JP2019525195A - コヒーレントライダーから生じる信号を処理する方法および関連するライダーシステム - Google Patents

Abstract

本発明は、周期的に周波数変調されるコヒーレント源（Ｌ）を含むコヒーレントライダーから生じる信号を処理する方法（５０）であって、− ビート信号（Ｓｂ）は、局部発振器周波数（ｆＯＬ（ｔ））を有する、局部発振器と称される光信号と、ライダーによって照射された目標（Ｔ）によって後方散乱される光信号との間の干渉に基づいて光検知器（Ｄ）によって生成され、前記ビート信号は、デジタル化され、− 局部発振器周波数（ｆＯＬ（ｔ））は、平均値（ｆ０）と、その源の変調から生じる変調周波数（ｆｍｏｄ（ｔ））との和からなり、変調周波数は、変調周期（ＴＦＯ）に従って周期的であり、各周期は、それぞれｎ個の周波数勾配（αｉ）を有するｎ個の線形部分を含み、ここで、ｎは、２以上であり、本方法は、− ビート信号（Ｓｂ）を複素変調すること（５０１）と、− ｎ個の復調信号（Ｓｄｅｍｏｄ（ｉ））を取得するために、変調周波数（ｆｍｏｄ）の各周波数勾配（αｉ）に等しい単一の勾配をそれぞれ有するｎ個の復調周波数（ｆｄｅｍｏｄ（ｉ））によって変調信号（Ｓｍｏｄ）を複素復調すること（５０２）と、− ｎ個の復調信号（Ｓｄｅｍｏｄ（ｉ））のｎ個のスペクトル密度（ＳＰ（ｉ））を決定すること（５０３）と、− ｎ個の特性周波数（ναｉ）を決定すること（５０４）と、− 前記ｎ個の特性周波数（ναｉ）に基づいて目標（Ｔ）の速度（ｖ）に関する情報および目標（Ｔ）の距離（ｄ）に関する情報を決定すること（５０５）とを含むステップを含む、方法（５０）に関する。

Description

本発明は、例えば、遠距離目標の検知に用いられる周波数変調コヒーレントライダーの分野に関する。

コヒーレントライダーの原理は、当技術分野で公知であり、図１に示される。コヒーレントライダーは、コヒーレント源Ｌ、典型的にはコヒーレント光波を（赤外、可視または近紫外領域で）発光するレーザーと、ある体積の空間が照射されることを可能にする発光装置ＤＥと、目標Ｔによって後方散乱された光波の一部を集める受光装置ＤＲとを含む。後方散乱波のドップラー周波数偏移ν_Ｄｏｐは、目標Ｔの視線速度ｖに依存する。

受光時、受光された周波数ｆｓの後方散乱光波Ｓと、局部発振波ＯＬと称される放出波の一部とが混合される。これらの２個の波間の干渉が光検知器Ｄによって検知され、検知器から出力された電気信号出力は、受信強度および局部発振器出力に比例する項に加えて、ビート信号Ｓｂと称される発振項を有する。処理ユニットＵＴは、この信号をデジタル化し、信号から目標Ｔの速度ｖに関する情報を抽出する。

好適には、処理ユニットは、周波数偏移がない状態で、ゼロ周波数を中心とする狭帯域におけるビート信号Ｓｂを電子的にフィルタリングする（下記を参照されたい）。

コヒーレントライダーについて、発光および受光装置は、好適には同一の光学機器（モノスタティックライダー）を用いる。この特徴により、入射および後方散乱波の伝搬路が同一となり、良好な機械的安定性を得ることおよび長距離にわたって乱気流の影響を低減することが可能になる。

ライダーの速度測定／距離測定の解決策の１つは、周波数変調を実施できるシステムを構築することである。この技術は、レーダーで一般的に用いられ、ファイバーを主体とするレーザー源でなされてきた発展に鑑みて現在特に関心が持たれている。周波数変調により、時間／周波数解析を通じて目標との距離ｄおよびその速度ｖを決定することができる。この種のライダーは、レーザー風速測定機能が実行されることも可能にする。

