JP2020005233A - Phased array antenna system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、フェーズドアレーアンテナシステムに関する。 The present invention relates to a phased array antenna system.
多くの国で９ＧＨｚ程度の広い帯域が利用可能な６０ＧＨｚ帯を用いた無線通信は、免許不要無線通信用周波数帯として、非圧縮映像伝送やマルチギガビット無線ＬＡＮ（Local Area Network）への利用が活発化している。こうした周波数帯における通信モジュールはベースバンド部分がシステムオンパッケージとなっており、ＲＦ（Radio Frequency）回路とフェーズドアレーアンテナとがシステムオンパッケージとなった通信モジュールが主流である。今後、６０ＧＨｚ帯に限らず、ミリ波帯の無線通信モジュールにおいても同様の構成となることが予想される。 In many countries, wireless communication using the 60 GHz band, in which a wide band of about 9 GHz can be used, is being actively used as an unlicensed wireless communication frequency band for uncompressed video transmission and multi-gigabit wireless LAN (Local Area Network). Is becoming A communication module in such a frequency band has a system-on-package in a baseband portion, and a communication module in which an RF (Radio Frequency) circuit and a phased array antenna are a system-on-package is mainly used. In the future, it is expected that the same configuration will be applied not only to the 60 GHz band but also to the millimeter wave band wireless communication module.
高周波数帯は波長が短いため、マイクロ波帯と比べて小さい開口面のアンテナで幅の狭い電波を作ることができる。このような電波の幅（ビーム幅）を狭めることを狭ビーム化という。狭ビーム化により、同じ周波数帯を用いて複数の通信を行う並列伝送や、高密度で端末を配置して同時に通信を行うことが可能となるため、ミリ波を用いた通信の利点は、広帯域が利用可能であるだけにとどまらず、さらに大きくなる。 Since the wavelength in the high frequency band is short, a narrow radio wave can be generated with an antenna having an aperture smaller than that in the microwave band. Reducing the width (beam width) of such a radio wave is referred to as beam narrowing. By narrowing the beam, it is possible to perform multiple transmissions using the same frequency band in parallel transmission, or to arrange terminals at high density and perform simultaneous communication. Is not just available, it gets even bigger.
ミリ波通信モジュールが持つビーム幅よりさらにビーム幅を狭くする狭ビーム化を行い、上記の並列伝送や高密度通信を行うためには、モジュールの外側に集光レンズを外付けして使用することが想定される。既製のミリ波通信モジュールは、フェーズドアレーアンテナにより電波の方向を電子的に変える機能（ビームステアリング機能）を具備している。しかしながら、このようなモジュールのアンテナ部分に集光レンズを外付けした構成でステアリングを実施しようとすると、アンテナの位置を物理的に切り替えるしか方法は無い。そのため、集光レンズによる狭ビーム化は、ミリ波通信モジュールへの外付けには適さない場合が多い。 In order to narrow the beam width to make the beam width narrower than that of the millimeter-wave communication module, and to perform the above-mentioned parallel transmission and high-density communication, use an external condenser lens outside the module. Is assumed. An off-the-shelf millimeter-wave communication module has a function (beam steering function) of electronically changing the direction of radio waves by a phased array antenna. However, the only way to implement steering in a configuration in which a condenser lens is externally attached to the antenna portion of such a module is to physically switch the position of the antenna. For this reason, narrowing the beam with a condenser lens is often not suitable for external attachment to a millimeter wave communication module.
図１５は、フェーズドアレーアンテナ部分のアンテナ指向性が正面に設定されている場合に、凸レンズを用いて狭ビーム化する従来の方法を説明する説明図である。凸レンズの焦点距離にフェーズドアレーアンテナ部分があると、凸レンズを透過した電波は平面波となり、ビーム幅が狭くなる。その結果、アンテナ利得がアップする。ビーム幅と利得とはレンズのサイズに依存する。レンズが大きいほど、アンテナの開口面サイズが大きくなるため、電波は狭くなりアンテナ利得は大きくなる。なお、図１５における点線は、フェーズドアレーアンテナ部分から発射された電波の光線を示す。 FIG. 15 is an explanatory diagram illustrating a conventional method of narrowing a beam using a convex lens when the antenna directivity of a phased array antenna portion is set to the front. If there is a phased array antenna at the focal length of the convex lens, the radio wave transmitted through the convex lens becomes a plane wave, and the beam width becomes narrow. As a result, the antenna gain increases. The beam width and the gain depend on the size of the lens. The larger the lens, the larger the aperture size of the antenna, so that the radio wave becomes narrow and the antenna gain increases. Note that the dotted line in FIG. 15 indicates a light ray of a radio wave emitted from the phased array antenna portion.
次にフェーズドアレーアンテナ部分をビームステアリングする方法を説明する。図１６は、凸レンズを用いて狭ビーム化する従来の方法によって狭ビーム化され、さらに、左方向にステアリングされた状態の電波の光線を示す。凸レンズを透過した光線に注目すると、電波の中心軸が左方向にシフトしただけで、電波の方向は正面のままになることがわかる。
このように，フェーズドアレーアンテナに集光型レンズを適用した場合には、フェーズドアレーアンテナが持つビームステアリングの機能が機能しないことがわかる。
Next, a method of beam steering the phased array antenna will be described. FIG. 16 shows a light beam of a radio wave that is narrowed by a conventional method of narrowing a beam using a convex lens and further steered to the left. Focusing on the light beam transmitted through the convex lens, it can be seen that the direction of the radio wave remains frontal only when the center axis of the radio wave is shifted leftward.
As described above, when the converging lens is applied to the phased array antenna, it is understood that the beam steering function of the phased array antenna does not function.
このような集光型レンズを使用して狭ビーム化をしながらビームステアリングを行うには、例えば、レンズの焦点距離上の平面内で使用するアンテナ素子の位置を変えるしかない（非特許文献１参照）。非特許文献１では、図１７に示すように、アンテナ素子を複数設けて、使用するアンテナを切り替えることでビームステアリングを実現している。しかしながら、アンテナの切り替えを必要とせずに、狭ビーム化とビームステアリングとを両立することが望まれている。 The only way to perform beam steering while narrowing the beam using such a condensing lens is to change the position of the antenna element used within a plane on the focal length of the lens (Non-Patent Document 1). reference). In Non-Patent Document 1, as shown in FIG. 17, a plurality of antenna elements are provided, and beam steering is realized by switching an antenna to be used. However, it is desired to achieve both beam narrowing and beam steering without switching antennas.
上記事情に鑑み、本発明は、電波を放射するアンテナを放射方向に応じて切り替えることなく狭ビーム化とビームステアリングとを両立するアンテナシステムを提供することを目的としている。 In view of the above circumstances, an object of the present invention is to provide an antenna system that achieves both beam narrowing and beam steering without switching an antenna that emits a radio wave according to a radiation direction.
本発明の一態様は、電波を放射する複数のアンテナ素子を同一平面内に備え、前記同一平面に平行であって、前記同一平面との距離が、前記電波の自由空間内の波長に比べて無視できるほど短い位置に位置する平面内に前記電波を反射する地導体板を備える平面型フェーズドアレーアンテナと、前記同一平面に平行な平板状の誘電体であって、前記アンテナ素子のブロードサイド方向に位置する誘電体である誘電体板と、を備え、前記誘電体板の厚さは、前記電波の前記誘電体における物質内波長の１／４に略同一であって、前記誘電体板の前記アンテナ素子に対抗する面と、前記アンテナ素子を備える面との距離が、前記電波の自由空間内の波長の１／２に略同一である、フェーズドアレーアンテナシステムである。 One embodiment of the present invention includes a plurality of antenna elements that emit radio waves in the same plane, and is parallel to the same plane, and a distance from the same plane is smaller than a wavelength of the radio waves in free space. A planar phased array antenna including a ground conductor plate that reflects the radio wave in a plane located at a position that is negligibly short, and a planar dielectric parallel to the same plane, and a broadside direction of the antenna element Wherein the thickness of the dielectric plate is substantially the same as １ ／ of the in-substance wavelength of the radio wave in the dielectric, and the thickness of the dielectric plate A phased array antenna system, wherein a distance between a surface facing the antenna element and a surface provided with the antenna element is substantially equal to one half of a wavelength in free space of the radio wave.
