JP2019531016A - メタマテリアル、レクテナ、および補償構造を使用して電磁放射を電気エネルギーに変換するための構造、システム、および方法 - Google Patents

Abstract

メタマテリアル結合アンテナが、メタマテリアルと、伝送線路によって結合されたアンテナ素子およびダイオードを有するレクテナとを含む。メタマテリアルは、熱の存在下でスプーフ表面プラズモンを生成する。アンテナ素子は、テラヘルツ周波数としてのスプーフ表面プラズモンの存在下で共振し、伝送線路を介してダイオードに結合される電圧を生成する。ダイオードは電圧を整流して電気を生成する。伝送線路は、アンテナ素子によって加えられる電圧信号に対する昇圧を実現し、ダイオードキャパシタンスを補償するように構成される。

Description

本願は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる、２０１６年９月１４日に出願された米国仮出願第６２／３９４６７９号の利益を主張する。

本発明の実施形態は、一般に、電磁放射からエネルギーを取り入れるための構造および方法に関する。より詳細には、実施形態は、例えば赤外線および近赤外線（熱など）および可視スペクトルからエネルギーを取り入れ、テラヘルツエネルギーを取り込むためのシステムに関する。

世界では費用がかからない再生可能エネルギーが大いに求められている。皮肉なことに、日光および熱の形態で利用可能な多量のエネルギーが存在する。しかしながら、現代の生活を支えるためにそのようなエネルギーを使用することは、エネルギーを電気的形態に変換することを必要とする。実際には、今日使用されるほとんどの電気エネルギーは、熱を伴う変換プロセスから生まれる。例えば、原子力、石炭、ディーゼル、および天然ガスを動力とする発電プラントはすべて、自然に蓄積された形態のエネルギーを電気に変換する。遺憾ながら、これらのプラントで使用される変換プロセスは非効率的であり、多くの場合、電気に変換されるよりも多くの熱を廃棄物として生成する。

より高い効率に加えて、熱源を使用可能な電力として低コストで取り入れることが特に望ましい。熱から電気を生成するための従来のタービンベースの解決策は費用がかかる。しかしながら、そのようなシステムは長年にわたって利用されており、現在では成熟している。その結果、熱を電力に変換するための新しい技術的解決策は、タービンベースのシステムの現状を克服するための十分な改善を実現しなければならない。タービンベースのシステムの成熟にも関わらず、高いコストと、電気の需要の高まりとによって、より効率的に、より低いコストで熱を電気に変換する新しい技術がますます魅力的になっている。研究されている新しい技術には、熱光起電力（ＴＰＶ）、熱電（ＴＥ）、およびより低い温度での有機ランキンサイクル（ＯＲＣ）がある。

ＴＰＶ技術は、熱を電気に変換する際のいくつかの障害に直面する。それらのうちの主なものは、光起電力技法が、熱に関連する赤外および近赤外スペクトルの比較的長い波ではなく、短波放射を電気に変換することである。この長波エネルギーをＰＶセルの動作領域に導くための新しいミクロンギャップ方法は、長波放射の流入により適した変換技術、すなわち最高の温度源のみに適している変換技術を依然として必要とする。

一般には、ＰＶセルバンドギャップは高エネルギー光子のみに恩恵を与える。より低いエネルギー光子はギャップを越えるエネルギーを有さないからである。その結果、これらのより低いエネルギーの光子はＰＶセルによって吸収され、セル自体内の熱を引き起こす。

熱電（ＴＥ）解決策は、これまでのところ、低い効率で熱を電力に変換することができているだけである。その結果、従来のＴＥ解決策は、エネルギー変換でかなりの効率を実現していない。そうであっても、ＴＥは自動車排熱回収に応用が見出されており、それによって代替熱−電気変換技術の必要がさらに明白に示されている。

有機ランキンサイクル（ＯＲＣ）および関連技術は、より低い沸点の液体を使用して、タービンを連鎖内のそれぞれの連続するシステムと一緒につなぐことによって排熱を取り入れる。ＯＲＣシステムはいくつかの欠点を有する。ＯＲＣシステムは大きく、多数の可動部を有し、顧客敷地上には望ましくない化学物質を含み、システム内の液体の特性に制限される。最終的には、ＯＲＣシステムは変換時間、空間、および作業空間内の追加のシステムの収益の減少の制限を受ける。

熱から電気的エネルギーを取り入れるための従来の技法に伴うこれらおよび他の問題により、より高い効率を有し、コストの低い解決策が必要とされる。

一実施形態では、熱源によって放射された電磁（ＥＭ）放射から電気的エネルギーを取り入れるためのシステムが、熱源から出る熱放射を収集し、その熱放射を電気的エネルギーに変換するコレクタ／変換器デバイス（レクテナと呼ばれる）のナノアンテナ電磁コレクタ（ＮＥＣ）フィルムを備える。実施形態によれば、熱に関連する周波数の存在下で共振するように同調されたアンテナと、熱の存在下でアンテナによって生成された単一を整流するためのダイオードとを備えるレクテナを含む。レクテナは、様々な実施形態で、（１）電磁場を周波数偏移し、圧縮し、集中させ、コヒーレントにするための３次元（３Ｄ）メタマテリアル、（２）アンテナおよびダイオードインピーダンス整合ならびに作成されたダイオードキャパシタンスに対処するための、伝送線路構造を使用する補償回路、および（３）コバルトおよびその酸化物を、チタンなどの他の金属およびその酸化物と共に使用する、金属−絶縁体−金属（ＭＩＭ）または金属−絶縁体−絶縁体−金属（ＭＩＩＭ）ダイオードのうちの１つまたは複数と組み合わされ得る。商用目的で、ＮＥＣフィルム内のレクテナによって生成される電気が組み合わされ、負荷に供給され得る。

一実施形態では、３Ｄメタマテリアルは、メタマテリアルの表面上の熱によって生み出されるＥＭ場を集中させるように設計される。ＮＥＣデバイス（レクテナ）は、熱体のメタマテリアルオーバーコート内のパターニングされた穴（またはポール）の真上の近距離場内に配置される。一実施形態では、熱ガスが、例えば煙道のような金属内に入れられる。その場合、金属ケーシングは熱側面材料である。次いでＮＥＣフィルムが、メタマテリアル側に最初に取り付けられる。好ましくは、メタマテリアルはレクテナと接触しない。これにより、熱伝導の低減のためにメタマテリアルを分離するためのエアギャップまたは真空が残される。反射層が構築され、オフセット距離で追加される。オフセット距離は、ＮＥＣ動作の所望の周波数での材料および構造によって示される光学的特性のシミュレーションによって計算され得る。

本発明の一実施形態では、ＮＥＣデバイスは、Ｃｏ−ＣｏＯｘおよびＴｉＯｘ−Ｔｉで構築された金属−絶縁体−絶縁体−金属（ＭＩＩＭ）ダイオードを使用するレクテナであるが、等しい性能またはより良好な性能を有する他の単一または２重絶縁体ダイオードが使用され得る。

本発明の一実施形態では、電流を電圧と交換するＮＥＣのアンテナ素子とダイオードと間のインピーダンス整合が実施され得る。電流を電圧と交換することにより、昇圧された電圧がダイオードに供給される。タンク回路はまた、レクテナアンテナのインピーダンスをより高いインピーダンスのＭＩＭ／ＭＩＩＭダイオードに整合する。実施形態では、ダイオードキャパシタンスの効果を低減するために補償回路も使用され得る。一実施形態では、補償回路は、ＭＩＭ／ＭＩＩＭデバイス自体のキャパシタンスを補償構造の部分として使用する。超短波のこれらのデバイスを仮定すると、タンク回路および補償構造は、コンデンサまたはインダクタのどちらかとして働く伝送線路素子を使用して構築される。伝送線路素子は、材料および構造内の３Ｄ ＥＭ波のシミュレーションを使用して設計される。

基本レクテナ回路は比較的良く理解されている。レクテナ回路は、熱源の強さに応じて、ＭＩＭまたはＭＩＩＭダイオードの両端間に高周波数（＞１ＴＨｚ）の小さい電圧（〜１ｍＶ以下）を生成するアンテナを備える。ＴＨｚの自然発生源は非常に低い電力であるので、それらのケースでは、アンテナはずっと低い出力電圧を供給する。ＴＨｚ範囲では、既存の半導体ダイオードは、電圧または電流の波に十分高速についていく、すなわち追跡するように電荷キャリアを補給することができない。これらが非常に高速に振動するとき、デバイスは、「ついていく」ことができず、その動作を実施することができない。金属−絶縁体−金属ダイオードはＴＨｚ範囲内で良好に動作する。半導体ダイオードで使用される材料とは異なり、それらを含む金属は電荷キャリアに制限されないからである。

従来型レクテナを使用すると、自然ＴＨｚ源の効率的な変換は、いくつかの理由で低い。レクテナのダイオードの電流−電圧特性曲線の非線型性は、レクテナのアンテナの電圧出力（〜１ｍＶ以下）よりも著しく高い電圧（〜１００ｍＶ）で生じる。ダイオード非線型性の折点の電圧位置が低減され得るので、そのような低減は、ダイオードの素子の材料の特性と、ダイオードの素子の製造の容易さとによって制限される。例えば、ＭＩＭ／ＭＩＩＭダイオードは、ある金属から別の金属への、それらの金属を分離する絶縁体の障壁を通る電子のトンネル効果によって動作する。この障壁の高さは、ダイオードのトンネル効果の抵抗および効率との関係を有する。障壁の高さは、絶縁体の電子親和力と隣接する金属の仕事関数の差である。追加の絶縁体が非対称性を生み出し得る。異なる仕事関数を有する金属の選択も非対称性を増し加え得る。低い障壁および高い非対称性が低い電圧トンネル効果を可能にするので、低い障壁および高い非対称性が望ましい。

ダイオード設計でしばしば使用されるメトリックは応答度である。応答度は、１次導関数に対するダイオードの電流／電圧曲線の２次導関数の比であり、アンペア／ワットで測定される。高い応答度が望ましく、エネルギーハーベスティングでのレクテナの低電圧環境を仮定すると、ダイオードの０ボルトバイアスの周りのダイオードの応答度値がキーメトリックである。

本発明の実施形態は、熱を電気に変換するのに適した、高いゼロバイアス応答度および低い抵抗を有する金属−絶縁体−絶縁体−金属（ＭＩＩＭ）ダイオードを実装する。ＭＩＩＭダイオードは、その高周波数（ＴＨｚ）能力のために、他の種類のダイオードに勝って、熱を電気に変換するのに最も適している。先に開示されたＭＩＩＭダイオードは、高抵抗であるが、高いゼロバイアス応答度を有し得る。ダイオード内の低い抵抗は、低いＲＣ時定数を可能にし、次いで低いＲＣ時定数は、熱を電気に変換する際により高い効率を可能にする。適切なＭＩＩＭデバイスおよび製造方法が、本明細書でさらに詳細に説明される。

本発明の実施形態の別の重要な態様は熱管理である。熱差異をコレクタ／変換器デバイスだけに供給し、熱源が全般的に冷却されることを可能にしないことは重要である。熱源からコレクタ／変換器デバイスへの熱伝達を最適化するために、本発明の一実施形態は、コレクタ／変換器デバイスの変換器素子の冷却を可能にすると共に、表面の他のエリアを絶縁する最適化層を含む。

一実施形態では、最適化層は、高絶縁性の材料と、高熱伝導性の別の材料という２つの材料のオーバーコートである。コレクタ／変換器デバイスを含まないＮＥＣフィルムの領域への熱流をブロックするように、絶縁材料または真空が配置される。コレクタ／変換器デバイスへの熱流を可能にするように熱伝導性材料が配置される。

実施形態は、「補償回路」と呼ばれる、レクテナ回路に対する追加の改良を含む。補償回路は、コンデンサやインダクタなどの受動回路素子を備える。これらの素子が組み合わされ、昇圧、ならびにアンテナとダイオードとの間のインピーダンス整合が実現される。全般的設計はタンク回路と呼ばれることがある。そのような補償回路のいくつかの実施形態が開示される。例えば、単一および複数タンク補償回路が開示される。回路用のコンデンサとしてレクテナダイオードを使用する補償回路の一実施形態も開示される。

本明細書で開示される補償回路の利点は、アンテナ電流と電圧の兼ね合いである。ダイオードにより高い電圧を供給することは、ダイオードの電流−電圧特性に沿ったより良好な動作点にダイオードを配置するので、これは特に有用である。さらに、この兼ね合いは、アンテナの低いインピーダンス（約１００オーム）をより高いインピーダンスのダイオードに整合する。

本明細書で開示される補償回路の別の利点は、回路内の電圧および電流の形状を平滑化する際のものである。本明細書で開示される補償回路は、より効率的な電力取入れのために電圧および電流曲線をより正弦波形状に一致させる。

補償回路の第２の実施形態は、ダイオードの固有キャパシタンスに対処する。この補償回路は、ダイオードに並列なインダクタおよびコンデンサからなる。キャパシタンスに並列にインダクタンスを配置することにより、キャパシタンスの仮想成分が打ち消される。したがって、適切に設計されるとき、この補償回路は、ＭＩＭおよびＭＩＩＭダイオードに関連していた長ＲＣ時定数問題を解決し得る。

ＴＨｚ周波数では、従来型インダクタ（コイル）を使用することができない。したがって、実施形態では、コンデンサおよびインダクタが、適切な寸法に設計された「伝送線路」を通じて補償回路内に作成される。伝送線路は、線路内の波の長さに対する伝送線路の長さに応じてキャパシタンスまたはインダクタンスのどちらかを示すことのできる固有特性を有する。