周波数変調ライダー２０の光学アーキテクチャの一例を図２に示す。コヒーレント源の周波数が変調されることで、局部発振の周波数は、処理ユニットＵＴと同期化されたＷＦＣモジュールによって制御される、波形と称される所定の機能を用いて変調される。

放出された光信号は、増幅器ＥＤＦＡによって増幅され、発光および受光は、同一の光学機器Ｏを使用し、かつ循環器Ｃを用いて分離される。光信号の周波数は、任意選択的に、例えば好適には増幅器ＥＤＦＡの前に配置されるが、局部発振器の経路に配置され得る音響光学変調器を用いて偏移され得る。この場合、処理ユニット内の電子フィルタリングが偏移周波数について実行される。遅延線ＬＲにより、局部発振器および発光信号の光路を等化して、増幅器ＥＤＦＡの後ろに配置された光学機器の不具合（循環器Ｃの漏話、発光／受光光学機器Ｏの反射防止コーティングの不具合等）をＲＦ領域でフィルタリングすることができる。

コヒーレント周波数変調されたライダーの一例は、文献“Ｌｉｄａｒ ｓｙｓｔｅｍｓ ｆｏｒ ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ ａｎｄ ｓａｆｅ ｌａｎｄｉｎｇ ｏｎ ｐｌａｎｅｔａｒｙ ｂｏｄｉｅｓ”Ｆａｒｚｉｎ Ａｍｚａｊｅｒｄｉａｎ ｅｔ ａｌ，Ｐｒｏｃ．ＳＰＩＥ ８１９２，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｐｈｏｔｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ａｎｄ Ｉｍａｇｉｎｇ ２０１１：Ｌａｓｅｒ Ｓｅｎｓｉｎｇ ａｎｄ Ｉｍａｇｉｎｇ；およびＢｉｏｌｏｇｉｃａｌ ａｎｄ Ｍｅｄｉｃａｌ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ｏｆ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｓｅｎｓｉｎｇ ａｎｄ Ｉｍａｇｉｎｇ，８１９２０２（Ａｕｇｕｓｔ １９，２０１１）に記述されている。図３は、このライダーの動作原理を示す。

以下の記述において、発光周波数および局部発振器の周波数が音響光学変調器を用いて偏移されない場合を記述する。局部発振器の周波数ｆ_ＯＬは、周期Ｔ_ＦＯで周期的に２個の周波数勾配α_０およびα_１を用いて線形に変調される。この光周波数ｆ_ＯＬは、一定の光周波数ｆ０（ここではレーザーの初期周波数）と、高周波数領域における時間依存変調周波数ｆ_ｍｏｄ（ｔ）との和として記述され得、周波数は、レーザー源を変調することによって生成される：ｆ_ＯＬ（ｔ）＝ｆ０＋ｆ_ｍｏｄ（ｔ）。

図３は、周波数ｆ_ＯＬ（ｔ）およびｆ_ｓ（ｔ）の時間経過に伴う変化を、より明確に光周波数ｆ０が減算された状態で示す。図３ａに示すように、周波数ｆｓ（ｔ）の後方散乱信号は、測定ゾーン（目標Ｔ）への伝搬に起因して、従って目標との距離ｄに関して時間τだけ時間的に偏移され、局部発振器周波数ｆ_ＯＬ（ｔ）に関するドップラー効果に起因して周波数が値ν_Ｄｏｐだけ偏移する。

検知されたビート信号Ｓｂは、周波数成分ｆｓ−ｆ_ＯＬを有する。図３ｂは、ｆｓ−ｆ_ＯＬの時間経過に伴う変化を示す。この周波数差が特性周波数ν_α０およびν_α１において２個の連続する平坦部を時間の関数として含むことが分かり得、特性周波数は、式：