本発明の一態様は、上記のフェーズドアレーアンテナシステムであって、前記誘電体板を複数備える。 One embodiment of the present invention is the above-described phased array antenna system, comprising a plurality of the dielectric plates.
本発明の一態様は、上記のフェーズドアレーアンテナシステムであって、前記平面型フェーズドアレーアンテナは、前記同一平面と前記地導体板を備える平面とに挟まれた空間に、さらに、前記同一平面に平行な平板状の誘電体層を備え、前記各アンテナ素子の中心点と、前記各アンテナ素子に最近接の前記誘電体層の周上の箇所との間の距離を余白Ｈとして、Ｈは、前記電波の自由空間内の波長の３／４に略同一である。 One embodiment of the present invention is the above-described phased array antenna system, wherein the planar phased array antenna is provided in a space between the same plane and a plane including the ground conductor plate, and further in the same plane. A parallel plate-shaped dielectric layer is provided, and a distance between a center point of each antenna element and a point on the circumference of the dielectric layer closest to each antenna element is defined as a blank H, H is: It is substantially the same as 波長 of the wavelength in the free space of the radio wave.
本発明の一態様は、上記のフェーズドアレーアンテナシステムであって、前記誘電体板を挟んで前記平面型フェーズドアレーアンテナの反対側に位置する負のメニスカスレンズを備える。 One embodiment of the present invention is the above-described phased array antenna system, further comprising a negative meniscus lens located on the opposite side of the planar phased array antenna with the dielectric plate interposed therebetween.
本発明により、電波を放射するアンテナを放射方向に応じて切り替えることなく狭ビーム化とビームステアリングとを両立することが可能となる。 According to the present invention, it is possible to achieve both beam narrowing and beam steering without switching an antenna that emits a radio wave according to a radiation direction.
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００の構成の具体例を示す図である。
フェーズドアレーアンテナシステム１００は、平面型フェーズドアレーアンテナ１及び誘電体板２を備える。平面型フェーズドアレーアンテナ１は、所定の方向に電波を放射する。誘電体板２は、平面型フェーズドアレーアンテナ１が放射した電波の一部を反射し、一部を透過させる。フェーズドアレーアンテナシステム１００は、平面型フェーズドアレーアンテナ１及び誘電体板２の間で生じる電波の多重反射によって、狭ビーム化された電波を放射する。
(1st Embodiment)
FIG. 1 is a diagram illustrating a specific example of the configuration of the phased array antenna system 100 according to the first embodiment.
The phased array antenna system 100 includes a planar phased array antenna 1 and a dielectric plate 2. The planar phased array antenna 1 emits a radio wave in a predetermined direction. The dielectric plate 2 reflects a part of the radio wave radiated by the planar phased array antenna 1 and transmits a part thereof. The phased array antenna system 100 radiates a narrow beam radio wave by multiple reflection of a radio wave generated between the planar phased array antenna 1 and the dielectric plate 2.
平面型フェーズドアレーアンテナ１は、誘電体板２に向けて電波を放射するアンテナ素子を同一平面内に複数備える２次元平面状のフェーズドアレーアンテナである。ユーザは、一般のフェーズドアレーアンテナと同様に、各アンテナ素子に印加する電圧又は電流の位相をアンテナ素子ごとに違う位相にすることで、平面型フェーズドアレーアンテナ１が放射する電波の方向を変えることができる。アンテナ素子は、例えば、マイクロストリップアンテナである。以下、平面型フェーズドアレーアンテナ１が放射する電波を放射電波という。平面型フェーズドアレーアンテナ１が放射電波を放射する方向は、ブロードサイド方向である。平面型フェーズドアレーアンテナ１は平板に略同一の形状である。以下、平面型フェーズドアレーアンテナ１の中心と誘電体板２の中心とを結ぶ軸をＺ軸とし、平面型フェーズドアレーアンテナ１から誘電体板２を見る方向をＺ軸の正方向とする。平面型フェーズドアレーアンテナ１は、平板に略同一の形状であり、Ｚ軸に垂直なＸＹ面に平行に配置される。 The planar phased array antenna 1 is a two-dimensional planar phased array antenna having a plurality of antenna elements for radiating radio waves toward the dielectric plate 2 in the same plane. The user can change the direction of the radio wave emitted by the planar phased array antenna 1 by setting the phase of the voltage or current applied to each antenna element to a different phase for each antenna element, similarly to a general phased array antenna. Can be. The antenna element is, for example, a microstrip antenna. Hereinafter, a radio wave radiated by the planar phased array antenna 1 is referred to as a radiated radio wave. The direction in which the planar phased array antenna 1 emits radiated radio waves is the broadside direction. The planar phased array antenna 1 has substantially the same shape as a flat plate. Hereinafter, the axis connecting the center of the planar phased array antenna 1 and the center of the dielectric plate 2 is defined as the Z axis, and the direction in which the dielectric plate 2 is viewed from the planar phased array antenna 1 is defined as the positive direction of the Z axis. The planar phased array antenna 1 has substantially the same shape as a flat plate, and is arranged parallel to an XY plane perpendicular to the Z axis.
誘電体板２は、平面型フェーズドアレーアンテナ１からＺ軸方向に距離Ｓだけ隔ててＸＹ面に平行に配置された平板状の誘電体である。すなわち、誘電体板２と平面型フェーズドアレーアンテナ１とは、平行である。距離Ｓは、放射電波の自由空間中の波長の１／２の長さに略同一である。誘電体板２のＺ軸方向の厚さｔは、誘電体板２における放射電波の波長λｄ（すなわち、いわゆる物質内波長）の１／４の長さに略同一である。より具体的には、誘電体板２の比誘電率をεとし、放射電波の自由空間中の波長をλ０として、誘電体板２の比透磁率が１である場合には、誘電体板２の厚さｔは、λｄ／４＝（λ０／（ε＾（１／２）））／４に略同一である。なお、εは１より大きな正の値である。以下、説明の簡単のため、誘電体板２の比透磁率は１であると仮定する。 The dielectric plate 2 is a flat plate-shaped dielectric disposed parallel to the XY plane at a distance S in the Z-axis direction from the planar phased array antenna 1. That is, the dielectric plate 2 and the planar phased array antenna 1 are parallel. The distance S is substantially the same as the length of half the wavelength of the radiated radio wave in free space. The thickness t of the dielectric plate 2 in the Z-axis direction is substantially the same as the length of 誘 電 of the wavelength λd of the radiated radio wave at the dielectric plate 2 (that is, a so-called wavelength in a substance). More specifically, when the relative permittivity of the dielectric plate 2 is ε, the wavelength of the radiated radio wave in free space is λ0, and the relative permeability of the dielectric plate 2 is 1, the dielectric plate 2 Is substantially equal to λd / 4 = (λ0 / (ε ＾ (1/2))) / 4. Here, ε is a positive value larger than 1. Hereinafter, for the sake of simplicity, it is assumed that the relative permeability of the dielectric plate 2 is 1.
図２は、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００の断面の具体例を示す図である。 FIG. 2 is a diagram illustrating a specific example of a cross section of the phased array antenna system 100 according to the first embodiment.
