周波電流成分抑制用の接地コンデンサCe及び図17(c)に示す漏れ電流抑制抵抗Reと低周波電流成分抑制用の接地コンデンサCeの直列回路の何れか1つを選択すればよい。
また、上記実施形態では、モータがΔ結線されている場合について説明したが、これに限定されるものではなく、スター結線されているモータにも本発明を適用することができる。
Further, as shown in FIG. 16, a leakage current suppressing impedance Ze for suppressing a leakage current may be connected between an intermediate point between the diodes D41 and D42 of the
Further, in the above-described embodiment, the case where the motors are Δ-connected has been described. However, the present invention is not limited to this, and the present invention can be applied to a motor with a star connection.
また、上記実施形態では、電力変換装置13を構成する三相インバータ23で三相モータ14を駆動する場合について説明したが、四相以上の多相モータを多相インバータで駆動する場合にも本発明を適用することができる。この場合、ダイオードブリッジ回路32を、多相モータの相数に応じた数のダイオードレグを並列に接続すればよい。
また、上記実施形態では、1つの電力変換装置13で1つの三相モータ14を駆動する場合について説明したが、1つの電力変換装置13で複数の三相モータ14を駆動する場合にも本発明を適用することができる。さらには、電力変換装置13を構成する1つのコンバータに三相インバータ及び三相モータを複数組接続する場合にも本発明を適用することができる。
In the above-described embodiment, the case where the three-
In the above embodiment, the case where one
10…多相モータ駆動装置、11…三相交流電源、12…トランス、13…電力変換装置、14…三相モータ、20…三相リアクトル、21…パルス幅変調(PWM)コンバータ、22…平滑コンデンサ、23…三相インバータ、24…モータケーブル、Lu…U相ケーブル、Lv…V相ケーブル、Lw…W相ケーブル、tu〜tw…受電端子、31…三相リアクトル、31u…U相リアクトル、31v…V相リアクトル、31w…W相リアクトル、32…ダイオードブリッジ回路、32u…U相ダイオードレグ、32v…V相ダイオードレグ、32w…W相ダイオードレグ、33…限流抵抗、34…対地用ダイオードレグ、Ru〜Rw、R2u〜R2w、R2x〜R2z、R3p、R3n…限流抵抗、Ze…漏れ電流抑制インピーダンス
DESCRIPTION OF
Claims (16)
前記モータケーブルと前記リアクトルとの接続点に個別に中間点を接続したダイオードレグが並列に接続されたダイオードブリッジ回路とを備えたフィルタを有し、
前記ダイオードブリッジ回路の直流高電位側及び直流低電位側が前記インバータの直流高電位側及び直流低電位側に接続され、
前記ダイオードブリッジ回路を通る電流経路に還流電流抑制部を備え、
前記リアクトルは、前記モータの前記モータケーブルに対する受電端に隣接する固定子コイルに印加される電圧が許容電圧以下となるインダクタンス値に設定されているモータ過電圧保護装置。 A reactor inserted on the inverter side of a motor cable connecting the motor and an inverter that drives the motor,
A filter having a diode bridge circuit in which diode legs each having an intermediate point connected to a connection point between the motor cable and the reactor are connected in parallel,
The DC high potential side and the DC low potential side of the diode bridge circuit are connected to the DC high potential side and the DC low potential side of the inverter,
A return current suppressing unit is provided in a current path passing through the diode bridge circuit,
The motor overvoltage protection device, wherein the reactor is set to an inductance value such that a voltage applied to a stator coil adjacent to a power receiving end of the motor with respect to the motor cable is equal to or less than an allowable voltage.
120×I−0.4<Zc<500I−0.3[Ω]の範囲に設定され、
前記モータコイル固有振動周波数fcoilは、前記モータのトルクをT[N・m]としたとき、
60000T0.1<fcoil<70000T0.3[Hz]の範囲に設定され、
前記モータ受電端における反射係数Γmは、
0<Γ<1の範囲に設定され、
前記モータ固有振幅係数ξは、
0<ξ<1の範囲に設定される請求項2又は3に記載のモータ過電圧保護装置。 The characteristic impedance Zc of the motor cable is represented by
120 × I −0.4 <Zc <500I −0.3 [Ω]
The motor coil natural vibration frequency f coil is defined as follows, where the torque of the motor is T [N · m].