および

によって目標との距離Ｄおよび視線速度ｖに直接関係する。

例えば、ビート信号Ｓｂのフーリエ変換を実行することにより、これらの２個の特性周波数ν_α０およびν_α１を測定することによってｄおよびｖを決定することができる。

しかし、目標の距離に起因して、タイムオブフライトが、周波数勾配の個数（本例では２）によって正規化された波形Ｔ_ＦＯの持続時間より長くなれば、フーリエ変換による直接的解析は、不満足な結果を与える。具体的には、局部発振器と後方散乱信号との混合は、平坦部の消失および常に可変な瞬時周波数につながるため、フーリエ変換による解析後にピークが現れない。

２個の周波数勾配α_０＝２ＭＨｚ／μｓおよびα_１＝−２ＭＨｚ／μｓを用いる局部発振器変調および速度３０ｍ／ｓで移動している目標について、この効果の一例を図４に示す。

図４ａは、１８００ｍの距離ｄについて、図４ｂは、１４０００ｍの距離ｄについて、図４ｃは、２００００ｍの距離ｄについて、ｆ_ＯＬおよびＳｂの周波数成分ｆｓ−ｆ_ＯＬに関するｆｓの時間変化を示す。

この場合、ライダーの範囲は、従って、レーザーの出力に依存せずに信号の処理によって制限される。波形の変調周期Ｔ_ＦＯを延長することは、理論的には可能であるが、特定のレーザーの変調範囲が制限されるため、この延長によって長距離で高分解能を同時に実現することはできない。具体的には、レーザーの変調帯域幅が限られていることを前提として、同一の変調帯域幅をカバーするために、周波数勾配を減少させながら周期Ｔ_ＦＯを延ばすことが可能である。この場合、より長い距離で周波数平坦部が存在するが、一定でありかつ変調周波数Ｔ_ＦＯよりも短いフーリエ変換持続期間Ｔ_ＦＦＴについて、Ｔ_ＦＦＴ中にカバーされる変調帯域幅が小さくなり、従って、この帯域幅と比例する縦分解能が劣化するであろう。

"Ｌｉｄａｒ ｓｙｓｔｅｍｓ ｆｏｒ ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ ａｎｄ ｓａｆｅ ｌａｎｄｉｎｇ ｏｎ ｐｌａｎｅｔａｒｙ ｂｏｄｉｅｓ"，Ｆａｒｚｉｎ Ａｍｚａｊｅｒｄｉａｎ ｅｔ ａｌ，Ｐｒｏｃ．ＳＰＩＥ ８１９２，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｐｈｏｔｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ａｎｄ Ｉｍａｇｉｎｇ ２０１１：Ｌａｓｅｒ Ｓｅｎｓｉｎｇ ａｎｄ Ｉｍａｇｉｎｇ Ｂｉｏｌｏｇｉｃａｌ ａｎｄ Ｍｅｄｉｃａｌ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ｏｆ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｓｅｎｓｉｎｇ ａｎｄ Ｉｍａｇｉｎｇ，８１９２０２（Ａｕｇｕｓｔ １９，２０１１）

本発明の目的の１つは、特性周波数平坦部を有する信号を再度取得することを可能にすることにより、この制約を克服することを可能にするビート信号処理方法を提供することによって上述の短所を解消することである。

本発明の１つの主題は、周波数において周期的に変調されるコヒーレント源を含むコヒーレントライダーによって生成された信号を処理する方法であって、
− ビート信号は、局部発振器周波数を有する、局部発振器と称される光信号と、ライダーによって照射された目標によって後方散乱された光信号との間の干渉から光検知器によって生成され、前記ビート信号は、デジタル化され、
− 局部発振器周波数は、平均値と、その源を変調することによって生成される変調周波数との和からなり、変調周波数は、変調周期で周期的であり、各周期は、それぞれｎ個の周波数勾配を有するｎ個の線形部分を含み、ｎは、２以上であり、
方法は、
− 変調信号を取得するために、変調周波数でビート信号を複素変調するステップと、
− ｎ個の復調信号を取得するために、変調周波数の各周波数勾配に等しい単一の勾配をそれぞれ有するｎ個の復調周波数で変調信号を複素復調するステップと、
− ｎ個の復調信号のｎ個のスペクトル密度を決定するステップと、
− ｎ個のスペクトル密度の最大値にそれぞれ対応するｎ個の特性周波数を決定するステップと、
− 前記ｎ個の特性周波数から目標の速度に関する情報および目標の距離に関する情報を決定するステップと
を含む、方法である。