平面型フェーズドアレーアンテナ１は、誘電体層１１、パッチ素子１２及び地導体板１３を備える。誘電体層１１は、ＸＹ面に平行な平板状の誘電体である。誘電体層１１の厚さは、誘電体層１１内及び自由空間内の放射電波の波長に比べて無視できるほど薄い厚さである。誘電体層１１は、電波との相互作用の強さが０に略同一である。
The planar phased array antenna 1 includes a
パッチ素子１２は、アンテナ素子であって、誘電体層１１のＺ軸に垂直な一方の面上に位置する。パッチ素子１２は、誘電体板２に対向する位置に位置する。パッチ素子１２のＺ軸方向の厚さは、パッチ素子１２内及び自由空間内の放射電波の波長に比べて無視できるほど薄い厚さである。パッチ素子１２は、放射電波をＺ軸正方向の空間に向けて放射する。以例えば、パッチ素子１２は、放射電波をＺ軸正方向に略平行に放射する。以下、説明の簡単のため、パッチ素子１２は、放射電波をＺ軸正方向に略平行に放射すると仮定する。パッチ素子１２がＺ軸正方向に略平行に放射電波を放射するため、放射電波は、誘電体板２に略垂直に入射する。
The
地導体板１３は、誘電体層１１のＺ軸に垂直な他方の面上に位置する。地導体板１３のＺ軸方向の厚さは、地導体板１３内及び自由空間内の放射電波の波長に比べて無視できるほど薄い厚さである。地導体板１３は、伝導体であって、放射電波に対する透過率が０％に略同一であり、所定の反射率で放射電波を反射する。地導体板１３の反射率は１００％に略同一であることが望ましい。以下、説明の簡単のため地導体板１３の反射率は１００％であると仮定する。
The ground conductor plate 13 is located on the other surface of the
ここで、誘電体板２の厚さｔが、物質内波長λｄの１／４に略同一であることによって生じる効果について説明する。 Here, an effect caused by the thickness t of the dielectric plate 2 being substantially equal to １ ／ of the in-substance wavelength λd will be described.
誘電体板２に入射した放射電波は、誘電体板２の厚さｔによらず、一部が誘電体板２の下面において反射（この反射は固定端反射である）され、一部が誘電体板２の内部を伝搬する。なお、誘電体板２の下面は、誘電体板２の面のうちパッチ素子１２に対抗する面である。図２においては、誘電体板２の下面は、誘電体板２のＺ軸に垂直な面のうち負方向の面である。誘電体板２の内部を伝搬する放射電波も、誘電体板２の上面において一部が反射（この反射は自由端反射である）され、一部が誘電体板２を透過する。なお、誘電体板２の上面とは、誘電体板２の面のうち誘電体板２の下面に平行であって、誘電体板２の反対側に位置する面である。図２において、誘電体板２の上面は、誘電体板２のＺ軸に垂直な面のうち正方向の面である。
A part of the radiated radio wave incident on the dielectric plate 2 is reflected on the lower surface of the dielectric plate 2 (this reflection is fixed-end reflection) and a part is irrespective of the thickness t of the dielectric plate 2. It propagates inside the body plate 2. The lower surface of the dielectric plate 2 is the surface of the dielectric plate 2 that faces the
以下、パッチ素子１２から放射され、誘電体板２の下面に入射し、誘電体板２の下面において反射された後、パッチ素子１２に入射する放射電波を放射電波Ｒ１という。
以下、パッチ素子１２から放射され、誘電体板２の内部を伝搬して誘電体板２の上面に入射し、誘電体板２の上面において反射された後、パッチ素子１２に入射する放射電波を放射電波Ｒ２という。
Hereinafter, a radio wave radiated from the
Hereinafter, the radiated radio wave radiated from the
放射電波Ｒ１と放射電波Ｒ２とは、放射電波Ｒ２が誘電体板２の内部を伝搬するために、光路長が異なる。放射電波Ｒ１と放射電波Ｒ２との光路長の差は、それぞれの電波が誘電体板２の内部を伝搬するかしないかによって生じるため、２εｔである。
また、上記したように、誘電体板２の上面における反射は自由端反射であり、下面における反射は固定端反射である。そのため、ｔ＝λｄ／４である場合、放射電波Ｒ１と放射電波Ｒ２との、誘電体板２からパッチ素子１２まで伝搬する経路における位相は同相になる。
The radiated radio wave R1 and the radiated radio wave R2 have different optical path lengths because the radiated radio wave R2 propagates inside the dielectric plate 2. The difference between the optical path lengths of the radiated radio wave R1 and the radiated radio wave R2 is 2εt because each radio wave is generated depending on whether or not the radio wave propagates inside the dielectric plate 2.
As described above, the reflection on the upper surface of the dielectric plate 2 is free-end reflection, and the reflection on the lower surface is fixed-end reflection. Therefore, when t = λd / 4, the phases of the radiated radio wave R1 and the radiated radio wave R2 in the path propagating from the dielectric plate 2 to the
仮に、放射電波Ｒ１と放射電波Ｒ２との、誘電体板２からパッチ素子１２まで伝搬する経路における位相が逆位相であった場合、放射電波Ｒ１と放射電波Ｒ２とは互いに打ち消しあう。これは、パッチ素子１２が電波を放射できないことを意味する。また、放射電波Ｒ１と放射電波Ｒ２との、誘電体板２からパッチ素子１２まで伝搬する経路における位相が、逆位相ではないものの同位相ではない場合、同位相と比較して、放射電波Ｒ１と放射電波Ｒ２との間のコヒーレント性が下がる。
If the radiated radio wave R1 and the radiated radio wave R2 have opposite phases in the path that propagates from the dielectric plate 2 to the
一般に、コヒーレント性が高いほど、レーザー光のように強く狭ビーム化された電波が生成される。そのため、このように、誘電体板２の厚さｔ＝λｄ／４である第１の実施形態におけるフェーズドアレーアンテナシステム１００は、放射する電波を強く狭ビーム化することができる。 In general, the higher the coherence, the stronger the narrowed radio wave, such as laser light, is generated. Therefore, as described above, the phased array antenna system 100 in the first embodiment in which the thickness t of the dielectric plate 2 is t = λd / 4 can strongly narrow the radiated radio wave.
また、放射電波Ｒ１と放射電波Ｒ２とのコヒーレント性が高い場合、放射電波Ｒ１と放射電波Ｒ２とは同じ電波とみなしてよい。このことは、フェーズドアレーアンテナシステム１００において生じる電波の解析に際して、解析者は誘電体板２の上面による反射と下面による反射とをそれぞれ区別する必要はないことを意味する。そのため、解析に際して、解析者は誘電体板２を厚さのない薄膜（以下「等価反射膜」という。）に近似することができる。等価反射膜は、誘電体板２の下面と同じ位置に位置し、入射する電波の一部を反射し、一部を透過させる厚さのない膜である。 When the radiated radio waves R1 and R2 have high coherency, the radiated radio waves R1 and R2 may be regarded as the same radio waves. This means that it is not necessary for the analyst to distinguish between the reflection from the upper surface of the dielectric plate 2 and the reflection from the lower surface when analyzing a radio wave generated in the phased array antenna system 100. Therefore, at the time of analysis, the analyst can approximate the dielectric plate 2 to a thin film having no thickness (hereinafter, referred to as “equivalent reflective film”). The equivalent reflection film is located at the same position as the lower surface of the dielectric plate 2 and has a thickness that reflects a part of an incident radio wave and transmits a part thereof.
図３は、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００が奏する効果を説明するための等価モデルの具体例を示す図である。以下、フェーズドアレーアンテナシステム１００が奏する効果を説明するための等価モデルをシステム等価モデルという。 FIG. 3 is a diagram illustrating a specific example of an equivalent model for describing an effect achieved by the phased array antenna system 100 according to the first embodiment. Hereinafter, an equivalent model for describing the effect of the phased array antenna system 100 will be referred to as a system equivalent model.