実施形態の多くの構成要素についての重要な設計基準は、エネルギーおよび電子回路の一様に狭い帯域幅である。黒体放射の電気への変換は、一般には広帯域幅問題と見なされる。ボルツマン曲線が単一桁ＴＨｚから数百ＴＨｚまで延びるからである。実施形態に従ってこの帯域幅を削減することは、プラズモン共振を形成するためのメタマテリアルの使用から始まる。このプラズモン共振は、レクテナへのエネルギー伝達を最大にするために、レクテナアンテナのわずかに広い帯域幅と共に設計される。次いでアンテナは、比較的狭い帯域信号を補償回路素子に供給する。補償回路は共振帯域内でのみうまく働くので、これは重要である。これらの帯域は、レクテナのアンテナからの入射帯域と整合するように設計される。このようにして、システムの素子は、効率的な取入れのために共に働く。

一実施形態では、コレクタ／変換器デバイスの共振素子は、共振素子内で誘導された電気的エネルギーを直流に変換するために伝達構造（ダイオード）に結合された導電性材料を備える。そのような例示的な共振素子が、２００７年１１月１３日に出願された「Ｍｅｔｈｏｄｓ， ｃｏｍｐｕｔｅｒ ｒｅａｄａｂｌｅ ｍｅｄｉａ， ａｎｄ ｇｒａｐｈｉｃａｌ ｕｓｅｒ ｉｎｔｅｒｆａｃｅｓ ｆｏｒ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ ｓｕｒｆａｃｅｓ」という名称の米国特許第７７９２６４４号、２００１年５月２１日に出願された「Ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ ｅｌｅｃｔｒｏｎ ｔｕｎｎｅｌｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅ ｆｏｒ ｓｏｌａｒ ｅｎｅｒｇｙ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ」という名称の米国特許第６５３４７８４号、２００７年１１月１３日に出願された「Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ， Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒ Ｈａｒｖｅｓｔｉｎｇ Ｅｎｅｒｇｙ ｆｒｏｍ Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒａｄｉａｔｉｏｎ」という名称の米国特許出願第１１／９３９３４２号（米国特許公開第２０１０／０２８４０８６号）、および２００６年６月２０日に出願された「Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒ ｒｏｌｌ−ｔｏ−ｒｏｌｌ ｐａｔｔｅｒｎｉｎｇ」という名称の米国特許出願第１１／４７１２２３号（米国特許出願公開第２００６／０２８３５３９号）でより詳細に説明されており、それぞれの全体が、参照により本明細書に組み込まれる。

本発明の追加の特徴および実施形態が、以下の図面および発明の詳細な説明に鑑みて明らかとなるであろう。

熱源からエネルギーを取り入れ、生成された電気を負荷に供給するためのシステムの概略図である。 本発明の一実施形態による、メタマテリアルと、関連する補償回路を備える結合レクテナの正射投影である。 本発明の一実施形態による、アンテナが配置される領域でのプラズモニックエネルギーの３Ｄ閉込めと、得られる電場の集中とを示す例示的メタマテリアル構造の断面図である。 本発明の一実施形態による、例示的アンテナ、メタマテリアル基板を示し、下側メタマテリアルと反射器構造との間のレクテナの設計された配置を示すメタマテリアル結合レクテナの断面図である。 アンテナとダイオードとの間のインピーダンス整合を実施するためにアンテナ素子の給電ポイントに配置された補償構造の概略図である。 エネルギーのＴＨｚ移送およびインピーダンスの同調を達成するための、周囲の材料の設計された幾何形状および誘電率を有するマイクロストリップ伝送線路を使用する一実施形態を示す破断図である。 インピーダンス整合回路網および抵抗型負荷でアンテナの非線型リアクタンスおよびダイオードの非線型リアクタンスが補償され得ることを示す等価レクテナ回路の概略図である。 本発明の一実施形態による、アンテナ給電ポイントおよび接続される伝送線路構造への最大プラズモニックエネルギー伝達のために調整され得るアンテナ構造およびアンテナ幾何学的パラメータの上面図である。 ボウタイのアーム間でアンテナを偏心かつ非対称にタッピングすることによって補償回路を調整し、その結果、フリンジング場の分散およびインピーダンスの変更を得るための別の実施形態を示す図である。 実施形態による、伝送線路の素子を使用してＴＨｚダイオードの高寄生キャパシタンスを補償するためのいくつかの伝送線路回路素子を示す図である。 実施形態による、伝送線路の素子を使用してＴＨｚダイオードの高寄生キャパシタンスを補償するためのいくつかの伝送線路回路素子を示す図である。 実施形態による、伝送線路の素子を使用してＴＨｚダイオードの高寄生キャパシタンスを補償するためのいくつかの伝送線路回路素子を示す図である。 ダイオードがアンテナの給電ポイント内に直接的に埋め込まれるときのダイオードキャパシタンスの補償をさらに示す図である。 平衡動作モードの差動伝送線路素子を備える、アンテナの給電ポイントに対して垂直な単極補償構造の技術的な図である。 不平衡動作モードの差動伝送線路素子を備える、アンテナの給電ポイントに対して垂直な単極補償構造の技術的な図である。 １ＴＨｚ用に設計された本発明の一実施形態による、補償回路についてのスタブ長および距離、ならびに測定される応答を含むチャートである。 一実施形態による、ダイオードについての例示的ＭＩＩＭ構造を断面図で示す図である。 本発明の一実施形態に従って製造されたＭＩＩＭダイオードの応答度−電圧曲線を示すグラフである。 ダイオードの寄生リアクタンスを低減する方法で、差動伝送線路間に金属−絶縁体−絶縁体−ダイオードを接続する一実施形態を示す破断図である。 本発明の一実施形態による、多重極共振応答を達成するために複数のスタブを用いる広帯域伝送線路補償構造を有し、ダイオードへの電圧を昇圧する働きもする差動伝送線路へのＴＨｚ整流ダイオードの統合を示す図である。 本発明の別の実施形態による、アンテナとダイオードとの間のインピーダンス変成器として働くように多段階段状インピーダンス素子を実装する広帯域伝送線路補償構造を示す図である。 本発明の別の実施形態による、集中素子Ｌ−Ｃ挙動を複製するためにラダートポロジ階段状インピーダンス変換を実装する広帯域伝送線路補償構造を示す図である。 本発明の一実施形態による、電子／プラズモニック波伝導経路およびアンテナの相対屈折率を設計するための手段を提供するフラクタルボウタイアンテナを示す図である。 ダイオードの領域内のナノ集束に表面波を誘導し、集束させるための、テーパー伝送線路の使用を示す正射投影である。 一実施形態による、メタマテリアル内の穴を覆う、近距離場金属反射器と共に整流アンテナ（レクテナ）を含むメタマテリアル結合レクテナを備えるメタマテリアルの断面図である。 一実施形態による、メタマテリアル内の穴を覆う、遠距離場ＤＢＲ反射器と共に整流アンテナ（レクテナ）を含むメタマテリアル結合レクテナを備えるメタマテリアルの断面図である。 反射器のないメタマテリアル（パターニングされた銅（Ｃｕ））表面の遠距離場励起を使用して生成されたＳＰモードの電場の大きさ（Ｖ／ｍ）を示す図である。 反射器を使用して垂直方向に著しく閉じ込められるメタマテリアル（パターニングされた銅（Ｃｕ））表面の遠距離場励起を使用して生成されたＳＰモードの電場の大きさ（Ｖ／ｍ）を示す図である。 メタマテリアル結合レクテナを備える３Ｄメタマテリアルの断面図である。 基板を貫いてエッチングまたは切除されたバイアを示すための製造中のレクテナを示す図である。 バイアを導電性材料で充填することによる最終的な裏面接点の金属堆積後の製造中のレクテナを示す図である。 基板の裏面上の別個の接点の形成後を示す、製造中のレクテナを示す図である。 基板の裏面上の大域的相互接続と組み合わせて、局所的相互接続としても働く反射器４０２を備えるレクテナ２０８を示す図である（側面図）。 各反射器相互接続がダイオードのｐ側またはｎ側のどちらかに接続する、基板と整流アンテナとの間の２つの反射器／局所的相互接続によって局所的に直列に接続される８つの整流アンテナのグループのトップダウン図である。 基本的な従来型レクテナ回路を示す等価回路の概略図である。 本発明の一実施形態による、別個の構成要素で実装された基本的な２極共振構造を示す等価回路の概略図である。 本発明の一実施形態による、別個の構成要素で実装された高次４極共振構造を示す等価回路の概略図である。 本発明の一実施形態によるレクテナ回路で使用される典型的なダイオードの例示的電圧−電流特性曲線である。 本発明の一実施形態による、別個の構成要素で実装されたダイオードキャパシタンスについての２極ポール補償構造を示す等価回路の概略図である。 本発明の一実施形態による、別個の構成要素で実装されたダイオードキャパシタンスについての４極補償構造を示す等価回路の概略図である。 本発明の別の実施形態による、別個の構成要素で実装されたダイオードキャパシタンスについての４極補償構造を示す等価回路の概略図である。 本発明の一実施形態による、別個の構成要素で実装された修正後４極共振構造を示す等価回路の概略図である。 本発明の実施形態による、伝送線路構成要素を使用して実装された入力インピーダンスブースト構造およびダイオードキャパシタンス補償回路を示す等価回路の概略図である。 本明細書で説明される補償回路のない従来型レクテナ回路に対応する、シミュレートされた電圧および電流を示す図である。 本発明の一実施形態による補償回路の追加に対応する、シミュレートされた電圧および電流を示す図である。 本発明の一実施形態による補償回路に対応する周波数応答曲線を示す図である。

以下の説明は、当業者が本発明を作成および使用することを可能にするように提示され、特許出願およびその要件の文脈で与えられる。記載の実施形態に対する様々な修正が当業者には容易に明らかとなり、本明細書の一般的原理は他の実施形態に適用され得る。したがって、本発明は、図示される実施形態に限定されないものとし、本明細書で説明される原理および特徴に一致する最も広い範囲が与えられるべきである。

図１は、熱源１０２からエネルギーを取り入れ、生成された電気を負荷１１０に供給するためのシステム１００の概略図である。コレクタ／変換器デバイス１０６が、熱源１０２によって供給される熱１０３を収集し、その熱を直流（ＤＣ）に変換する。実施形態では、バス１０７を介してコレクタ／インバータ１０６を電力変換器１０８に結合することによって、ＤＣが交流（ＡＣ）に変換される。次いで、生成されたＡＣが、バス１０９を介して負荷１１０に供給され得る。ある応用例は直接的ＤＣを必要とし得るので、ＡＣへの変換は任意選択である。

一実施形態では、絶縁体（断熱材）／最適化層１０４が、冷却源１０１とコレクタ／変換器デバイス１０６との間に置かれる。絶縁体／最適化層１０４は、熱源１０２からコレクタ／変換器１０６への熱伝達１１１を最適化して、熱源１０２によって生成された熱をコレクタ／変換器デバイス１０６によって電気に変換することをより効率的にする。一実施形態では、絶縁体／最適化層１０４は、コレクタ／変換器１０６の変換器素子で必要な場合に冷却源１０１への熱アクセス１０５を選択的に可能にし、他の場合に熱的に絶縁することによって動作する。

一実施形態では、コレクタ／変換器１０６は、複数のコレクタ／変換器デバイス、例えばレクテナとも呼ばれるナノアンテナ電磁コレクタ（ＮＥＣ）デバイスを備える。各ＮＥＣデバイスは、対にされたメタマテリアルの熱周波数または表面プラズモン共振周波数に同調され、熱源からの電磁エネルギーの存在下で電流を生成する共振構造を備える。一実施形態では、伝達構造が、ＮＥＣの共振構造の共振素子内で誘導された電気的エネルギーをＤＣに変換する。一実施形態では、伝達構造は、金属絶縁体金属（ＭＩＭ）または金属−絶縁体−絶縁体−金属（ＭＩＩＭ）ダイオードである。一実施形態では、コレクタ／変換器１０６は、高密度のＮＥＣデバイスを含むフィルムを備え、ＮＥＣデバイスはフィルムの表面を覆う。そのように構築されたフィルムはＮＥＣフィルムと呼ばれる。

本明細書で説明されるＮＥＣデバイスおよびメタマテリアルに関する追加の詳細は、２０１５年６月１９日に出願された米国特許出願第１４／７４５２９９号（ＵＳ第２０１５−０３３５９６２号）、２０１４年２月２１日に出願された米国特許出願第１４／１８７１７５号（ＵＳ第２０１４０１２６４４１号）、２０１３年１２月１６日に出願された米国特許出願第１４／１０８１３８号（ＵＳ第２０１４０１７２３７４号）、２０１２年１２月７日に出願された米国特許出願第１３／７０８４８１号（ＵＳ第２０１３０１４６１１７号）に見出すことができ、それぞれの全体が、参照により本明細書に組み込まれる。

３Ｄメタマテリアル結合レクテナ
システムレベル説明
図２は、本発明の一実施形態による、メタマテリアル２００と、関連する補償回路２０５を備える結合レクテナ２０６の正射投影である。メタマテリアルと結合レクテナ２０６とを合わせて、本明細書ではメタマテリアル結合レクテナ２０８と呼ばれる。図２に示されるように、メタマテリアル結合アンテナ２０８は、メタマテリアル２００の上に配置されたレクテナ２０６を備える。好ましくは、メタマテリアル２００は、その表面２１０上の特徴のパターンによって特徴付けられる３Ｄメタマテリアルである。例えば、実施形態では、特徴は穴またはポールでよい。図２に示されるように、例えば、３Ｄメタマテリアル２００は、サブ波長穴／特徴２０１と共に設計される。穴２０１は、メタマテリアル２００の表面上でプラズモニック波を誘導およびチャネリングし、特定の動作帯域幅および動作周波数に電磁場を集中させる。レクテナ２０６はアンテナ素子２０２を含む。一実施形態では、レクテナが穴２０１の上に配置される。