一実施形態によれば、各スペクトル密度を決定するステップは、
− 変調周期よりも短いかまたはそれと等しい複数の時間区間について複数の基本スペクトル密度を決定するサブステップと、
− 複数の基本スペクトル密度の和から前記スペクトル密度を決定するサブステップと
を含む。

好適には、各基本スペクトル密度は、高速フーリエ変換、すなわちＦＦＴによって決定され、スペクトル密度は、基本スペクトル密度の平均に等しい。

有利には、各復調周波数は、変調周期で周期的である。

有利には、周波数勾配は、０〜ｎ−１で変化する添え字ｉを付与され、添え字ｉの勾配を有する各復調周波数は、変調周波数に対して、ｉ、ｎおよび変調周期に依存する偏移時間だけ時間的に偏移される。

一変型形態によれば、波形は、４個の勾配α０、α１、α２、α３を含み、
α１＝−α０およびα３＝−α２
である。

本発明は、
− 周波数において周期的に変調されるコヒーレント源と、
− コヒーレント源によって生成された光信号を放出する装置およびライダーによって照射される目標によって後方散乱された信号を受信する装置と、
− 局部発振器周波数を有する、局部発振器と称される光信号と、後方散乱光信号との間の干渉からビート信号を生成するように構成された光検知器であって、局部発振器周波数は、平均値と、その源を変調することによって生成される変調周波数との和からなり、変調周波数は、変調周期で周期的であり、各周期は、それぞれｎ個の周波数勾配を有するｎ個の線形部分を含み、ｎは、２以上である、光検知器と、
− 処理ユニットであって、
＊ビート信号をデジタル化すること、
＊変調信号を取得するために、変調周波数でビート信号を複素変調すること、
＊ｎ個の復調信号を取得するために、変調周波数の各周波数勾配に等しい単一の勾配をそれぞれ有するｎ個の復調周波数で変調信号を複素復調すること、
＊ｎ個の復調信号のｎ個のスペクトル密度を決定すること、
＊ｎ個のスペクトル密度の最大値にそれぞれ対応するｎ個の特性周波数を決定すること、
＊前記ｎ個の特性周波数から目標の速度に関する情報および目標の距離に関する情報を決定すること
を行うように構成された処理ユニットと
を含むコヒーレントライダーシステムにも関する。

好適には、処理ユニットは、各スペクトル密度について、変調周期よりも短いかまたはそれと等しい複数の時間区間について複数の基本スペクトル密度を決定するように更に構成され、前記スペクトル密度は、複数の基本スペクトル密度の和から決定される。

有利には、各基本スペクトル密度は、高速フーリエ変換によって決定され、スペクトル密度は、基本スペクトル密度の平均に等しい。

有利には、処理ユニットは、１勾配毎に１個のチャネルでｎ個のチャネルを含み、各チャネルは、他のチャネルと並列に動作し、かつ関連する周波数を決定するように構成される。