まず、システム等価モデルにおけるパッチ素子１２について説明する。図３に示す等価波源を表す点は、パッチ素子１２の等価モデルである。上述したように、パッチ素子１２は、Ｚ軸正方向に略平行に放射電波を放射する。そのため、第１の実施形態におけるフェーズドアレーアンテナシステム１００において、Ｘ軸方向及びＹ軸方向への電波の伝搬距離はＺ軸方向への伝搬距離に比べて無視できるほどである。また、上述したように、パッチ素子１２の厚さは、パッチ素子１２内及び自由空間内の放射電波の波長に比べて無視できるほど薄い。このことは、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００における電波の解析にあたって、パッチ素子１２の大きさは無視してもよいことを意味する。
このように、システム等価モデルにおけるパッチ素子１２は、大きさを無視してよい。そのため、システム等価モデルにおいてパッチ素子１２の等価モデルは、図３に示すように、大きさのない点として表現される。なお、等価波源は、パッチ素子１２の中心位置と同じ位置に位置する。
First, the
As described above, the size of the
次に、システム等価モデルにおける地導体板１３について説明する。システム等価モデルにおける地導体板１３は、等価波源が位置するＸＹ面である。すなわち、システム等価モデルにおける等価波源が位置するＸＹ面は、地導体板１３と同様に、Ｚ軸正方向から入射した電波を１００％反射する。以下、システム等価モデルにおけるＸＹ面を等価導体板という。 Next, the ground conductor plate 13 in the system equivalent model will be described. The ground conductor plate 13 in the system equivalent model is an XY plane on which the equivalent wave source is located. That is, the XY plane where the equivalent wave source in the system equivalent model is located reflects 100% of the radio wave incident from the positive direction of the Z-axis similarly to the ground conductor plate 13. Hereinafter, the XY plane in the system equivalent model is referred to as an equivalent conductive plate.
システム等価モデルに、誘電体層１１は存在しない。なぜなら、誘電体層１１の厚さは、パッチ素子１２内及び自由空間内の放射電波の波長に比べて無視できるほど薄く、電波との相互作用の強さが０に略同一であるためである。
The
システム等価モデルにおいて、誘電体板２は、等価反射膜である。
システム等価モデルにおいて、等価反射膜と等価波源との距離は距離Ｓである。
このようなシステム等価モデルによって、フェーズドアレーアンテナシステム１００が奏する効果は説明可能である。
In the system equivalent model, the dielectric plate 2 is an equivalent reflection film.
In the system equivalent model, the distance between the equivalent reflection film and the equivalent wave source is a distance S.
The effect provided by the phased array antenna system 100 can be explained by such a system equivalent model.
次に、図４及び図５によって、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００による狭ビーム化について説明する。 Next, the beam narrowing by the phased array antenna system 100 according to the first embodiment will be described with reference to FIGS.
なお、以下図４において、簡単のため、放射電波の伝搬の様子をいくつかのステップに分けて、ステップごとに説明するが、実際の物理現象においては、全てのステップが略同一の時間内に起きる。 In FIG. 4, for the sake of simplicity, the state of propagation of a radiated radio wave is divided into several steps, and each step will be described. However, in an actual physical phenomenon, all steps are performed within substantially the same time. Get up.
図４は、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００においてパッチ素子１２が放射する放射電波の伝搬の様子を説明する説明図である。
FIG. 4 is an explanatory diagram illustrating a state of propagation of a radiated radio wave radiated by the
等価波源がＺ軸正方向に向けて放射電波を放射する。以下、説明の簡単のため、等価波源がＺ軸正方向に向けて放射電波を放射した時点を時点ｔ０という。等価波源が放射した放射電波は、等価反射膜上の地点Ｐ０に入射する。等価反射膜の地点Ｐ０に入射した放射電波の一部は、反射される。等価反射膜の地点Ｐ０において反射された放射電波は、等価導体板に入射する。等価導体板に入射した放射電波は、反射される。等価導体板によって反射された放射電波は、等価反射膜に再度入射する。地点Ｐ１は、図４において、放射電波が再度、等価反射膜に入射する地点である。以下、放射電波が等価反射膜に二回目に入射した時点を時点ｔ１という。時点ｔ０から時点ｔ１までの間に放射電波が伝搬した距離は、３Ｓである。
なお、図において、地点Ｐ０及び地点Ｐ１は、説明の簡単のため有限の距離があるかのように描いているが、実際には、地点Ｐ０と地点Ｐ１との距離は０に略同一である。また、同様に、仮想波源のＸ軸方向又はＹ軸方向の位置は、等価波源のＸ軸方向又はＹ軸方向の位置に略同一である。
The equivalent wave source emits a radiated radio wave in the positive direction of the Z axis. Hereinafter, for the sake of simplicity, a point in time at which the equivalent wave source emits a radiated radio wave in the positive direction of the Z axis is referred to as a point in time t0. The radiated radio wave emitted by the equivalent wave source enters the point P0 on the equivalent reflection film. Part of the radiated radio wave incident on the point P0 of the equivalent reflection film is reflected. The radiated radio wave reflected at the point P0 of the equivalent reflection film enters the equivalent conductor plate. The radiated radio wave incident on the equivalent conductor plate is reflected. The radiated radio wave reflected by the equivalent conductor plate re-enters the equivalent reflection film. The point P1 is a point at which the radiated radio wave enters the equivalent reflection film again in FIG. Hereinafter, the time point at which the radiated radio wave is incident on the equivalent reflection film for the second time is referred to as time point t1. The distance over which the radiated radio wave has propagated from the time point t0 to the time point t1 is 3S.
In the drawing, the points P0 and P1 are drawn as if there is a finite distance for the sake of simplicity, but in reality, the distance between the points P0 and P1 is substantially equal to 0. . Similarly, the position of the virtual wave source in the X-axis direction or the Y-axis direction is substantially the same as the position of the equivalent wave source in the X-axis direction or the Y-axis direction.
ここまで、放射電波が等価反射膜によって１回反射される場合について説明してきたが、Ｎ回反射される場合についても、同様である。
具体的には、放射電波が等価反射膜によってＮ回（Ｎは１以上の整数）反射される場合、このような放射電波が時点ｔ０から時点ｔＮまでの間に伝搬する距離は、Ｎ×２Ｓ＋Ｓ＝（２Ｎ＋１）Ｓである。ｔＮは、等価反射膜によってＮ回反射する放射電波が（Ｎ＋１）回目に透過反射膜に到達する時点である。以下、放射電波が（Ｎ＋１）回目に入射した等価反射膜の地点を地点ＰＮという。なお、地点Ｐ０〜地点ＰＮの各地点間の距離は０に略同一である。
The case where the radiated radio wave is reflected once by the equivalent reflection film has been described above, but the same applies to the case where the radiated radio wave is reflected N times.
Specifically, when the radiated radio wave is reflected N times (N is an integer of 1 or more) by the equivalent reflection film, the distance over which such radiated radio wave propagates from time t 0 to time t N is N × 2S + S = (2N + 1) S. t N is the time when the radio wave radiated reflected N times by equivalent reflective film reaches (N + 1) th to the reflective film. Hereinafter, the point on the equivalent reflection film at which the radiated radio wave enters the (N + 1) th time is referred to as a point PN . The distance between each point of the point P 0 ~ point P N is substantially the same to zero.