メタマテリアルおよび結合レクテナ２０６はまた、伝送線路リード２０５ａおよび２０５ｂを備える伝送線路２０５をも含む。伝送線路２０５は、アンテナ素子２０２によって生成された電圧信号をダイオード２１０に結合する。ダイオード２１０は、電圧信号を整流してＤＣ電流を生成するように動作する。アンテナ素子２０２とダイオード２１０は共にレクテナ２０６を備える。

図３は、アンテナアンテナ素子２０２が配置される領域でのプラズモニックエネルギーの３Ｄ閉込めと、得られる電場３０２の集中とを示す例示的メタマテリアル構造の断面図である。エネルギーの集中は、メタマテリアル特徴の幾何形状と、アンテナ素子２０２および上側反射器４０２（以下で説明）の相対的配置との関数である。上側反射器４０２は、この実施形態ではレクテナの上にギャップを有するが、他の実施形態は、連続する層またはほぼ連続する反射器層を使用し得る。レクテナ要素２０６はまた、反射器層４０２とメタマテリアルとの間の異なる位置に配置され得る。図３に示されるように、動作の際に、アンテナ素子２０２は、一実施形態の動作中に、電場３０２内の最大強度の地点に配置される。一実施形態では、アンテナ素子２０２は、メタマテリアルからのエネルギーの最適な結合のために、相補的帯域幅および動作周波数と共に設計される。例えば、アンテナ素子２０２は、表面プラズモンの小さい帯域幅を整合するように設計され、表面プラズモン共振周波数に同調される。

図４は、本発明の一実施形態による、例示的アンテナ、メタマテリアル基板を示し、下側メタマテリアル２００と反射器構造４０２との間のレクテナ２０６の設計された配置を示す、図２のメタマテリアル結合レクテナ２０８のＡ−Ａ'で取られた断面図である。図４は、メタマテリアル穴２０１の上、かつ頂部メタマテリアル反射器４０２の下に浮遊するレクテナ２０６（アンテナ素子２０２を含む）を示す。一実施形態の製造中、Ｚ方向のアンテナ素子の配置が、スタンドオフ層４０４の堆積によって制御される。スタンドオフ層４０４は電気的および熱的絶縁体として働くと共に、スタンドオフ層４０４を通る放射を可能にする低損失光伝送を実現する。これらの特性を有する材料の網羅的ではないリストには、ＳｉＯ２、ＳＵ８、エーロゲルが含まれる。一実施形態では、スタンドオフ層４０４は、レクテナ２０６を適切な位置に保持するためのレクテナ２０６の上のスタンドオフ材料を除いて真空である。

図２に戻ると、伝送線路２０５がアンテナ素子２０２の給電ポイント２０３から延びる。一実施形態では、伝送線路２０５は伝送線路リード２０５ａおよび２０５ｂを備える。伝送線路リード２０５ａおよび２０５ｂは、整流器ダイオード２１０に接続するための導波路として働く。アンテナ素子２０２とダイオード２１０の組合せは、レクテナ２０６など、レクテナと呼ばれる。一実施形態では、伝送線路素子２０５ａおよび２０５ｂは、アンテナ素子２０２とダイオード２１０のインピーダンス整合を実施するように設計される。整流されたＤＣは、リード２２２ａおよび２２２ｂによってレクテナ２０６のアンテナ素子２０２から取り去られ、バス構造（図示せず）に渡される。一実施形態では、バス構造はまた、複数のレクテナ要素を互いに相互接続する。

一実施形態では、アンテナ素子２０２は、熱の存在下でメタマテリアル２００から放射されたテラヘルツ（ＴＨｚ）周波数のプラズモニック放射を吸収するように設計される。動作の際に、アンテナ素子２０２はエバネッセント表面波を生成し、エバネッセント表面波はアンテナ給電ポイント２０３に伝播し、インピーダンス整合伝送回路２０５を通じてダイオード２１０にチャネリングされる。実施形態では、ダイオード２１０は金属−絶縁体−金属（ＭＩＭ）ダイオードである。実施形態では、ダイオード２１０は金属−絶縁体−絶縁体−金属絶（ＭＩＩＭ）ダイオードである。実施形態で使用するためのそのようなＭＩＩＭダイオードが、図１３Ａおよび２８に関してより詳細に説明される。一実施形態では、インピーダンス整合伝送線路２０５は伝送線路リードおよび２０５ａおよび２０５ｂを備える。

一実施形態では、３Ｄメタマテリアル２００は、生成された表面プラズモンの電場閉込めおよび波誘導のための金属−絶縁体−金属構造を利用する。構造は、反射を導入して強め合う干渉をし、生成された表面プラズモンをチャネリングし、局所化する金属境界を有する。図４に戻ると、メタマテリアル結合レクテナ２０８は多層構造を有する。動作の際に、熱源が、メタマテリアル結合レクテナ２０８を介して４０４（第１の層）の下側に当てられる。一実施形態では、メタマテリアル周期的穴特徴２０１が、ＴＨｚエネルギーハーベスティングの周波数のプラズモニック共振のためにメタマテリアル２００を同調するような幾何形状と共に、メタマテリアル２００の表面で設計される。例えば、５ＴＨｚで、穴の間の間隔は４５ｕｍの範囲であり得る。穴は１５ｕｍ付近であり得るが、材料、レクテナ２０６の効果、メタマテリアルからの反射器４０２の距離などに応じて、寸法は大幅に変動し得る。穴２０１の深さは、より多くの光を押し出し、光をレクテナ２０６のアンテナ素子２０２上に局所化するように最適化される。したがって、アンテナ素子５０２は光子コレクタとして働く。

メタマテリアル２００を製造するために、穴２０１の周期的パターンが材料２００（一般には金属）内に穿孔される。穴の間隔または周期性は、表面プラズモニック波を維持し、エネルギーを各アンテナ素子２０２に結合するように設計される。代替実施形態では、穴パターンは非周期的であり、かつ／または穴は様々なサイズである。一実施形態では、レクテナ２０６のアレイが実装される。図２に戻ると、メタマテリアルレクテナ２０８の単一ユニットセルが示されている。一実施形態では、このユニットセルが複製され、エネルギーハーベスティング構造の大面積アレイが作成される。

メタマテリアル結合レクテナ２０８は上側メタマテリアル反射器構造４０２をさらに備える。一実施形態では、基板４０６とメタマテリアル反射器構造４０２が、スタンドオフ層４０４などの不活性スペーサ材料で分離される。不活性スペーサ材料は、レクテナ２０６の支持および位置決めを実現する。この設計に関する変形形態が図４に示されており、それによって、レクテナおよび周囲の材料の位置決めが、レクテナの冷却およびレクテナの周りの絶縁を実現し、システムの効率を最大にするように最適化される。実施形態についての熱管理に関する追加の詳細が、その全体が参照により本明細書に組み込まれる、２０１４年２月２１日に出願された「Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ， Ｓｙｓｔｅｍ， ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｉｎｇ Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒａｄｉａｔｉｏｎ ｔｏ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｅｎｅｒｇｙ」という名称の米国特許出願第１４／１８７１７５号、米国特許公開第２０１６／０１２６４４１号で説明されている。

多段補償の整合システムレベル統合
インピーダンス整合およびＶ _{ｂｏｏｓｔ}
一実施形態では、レクテナ２０６のアンテナ素子２０２は、アンテナ給電ポイント２０３を備えるボウタイアンテナである。共面差動伝送線路２０５がアンテナ給電ポイント２０３に接続される。差動伝送線路２０５は差動伝送線路リード２０５ａおよび２０５ｂからなる。差動伝送線路リード２０５ａおよび２０５ｂは、アンテナ素子２０２によって受信されるＴＨｚ信号の整流の目的で、ダイオード２１０をレクテナ２０６に統合するための２重マイクロストリップ伝送線路構造として働く。ダイオード２１０は、ＴＨｚ周波数範囲の信号を整流し得るＭＩＭダイオード、ＭＩＩＭダイオード、または任意の他のダイオードでよい。以下でより詳細に説明されるように、伝送線路２０５は、最大電力伝達を達成するために、アンテナ素子２０２とダイオード２１０との間のインピーダンス変換を実装するように設計される。伝送線路２０５はまた、アンテナ電流をダイオード昇圧に変換して、ダイオードが非線型動作モードにバイアスされることを保証する。

一実施形態では、伝送線路２０５によって提供されるインピーダンス整合回路が、アンテナ素子２０２の複素インピーダンスを、ダイオード２１０、例えば高抵抗ＭＩＭまたはＭＩＩＭダイオードの複素インピーダンスに整合するように動作する。そのような例示的な高抵抗ＭＩＩＭダイオード２１０が、図１５Ａおよび１５Ｂに示されている。インピーダンス整合回路網は、以下でより詳細に説明されるように、例えば図２６〜２７および２９〜３３に示される等価回路概略図で示されるような集中受動素子（例えば、インダクタおよびコンデンサ）に基づく。一実施形態では、別個の構成要素コンデンサおよびインダクタを使用するのではなく、インピーダンス整合回路網は、高周波数、例えばＴＨｚ周波数で別個のコンデンサおよびインダクタ素子として働く高周波数分散素子（例えば、伝送線路およびスタブ）を使用して実装される。

図５は、アンテナとダイオードとの間のインピーダンス整合および昇圧を実施する目的で、アンテナ素子２０２の給電ポイント２０３に配置された補償構造５００の概略図である。図５に示されるように、一実施形態によれば、補償構造５００は、差動共面伝送線路素子またはリード２０５ａおよび２０５ｂと、スタブ５０１ａ〜ｄとからなる構造を備える伝送線路２０５を備える。補償構造５００はまた、ダイオードに対する電圧を昇圧し、誘導性リアクタンスを導入してダイオードキャパシタンスを打ち消す。一実施形態では、１ＴＨｚの代表的周波数で、図５に示される補償構造は、一実施形態に従って伝送線路２０５を介して実装される４分の１波長変成器５００である。４分の１波長変成器５００は、オープンスタブ５０１ａ、５０１ｂ、５０２ａ、および５０２ｂを含む。一実施形態では、ダイオードに対するアンテナのインピーダンス整合のための４分の１波長変成器を実施するために、スタブ５０１ａ、５０１ｂ、５０２ａ、および５０２ｂが相互接続される。スタブ５０１ａおよび５０１ｂは、給電ポイント２０３から距離５１２に配置される。一実施形態では、距離５１２は４μｍである。スタブ５０２ａおよび５０２ｂは、給電ポイント２０３から距離５１４に配置される。一実施形態では、距離５１４は９μｍである。ダイオード２１０は、給電ポイント２０３から距離５１６に配置される。一実施形態では、距離５１６は１２μｍである。

以下でより詳細に説明するように、ＴＨｚ周波数などの高周波数で、オープンスタブ５０１ａ、５０１ｂ、５０２ａ、および５０２ｂは、アンテナ素子２０２とダイオード２１０との間のインピーダンス整合を実施し、ダイオード２１０の最適な動作範囲内にない場合にダイオード２１０によって変換すべき信号をより近くに上昇させるように昇圧を実現するＬ−Ｃ回路網挙動を実装する。インピーダンス変成器は、スタブ５０１ａと５０１ｂとの間の間隔、およびスタブ５０２ａと５０２ｂとの間の間隔、ならびにそれらのそれぞれの長さの関数である。ダイオード２１０はまた、金属−絶縁体−金属界面からの寄生キャパシタンスを導入する。一実施形態では、ダイオード２１０は、伝送線路セグメント５０４ａおよび５０４ｂによるこの寄生キャパシタンスを補償するように距離５１８に配置される。一実施形態では、距離５１８は、伝送線路２０５の端部から４μｍである。

アンテナ素子２０２の出力は、給電ポイント５０３を通じて、４分の１波長変成器５００などの差動インピーダンス整合回路網に入力される。差動インピーダンス整合回路網は伝送線路２０５を備える。一実施形態では、伝送線路２０５は、差動マイクロストリップ２０５ａおよび２０５ｂを使用して実装される。

図６は、エネルギーのＴＨｚ移送およびインピーダンスの同調を達成するための、周囲の材料の設計された幾何形状および誘電率を有するマイクロストリップ伝送線路を使用する一実施形態を示す破断図である。図６はまた、一実施形態を使用してＥＭ放射の位相が調整され得ることを示す。図６に示されるように、一実施形態では、マイクロストリップ伝送線路２０５ａおよび２０５ｂは、幅「Ｗ１」および「Ｗ２」および厚さ「ｔ」の導電性ストリップを備える。幅Ｗ１およびＷ２は同一であることが好ましいが、必須ではない。伝送線路リード２０５ａおよび２０５ｂは、厚さ「Ｈ」の誘電体層（「基板」とも呼ばれる）によって、より広いグランドプレーン６０２から分離される。マイクロストリップ伝送線路２０５ａおよび２０５ｂは、特定の波長の電場線をチャネリングする。理論的には、ＥＭ場線の半分が下の基板内に含まれ、別の半分が上の材料内に含まれる。したがって、実効誘電率（Ｊ_ｅｆｆ）が、その２つの平均となるように取られる。動作の際に、エネルギーの移送が、異なる誘電率を有する特定の材料を選択することによって同調され得る。調節され得る他の可変寸法は、信号（Ｓ）、ギャップ幅（ｗ）、基板高さ（ｈ）、および基板誘電率（ε_ｒ）である。「Ｓ」幅を減少させると、特性インピーダンスが増加する。すべてのパラメータの組合せが、アンテナ放射結合効率（受け入れられる電力）、実数および虚数インピーダンス、ならびに共振を制御する。

ベースライン設計が、特定の電気的長さ（または位相長さ）を有する伝送線路を選択する。一実施形態では、この長さは、ある周波数でのその導体を介する伝送によって導入される位相ずれに関するものである。伝送線路のセグメントを介する波の通過に関係する波長の数、または位相が、その結果が最良の結果を示すためにプロットされ、比較される反復的シミュレーションを介して調整される。伝送線路の電気的長さは主に、１）線路の速度因子および２）動作周波数という２つの因子に依存する。