本発明の他の特徴、目的および利点は、非限定的な例として与えられる添付の図面を参照しながら以下の詳細な記述を読むことで明らかになるであろう。

既に上述されており、コヒーレントライダーの原理を示す。 既に上述されており、周波数変調されたライダーのための光学アーキテクチャの一例を示す。 既に上述されており、周波数ｆ_ＯＬ（ｔ）およびｆ_ｓ（ｔ）の時間経過に伴う変化を示す。 既に上述されており、ｆｓ−ｆ_ＯＬの時間経過に伴う変化を示す。 既に上述されており、ｆ_ＯＬおよびＳｂの周波数成分ｆｓ−ｆ_ＯＬに関するｆｓの時間変化を１８００ｍの距離ｄについて示す。 ｆ_ＯＬおよびＳｂの周波数成分ｆｓ−ｆ_ＯＬに関するｆｓの時間変化を１４０００ｍの距離ｄについて示す。 ｆ_ＯＬおよびＳｂの周波数成分ｆｓ−ｆ_ＯＬに関するｆｓの時間変化を２００００ｍの距離ｄについて示す。 本発明によるコヒーレントライダーによって生成された信号を処理する方法を示す。 変調周波数ｆ_ｍｏｄ（ｔ）の周期的な波形を時間の関数として概略的に示し、前記波形は、一連の４個の勾配α０、α１、α２およびα３からなる。 距離１２ｋｍにおいて速度４０ｍ／ｓで移動している目標の場合を示し、信号ｆ_ｍｏｄの波形は、平均レーザー周波数１．５５μｍについて２個の勾配α０＝０．２ＭＨｚ／μｓおよびα１＝−０．２ＭＨｚ／μｓを含む。 局部発振器周波数ｆ_ＯＬ（ｔ）および信号周波数ｆｓ（ｔ）の変化を時間の関数として示す。 ライダービート信号Ｓｂの２個の周波数成分ｆｓ−ｆ_ＯＬおよびｆ_ＯＬ−ｆｓを示す。 取得された変調信号Ｓ_ｍｏｄの周波数に変化を時間の関数として示す。 （勾配α０に対する）復調周波数ｆ_ｍｏｄ（０）の変化を時間の関数として示す。 （勾配α１に対する）ｆ_ｍｏｄ（１）の変化を時間の関数として示す。 復調信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（０）の変化を時間の関数として示す。 復調信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（１）の変化を時間の関数として示す。 信号からＳ_{ｄｅｍｏｄ}（０）を決定されたスペクトルのスペクトル密度ＳＰ（０）を示す。 信号からＳ_{ｄｅｍｏｄ}（１）を決定されたスペクトルのスペクトル密度ＳＰ１を示す。 目標が１８ｋｍの距離に位置すること以外には図７と均等である。 局部発振器周波数ｆ_ＯＬ（ｔ）および信号周波数ｆｓ（ｔ）の変化を時間の関数として示す。 ライダービート信号Ｓｂの２個の周波数成分ｆｓ−ｆ_ＯＬおよびｆ_ＯＬ−ｆｓを示す。 取得された変調信号Ｓ_ｍｏｄの周波数の変化を時間の関数として示す。 （勾配α０に対する）復調周波数ｆ_ｍｏｄ（０）の変化を時間の関数として示す。 （勾配α１に対する）復調周波数ｆ_ｍｏｄ（１）の変化を時間の関数として示す。 復調信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（０）の変化を時間の関数として示す。 復調信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（１）の変化を時間の関数として示す。 周波数ｆ_ＯＬ（ｔ）およびｆ_ｓ（ｔ）の時間経過に伴う変化を示す。 ｆ_ｍｏｄが４個の勾配を有する場合のｆｓ−ｆ_ＯＬの時間経過に伴う変化を示す。 周波数ｆ_ＯＬ（ｔ）およびｆ_ｓ（ｔ）の時間経過に伴う変化を示す。 ライダービート信号Ｓｂの２個の周波数成分ｆｓ−ｆ_ＯＬおよびｆ_ＯＬ−ｆｓを示す。 ４個の勾配を含む波形について取得された変調信号Ｓ_ｍｏｄの周波数の変化を時間の関数として示す。 （勾配α０に対する）復調周波数ｆ_ｍｏｄ（０）の変化を時間の関数として示す。 （勾配α１に対する）復調周波数ｆ_ｍｏｄ（１）の変化を時間の関数として示す。 （勾配α２に対する）復調周波数ｆ_ｍｏｄ（２）の変化を時間の関数として示す。 （勾配α３に対する）復調周波数ｆ_ｍｏｄ（３）の変化を時間の関数として示す。 復調信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（０）の変化を時間の関数として示す。 復調信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（１）の変化を時間の関数として示す。 復調信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（２）の変化を時間の関数として示す。 復調信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（３）の変化を時間の関数として示す。 本発明によるライダーシステムを概略的に示す。 本発明によるライダーの処理ユニットにおける並列アーキテクチャの一実装例を示す。