ここで、仮想波源及び仮想電波という概念について説明する。仮想波源とは、等価反射膜からＺ軸負方向にＳの整数倍である所定の距離だけ離れた位置に位置する仮想的な波源であって、Ｚ軸正方向に向けて仮想電波を放射する仮想的な波源である。仮想電波は、放射電波と同じ周波数を有し、時点ｔ０において放射電波と同じ位相で放射され、誘電体板２及び地導体板１３によって反射及び吸収されない仮想的な電波である。 Here, the concept of a virtual wave source and a virtual radio wave will be described. The virtual wave source is a virtual wave source located at a position separated from the equivalent reflection film by a predetermined distance that is an integral multiple of S in the negative Z-axis direction, and emits a virtual radio wave in the positive Z-axis direction. It is a virtual wave source. Virtual Telecommunications has the same frequency as the radio wave radiated, at time t 0 is emitted in the same phase as the radiated wave is a virtual wave that is not reflected and absorbed by the dielectric plate 2 and the ground conductor plate 13.
仮想波源及び仮想電波は、実体があるものではなく、フェーズドアレーアンテナシステム１００における放射電波の複雑な多重反射が奏する効果を説明するための仮想的な概念である。図４は、Ｎ＝１の場合における仮想波源と仮想電波とを示している。図４における仮想波源は、等価反射膜からＺ軸負方向に３Ｓだけ離れた位置に位置する仮想波源である。 The virtual wave source and the virtual radio wave are not real ones, and are virtual concepts for explaining the effect of the complex multiple reflection of the radiated radio wave in the phased array antenna system 100. FIG. 4 shows a virtual wave source and virtual radio waves when N = 1. The virtual wave source in FIG. 4 is a virtual wave source located at a position away from the equivalent reflection film by 3S in the negative direction of the Z-axis.
以下、等価反射膜からＺ軸負方向に距離（２Ｎ＋１）Ｓだけ離れた位置に位置する仮想波源を第Ｎ仮想波源という。以下、第Ｎ仮想波源が放射する仮想電波を第Ｎ仮想電波という。図４における仮想波源と等価波源との位置関係と同様に、第Ｎ仮想波源のＸ軸方向又はＹ軸方向の位置は、等価波源のＸ軸方向又はＹ軸方向の位置に略同一である。 Hereinafter, the virtual wave source located at a position away from the equivalent reflection film by the distance (2N + 1) S in the negative direction of the Z axis is referred to as an Nth virtual wave source. Hereinafter, the virtual radio wave emitted by the N-th virtual wave source is referred to as an N-th virtual radio wave. Similar to the positional relationship between the virtual wave source and the equivalent wave source in FIG. 4, the position of the Nth virtual wave source in the X-axis direction or the Y-axis direction is substantially the same as the position of the equivalent wave source in the X-axis direction or the Y-axis direction.
このような仮想波源及び仮想電流を用いると、時点ｔＮ以降の放射電波の周波数、位相及び波数ベクトルは第Ｎ仮想電波と同等であることが説明される。 The use of such a virtual wave source and the virtual current time t N subsequent radio wave radiated frequency, phase and wave number vectors are described to be equivalent to the N virtual radio.
なぜならば、放射電波と仮想電波とは、同じ周波数であり、時点ｔ０において同じ位相で等価波源又は仮想波源から放射され、時点ｔ０から時点ｔＮまでの伝搬距離が同じであり、地点ＰＮに同じ方向から入射するからである。 Because, the virtual radio and radio wave radiated, the same is the frequency, is emitted from the equivalent wave source or a virtual wave source in phase at time t 0, the propagation distance from time t 0 to time t N are the same, the point P This is because they are incident on N from the same direction.
そのため、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００における放射電波の多重反射によって生じる効果は、等価反射膜において生じる反射の回数に応じた仮想波源によって説明可能である。 Therefore, the effect caused by the multiple reflection of the radiated radio wave in the phased array antenna system 100 of the first embodiment can be explained by the virtual wave source according to the number of reflections generated in the equivalent reflection film.
具体的には、仮想波源の概念を用いてフェーズドアレーアンテナシステム１００をモデル化したシステム等価モデルによって、フェーズドアレーアンテナシステム１００の奏する効果は説明可能である。 Specifically, the effects of the phased array antenna system 100 can be explained by a system equivalent model in which the phased array antenna system 100 is modeled using the concept of a virtual wave source.
図５は、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００が実現する狭ビーム化をシステム等価モデルによって説明する説明図である。 FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating narrowing of the beam realized by the phased array antenna system 100 according to the first embodiment using a system equivalent model.
フェーズドアレーアンテナシステム１００において、原理的には、放射電波は、誘電体板２によって無限回反射される。このことは、無限個の仮想波源が存在することと等価である。そのため、システム等価モデルにおいて、仮想波源はＺ軸負方向に無限個存在する。システム等価モデルにおいて、無限個の各仮想波源は、２Ｓの距離をごとにＺ軸負方向に向かって配置される。 In the phased array antenna system 100, in principle, the radiated radio wave is reflected infinitely by the dielectric plate 2. This is equivalent to the existence of an infinite number of virtual wave sources. Therefore, in the system equivalent model, there are an infinite number of virtual wave sources in the negative Z-axis direction. In the system equivalent model, an infinite number of virtual wave sources are arranged at a distance of 2S toward the negative direction of the Z axis.
ここで、Ｓが波長の１／２であることについて考える。Ｓが波長の１／２であるため、放射電波及び仮想電波の位相は、等価反射面において同位相である。そのため、放射電波及び仮想電波は互いに強め合い、コヒーレント性の高い電波が生成される。 Here, consider that S is の of the wavelength. Since S is の of the wavelength, the phases of the radiated radio wave and the virtual radio wave are the same on the equivalent reflection surface. Therefore, the radiated radio wave and the virtual radio wave reinforce each other, and a radio wave with high coherence is generated.
このように波源を波長間隔で周期的に一軸方向に配置したアンテナシステムは、一般に、エンドファイアアレーという。エンドファイアアレーは、狭いビームの電波を生成するアンテナシステムである。 Such an antenna system in which the wave sources are periodically arranged in a uniaxial direction at a wavelength interval is generally called an end fire array. An endfire array is an antenna system that generates a narrow-beam radio wave.
第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００は、実体のある波源の代わりに仮想的な波源を、波長間隔で周期的に一軸方向に配置した仮想的なエンドファイアアレーであるといえる。そのため、このように構成された第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００は、平面型フェーズドアレーアンテナ１と誘電体板２とを波長の１／２だけ隔てて備えるため、エンドファイアアレーと同様に、電波の狭ビーム化を実現することができる。なお、図５において、狭ビーム電波は、フェーズドアレーアンテナシステム１００によって狭ビーム化された電波である。 It can be said that the phased array antenna system 100 of the first embodiment is a virtual endfire array in which virtual wave sources are periodically arranged in a uniaxial direction at wavelength intervals instead of a substantial wave source. Therefore, the phased array antenna system 100 according to the first embodiment having the above-described configuration includes the planar phased array antenna 1 and the dielectric plate 2 separated by の of the wavelength, and thus is similar to the endfire array. In addition, it is possible to realize a narrow beam of radio waves. In FIG. 5, the narrow beam radio wave is a radio wave narrowed by the phased array antenna system 100.