伝播の速度の同調。伝播遅延は、信号がその宛先まで導体を移動するのにかかる時間の長さである。伝送線路内で、信号は、伝送線路の単位長さ当たりの実効キャパシタンスおよびインダクタンスによって制御される速度で移動する。スタブおよび短絡はリアクタンスを変更する。伝播の速度、すなわち光速に対する電磁的信号の波面が媒体を通過する速度は、図４に示されるように、伝送線路リード２０５ａおよび２０５ｂの金属伝導率と、スタンドオフ層絶縁体４０４の誘電率とを調整することによって同調される。シミュレーション結果を最適化するように材料が選択される。

伝送線路スタブ
実施形態による補償回路の１次ビルディングブロックは、伝送線路リード５０５ａおよび５０５ｂに接続されたスタブ５０１ａ〜ｂおよび５０２ａ〜ｂである。スタブは、一端にのみ接続される、ある長さの伝送線路である。スタブは短絡（または開路）で終端する。スタブの長さは、所望のインピーダンスを生み出すように選ばれる。スタブの入力インピーダンスは純粋にリアクタンス性であり、容量性または誘導性のどちらかである。スタブは、その長さに沿った定在波によって動作する。そのリアクタンス特性は、その長さに沿った定在ＥＭ波の波長に対するその物理的長さによって決定される。したがって、スタブはコンデンサまたはインダクタとして機能し得る。メタマテリアル結合レクテナ構造２０８の全波有限要素解析が、補償構造の幾何形状と、アンテナおよびダイオードリアクタンスの複素インピーダンスのパラメトリック最適化を使用して実施される。回路は、アンテナ素子２０２からダイオード２１０への最大電力伝達、および最適なインピーダンス整合のために物理的に同調される。

レクテナ回路
図７は、インピーダンス整合回路網および抵抗型負荷でアンテナの非線型リアクタンスおよびダイオードの非線型リアクタンスが補償され得ることを示す等価レクテナ回路の概略図である。図７の等価回路によって示されるように、レクテナ２０６（電圧源と電圧源抵抗の組合せ７０２によって表される）およびインピーダンス整合回路網２０５（差動インピーダンス整合回路網インターフェース７０４によって表される）に、並列の２つの素子、すなわち、図７に示されるように並列構成で接続された、（１）差動インピーダンス整合回路網インターフェース７０４の両端間に接続された負荷抵抗器７０６と、（２）整流素子ダイオード７０８（ダイオード２１０など）とによって負荷がかけられる。補償回路は、外部負荷構成要素７１０、７０６のリアクタンスを含むようにさらに同調される。図７に示される回路では、コンデンサ７１２は、レクテナ回路内のアンテナとダイオードとの間の固有キャパシタンスである。コンデンサ７１４は、この等価回路内のダイオード７０８のキャパシタンスである。

アンテナ補償
例示的実施形態では、レクテナ２０６のアンテナ素子２０２は、３０ＴＨｚの中心動作周波数を有するように構成される。そのようなアンテナは約１０μｍの波長に対応する。ＴＨｚ周波数では、アンテナ素子２０２内の電子の伝播は、主に表面平面波によるものである。導電性アンテナの材料特性および幾何形状は、損失を低減するために重要である。多数のアンテナトポロジが、本発明の実施形態での使用に適している。好ましい実施形態はボウタイアンテナを使用し、ボウタイアンテナのサイズは約３μｍであり、ボウタイアンテナはこの周波数帯でエネルギーの最適な吸収を示す。一実施形態では、３ｕｍはボウタイ構造の両端間の長さを指す。ボウタイは外縁長および角度を有する。これらは仕様であり、アンテナの帯域幅により関係がある。両端間長さは、アンテナを放射スペクトル内に配置する。アンテナ材料は、ＴＨｚ領域内で高電導性である必要がある。ＡｕおよびＡｇはこの目的で良好な材料である。

図８は、本発明の一実施形態による、アンテナ給電ポイント２０３および接続される伝送線路構造への最大プラズモニックエネルギー伝達のために調整され得るアンテナ素子２０２構造およびアンテナ幾何学的パラメータの上面図である。図８に示される実施形態では、アンテナ素子２０２はボウタイ型アンテナである。ボウタイタイプアンテナ素子２０２は、アンテナのフレアおよび角度の関数として可同調帯域幅およびインピーダンスを与える。プラズモニック電流波はアンテナ構造を通じて伝播する。好ましい伝播モードは見通し線である。伝送線路構造へのＥＭ波のチャネリングを最適化するために、アンテナがテーパー給電２０３と共に修正される。これにより、反射波を引き起こす急激な境界変化が低減される。

アンテナ素子２０２から、伝送線路２０５などの差動インピーダンス整合構造への反射の低減が、図８に示されるように、伝送線路のボウタイフレア角およびテーパリングを制御するようにＬ_２、Ｌ_３、Ｗ_２を選ぶことによって達成される。Ｌ_３が減少するにつれて、ボウタイフレア角度が増大し、共振周波数がより高くにシフトし、帯域幅が増大する。

パラメータＷ_２、Ｌ_１、およびＬ_２は、主共振周波数での反射減衰量のレベルを制御する。これらのパラメータの調節の効果は、効率を最大にするために各パラメータを変動させる反復的シミュレーションを通じて発見される。

図９は、一実施形態に従って、ボウタイ型アンテナ素子２０２ボウタイ構成要素２０２ａおよび２０２ｂのアーム間でアンテナを偏心かつ非対称にタッピングすることによって補償回路を調整することを示す。この結果、フリンジング場の分散およびインピーダンスの変更が得られる。このようにして非対称給電路を使用することにより、インピーダンス整合回路を同調するための別の制御機構が提供される。反復的シミュレーションが最適な配置を与える。

ダイオードＣｄ補償
ＭＩＭおよびＭＩＩＭ構造は、その物理的幾何形状により、高い寄生キャパシタンスを導入する。この寄生キャパシタンスは非線型整流に並列であり、したがって整流が十分なインピーダンスを示す場合に整流を短絡し得る。高テラヘルツ周波数により、寄生キャパシタンスは低インピーダンス負荷および／または短絡として働く。本発明の実施形態は、そのような寄生ダイオードキャパシタンスをゼロにするための新規な方法を含む。

図１０Ａ、１０Ｂ、および１０Ｃは、実施形態による、伝送線路２０５の素子を使用してＴＨｚダイオードの高寄生キャパシタンスを補償するためのいくつかの伝送線路回路素子を示す。図１０Ａに示されるように、インピーダンス整合構造１０００は前述の伝送線路５０５を含む。インピーダンス整合構造１０００は分散設計技法を使用して構成され、形成され、それによって第１の分散リアクタンスが、ＭＩＩＭ構造に固有の第２の分散リアクタンスを少なくとも部分的に打ち消す伝送線路２０５によって生成される。したがって、ＭＩＩＭ構造の分布キャパシタンスおよびインダクタンスがそれら自体で打ち消し合い、抵抗性部分だけが残る。

図１０Ａおよび１０Ｂに示される実施形態では、ダイオード２１０がＭＩＩＭダイオードとして構成される。インピーダンス整合構造、伝送線路２０５は、伝送リード２０５ａおよび２０５ｂを備える。ダイオードキャパシタンスの１次補償が、ダイオードインターフェースを越えて延びるスタブ１００４ａおよび１００４ｂを通じて達成される。この単段補償は、選択的に高いＱ値を実現し、それによってダイオードキャパシタンスをゼロにする。一実施形態では、ダイオード補償スタブを横切る横断半スリット１００３ａおよび１００３ｂの使用を使用することによって、２段補償が達成される。図１０Ｃは、横断半スリット１００３ａまたは１００３ｂのために使用され得る、そのような例示的横断半スリット１００３を示す。横断半スリット１００３ａおよび１００３ｂは、関連する誘導性リアクタンスを有する誘導要素をさらに含む。したがって、横断半スリット１００３ａおよび１００３ｂは、より広い範囲のダイオードキャパシタンスにわたってダイオードの容量性リアクタンスの打ち消しを助ける。一実施形態では、横断半スリット１００３ａまたは１００３ｂの一方だけが使用される。一実施形態では、横断半スリット１００３ａおよび１００３ｂは、相異なる幾何形状を有する。一実施形態では、横断半スリットは、１ＴＨｚデバイスについて１μｍ×１μｍ程度である。

ダイオード１０６ＭＩＩＭサンドイッチの固有キャパシタンスはまた、図１０Ｂに示されるように、ＭＩＭ／ＭＩＩＭ構造を構成する底部金属プレートに極めて接近した誘導性スタブスパイラルまたはフレア１００２の実装によって低減され得る。さらに広い帯域幅のリアクタンス打ち消しが、円形またはバタフライクローバ形スタブ１００２の使用によって達成され得る。

図１０Ｄは、ダイオード２１０がアンテナ素子２０２の給電ポイント内に直接的に埋め込まれるときの、ダイオード２１０キャパシタンスの補償をさらに示す。アンテナ素子２０２は、ダイオード２１０キャパシタンスを打ち消すための、給電ポイント２０３付近の領域内の誘導性スタブ１００６ａおよび１００６ｂと共に修正される。

単段補償を伴うボウタイアンテナ
図１１は、主伝送線路１１０５に対して垂直な開路スタブ１１０１ａおよび１１０１ｂを使用してダイオード２１０に平衡補償を与える、給電ポイント２０３に対して垂直な単極補償構造として構成された、伝送線路１１０５に結合された例示的ボウタイアンテナ素子２０２を示す。開路スタブ１１０１ａおよび１１０１ｂは、タンク回路とも呼ばれる直列Ｌ−Ｃ共振器として振る舞う。したがって、開路スタブ１１０１ａおよび１１０１ｂは低域フィルタ応答を導入し、そのインピーダンスは主にスタブ１１０１ａおよび１１０１ｂの長さによって決定される。一実施形態では、分散伝送線路構造が、アンテナインピーダンスの複素共役整合である小信号インピーダンスを反映するように同調される。この構成の結果、狭い選択的帯域幅動作で高いＱ値（高Ｑ）が得られる。これは、分光用の検出器、またはメタマテリアルやスペクトル同調層デバイスなどのメタマテリアル制限された帯域幅エネルギーハーベスティングデバイスに結合するための検出器などの、周波数選択性を必要とする応用例にとって望ましい。

図１２は、主伝送線路１１０５に対して垂直な開路スタブ１２０１ａおよび１２０１ｂを使用してダイオード２１０に不平衡補償を与える、給電ポイント２０３に対して垂直な単極補償構造として構成された、伝送線路１２０５に結合される例示的ボウタイアンテナ素子２０２を示す。隣接するスタブ１２０１ａおよび１２０１ｂを非対称的構成に配置する結果、不平衡伝送線路１２０５が得られる。差動伝送線路１２０５の各伝送線路リード１２０５ａおよび１２０５ｂで見たときに、負荷が非線型で非対称なリアクタンスを導入する場合、不平衡伝送線路１２０５の使用が望ましい。ダイオード２１０の伝導モードは、低い順方向抵抗および高い逆バイアス抵抗を有する。この高周波数変調は電圧／電流位相をひずませる。補償スタブのオフセット配置は、このひずみを減衰させ得る。

図１２Ａは、１ＴＨｚ用に設計された本発明の一実施形態による、補償回路についてのスタブ長および距離、ならびに測定される応答を含むチャートである。基礎回路は、４００ｎｍ×７００ｎｍ、伝送線路リード１２０５ａおよび１２０５ｂの長さ１４μｍを有する伝送線１２０５、スタブ１２０１ａの長さ１１．９０μｍ、スタブ１２０１ｂの長さ３μｍ、給電ポイント２０３からのダイオード２１０の位置１３μｍ、伝送リード２０５ａと２０５ｂとの間の分離３．２μｍで構成された。修正後構成は、伝送線路リード１２０５ａおよび１２０５ｂの長さのスタブ１２０１ａの長さ約１５ｕｍ、幅３．５ｕｍ、スタブ長１２０１ａ ３ｕｍ、およびスタブ１２０１ｂ長さ６ｕｍ、伝送リード１２０５ａと１２０５ｂとの間の分離３．２ｕｍ、アンテナ給電ポイント２０３からのダイオード２１０の位置１３ｕｍを使用した。図１２Ａのチャートからわかるように、基礎回路は、ブースト回路のないレクテナの約３倍の昇圧を実現し、修正後バージョンのうちの１つは約５倍の昇圧を達成した。

差動伝送線路に対するダイオードインターフェース
好ましくは、ダイオード２１０は、熱を電気に変換するのに適した高いゼロバイアス応答度および低い抵抗を有する。ＭＩＩＭダイオードは、その高い周波数（ＴＨｚ）能力のために、他の種類のダイオードに勝って、熱を電気に変換するのに最も適している。以前に開示されたＭＩＩＭダイオードは、高いゼロバイアス応答度を有し得るが、高い抵抗を伴う。ダイオード内の低い抵抗は、低いＲＣ時定数を可能にし、次いで低いＲＣ時定数は、熱を電気に変換する際により高い効率を可能にする。一実施形態によるＭＩＩＭダイオード２１０は、高いゼロバイアス応答度および低い抵抗を有するように設計される。