本発明によるコヒーレントライダーによって生成された信号を処理する方法５０を図５に示す。コヒーレントライダーは、ＲＦ信号によって周期的に変調されるコヒーレント源Ｌを含む。ＲＦ変調は、レーザーの注入電流を介してまたは外部要素を介して直接実現することができる。ＲＦが意味するのは、１Ｈｚ〜１０ＧＨｚ、好適には０．１ｋＨｚ〜１０ＭＨｚに含まれる周波数を有する波である。

ビート信号Ｓｂは、局部発振器周波数ｆ_ＯＬ（ｔ）を有する、局部発振器ＯＬと称される光信号と、ライダーによって照射された目標Ｔによって後方散乱された光信号ｆｓ（ｔ）との間の干渉から光検知器Ｄによって生成される。ビート信号は、処理のためデジタル化される。

局部発振器周波数ｆ_ＯＬ（ｔ）は、平均値ｆ０と、その源を変調することによって生成される変調周波数ｆ_ｍｏｄ（ｔ）との和からなる。
Ｆ_ＯＬ（ｔ）＝ｆ０＋ｆ_ｍｏｄ（ｔ）

偏移する音響変調器を一切用いない場合、周波数ｆ０は、源Ｌの初期光周波数に等しい。信号ＯＬの周波数が音響光学変調器によって偏移される場合、周波数ｆ０は、偏移されたその源の光周波数に等しい。

変調周波数ｆ_ｍｏｄ（ｔ）は、変調周期Ｔ_ＦＯで周期的であり、その源の周期的ＲＦ変調から発せられるが、レーザーが非線形に挙動するため、その源の周期的ＲＦ変調に等しくない。典型的に、周期Ｔ_ＦＯは、１ｎｓ〜１秒、好適には１００ｎｓ〜１０ｍｓに含まれる。

本発明による方法が正常に機能するには、変調周波数ｆ_ｍｏｄ（ｔ）は、各周期がｎ個の線形部分、すなわち頂点で接合するｎ個の周波数勾配αｉ（ここで、ｉは、０〜ｎ−１で変化する添え字である）を含む必要がある。勾配の個数ｎは、２以上である。

有利には、ｎは、偶数であり、なぜなら、以下に具体的に述べるように勾配αｉの符号が入れ替えられ得、信号処理が簡素化され得るためである。

実際には、現在のレーザーにアクセス可能な変調周波数帯域幅を前提として、これらの頂点で鋭角を得ることは困難であり、一連の４個の勾配α０、α１、α２およびα３からなる周波数ｆ_ｍｏｄ（ｔ）について図６に示すように、これらの頂点は、概ね丸みを帯びている。周期Ｔ_ＦＯにわたるｆ_ｍｏｄの変調信号の形状は、波形と称される。

好適には、添え字ｉ＋１の勾配α_ｉ＋１は、添え字ｉの勾配α_ｉと逆符号を有する。これにより、各勾配について周期Ｔ_ＦＯの同じ割合（従って、各周波数勾配について同じオーダーの線強度の大きさ）を維持しながら、カバーされる周波数帯を狭めることができる。

好適には、奇数添え字の勾配は、偶数の添え字の勾配の逆向きに等しい。２個の勾配を有する信号ｆ_ｍｏｄの場合、α１＝−α０である。４個の勾配を有する信号ｆ_ｍｏｄの場合、α１＝−α０およびα３＝−α２である。

後者の場合、周波数の不連続性を生じることなく、波形を４個の等しい部分に分割することができる（類似強度の４ラインが生じる）。好適には、勾配αｉは、０．１ＭＨｚ／μｓ〜数百ＭＨｚ／μｓに含まれる。

図６に示すような一連の予め設定された線形勾配によって変調された局部発振器光周波数を得ることは容易でないことに留意されたい。これを行うには、例えば、特許出願仏国特許出願公開第１５００６０３号明細書に記述されているように、その源のＲＦ変調信号を予め補正する必要がある。本発明の適用に際して、ｆ_ｍｏｄの波形が適当な精度で既知であると仮定する。