図６は、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００によるビームステアリングについて説明する説明図である。ここまで、説明の簡単のため、パッチ素子１２は、放射電波をＺ軸正方向に略平行に放射すると仮定してきた。フェーズドアレーアンテナシステム１００が電波のビームステアリングをする場合には、パッチ素子１２は、Ｚ軸と角度をなす方向に放射電波を放射する。そのため、図６においては、パッチ素子１２は、放射電波をＺ軸正方向に略平行に放射するだけではなく、Ｚ軸と角度をなす方向にも放射電波を放射すると仮定する。
FIG. 6 is an explanatory diagram illustrating beam steering by the phased array antenna system 100 according to the first embodiment. Up to this point, for simplicity of description, it has been assumed that the
まず、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００によるビームステアリングについて説明する。ビームステアリング時には、平面型フェーズドアレーアンテナ１は、Ｚ軸方向に平行ではなく、Ｚ軸と角度をなす方向に放射電波を放射する。以下、平面型フェーズドアレーアンテナ１が放射電波を放射する方向がＺ軸となす角をθとする。この場合、放射電波の方向が角度θの方向であるため、フェーズドアレーアンテナシステム１００が放射する電波も角度θの方向に放射される。このようにして、フェーズドアレーアンテナシステム１００は、ビームステアリングを実現することができる。 First, beam steering by the phased array antenna system 100 according to the first embodiment will be described. At the time of beam steering, the planar phased array antenna 1 emits radiated radio waves in a direction that is not parallel to the Z-axis direction but is at an angle to the Z-axis. Hereinafter, the angle between the direction in which the planar phased array antenna 1 emits the radiated radio wave and the Z axis is θ. In this case, since the direction of the radiated radio wave is the direction of the angle θ, the radio wave radiated by the phased array antenna system 100 is also radiated in the direction of the angle θ. Thus, the phased array antenna system 100 can realize beam steering.
次に、平面型フェーズドアレーアンテナ１が、角度θの方向に放射電波を放射する場合であっても、狭ビーム化が実現されることを説明する。平面型フェーズドアレーアンテナ１が、Ｚ軸方向に平行ではない方向に放射電波を放射する場合であっても、角度θが所定の範囲内である場合には、放射電波の伝搬経路は図３によって説明した伝搬経路に近似することができる。そのため、平面型フェーズドアレーアンテナ１が所定の角度範囲内の角度θの方向に放射電波を放射する場合には、フェーズドアレーアンテナシステム１００は電波を狭ビーム化することができる。 Next, a description will be given of the fact that even if the planar phased array antenna 1 radiates radiated radio waves in the direction of the angle θ, narrowing of the beam is realized. Even when the planar phased array antenna 1 emits a radiated radio wave in a direction that is not parallel to the Z-axis direction, if the angle θ is within a predetermined range, the propagation path of the radiated radio wave is as shown in FIG. It can be approximated to the propagation path described. Therefore, when the planar phased array antenna 1 emits a radiated radio wave in the direction of the angle θ within the predetermined angle range, the phased array antenna system 100 can narrow the radio wave.
このように、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００によって、図６に示すようなビームステアリングされた電波が狭ビーム化された状態で放射される。図６において、狭ステアード電波は、狭ビーム化され、ビームステアリングされた電波である。 In this way, the phased array antenna system 100 of the first embodiment radiates a beam-steered radio wave as shown in FIG. 6 in a narrow beam state. In FIG. 6, a narrow steered radio wave is a radio beam that has been narrowed and beam steered.
以下、図７及び図８によって、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００によるビームステアリングのシミュレーション結果を示す。 Hereinafter, FIGS. 7 and 8 show simulation results of beam steering by the phased array antenna system 100 of the first embodiment.
図７は、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００によるビームステアリングの具体的なシミュレーションの条件を説明する図である。シミュレーションは、誘電体板の比誘電率が１０．２であって、Ｓ＝１５ｍｍであって、誘電体板の厚さｔ＝３ｍｍの元で実施された。また、シミュレーションにおいて、パッチ素子１２は、一軸方向に等間隔に４つ配置されていた。隣接するパッチ素子１２の中心点同士の距離は、０．５波長に略同一である。
FIG. 7 is a diagram illustrating specific simulation conditions for beam steering by the phased array antenna system 100 according to the first embodiment. The simulation was performed under the condition that the relative permittivity of the dielectric plate was 10.2, S = 15 mm, and the thickness t of the dielectric plate was 3 mm. In the simulation, four
図８は、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００によるビームステアリングの具体的なシミュレーション結果を示す図である。なお、シミュレーションにおける電波の周波数は、１０ＧＨｚである。 FIG. 8 is a diagram illustrating a specific simulation result of beam steering by the phased array antenna system 100 according to the first embodiment. The frequency of the radio wave in the simulation is 10 GHz.
図８（ａ）は、ステアリングされた電波の放射パターンを示す。図８（ｂ）は、ステアリングされていない電波の放射パターンを示す。図８（ａ）及び（ｂ）は、いずれも、誘電体板２が存在する場合には、誘電体板２が存在しない場合よりも狭ビーム化された電波を放射することを示す。
図８は、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００において、１６°程度のビームステアリングが実現されることを示す。また、図８は、ビームステアリングされた電波が狭ビーム化されていることを示す。
FIG. 8A shows a radiation pattern of a steered radio wave. FIG. 8B shows a radiation pattern of an unsteered radio wave. FIGS. 8A and 8B both show that, when the dielectric plate 2 is present, radio waves with a narrower beam are radiated than when the dielectric plate 2 is not present.
FIG. 8 shows that beam steering of about 16 ° is realized in the phased array antenna system 100 of the first embodiment. FIG. 8 shows that the beam-steered radio waves are narrowed.
このように構成された第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００は、平面型フェーズドアレーアンテナ１と、平面型フェーズドアレーアンテナ１との距離が自由空間における電波の波長の１／２に略同一である位置に、自由空間における波長の１／４に略同一の厚さの誘電体板２とを備える。そのため、仮想的なエンドファイアアレーを実現することができ、従来のアンテナシステムよりも簡易な構成によって狭ビーム化とビームステアリングとを両立することができる。 In the phased array antenna system 100 of the first embodiment configured as described above, the distance between the planar phased array antenna 1 and the planar phased array antenna 1 is substantially equal to １ ／ of the wavelength of a radio wave in free space. And a dielectric plate 2 having substantially the same thickness as １ ／ of the wavelength in free space. Therefore, a virtual endfire array can be realized, and both beam narrowing and beam steering can be achieved with a simpler configuration than the conventional antenna system.
なお、パッチ素子１２はどのように放射電波を放射してもよい。パッチ素子１２は、例えば、交流電源によって励振されることで、放射電波を放射してもよい。
Note that the
（第２の実施形態）
図９は、第２の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００ａの構成の具体例を示す図である。
第２の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００ａは、一つではなく、複数の誘電体板２を一軸方向に備える点で第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００と異なる。
以下、第２の実施形態における誘電体板２を、誘電体板２ａという。第２の実施形態における誘電体板２ａは、Ｚ軸方向に、所定の間隔で順番に配置される。以下、誘電体板２ａをそれぞれ区別する場合、誘電体板２ａ−ｍ（ｍは１以上の整数）という。
(Second embodiment)
FIG. 9 is a diagram illustrating a specific example of the configuration of the phased array antenna system 100a according to the second embodiment.
The phased array antenna system 100a according to the second embodiment differs from the phased array antenna system 100 according to the first embodiment in that a plurality of dielectric plates 2 are provided in one axial direction instead of one.
Hereinafter, the dielectric plate 2 in the second embodiment is referred to as a dielectric plate 2a. The dielectric plates 2a in the second embodiment are sequentially arranged at predetermined intervals in the Z-axis direction. Hereinafter, when distinguishing each dielectric plate 2a, it is called dielectric plate 2a-m (m is an integer of 1 or more).
誘電体板２ａ−ｍは、平面型フェーズドアレーアンテナ１からＺ軸正方向に距離ｍ×Ｓだけ隔ててＸＹ面に平行に配置された平板状の誘電体である。すなわち、誘電体板２ａ−ｍと平面型フェーズドアレーアンテナ１とは、平行である。誘電体板２ａの比誘電率及び比透磁率と、誘電体板２ａのＺ軸方向の厚さとは、第１の実施形態と同様である。 The dielectric plates 2a-m are plate-like dielectrics arranged in parallel with the XY plane at a distance of m × S in the positive Z-axis direction from the planar phased array antenna 1. That is, the dielectric plates 2a-m and the planar phased array antenna 1 are parallel. The relative permittivity and relative permeability of the dielectric plate 2a and the thickness of the dielectric plate 2a in the Z-axis direction are the same as in the first embodiment.