図１３Ａは、一実施形態による、ダイオード２１０についての例示的ＭＩＩＭ構造を断面図で示す。図１３Ａに示される実施形態では、ダイオード２１０は、２つの金属層、例えばシリコン基板上の絶縁体の酸化チタン（ＴｉＣ_２）および酸化コバルト（Ｃｏ_２Ｏ_３）を挟むアルミニウムを備える。様々な層を接着するのに役立つようにチタン層が使用され得る。コバルト（Ｃｏ）およびニオビウム（Ｎｂ）はアンテナ材料である。実際には、コバルト（Ｃｏ）およびニオビウム（Ｎｂ）はしばしば、より良好な伝導率のためにアルミニウム（Ａｌ）または金（Ａｕ）で被覆される。酸化シリコン（ＳｉＯ_２）は、レイヤインのための酸化物の選択肢であり、製造中の別々の材料である。そのようなＭＩＩＭダイオードは、インピーダンス整合回路の出力を整流するように動作する。

一実施形態では、図１３Ａに示されるＭＩＩＭダイオード２１０は、基板上のフォトレジストパターン上に蒸着することによってチタンおよびコバルトフィルムを堆積させ、フォトレジストおよび金属を取り去ることによって製造される。代替実施形態では、チタンおよびコバルトフィルムが基板上に堆積され、次いでパターニングされ、エッチングされる。一実施形態では、チタンおよびコバルトフィルムは、それぞれ５０Åおよび５００Åの厚さである。次いで、パターニングされたフィルムは、３０ワット酸素プラズマに５０ｍＴｏｏｒの圧力で２０秒間露出され、コバルトの表面上に酸化コバルト（Ｃ_２Ｏ_３）が形成される。酸化コバルトフィルムは２０Åから２００Åの間の厚さである。酸化チタン（ＴｉＯ_２）フィルムは、チタン標的、６０％のＯ_２および４０％のＡｒの３ｍＴｏｒｒの雰囲気、ならびに６０ワットの電力を使用して、３分間の反応性スパッタリングによって堆積される。一実施形態では、酸化チタンフィルムや約４０Åの厚さである。次いで、５０Åの厚さのチタンフィルムが、蒸着によって堆積される。次いで、２０００Ａの厚さのニオビウム（Ｎｂ）フィルムがスパッタリングによって堆積される。次いで、フォトレジストが標準リソグラフィック技法によって堆積され、パターニングされ、次いでＣｏ_２Ｏ_３／ＴｉＯ_２／Ｔｉ／Ｎｂのスタックがエッチングされ、ＭＩＩＭダイオード２１０が形成される。

エッチングの後、ＳｉＯ_２の不活性化フィルムが、蒸着、スパッタリング、または化学的気相堆積（ＣＶＤ）のいずれかによって堆積される。ＳｉＯ_２フィルムの一部が化学機械研磨（ＣＭＰ）によって除去され、Ｎｂフィルムの頂面が露出する。ＳｉＯ_２フィルムの別の部分が、パターンおよびエッチングによって除去され、第１のＣｏフィルムの一部が露出する。次いで、最終上側金属が堆積され、パターニングされ、エッチングされる。この上側金属は、スパッタリングによって堆積された５０ÅＴｉ＋２０００Å Ａｌでよい。デバイスの断面概略図が図１３Ａに示されている。

実施形態では、ＭＩＩＭダイオード２１０が異なる絶縁体を使用して製造され得、得られるＭＩＩＭダイオードがテラヘルツ信号を整流し得る限り、金属が使用され得る。同様に、実施形態では、ＭＩＭダイオードなどの異なる構造を有するダイオードが使用され得る。前述のように、好ましくは、実施形態で使用されるダイオード２１０は、熱を電気に変換するのに適した、高いゼロバイアス応答度および低い抵抗を有する。

前述のように製造されたＭＩＩＭデバイスの性能が、図２８および図１３Ｂで示されるように示されている。一実施形態では、ＭＩＩＭダイオード２１０ダイオードは０．３μｍ×０．３ｕｍの寸法を有する。図２８は、本発明の一実施形態に従って製造されたＭＩＩＭダイオード２１０の電流−電圧測定値のグラフ（曲線２８０２）である。図１３Ｂは、本発明の一実施形態に従って製造されたＭＩＩＭダイオード２１０の応答度−電圧曲線１３０４を示すグラフである。

図１３Ｂの曲線１３０４によって示されるように、ゼロバイアスでは、このＭＩＩＭダイオード１０６の応答度は２．１６アンペア／ワットである。このダイオードの抵抗は１７，９８０オーム（約１８ｋΩ）であった。対照的に、高い（＞１Ａ／ワット）応答度を有する従来型ＭＩＩＭダイオードの公表されたレポートは、ＭΩまたはＧΩ範囲の等価抵抗、またはデバイスの非ゼロバイアシングに一致していた。高い抵抗、およびゼロバイアス以外の任意でデバイスを操作することは、デバイスの変換効率を劇的に低減する。従来型ＭＩＩＭダイオードデバイスの例示的な発行されたレポートには、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる、Ａ． Ｓｉｎｇｈ、Ｒ． Ｒａｔｎａｄｕｒａｉ、Ｒ． Ｋｕｍａｒ、Ｓ． Ｋｒｉｓｈｎａｎ、Ｙ． Ｅｍｉｒｏｖ、およびＳ． Ｂｈａｎｓａｌｉ、「Ｆａｂｒｉｃａｔｉｏｎ ａｎｄ ｃｕｒｒｅｎｔ−ｖｏｌｔａｇｅ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ｏｆ ＮｉＯｘ／ＺｎＯ ｂａｓｅｄ ＭＵＭ ｔｕｎｎｅｌ ｄｉｏｄｅ」、Ａｐｐｌｉｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｓｃｉｅｎｃｅ ３３４、１９７−２０４（２０１５）と、参照によりその全体が本明細書に組み込まれるＡ．Ｄ． Ｗｅｅｒａｋｋｏｄｙ、Ｎ． Ｓｅｄｇｈｉ、Ｉ．Ｚ． Ｍｉｔｒｏｖｉｃ、Ｈ．Ｖ． Ｚａｌｉｎｇｅ、Ｉ．Ｎ． Ｎｏｕｒｅｄｄｉｎｅ、Ｓ． Ｈａｌｌ、Ｊ．Ｓ． Ｗｒｅｎｃｈ、Ｐ．Ｒ．Ｃｈａｌｋｅｒ、Ｌ．Ｊ． Ｐｈｉｌｌｉｐｓ、Ｒ．Ｔｒｅｈａｒｎｅ、Ｋ． Ｄｕｒｈｏｓｅ、「Ｅｎｈａｎｃｅｄ ｌｏｗ ｖｏｌｔａｇｅ ｎｏｎ ｌｉｎｅａｒｉｔｙ ｉｎ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｔｕｎｎｅｌｉｎｇ ｍｅｔａｌ−ｉｎｓｕｌａｔｏｒ−ｉｎｓｕｌａｔｏｒ−ｍｅｔａｌ ｎａｎｏｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ」、Ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ １４とが含まれる。

図１４は、ダイオード２１０の寄生リアクタンスを低減する方法における、差動伝送線路２０５間に金属−絶縁体−絶縁体−ダイオード２１０を接続する一実施形態を示す破断図である。ＭＩＩＭダイオード１５１０６は、インピーダンス整合回路網５０５の出力のＴＨｚ電流を整流する。図１３Ａに関して説明したように、ＭＩＩＭダイオード２１０は、第１の金属層１４０２（アルミニウムなど）、第１の金属層１４０４の上に製造された絶縁体層（酸化コバルトなど）、第１の絶縁体の上に製造された第２の絶縁体（酸化チタンなど）１４０６、および第２の絶縁体層の上に製造された第２の金属層１４０８（アルミニウムなど）を備える。

絶縁体層１４０４および１４０６は、トンネル効果が生じるための適切な幾何形状（例えば、層状）および電子親和力と共に選択される。トンネル効果の結果として、ＭＩＩＭダイオード２１０は、アンテナ素子２０２からのインピーダンス整合回路網２０５を介するテラヘルツ周波数で励起されるとき、整流器として機能する。ＭＩＭダイオードも実施形態で使用され得る。ＭＩＭダイオードがダイオード２１０として使用される場合、絶縁層のうちの１つを用いずに製造されることになる。

ダイオード２１０の垂直構造が寄生キャパシタンスを低減する。ダイオード２１０にわたる漏れがある場合にそれが低減するように、伝送線路電気リードインターフェース１４１０がダイオード２１０の断面積に整合するように選択される。この結果、インターフェースリード１４１０内の階段状遷移またはテーパー遷移１４１２が生じる。一実施形態では、ダイオードを介する以外は、頂部伝送線路リード２０５ｂと底部伝送線路リード２０５ａとの間に平行な伝導は存在しない。材料の誘電体機能、動作周波数、および得られるダイオード応答度が、補償回路の設計ですべて考慮される。

多段補償を伴うボウタイアンテナ素子
図１５は、一実施形態による、多重極共振応答を達成するために複数のスタブを用いる広帯域伝送線路補償構造を有し、ダイオード２１０への電圧を昇圧する働きもする差動伝送線路２０５へのＴＨｚ整流ダイオード２１０の統合を示す。図１５に示されるように、多段補償トポロジは、伝送線路構成要素５０１ａ〜ｂ、５０２ａ〜ｂ、１５０２、１５０４、１５０６、および１５０８の様々な組合せを備える。多段トポロジの使用により、別個の構成要素を使用して設計される高次多重極共振構造の実装が可能となる。これにより広帯域幅補償が可能となる。帯域幅が広いほど、より多くのエネルギーがトンネル効果小信号整流器（ダイオード）によって整流される。実施形態は伝送線路構成要素の組合せを使用することに限定されず、当業者には明らかなはずである他のトポロジの実施形態を含む。

図１５に示されるように、差動リード２０５ａおよび２０５ｂは、アンテナ素子２０２が熱の存在下にあるときに生成されたＴＨｚ信号を整流するために、ＭＩＩＭダイオード２１０をアンテナ素子２０２と統合するデュアルマイクロストリップ伝送線路５０５構造として働く。一実施形態では、伝送線路２０５は、最大電力伝達を達成するように、アンテナ２０２とダイオード２１０との間のインピーダンス変換を実装するように設計される。例えば、一実施形態では、複数のスタブ５０１、５０１ｂ、５０２ａ、および５０２ｂが、関連する相互接続伝送線路ステージ１５０２、１５０４、および１５０６と共に、「連動」Ｌ−Ｃフィルタ応答を実装する。いくつかの従属幾何学的パラメータが、最大電力伝達およびインピーダンス整合を達成するように同調される。これらのパラメータには、１）伝送ステージ長、２）スタブ位置、３）スタブ長および断面積、ならびに４）ダイオード位置が含まれる。これを実施するための一方式は、電場および磁場の電磁ｓ−ｓｃａｔｔｅｒパラメータの「デバイスレベル」全波シミュレーションを使用することである。得られる幾何形状は固有アンテナインピーダンスに特有のものである。そのような補償回路は、散乱および反射を低減するために、固有アンテナインピーダンスに対する共役整合を実現する。得られる幾何形状はまた、非線型ダイオード負荷の特性インピーダンスおよびＭＩＩＭ構造によって導入されるキャパシタンスリアクタンスに特有のものである。ダイオード距離１５０８は、変更され得る別のパラメータである。距離１５０８を調節すると、ダイオード補償回路内のインダクタンスが変化する。

補償構造は、アンテナおよびダイオード構成のダイナミックレンジに対して調整され得る。例えば、様々なＭＩＩＭダイオードのインピーダンスが、−ｊ３０から−ｊ２００のリアクタンスと共に、５０から１０ｋオームの範囲で変動し得る。このインピーダンスは、ＭＩＩＭダイオードに固有の高いキャパシタンスを示す。インピーダンスの実数部分と虚数部分の両方が、本明細書で説明されるように補償構造を使用して補償される。

図１６は、本発明の別の実施形態による、アンテナとダイオードとの間のインピーダンス変成器として働くように多段階段状インピーダンス素子を実装する広帯域伝送線路補償構造１６０２を示す。図１６に示されるように、分散素子フィルタ１６０２が、一実施形態によるインピーダンス補償のためにインピーダンスの逓昇を実現する。インピーダンス分散素子フィルタ１０６２は、伝送線路ステージ１６０４ａ、１６０４ｂ、１６０６ａ、および１６０６ｂを備える。差動伝送線路２０５は低減トレース幾何形状ステージ１６０２と共に修正される。図１６に示されるように、連続する階段状ステージ１６０４ａおよび１６０６ａ、１６０４ｂ、および１６０６ｂはより狭いトレースを有し、したがってより高いインピーダンスを有する。この階段状ステージ設計が、階段での伝送特性の不連続を導入する。不連続は、ほぼ直列インダクタとして表され得る。複数の不連続がインピーダンス変成器に結合され、高次のフィルタが生成され得る。その場合は実質的に、インピーダンス分散素子フィルタ１６０２は、ソースよりずっと大きいインピーダンスに負荷／ダイオードを結合するためのインピーダンスブリッジである。負荷インピーダンスを最大にすることは、負荷によって消費される電流を最小限に抑えること、およびダイオードの両端間の電圧信号を最大にすることの両方の役割を果たす。この昇圧により、ダイオードが最適な非線型動作モードにバイアスすることが可能となる。インピーダンス分散素子フィルタ１６０２の実施形態では、３つ以上の逓降または逓昇ステージが含まれ得る。