60000T 0.1 <f coil <70000T 0.3 [Hz]
The reflection coefficient Γm at the motor receiving end is
0 <Γ <1 is set,
The motor specific amplitude coefficient ξ is
4. The motor overvoltage protection device according to claim 2, wherein 0 <ξ <1 is set.
前記請求項1から14の何れか一項に記載のモータ過電圧保護装置と、
を備えた電力変換装置。 A polyphase inverter that drives a polyphase motor;
A motor overvoltage protection device according to any one of claims 1 to 14,
Power conversion device provided with.
前記多相モータを駆動する多相インバータと、
前記請求項1から14の何れか一項に記載のモータ過電圧保護装置と、
を備えた多相モータ駆動装置。 A polyphase motor,
A polyphase inverter that drives the polyphase motor;
A motor overvoltage protection device according to any one of claims 1 to 14,
Multi-phase motor drive device provided with
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2018120950A JP7135494B2 (en) | 2018-06-26 | 2018-06-26 | MOTOR OVERVOLTAGE PROTECTION DEVICE, POWER CONVERSION DEVICE USING THE SAME, AND MULTI-PHASE MOTOR DRIVE DEVICE |
CN201910477661.6A CN110649830B (en) | 2018-06-26 | 2019-06-03 | Motor overvoltage protection device, power conversion device, and drive device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2018120950A JP7135494B2 (en) | 2018-06-26 | 2018-06-26 | MOTOR OVERVOLTAGE PROTECTION DEVICE, POWER CONVERSION DEVICE USING THE SAME, AND MULTI-PHASE MOTOR DRIVE DEVICE |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2020005364A true JP2020005364A (en) | 2020-01-09 |
JP7135494B2 JP7135494B2 (en) | 2022-09-13 |
Family
ID=69009334
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2018120950A Active JP7135494B2 (en) | 2018-06-26 | 2018-06-26 | MOTOR OVERVOLTAGE PROTECTION DEVICE, POWER CONVERSION DEVICE USING THE SAME, AND MULTI-PHASE MOTOR DRIVE DEVICE |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP7135494B2 (en) |
CN (1) | CN110649830B (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US11394340B2 (en) * | 2020-04-29 | 2022-07-19 | Bae Systems Controls Inc. | AC drive DV/DT filter using reverse recovery charge of diodes |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04251574A (en) * | 1990-08-30 | 1992-09-07 | Mitsubishi Electric Corp | Inverter |
US5633790A (en) * | 1995-01-18 | 1997-05-27 | Eaton Corporation | DV/DT limiting of inverter output voltage |
JP2008306833A (en) * | 2007-06-07 | 2008-12-18 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | Pwm electric equipment |
JP2010136564A (en) * | 2008-12-08 | 2010-06-17 | Oki Electric Cable Co Ltd | Surge voltage suppression method with surge energy regeneration |
JP6299915B1 (en) * | 2017-05-31 | 2018-03-28 | 富士電機株式会社 | Surge voltage suppression device, power conversion device using the same, and multiphase motor drive device |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN2238500Y (en) * | 1995-01-29 | 1996-10-23 | 孙丹峰 | Over-voltage protector made of over-voltage protective element |
DE19957132C1 (en) * | 1999-11-26 | 2001-06-13 | Siemens Ag | Protective device against the overvoltages at terminals of electrical equipment caused by switching processes of a power supply |
JP4461120B2 (en) * | 2006-06-26 | 2010-05-12 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Inverter-driven rotating machine system and electric vehicle using the same |
WO2015075821A1 (en) * | 2013-11-22 | 2015-05-28 | 三菱電機株式会社 | Insulation detector and electrical device |
-
2018
- 2018-06-26 JP JP2018120950A patent/JP7135494B2/en active Active
-
2019
- 2019-06-03 CN CN201910477661.6A patent/CN110649830B/en active Active
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04251574A (en) * | 1990-08-30 | 1992-09-07 | Mitsubishi Electric Corp | Inverter |
US5633790A (en) * | 1995-01-18 | 1997-05-27 | Eaton Corporation | DV/DT limiting of inverter output voltage |
JP2008306833A (en) * | 2007-06-07 | 2008-12-18 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | Pwm electric equipment |
JP2010136564A (en) * | 2008-12-08 | 2010-06-17 | Oki Electric Cable Co Ltd | Surge voltage suppression method with surge energy regeneration |
JP6299915B1 (en) * | 2017-05-31 | 2018-03-28 | 富士電機株式会社 | Surge voltage suppression device, power conversion device using the same, and multiphase motor drive device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP7135494B2 (en) | 2022-09-13 |
CN110649830B (en) | 2021-07-16 |
CN110649830A (en) | 2020-01-03 |
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A621 | Written request for application examination |
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|
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