第２の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００ａは、複数の誘電体板２ａを備える。そのため、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００よりも電波が反射される伝搬経路が増える。そのため、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００よりもさらに強く電波を狭ビーム化することができる。 The phased array antenna system 100a according to the second embodiment includes a plurality of dielectric plates 2a. Therefore, the number of propagation paths on which radio waves are reflected increases as compared with the phased array antenna system 100 of the first embodiment. Therefore, the radio wave can be narrowed more strongly than the phased array antenna system 100 of the first embodiment.
図１０は、第２の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００ａが放射する電波の放射パターンをシミュレーションした結果を示す図である。図１０は、平面型フェーズドアレーアンテナ１が２×６つのアンテナ素子を備え、周波数９ＧＨｚの電波を放射する場合の結果を示す。 FIG. 10 is a diagram illustrating a simulation result of a radiation pattern of a radio wave emitted by the phased array antenna system 100a according to the second embodiment. FIG. 10 shows a result when the planar phased array antenna 1 includes 2 × 6 antenna elements and emits a radio wave having a frequency of 9 GHz.
図１０（ａ）は、誘電体板２ａが無い場合と、１つの場合との結果を示す。図１０（ｂ）は、誘電体板２ａが１つの場合と、２つの場合との結果を示す。図１０は、誘電体板２ａが無い場合は、電力半値角が２７°であることを示す。図１０は、誘電体板２ａが１つの場合は、電力半値角が２０°であることを示す。図１０は、誘電体板２ａが２つの場合は、電力半値角が１７°であることを示す。
このように、誘電体板２ａの数が増えるほど、第２の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００ａが放射する電波は狭ビーム化される。
FIG. 10A shows the results when there is no dielectric plate 2a and when there is one. FIG. 10B shows the results when the number of the dielectric plates 2a is one and when the number is two. FIG. 10 shows that the half power angle is 27 ° when there is no dielectric plate 2a. FIG. 10 shows that when the number of the dielectric plates 2a is one, the half-power angle is 20 °. FIG. 10 shows that when there are two dielectric plates 2a, the half-power angle is 17 °.
In this manner, as the number of dielectric plates 2a increases, the radio waves emitted by the phased array antenna system 100a of the second embodiment are narrowed.
このように構成された第２の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００ａは、平面型フェーズドアレーアンテナ１と、複数の誘電体板２ａとを備える。そのため、電波が反射される伝搬経路を増やすことができ、第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００よりもさらに狭ビーム化を実現することができる。 The phased array antenna system 100a of the second embodiment configured as described above includes the planar phased array antenna 1 and a plurality of dielectric plates 2a. Therefore, it is possible to increase the number of propagation paths on which radio waves are reflected, and to further narrow the beam as compared with the phased array antenna system 100 of the first embodiment.
（第３の実施形態）
図１１は、第３の実施形態におけるフェーズドアレーアンテナシステム１００ｂの構成の具体例を示す図である。
フェーズドアレーアンテナシステム１００ｂは、平面型フェーズドアレーアンテナ１ｂと、誘電体板２ａ−１及び２ａ−２とを備える。
以下、図１、図２又は図９と同様の機能を有するものは同じ符号を付すことで説明を省略する。
(Third embodiment)
FIG. 11 is a diagram illustrating a specific example of the configuration of the phased array antenna system 100b according to the third embodiment.
The phased array antenna system 100b includes a planar phased array antenna 1b and dielectric plates 2a-1 and 2a-2.
Hereinafter, those having the same functions as those in FIG. 1, FIG. 2 or FIG.
平面型フェーズドアレーアンテナ１ｂは、誘電体層１１と、複数のパッチ素子１２と、地導体板１３とを備える。
The planar phased array antenna 1b includes a
図１２は、第３の実施形態における平面型フェーズドアレーアンテナ１ｂの構成の具体例を示す上面図である。
誘電体層１１は、ＸＹ面内において長辺が長さＬＳ、短辺が長さＷＳの長方形形状である。以下、簡単のため、誘電体層１１の長辺はＸ軸に平行とし、短辺はＹ軸に平行であると仮定する。パッチ素子１２は、ＸＹ面内において１辺Ｌｄの正方形形状である。Ｌｄは、放射電波の自由空間中の波長の１／４に略同一であり、放射電波の自由空間中の波長の１／４以上の長さである。
FIG. 12 is a top view showing a specific example of the configuration of the planar phased array antenna 1b according to the third embodiment.
The
各パッチ素子１２の一辺は、誘電体層１１の一辺に平行である。複数のパッチ素子１２は、誘電体層１１の各辺に平行に行列状に位置する。各パッチ素子１２の中心間距離は、所定の長さｄである。長さｄは、放射電波の自由空間中の波長の１／２に略同一である。
各パッチ素子１２の中心点と、各パッチ素子１２に最近接の誘電体層１１の一辺との間の距離Ｈは、以下の式（１）及び式（２）を満たす。
One side of each
The distance H between the center point of each
ＶＷは、誘電体層１１の短辺に平行な軸方向のパッチ素子１２の数である。ＶＬは、誘電体層１１の長辺に平行な軸方向のパッチ素子１２の数である。
図１２において、ＶＷは、２であり、ＶＬは、６である。
距離Ｈは、誘電体層１１の余白の長さを反映した長さである。簡単のため、以下、距離Ｈを余白Ｈという。
VW is the number of
In FIG. 12, VW is 2 and VL is 6.
The distance H is a length that reflects the length of the margin of the
図１３は、第３の実施形態における距離Ｈと利得との周波数依存性を示す具体的なシミュレーション結果を示す図である。図１３は、Ｌｓ＝１３５ｍｍの条件の元で行われたシミュレーション結果である。図１３におけるλｓは、周波数がシミュレーションにおける中心周波数である電波の自由空間における波長である。シミュレーションにおける中心周波数は、１０ＧＨｚである。 FIG. 13 is a diagram showing a specific simulation result showing the frequency dependence of the distance H and the gain in the third embodiment. FIG. 13 shows a simulation result performed under the condition of L s = 135 mm. Lambda s in FIG. 13 is a wavelength in the radio wave of free space frequency is the center frequency in the simulation. The center frequency in the simulation is 10 GHz.
図１３に示すシミュレーション結果は、余白Ｈが、（２／４）×λｓである場合と、余白Ｈが（３／４）×λｓである場合と、余白Ｈが、（４／４）×λｓである場合と、余白Ｈが、（５／４）×λｓである場合とについて、利得と周波数との関係を示す。 Simulation results shown in FIG. 13, the margin H is, (2/4) × a case where lambda s, and if it is blank H is (3/4) × lambda s, margin H is, (4/4) The relationship between the gain and the frequency is shown for the case of × λ s and the case where the margin H is (5/4) × λ s .