図１７は、階段状インピーダンスフィルタ設計に基づくラダートポロジ集中素子プロトタイプ１７０２を使用して、より複雑なフィルタ応答がどのように実装され得るかを示す。図１７に示されるように、一実施形態では、ラダートポロジ１７０２は、高インピーダンス伝送線路ステージ１７０４ａ〜ｂ、高インピーダンス伝送線路ステージ１７０６ａ〜ｂ、および低インピーダンス伝送線路ステージ１７０８ａ〜ｂの交互区間を備える。これらのステージは、直列インダクタおよび分路コンデンサに対応する。当該の波長に対するステージの長さがその機能を決定する。一実施形態では、フィルタの各区間の各要素１７０４ａ〜ｂ、１７０６ａ〜ｂ、および１７０８ａ〜ｂλ／４の長さである。線路の高インピーダンス区間は、インダクタンスを最大にするように狭くされ、区間が狭いほど、インピーダンスが高くなる。線路の低インピーダンス区間はキャパシタンスを最大にするように広くされ、区間が広いほど、インピーダンスが高くなる。実施形態では、より多数の、より少数の、または同数の交互の変動するインピーダンス要素を有する追加の区間が、設計特性、およびフィルタの性能の必要に応じて追加され得る。低インピーダンスおよび高インピーダンスのこれらの区間は、図１７に示されるように、直列インダクタＬ_１〜Ｌ_８および分路コンデンサＣ_１〜Ｃ_６としてモデル化され得る。一実施形態では、Ｃ_１はＣ_６に等しく、Ｃ_３はＣ_４に等しく、Ｃ_２はＣ_５に等しく、Ｌ_１はＬ_８に等しく、Ｌ_２はＬ_７に等しく、Ｌ_３はＬ_６に等しく、Ｌ_４はＬ_５に等しい。

リアクタンス同調のための別の実施形態
一実施形態では、アンテナ素子２０２は、アンテナ金属の固体充填を伴う、対称的構造を有するボウタイ型アンテナである。アンテナ素子２０２がボウタイ構造を有するとき、フラクタルおよび高誘電率誘電体が、屈折率を増加させるために使用され得る。例えば、一実施形態では、ボウタイアンテナの幾何形状が、導電性表面から材料を除去すること、およびフラクタル化された構造を作成することによって変更され得る。

図１８は、本発明の一実施形態による、電子／プラズモニック波伝導経路およびアンテナの相対屈折率を設計するための手段を提供するフラクタルボウタイアンテナを示す。これは、ダイオードリアクタンスを阻止するようにアンテナインピーダンスを同調するための一実施形態である。図１８に示されるように、ボウタイアンテナ１８０１はフラクタル化された表面を有する。除去フラクタル領域１８０１ａ〜ｄなどの導体の領域を除去することにより、電子は、給電ポイントに達するためにより遠くに移動しなければならない。この、より長い電流路が、インピーダンスを実質的に変更し、アンテナ共振を同調する（すなわち、帯域幅を狭める）。リアクタンスは、近距離場うず電流の誘電体減衰によって調整される。これは、ダイオードリアクタンスを阻止するようにアンテナインピーダンスを同調するための別の方法を提供する。一実施形態では、除去フラクタル領域１８０１ａ〜ｄは同一のサイズを有する必要はない。また、一実施形態では、除去フラクタル領域１８０１ａ〜ｄは対称的ではないことがある。それは、アンテナが検出器応用例向けに周波数選択的となり、または高Ｑフィルタ回路網に整合することを望む場合に有利であり得る。

テーパー伝送線路
伝送線路を伝播するエネルギーは、テーパー伝送線路を使用してさらに集中され、集束され得る。図１９は、一実施形態による、ダイオードの領域内のナノ集束に表面波を誘導し、集束させるための、テーパー伝送線路１９０２の使用を示す正射投影である。赤外線エネルギーが波長の小部分にナノ集束され、回折限定効果に打ち勝ち得る。動作の際に、アンテナ素子２０２は赤外線光を取り込み、赤外線光を、伝送線路２０５に沿って移動する伝播表面波に変換する。伝送線路１９０２の幅を徐々に削減すること、例えばエリア１９０４によって示されるように「テーパリング」することにより、赤外線表面波が、ＭＩＩＭダイオード断面積にほぼ等しい直径を有する、テーパー頂点１９０６のとても小さいスポットまで圧縮される。

３Ｄメタマテリアル製造
一実施形態では、３次元（３Ｄ）メタマテリアル構造が熱源の電磁場を集中させるように設計される。１次元または２次元メタマテリアル構造も使用され得るが、３Ｄ構造が最も高い電磁場の集中を実演する。

前述のように、本発明の実施形態は、アンテナ素子２０２およびダイオード２１０を備えるレクテナ２０６をメタマテリアル２００と結合し、メタマテリアル結合レクテナ２０８を形成する。前述のように、実施形態は、金属反射器４０２などの反射器を含み、それによって、熱を電気に変換することが、従来型アンテナおよびダイオードと比較して改善された性能を実現する。

図２０は、一実施形態による、メタマテリアル２００内の穴２０１を覆う、近距離場金属反射器４０２と共に整流アンテナ（レクテナ）２０６を含むメタマテリアル結合レクテナを備える２０８メタマテリアル２００の断面図である。メタマテリアル結合レクテナ構造２０８は、一実施形態によるメタマテリアル２００の表面内の穴２０１の上にレクテナ２０６を備える。レクテナは、前述のアンテナ素子２０２内に含まれ得るようなアンテナ構成要素２０２ａおよび２０２ｂと、ダイオード２１０とを備える。製造中に、アンテナ素子２０２を備える金属が、例えばスパッタリングおよび蒸着を含むいくつかの方式で堆積され得る。厚さは約５０ｍｍである。エッチングおよびマスキングは典型的な製造方法である。一実施形態では、レクテナ２０６は、図１３Ａ〜Ｂおよび２８に関して上記で説明したようなＭＩＩＭダイオードを含む。

一実施形態では、メタマテリアル結合レクテナ２０８はまた、反射器４０２をも含む。反射器４０２をレクテナ２０６と結合することにより、デバイスの効率の変換効率が改善される。すなわち、より多くの入射放射が反射してレクテナ２０６に戻り、電気生成が向上する。反射器４０２は任意の適切な材料製でよい。そのような材料は、１から３０テラヘルツの周波数範囲の赤外放射を反射するのに適しているべきである。適切な反射器材料には、アルミニウム、銀、金、銅、ニッケルなどのほとんどの金属フィルムが含まれる。金属フィルムは、少なくとも１０Åの厚さ、最大で１００ミクロンの厚さ、最も好ましくは２０００Åの厚さであるべきである。反射器金属は、接着を改善するために、放射の面と反対側に別の金属フィルムを有し得る。この接着フィルムは、任意の適切な金属、最も好ましくはチタンまたはクロムでよく、この接着フィルムの厚さは１０から２０００Å、好ましくは５０Åでよい。反射器および／または接着金属は、蒸着、スパッタリング、化学的気相堆積（ＣＶＤ）、または電着を含む任意の適切な方法によって、好ましくはスパッタリングによって堆積され得る。

金属フィルムに加えて、分布ブラッグ反射鏡（「ＤＢＲ」）も実装され得る。ＤＢＲは、フィルムの対にされた層を備え、対の一方の層が屈折率ｎ１を有し、第２の層が屈折率ｎ２を有する。対の各層の厚さは、反射される放射の波長に関して一般的に選ばれ、ｎ＝当該の波長での材料の屈折率である。一般にはフィルムのいくつかの対、例えば１０対がある。ＤＢＲの反射率は一般に、フィルムの対の数が増加すると共に増加する。

３０ＴＨｚ放射（λ＝９．９９μｍ）に適したＤＢＲの一例は、ゲルマニウム（Ｇｅ）および二酸化チタン（ＴｉＯ_２）フィルムの複数の対を含む。Ｇｅフィルムは０．７３μｍであり、ＴｉＯ_２フィルムは１．８７μｍの厚さである。ＴＨｚ ＤＢＲ反射器としての使用に適した他の材料には、Ｓｉ、ＩｎＧａＡｓ、ＧａＡｓ、ＧａＮ、ＩｎＧａＮ、ＡｌＡｓ、ＡｌＧａＡｓ、ＧａＰ、ＩｎＧａＰ、ＩｎＳｂ、ＳｉＯ_２、ＺｎＯ、多孔質ＳｉＯ_２、Ａｌ_２Ｏ_３、ＳｉＮ、多孔質ＳｉＮ、Ｔａ_２Ｏ_５、ＨｆＯ_２、ＭｇＦ、ＺｒＯ_２、およびＮｂ_２Ｏ_５が含まれる。

反射器が数ミクロンのアンテナ（図２０の値ｔ１およびｔ２）内に配置されるとき、近距離場反射器と呼ばれる。ｔ１およびｔ２についての値は１０Åから１０ミクロン、最も好ましくは１ミクロンでよい。

別の実施形態では、反射器は、レクテナから数ミクロンよりも離れて、例えば基板の裏面上に配置され得る。図２１は、一実施形態による、メタマテリアル２００内の穴２０１を覆う、遠距離場ＤＢＲ反射器２１０２と共に整流アンテナ（レクテナ）２０６を含むメタマテリアル結合レクテナ２０８を備えるメタマテリアル２００の断面図を示す。図２１に示されるようなメタマテリアル結合レクテナ２０８は、一実施形態によるメタマテリアル５００の表面内の穴５０１の上に配置されたレクテナを備える。レクテナ２０６は、前述のアンテナ素子２０２内に含まれ得るようなアンテナ半分２０２ａおよび２０２ｂと、ダイオード１０６とを備える。遠距離場ＤＢＲ反射器２１０２は、ＴｉＯ_２２１０４およびＧｅ２１０６の交互層を備える。

垂直閉込めおよびメタマテリアル生成表面プラズモンの改善
本発明の実施形態は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる、２０１５年６月１９日に出願された米国特許出願第１４／７４５２９９号（'２９９出願）に記載のメタマテリアルを使用する。実施形態で使用されるようなメタマテリアルは、金属（銅など）表面上に製造された穴のアレイを含む人工的構造である。穴は、周期的または非周期的でよく、同一サイズまたは変動するサイズでよい。一実施形態では、穴は穴の内部の光伝播を防止するのに十分な小ささである。その結果、光強度は、穴の内部で指数関数的に減衰する。一定の条件下で、そのようなメタマテリアル構造は、光が表面に集中する表面共振を支持する。この表面共振は、金属−誘電体界面で観測され得る表面プラズモン共振と同一の特性を有する。この類似性のために、この表面共振は「スプーフ」プラズモンと呼ばれる。メタマテリアル構造の主な利点は、プラズモン共振の周波数が穴構造の幾何学的設計によって調整され得ることである。このようにしてメタマテリアルの表面の幾何形状を構成して、テラヘルツ範囲でのプラズモン共振を支持するメタマテリアル構造が開発された。これらの表面プラズモンモードは熱的に励起され得、その結果、黒体放射をはるかに上回る熱放射が得られる。

実施形態では、追加の金属４０２がメタマテリアル表面の頂部に配置される。追加の金属４０２は、追加の金属が反射器として働き、垂直光閉込め、したがってメタマテリアル表面付近の高い光強度を達成するので、'２９９出願で開示されるシステムに勝る著しい改善を実現する。'２９９出願で開示されるメタマテリアル構造は、その電磁場がメタマテリアルの表面に閉じ込められ、表面から遠方に指数関数的に減衰する表面プラズモンモードを支持するが、構造は本質的にオープン構造である。しかしながら、この構造は本質的に、垂直方向（メタマテリアル表面に対して垂直な方向）に沿った、光についての誘電体材料の屈折率に依拠するオープン構造である。したがって、垂直方向（メタマテリアル表面に対して垂直な方向）の光閉込めは、誘電体材料の屈折率に依存する。追加の金属層反射器４０２をメタマテリアル表面から短距離に追加することは、メタマテリアル表面に向けて電磁場を押し返すための反射器として働き、垂直閉込めを生み出す。これは、最大の達成可能な電磁場集中を増大させるだけではなく、垂直場分布の制御も実現する。

メタマテリアル構造の幾何形状および反射器のオフセット距離を決定するために、固有ＳＰモードの励起の特定のモデリングが使用され得る。例えば、（−ｚ）方向の遠距離場から入射する平面波がシミュレートされ得る。そのような光学的シミュレーションは効率的に計算されるが、そのような光学的シミュレーションは限定される。例えば、そのような光学的シミュレーションは、反射器層がないときに当該のＳＰモードを正確に生成するが、反射器層が存在するときに使用することができない。これは、入射波が、メタマテリアルと相互作用してＳＰモードを生成する前に、単に反射されて遠距離場に戻されるからである。

したがって、ブリティッシュコロンビア州バンクーバーのＬｕｍｅｒｉｃａｌ Ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ， Ｉｎｃ．（ｗｗｗ．ｌｕｍｅｒｉｃａｌ．ｃｏｍ）から入手可能なＦＤＴＤ Ｓｏｌｕｔｉｏｎｓツール（ｗｗｗ．ｌｕｍｅｒｉｃａｌ．ｃｏｍ／ｔｃａｄ−ｐｒｏｄｕｃｔｓ／ｆｄｔｄ／）などの熱ベースのモデルが、結果を再現し、拡張するために、すなわちより良好でより正確な結果を得るために使用され得る。熱モデルは、メタマテリアル黒体を不規則な向きのダイポールの集合としてシミュレートする。不規則な向きのダイポールの集合としてメタマテリアル黒体をモデリングすることにより、ＳＰモードが生成される（すなわち、ホットメタマテリアルの大部分の中から）機構のより正確な表現が得られ、得られる電場値のより正確な予測が可能となる。

金属反射器層４０２の使用による、垂直次元（黒体表面に垂直）の固有表面プラズモン（ＳＰ）モードの閉込めおよび別の操作が、有限要素シミュレーションによって確認された。好ましくは、金属の反射器層は、固有ＳＰモードの垂直範囲よりも小さい距離だけ黒体表面から偏位する。例示的幾何形状が図４に示されている。反射器層４０２は、固有ＳＰモードを、反射器層のないより小さいモード体積に閉じ込め、それによって電場のより高い集中が生み出される。さらに、メタマテリアルを作成するために最初に使用される穴２０１の深さを深いから浅いに低減することにより、ＳＰモードが穴の外に押し出され得る。これらのパラメータ（反射器層４０２のオフセットおよび穴２０１の深さ）の正味の効果は、ＳＰモードの既に非常に強い電場を閉じ込め、高めることのできる導波路状構造である。

反射器の追加は、追加の金属層反射器４０２であっても、ＤＢＲ反射器２１０２であっても、垂直光閉込め、したがってメタマテリアル表面付近の高い光強度のために、著しい改善を実現する。図２２Ａおよび２２Ｂは、本発明の実施形態のこの現象を示す。図２２Ａは、反射器のないメタマテリアル（パターニングされた銅（Ｃｕ））表面の遠距離場励起を使用して生成されたＳＰモードの電場の大きさ（Ｖ／ｍ）を示す。図２２Ａからわかるように、垂直方向の閉込めは、エリア２２０２によって示されるようなメタマテリアル幾何形状だけによって制御される。図２２Ｂは、反射器２２０４を使用して垂直方向に著しく閉じ込められるメタマテリアル（パターニングされた銅（Ｃｕ））表面の遠距離場励起を使用して生成されたＳＰモードの電場の大きさ（Ｖ／ｍ）を示す。反射器２２０４は金属層反射器４０２またはＤＢＲ反射器２１０２でよい。穴２０１（ＳＵ８）をより浅くすることによって別の閉込めが可能である。

図２３は、メタマテリアル結合レクテナ２０８を備える３Ｄメタマテリアル２００の断面図を示す。図示されるように、レクテナ２０６が、３Ｄメタマテリアル２００の表面２１４内の穴１０１の上、かつメタマテリアル表面２１４と反射器２３０４との間に配置される。反射器２３０４は金属層反射器４０２またはＤＢＲ反射器２１０２でよい。

動作の際に、熱源１０２はメタマテリアル２００を加熱する。代表的穴２０１が共振し、レクテナ２０６の領域内で最大値付近に達するように設計されるホットスポットを生み出す。レクテナ２０６は領域２３０４内に配置され、領域２３０４はＳｉＯ_２、または他の実施形態では空気もしくは真空でよい。空気または真空を使用する実施形態は、レクテナ２０６の上の領域内の支持ペデスタルを必要とすることになる。冷温側源１０１は、熱源１０２から冷温源１０１への熱の流れを引き起こす熱的勾配を提供する。

裏面接点を備える整流アンテナ
図２４Ａは、基板を貫いてエッチングまたは切除されたバイア２４０２ａおよび２４０２ｂを示すための製造中のレクテナを示す。図２４Ａは、一実施形態に従って、導電性相互接続が外部世界にデバイスを接続する、熱源と反対側のデバイスの面上にどのように組み込まれるかを示す。熱源の反対側の面上に相互接続を配置することにより、デバイスの変換効率が向上する。これは、相互接続の抵抗を最小限に抑えるためであり、そのような相互接続は、厚い、かつ／または幅の広い金属フィルムであることが好ましい。金属フィルムは熱を反射し、熱をデバイスの同じ面上に熱源として置く結果、取入れデバイスの密度が低くなる。熱の反射により、熱の真下に取入れデバイスを配置することが妨げられるからである。

単一のデバイスの製造が上記で説明された。多くの取入れデバイス、例えば数千または数百万の取入れデバイスが同一基板上で同時に製造され得ることを理解されたい。一実施形態では、バイア２４０２ａおよび２４０２ｂが基板の裏面から、アンテナ素子２０２の各半分である、アンテナ半分２０２ａおよび２０２ｂまでエッチングされ、図２４Ａに示されるように、一方のアンテナ半分がダイオード２１０のｎ側を接続し（例えば、アンテナ半分２０２ａ）、他方のアンテナ半分がダイオード２１０のｐ側に接続する（例えば、アンテナ半分２０２ｂ）。一実施形態では、バイア２４０２ａおよび２４０２ｂは、それ自体でアンテナ半分２０２ａおよび２０２ｂにアクセスせず、アンテナ半分２０２ａおよび２０２ｂに接続する他の横方向相互接続にアクセスする。バイア２４０２ａおよび２４０２ｂは、標準リソグラフィックパターニングおよびエッチングによって形成され得、または代替実施形態では、レーザーアブレーションによって形成され得る。一実施形態では、５ＴＨｚ信号について、バイアは２μｍまたは約２μｍである。

図２４Ｂは、バイア２４０２ａおよび２４０２ｂを導電性材料で充填することによる最終的裏面接点の金属堆積後の製造中のレクテナを示す。図２４Ｂに示されるように、バイア２４０２ａおよび２４０２ｂが形成された後、一実施形態では、バイア２４０２ａおよび２４０２ｂが金属などの導電性材料で充填される。金属は、銅、タングステン、アルミニウム、チタン、クロム、窒化チタン、タンタル、窒化タンタル、またはそのような金属もしくは他の金属の組合せでよい。金属は、蒸着、スパッタリング、ＣＶＤ、または電着を含む任意の手段によって堆積され得る。一実施形態では、例えば、金属は、一続きのチタン、窒化タンタル、および銅である。そのような実施形態では、チタンおよび窒化タンタルフィルムがスパッタリングによって堆積され、銅フィルムがスパッタリングおよび電着の組合せによって堆積される。

図２４Ｃは、基板の裏面上の別個の接点の形成後を示す製造中のレクテナを示す。図２４Ｃは、バイア２４０２ａおよび２４０２ｂを充填するための金属堆積の後の、一実施形態での、基板４０６の裏面２４０５上の相互接続２４０４ａおよび２４０４ｂを示す。メタマテリアルが基板とは別々に製造され、基板に接着される場合、基板４０６はメタマテリアル金属とも呼ばれることがある。例えば、図２３では、基板は１０２であり、メタマテリアルは２００）であり、エッチングされたエリア２４０６内に示されるようにパターニングおよびエッチングされ、パターニングされた相互接続２４０４ａおよび２４０４ｂが形成される。一実施形態では、パターニングおよびエッチングの代わりに、基板４０６の裏面２４０５上の相互接続２４０４ａおよび２４０４ｂが、ダマシン方法によって形成され得る。

代替実施形態では、前述のように、性能を改善するために、金属反射器４１０が基板４０６とレクテナ２０６との間に配置される。図２４Ｄは、基板の裏面上の大域的相互接続と組み合わせて、局所的相互接続としても働く反射器４０２を備えるレクテナ２０８を示す（側面図）。図２４Ｅは、各反射器相互接続がダイオードのｐ側またはｎ側のどちらかに接続する、基板と整流アンテナとの間の２つの反射器／局所的相互接続によって局所的に直列に接続される８つの整流アンテナのグループのトップダウン図である。図２４Ｄ〜Ｅに示されるように、金属層反射器４０２が、複数の取入れデバイス、例えば８つの取入れデバイスの一方の側を接続するための局所的相互接続として使用される２つの反射器構成要素４０２ａおよび４０２ｂに分割される。次いで、バイア２４０８ａおよび２４０８ｂは、図示されるように、反射器４０２のそれぞれの反射器構成要素４０２ａおよび４０２ｂに接続するために使用され、８つのデバイスが互いに接続される。ギャップまたは切断２４１０が反射器４０２内に形成され、２つの反射器構成要素４０２ａおよび４０２ｂが形成される。バイア相互接続２４０８ａが、複数の取入れデバイスのアンテナ構成要素２０２ａを反射器構成要素４０２ａに接続するように形成され、バイア相互接続２４０８ｂが、複数の取入れデバイスのアンテナ構成要素２０２ｂを反射器構成要素４０２ｂに接続するように形成される。したがって、８つのデバイスのそれぞれの各アンテナ構成要素２０２ａに対する金属反射器構成要素４０２ａ間のバイア相互接続２４０８ａがあり、８つのデバイスのそれぞれの各アンテナ構成要素２０２ｂに対する反射器構成要素４０２ｂ間のバイア相互接続２４０８ｂがある。このようにして、反射器構成要素４０２ａおよび４０２ｂは、それぞれ８つの取入れデバイスのアンテナ構成要素２０２ａおよび２０２ｂのためのバックプレーンとして働く。このようにして、バイア２４０２ａおよび２４０２ｂの数が最小限に抑えられ、コストが削減され、集積デバイスの構造的完全性が向上する。

レクテナ入力昇圧およびダイオードキャパシタンス補償
基本レクテナ回路はよく理解されている。基本レクテナ回路は、高周波数（＞１ＴＨｚ）で小さい電圧（〜１ｍＶ）を生成するアンテナを備える。変換の効率はいくつかの理由で低い。例えば、ダイオード非線型性は、アンテナ（〜１ｍＶ）の電圧出力よりも著しく高い電圧（−１０００ｍＶ）で生じる。ダイオード非線型性の屈曲点が生じる電圧が低減され得るが、低減この低減の量が素子の帯域ギャップおよび様々な素子の製造の容易さによって制限される。

低い効率の電力変換の別の理由は、ダイオードのキャパシタンスである。高い動作周波数（＞１ＴＨｚ）では、ダイオードのキャパシタンスが、ダイオード非線型性を実質的に短絡する。すなわち、ダイオード１０６のキャパシタンスのコンダクタンスは、ダイオードの順方向インピーダンスよりも大きい。これは、ダイオードのキャパシタンスが両方向に伝導するので、短絡経路と解釈され得る。

低電力出力の別の理由は、アンテナから得られる電流がアンテナのＴＨｚ正弦波電圧と同相の正弦波である場合にのみ、最大電力出力が得られることである。ＡＣメインの状況では、これは力率と呼ばれるが、従来技術では対処されていなかった。ソーラーパネルの状況では、これはＭＰＰＴ（最大電力点追跡）と呼ばれる。この問題に対処することなく、電力変換器の効率を最大にするだけでは、最大出力電力を生成しない。言い換えれば、電力変換の電力変換効率を最大にするだけでなく、アンテナから最大電力を抽出しなければならない。

図２５は、基本的な従来型レクテナ回路を示す等価回路の概略図である。図Ｃｏｍｐ １では、ＡＣ電圧源Ｖ_ＩＮ２５０２がアンテナ２０２を表す。コンデンサＣ_ＢＬＫ２５０４が、単一方向の電流を支持するダイオード２５０６からＡＣ電圧源２５０２を分離する。ダイオード２５０６は、ダイオード２１０などの、ＡＣ電圧源２５０２の整流を実現する高速ダイオードである。インダクタＬ_ＬＯＡＤ２５０８がダイオード１０６に接続され、負荷抵抗Ｒ_ＬＯＡＤ２５１０に給電する定電流を支持する。実装では、インダクタＬ_ＬＯＡＤ２５０８は、従来型低周波数コイルインダクタに必ずしも類似していないことがある。例えば、非常に短い長さの導体が、本発明の実施形態に関連する高い周波数ＴＨｚでインダクタとして使用され得る。例えば、１０ｕｍの波長に比べて短い導体長さは２ｕｍから４ｕｍであり得る。導体の厳密な長さおよび回路内の導体の機能の決定は、シミュレーションの結果によって決定される。

図２６は、本発明の一実施形態による、別個の構成要素で実装された基本的な２極共振構造２６０６を示す等価回路の概略図である。実施形態では、補償２極共振構造２６０６が伝送線路構成要素を使用して実装される。ＡＣ電圧源Ｖ_ＩＮ２５０２はアンテナ２０２を表す。コンデンサＣ_ＢＬＫ２５０４は、単一方向の電流を支持するダイオード２５０６から電圧源２５０２を分離する。ダイオード２５０６は、ダイオード２１０などの、ａｃ電圧源２５０２の整流を実現する高速ダイオードである。インダクタＬ_ＬＯＡＤ２５０８がダイオード１０６に接続され、負荷抵抗Ｒ_ＬＯＡＤ２５１０に給電する定電流を支持する。実装では、インダクタＬ_ＬＯＡＤ２５０８は、従来型低周波数コイルインダクタに必ずしも類似していないことがある。例えば、非常に短い長さの導体が、本発明の実施形態に関連する高い周波数ＴＨｚでインダクタとして使用され得る。例えば、１０ｕｍの波長に比べて短い導体長さは２ｕｍから４ｕｍであり得る。

一実施形態では、２極共振構造２４０２は、組み合わされてタンク回路２４０６を形成するインダクタＬ_ｒｅｓ２６０２およびコンデンサＣ_ｒｅｓ２６０４からなるタンク回路である。タンク回路２６０６は、アンテナ電圧源Ｖ_ＩＮ２５０２とダイオード２５０６との間のインピーダンス整合を実施する。タンク回路２６０２はまた、電流を電圧に変換し、したがってアンテナ電圧源Ｖ_ＩＮ２５０２の電圧を昇圧する。したがって、タンク回路２６０２は、前述のような単一の不連続を有する伝送線路２０５を表す。５倍から１０倍の昇圧が可能である。ダイオード１０６は、アンテナ素子２０２がそれ自体で供給し得るよりも一般に１ｍＶから２０ｍＶ高い電圧範囲で最良に動作するので、昇圧された電圧は、レクテナ動作にとって有利である。

図２７は、本発明の一実施形態による、別個の構成要素で実装された高次４極共振構造２７０６を示す等価回路の概略図である。実施形態では、補償２極共振構造２７０６は、伝送線路構成要素を使用して実装される。一実施形態では、４極共振構造２７０６は、インダクタＬ_ＲＥＳ２６０２、コンデンサＣ_ＲＥＳ２６０４、インダクタＬ_ＲＥＳ２２７０２、およびコンデンサＣ_ＲＥＳ２２７０４を備え、２つのＬ−Ｃ構造タンク回路２７０６の縦続を形成する。縦続タンク回路２７０６は、１０％の帯域幅で１００倍の、電圧のより高い昇圧を実現し得る。したがって、縦続タンク回路２７０６は、前述のように複数の不連続を有する伝送線路２０５を表す。Ｌ−Ｃ構造縦続２７０６、Ｃ_ＲＥＳ２２７０４の出力が、コンデンサＣ_ＢＬＫ２５０４を使用してダイオード２５０６に容量的に接続される。前述のように、ダイオード２５０６は、インダクタＬ_ＬＯＡＤ２５０８を使用して負荷Ｒ_ＬＯＡＤ２５１０に誘導的に結合される。