図１３に示すシミュレーション結果は、余白Ｈが（３／４）×λｓの場合に、余白Ｈが（４／４）×λｓである場合と、余白Ｈが（５／４）×λｓである場合よりも周波数の変化に対する利得の変動幅が小さくなることを示す。また、図１３に示すシミュレーション結果は、例えば、余白Ｈを（２／４）×λｓのように、（３／４）×λｓよりも小さくした場合、観測している周波数範囲の中での全体的な利得の低下も起きないことを示す。図１３図１３そのため、図１３のシミュレーション結果は、余白Ｈを（３／４）×λｓにしたフェーズドアレーアンテナシステム１００ｂが、狭ビーム化を実現するために最適であることを示す。余白Ｈが（３／４）×λｓよりも小さい場合には、開口面サイズが十分に得られず利得が減少する。また、余白Ｈが（３／４）×λｓよりも大きい場合には、帯域が狭くなるとともに、利得の低い極小値が現れる。この原因は、誘電体層１１に共振モードが立つためである。
Simulation results shown in FIG. 13, when the margin H is (3/4) × λ s, and if the margin H is (4/4) × λ s, with the margin H is (5/4) × [lambda] s This shows that the fluctuation width of the gain with respect to the frequency change becomes smaller than in a certain case. Further, the simulation results shown in FIG. 13, for example, the margins H (2/4) as × λ s, (3/4) If smaller than × lambda s, within the frequency range are observed This shows that the overall gain of the does not decrease. 13 13 Therefore, the simulation results of FIG. 13 shows that the phased array antenna system 100b in which the margins H to (3/4) × λ s is optimal in order to realize the narrow beam of. When the margin H is smaller than (3/4) × λ s , the aperture size cannot be sufficiently obtained, and the gain decreases. If the margin H is larger than (3/4) × λ s , the band becomes narrow and a minimum value with a low gain appears. This is because a resonance mode is established in the
誘電体層１１の形状及びパッチ素子１２の形状は必ずしも四角形でなくてもよい。また、余白Ｈは、必ずしも、形状が四角形の誘電体層１１の一辺と、パッチ素子１２の中心点との距離でなくてもよい。余白Ｈは、パッチ素子１２の中心点と、誘電体層１１の周上の、パッチ素子１２の中心点に最近接の箇所との距離であれば、どのような距離であってもよい。
誘電体層１１の形状及びパッチ素子１２の形状は、例えば、円形であってもよい。このような場合、余白Ｈは、パッチ素子１２の中心点と誘電体層１１の円周とを結ぶ最短の距離である。
The shape of the
The shape of the
（第４の実施形態）
図１４は、第４の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００ｃの構成の具体例を示す図である。
第４の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００ｃは、負メニスカスレンズ３を備える点で第１の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００と異なる。
負メニスカスレンズ３は、負のメニスカスレンズである。負メニスカスレンズ３は、誘電体板２を挟んで平面型フェーズドアレーアンテナ１の反対側に位置する。負メニスカスレンズ３は、ステアリングされた電波である狭ステアード電波のＺ軸となす角を大きくする。なお、図１４において、Ｚ軸は、ビームステアードされておらず、狭ビーム化はされた電波が伝搬する方向に平行である。
(Fourth embodiment)
FIG. 14 is a diagram illustrating a specific example of the configuration of the phased array antenna system 100c according to the fourth embodiment.
The phased array antenna system 100c of the fourth embodiment is different from the phased array antenna system 100 of the first embodiment in that a
The
このように構成された、第４の実施形態のフェーズドアレーアンテナシステム１００ｃは、フェーズドアレーアンテナシステム１００、１００ａ及び１００ｂよりも、ステアリング範囲を増大することができる。なお、ステアリング範囲を増大するとは、ビームステアードされた電波とビームステアードされていない電波とのなす角を広げることである。 The phased array antenna system 100c of the fourth embodiment configured as described above can increase the steering range more than the phased array antenna systems 100, 100a, and 100b. To increase the steering range is to increase the angle between the beam steered radio wave and the non-beam steered radio wave.
図４〜図５において説明したように、フェーズドアレーアンテナシステム１００、１００ａ及び１００ｂは、従来のアンテナシステムとは異なる動作原理によって、狭ビーム化を実現する。また、図６において説明したように、フェーズドアレーアンテナシステム１００、１００ａ及び１００ｂはビームステアリングも実現する。しかしながら、フェーズドアレーアンテナシステム１００、１００ａ及び１００ｂでは、電波が狭ビーム化されるため、電波が狭ビーム化されればされるほど、ステアリング範囲が狭くなるという問題がある。第４の実施形態におけるフェーズドアレーアンテナシステム１００ｃは、負メニスカスレンズ３を備えるため、ステアリング範囲を広げることができ、ステアリング範囲が狭くなるという問題を解決することができる。
As described with reference to FIGS. 4 and 5, the phased array antenna systems 100, 100a, and 100b achieve a narrow beam using an operation principle different from that of a conventional antenna system. As described in FIG. 6, the phased array antenna systems 100, 100a, and 100b also realize beam steering. However, in the phased array antenna systems 100, 100a, and 100b, since the radio waves are narrowed, there is a problem that the narrower the radio waves, the narrower the steering range. Since the phased array antenna system 100c according to the fourth embodiment includes the
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。 As described above, the embodiments of the present invention have been described in detail with reference to the drawings. However, the specific configuration is not limited to the embodiments, and includes a design and the like within a range not departing from the gist of the present invention.
１…平面型フェーズドアレーアンテナ、 １ｂ…平面型フェーズドアレーアンテナ、 ２…誘電体板、 ２ａ…誘電体板、 ３…負メニスカスレンズ、 １１…誘電体層、 １２…パッチ素子、 １３…地導体板、 １００…フェーズドアレーアンテナシステム、 １００ａ…フェーズドアレーアンテナシステム、 １００ｂ…フェーズドアレーアンテナシステム、 １００ｃ…フェーズドアレーアンテナシステム DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Planar phased array antenna, 1b ... Planar phased array antenna, 2 ... Dielectric plate, 2a ... Dielectric plate, 3 ... Negative meniscus lens, 11 ... Dielectric layer, 12 ... Patch element, 13 ... Ground conductor plate Reference numeral 100: phased array antenna system 100a: phased array antenna system 100b: phased array antenna system 100c: phased array antenna system
Claims (4)
前記同一平面に平行な平板状の誘電体であって、前記アンテナ素子のブロードサイド方向に位置する誘電体である誘電体板と、
を備え、
前記誘電体板の厚さは、前記電波の前記誘電体における物質内波長の１／４に略同一であって、
前記誘電体板の前記アンテナ素子に対抗する面と、前記アンテナ素子を備える面との距離が、前記電波の自由空間内の波長の１／２に略同一である、
フェーズドアレーアンテナシステム。 A plurality of antenna elements for radiating radio waves are provided on the same plane, and are located at positions parallel to the same plane and at a distance from the same plane that is negligible compared to the wavelength of the radio waves in free space. A planar phased array antenna having a ground conductor plate that reflects the radio wave in a plane to be
A dielectric plate that is a plate-shaped dielectric parallel to the same plane and is a dielectric located in a broadside direction of the antenna element;
With
The thickness of the dielectric plate is substantially the same as 1/4 of the wavelength of the radio wave in the substance in the dielectric,
The distance between the surface of the dielectric plate facing the antenna element and the surface provided with the antenna element is substantially the same as １ ／ of the wavelength of the radio wave in free space.
Phased array antenna system.
請求項１に記載のフェーズドアレーアンテナシステム。 Comprising a plurality of the dielectric plates,
The phased array antenna system according to claim 1.
前記各アンテナ素子の中心点と、前記各アンテナ素子に最近接の前記誘電体層の周上の箇所との間の距離を余白Ｈとして、Ｈは、前記電波の自由空間内の波長の３／４に略同一である、
請求項１又は２に記載のフェーズドアレーアンテナシステム。 The planar phased array antenna further includes a flat dielectric layer parallel to the same plane, in a space between the same plane and a plane including the ground conductor plate,
The distance between the center point of each antenna element and a point on the circumference of the dielectric layer closest to each antenna element is defined as a margin H, where H is 3/3 of the wavelength in the free space of the radio wave. 4, substantially the same as
The phased array antenna system according to claim 1.
請求項１から３のいずれか一項に記載のフェーズドアレーアンテナシステム。 A negative meniscus lens located on the opposite side of the planar phased array antenna with the dielectric plate interposed therebetween,
The phased array antenna system according to any one of claims 1 to 3.
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