図２８は、本発明の一実施形態によるレクテナ２０６を表す回路で使用される典型的なダイオード２１０の例示的電圧−電流特性曲線２８０２である。ｘ軸はダイオード電圧Ｖ_ＢＩＡＳ２８０４であり、ｙ軸はダイオード電流Ｉ_{ＴＵＮＮＥＬ}２８０５である。ダイオード特性は、順方向抵抗Ｒ_Ｆ２８０６および逆方向抵抗Ｒ_Ｒ２８０８によって近似され得る。曲線２８０２によって示されるように、ダイオード１０６の両端間の電圧がしきい電圧Ｖ_Ｔ２８１０に達するまで、ダイオード１０６を流れる電流は非常に低いままであり、順方向抵抗に対応する電流に近づかない。多くのダイオードでは、しきい電圧Ｖ_Ｔ２８１０は１００ｍＶもの高さでよい。１つまたは複数の不連続と共に設計される伝送線路などの前述の入力ブースト構造が、アンテナＡＣ電圧Ｖ_ＩＮ２５０２をダイオード２５０６でのＶ_Ｔ２８１０よりも高い電圧に昇圧するのに使用され得る。

図２９は、本発明の一実施形態による、別個の構成要素で実装されたダイオード２５０６キャパシタンスについての２極補償構造２９０６を示す等価回路の概略図である。実施形態では、補償構造２９０６が伝送線路構成要素を使用して実装される。補償構造２９０６は、コンデンサＣ_ＲＥＳＤ２９０４に直列に接続されたインダクタＬ_ＲＥＳＤ２９０２からなる。インダクタＬ_ＲＥＳＤ２９０２およびコンデンサＣ_ＲＥＳＤ２９０４の補償構造２９０６が、ダイオード２５０６に並列に接続される。補償構造の構成要素値Ｌ_ＲＥＳＤ２９０２およびＣ_ＲＥＳＤ２９０４は、アンテナＡＣ電圧源Ｖ_ＩＮ２５０２の周波数でダイオード２５０６のキャパシタンスを実質的に打ち消す正味インダクタンスを有するように選ばれる。補償構造２９０６は、アンテナ電圧源Ｖ_ＩＮ２５０２の１０％帯域幅にわたってダイオード２５０６の影響を約１０分の１に低減する。

図３０は、本発明の一実施形態による、別個の構成要素で実装されたダイオードキャパシタンスについての４極補償構造３００６を示す等価回路の概略図である。実施形態では、補償構造３００６が伝送線路構成要素を使用して実装される。この実装では、補償構造３００６は２つのＬ−Ｃの直列接続を備え、第１のＬ−Ｃ補償構造がインダクタＬ_ＲＥＳＤ２９０２およびコンデンサＣ_ＲＥＳＤ２９０４を備え、第２のＬ−Ｃ補償構造がインダクタＬ_{ＲＥＳＤＳ２}３００２およびコンデンサＣ_{ＲＥＳＤＳ２}３００４を備える。残りの回路は、前述の図２５および２９の回路とほぼ同様である。第２の補償回路を追加することは、第２の補償回路への入り電圧および電流を取り、再び電流を電圧に変換し、実質的には第２の昇圧を生み出す。それは、共振の帯域幅を削減する副作用を有する。

図３１は、本発明の別の実施形態による、別個の構成要素で実装されたダイオードキャパシタンスについての４極補償構造３１０６を示す等価回路の概略図である。実施形態では、補償構造３１０６が伝送線路構成要素を使用して実装される。図３１に示されるように、補償構造３１０６は、２つのＬ−Ｃ構造の並列接続を備え、第１のＬ−Ｃ補償構造が、インダクタＬ_ＲＥＳＤ２９０２およびコンデンサＣ_ＲＥＳＤ２９０４を備え、第２のＬ−Ｃ補償構造がインダクタＬ_{ＲＥＳＤＰ２}３１０２およびコンデンサＣ_{ＲＥＳＤＰ２}３１０４を備える。残りの回路は、図３０の回路とほぼ同様である。前述のように、第２の補償回路の追加は、ダイオードのキャパシタンスを補償する。

図３２は、本発明の一実施形態による、別個の構成要素で実装された修正後４極共振構造３２０６を示す等価回路の概略図である。実施形態では、補償構造３２０６は伝送線路構成要素を使用して実装される。このケースでは、ダイオード２５０６の寄生キャパシタンスが４極集中素子モデル内の素子として使用される。したがって、４極共振構造３２０６は、インダクタＬ_ＲＥＳ６０２およびコンデンサＣ_ＲＥＳ２６０４を備える第１のタンク回路と、インダクタＬ_ＲＥＳ２２７０２およびダイオード２５０６の寄生キャパシタンスを備える第２のタンク回路とを備える。ダイオード２５０６のキャパシタンスは、温度およびプロセスにわたってほとんど変動のない、ほぼ一定である。４極共振構造３２０６の残りの３つの構成要素であるインダクタＬ_ＲＥＳ２６０２、インダクタＬ_ＲＥＳ２２７０２、およびコンデンサＣ_ＲＥＳ２６０４は、負荷Ｒ_ＬＯＡＤ２５１０に加えられる出力電力を最大にするように選ばれる。１０を越える著しい昇圧率、およびダイオードキャパシタンスの打ち消しが達成可能である。この結果、出力電力が増大し、キャパシタンスを有するダイオードの使用が可能となり、それによって、容量性電流がダイオード順方向電流に匹敵し、さらにはダイオード順方向電流よりも大きい。ダイオードキャパシタンスの補償がない場合、キャパシタンスは、ダイオード動作を短絡するように働き、出力電力を大きく低減させる。

図３３は、本発明の実施形態による、伝送線路構成要素を使用して実装された入力インピーダンスブースト構造およびダイオードキャパシタンス補償回路３３０６を示す等価回路の概略図である。図３３に示されるように、インピーダンスブーストおよびキャパシタンス補償構造３３０６は、入力インピーダンスブーストを与えるために直列伝送線路３３０２を備える。ダイオードキャパシタンスは、前述のようなオープン伝送線路構造３３０４を使用して補償される。ダイオード２５０６キャパシタンスとオープン伝送線路構造３３０４の並列組合せは、アンテナＡＣ電圧源Ｖ_ＩＮ２５０２の周波数での開路である。これは、本明細書で説明されるすべての回路が前述のような伝送線路構造を介してどのように実装され得るかの例示である。

図３４は、その等価回路が図２５に示される従来型レクテナ回路、すなわち本明細書で説明される補償回路のない従来型レクテナ回路に対応する、シミュレートされた電圧および電流を示す。ダイオード２５０６に伴う不完全性とは無関係の、この回路の固有の制限を示すのにほぼ理想的であるように、ダイオードｉ−ｖ特性曲線が選ばれた。３つの電圧入力曲線３４０２ａ、３４０２ｂ、および３４０２ｃが、対応するダイオード電流出力３４０４ａ、３４０４ｂ、および３４０４ｃと共に示され、電流３４０４ａは電圧３４０２ａに対応し、電流３４０４ｂは電圧３４０２ｂに対応し、電流３４０４ｃは電圧３４０２ｃに対応する。ソースからの電流波形は正弦波ではなく、電圧と同相ではない。したがって、前述のように、ダイオードが理想的であっとしても、電力出力は可能な最大出力ではない。すなわち、電流は、回路の電力出力に対して不十分な振舞いをする。

図３５は、本発明の一実施形態による図３２の回路、すなわち補償回路（このケースでは、一方がダイオード２５０６の寄生キャパシタンスを使用する２つのタンク回路）の追加に対応する、シミュレートされた電圧および電流を示す。ダイオード２５０６に伴う不完全性とは無関係の、この回路の改良を示すのにほぼ理想的であるように、ダイオードｉ−ｖ特性曲線が選ばれた。３つの電圧入力曲線３５０２ａ、３５０２ｂ、および３５０２ｃが、対応するダイオード電流出力３５０４ａ、３５０４ｂ、および３５０４ｃと共に示され、電流３５０４ａは電圧３５０２ａに対応し、電流３５０４ｂは電圧３５０２ｂに対応し、電流３５０４ｃは電圧３５０２ｃに対応する。ソースからの電流波形は正弦波であり、電力出力のために電圧と良好かつ一貫した位相関係にある。ダイオードが理想的であった場合、電力出力は可能な最大出力である。

図３６は、図２７に示される補償回路２７０６に対応する周波数応答曲線３６０２を示す。この回路の帯域幅を改善し、ソースアンテナ２０２の帯域幅に対処するように４極ＬＣフィルタが選ばれた。

現在のところ好ましい実施形態の構造、製造、および使用が詳細に論じられる。しかしながら、本発明は、多種多様な特定の状況で実施され得る多くの適用可能な発明の概念を提供することを理解されたい。論じられる特定の実施形態は、本発明を作成および使用するための特定の方式の例示に過ぎず、本発明の範囲を限定するものではない。

様々な修正形態および例示的実施形態の組合せ、ならびに本発明の他の実施形態が、説明を参照するときに当業者には明らかとなるであろう。したがって、いくつかの実施形態では、添付の特許請求の範囲は任意のそのような修正形態または実施形態を包含するものとする。

Claims (25)

1. 熱の存在下でスプーフ表面プラズモンを生成するメタマテリアルと、
   レクテナであって、
   前記生成されたスプーフ表面プラズモンがテラヘルツ範囲の周波数を有するときに共振するアンテナ素子と、
   伝送線路を介して前記アンテナ素子に結合され、電圧信号を受け取り、前記電圧信号を整流して電気を生成するダイオードであって、キャパシタンスを有するダイオードと
   を備える前記レクテナと、
   整流のために前記アンテナ素子からの前記電圧信号を前記ダイオードに搬送するための伝送線路であって、前記ダイオードの前記キャパシタンスを補償するように構成される前記伝送線路と
   を備えることを特徴とするメタマテリアル結合アンテナ。
2. 前記ダイオードがＭＩＩＭダイオードであることを特徴とする請求項１に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
3. 前記ＭＩＩＭダイオードが、２つの絶縁体を挟む金属を積重ね構成で備えることを特徴とする請求項２に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
4. 前記金属がアルミニウムであり、前記絶縁体が酸化コバルトおよび酸化チタンであることを特徴とする請求項３に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
5. 前記メタマテリアルが複数の穴を備え、前記アンテナ素子が、前記メタマテリアル内の穴の上に配置され、垂直方向の放射を閉じ込めるための反射器をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
6. 前記反射器が金属層を備えることを特徴とする請求項５に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
7. 前記反射器がＤＢＲ反射器を含むことを特徴とする請求項５に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
8. 前記ＤＢＲ反射器が酸化チタンとゲルマニウムの交互層を備えることを特徴とする請求項７に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
9. 前記伝送線路が先細りであることを特徴とする請求項１に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
10. 前記伝送線路が２極キャパシタンス補償を与えるように構成されることを特徴とする請求項１に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
11. ２極キャパシタンスが前記ダイオードと並列のＬ−Ｃ回路として実装されることを特徴とする請求項１０に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
12. 前記伝送線路が４極キャパシタンス補償を与えるように構成されることを特徴とする請求項１に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
13. ４極キャパシタンスが、前記ダイオードと並列の複数の直列Ｌ−Ｃ回路として実装されることを特徴とする請求項１２に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
14. 前記伝送線路が、前記ダイオードの寄生キャパシタンスを使用してダイオードキャパシタンスを補償するように構成されることを特徴とする請求項１に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
15. 前記アンテナ素子がフラクタル化回路を備えることを特徴とする請求項１に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
16. 前記伝送線路が、前記ダイオードに加えられる前記電圧信号に対する昇圧を実現するように構成されることを特徴とする請求項１に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
17. 前記伝送線路が前記昇圧を実現するためのタンク回路を備えることを特徴とする請求項１６に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
18. 前記伝送線路が前記昇圧を実現するための一連のタンク回路を備えることを特徴とする請求項１６に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
19. 熱の存在下でスプーフ表面プラズモンを生成するように構成されたメタマテリアルと、
    レクテナであって、
    前記生成されたスプーフ表面プラズモンがテラヘルツ範囲の周波数を有するときに共振するアンテナ素子と、
    伝送線路を介して前記アンテナ素子に結合され、電圧信号を受け取り、前記電圧信号を整流して電気を生成するダイオードと
    を備える前記レクテナと、
    整流のために前記アンテナ素子からの前記電圧信号を前記ダイオードに搬送するための伝送線路であって、前記ダイオードに加えられる前記電圧信号に対する昇圧を実現するように構成される前記伝送線路と
    を備えることを特徴とするメタマテリアル結合アンテナ。
20. 前記ダイオードがＭＩＩＭダイオードであることを特徴とする請求項１９に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
21. 前記ＭＩＩＭダイオードが、２つの絶縁体を挟む金属を積重ね構成で備えることを特徴とする請求項２０に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
22. 前記メタマテリアルが複数の穴を備え、前記アンテナ素子が、前記メタマテリアル内の穴の上に配置され、垂直方向の放射を閉じ込めるための反射器をさらに備えることを特徴とする請求項１９に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
23. 前記反射器が金属層を備えることを特徴とする請求項２２に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
24. 前記反射器がＤＢＲ反射器を含むことを特徴とする請求項２２に記載のメタマテリアル結合アンテナ。
25. 前記伝送線路が、ダイオードキャパシタンスを補償するように構成されることを特徴とする請求項１９に記載のメタマテリアル結合アンテナ。