本発明による方法５０のステップを記述する前に、使用される用語が定義される。

初期信号にある周波数を追加することを含む動作を変調と称し、初期信号からある周波数を減算することを含む動作を復調と称する。従って、＋ｆでの変調は、−ｆでの復調と均等であり、逆も同様である。

時間領域において、変調または復調は、初期時間信号Ｓ０（ｔ）に、実変調／復調（余弦）の場合には実数および複素変調／復調の場合には複素数である数を乗算することである。

例えば、周波数ｆを用いて複素変調を行うことは、Ｓ０（ｔ）にｅｘｐ（２ｊπｆｔ）を乗算することと均等である。同様に、周波数ｆを用いて複素復調を行うことは、Ｓ０（ｔ）にｅｘｐ（−２ｊπｆｔ）を乗算することと均等である。

周波数ｆ（ｔ）が時間の関数であるとき、変調の場合、

を乗算し、復調の場合、

を乗算することが推奨される。本発明による方法５０は、コヒーレントライダーによって生成された信号に特定のデジタル処理を行って、ライダーによって照射された目標の速度および距離に関する情報を判定するステップを含む。より具体的には、本方法は、ライダービート信号Ｓｂの処理に適用可能である。本方法の最初のステップを、２個の勾配α０およびα１を有する信号ｆ_ｍｏｄの場合について図７に示す。

本発明による方法５０は、変調信号Ｓ_ｍｏｄを取得するために、変調周波数ｆ_ｍｏｄでビート信号Ｓｂを複素変調する第１のステップ５０１を含む。

図７ａは、局部発振器周波数ｆ_ＯＬ（ｔ）および信号周波数ｆｓ（ｔ）の変化を、より明確に平均光周波数ｆ０が減算された状態で時間の関数として示す。

図７ｂは、ライダービート信号Ｓｂの２個の周波数成分ｆｓ−ｆ_ＯＬおよびｆ_ＯＬ−ｆｓを示す。具体的には、ライダービート信号Ｓｂは、実数であるため、正の周波数成分および負の周波数成分を有する。

図７ｃは、取得された変調信号Ｓ_ｍｏｄの周波数の変化を時間の関数として示す。実ライダービート信号Ｓｂは、波形に関連付けられた周波数、すなわちｆ_ＯＬ−ｆ０を用いてデジタル的に複素変調され、ここで、ｆ０は、レーザー源Ｌの平均周波数である。次いで、変調信号Ｓ_ｍｏｄについて瞬間周波数が再構築され、この瞬間周波数は、
ｆｓ−ｆ_ＯＬ＋（ｆ_ＯＬ−ｆ０）＝ｆｓ−ｆ０
ｆ_ＯＬ−ｆｓ＋（ｆ_ＯＬ−ｆ０）＝２ｆ_ＯＬ−ｆ０−ｆｓ
に対応する。

次に、ステップ５０２は、ｎ個の復調信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（ｉ）を取得するために、変調周波数ｆ_ｍｏｄの１個の周波数勾配αｉに等しい単一の勾配をそれぞれ有するｎ個の復調周波数ｆ_{ｄｅｍｏｄ}（ｉ）で変調信号Ｓ_ｍｏｄを複素復調することを含む。従って、ｎ個の複素復調は、１個の勾配αｉのｎ個のデジタル信号ｆ_{ｄｅｍｏｄ}（ｉ）を用いて行われる。

波形の周期性を考慮に入れるために、定期的にゼロに戻すことが推奨される。復調周波数ｆ_{ｄｅｍｏｄ}（ｉ）は、好適には、Ｔ_ＦＯの倍数で周期的であり、好適にはＴ_ＦＯに等しい周期を有する。この等価性により、解析された様々な波形周期の周波数平坦部（従って、スペクトル解析後のライン）を一致させることが可能になる。各周波数勾配αｉについて、関連するラインは、同一の周波数ν_α１に現れ、従って、目標信号に関連するエネルギーは、時間周波数解析後に同一ラインに集中する。

図７ｄおよび７ｅは、それぞれ（勾配α０に対する）復調周波数ｆ_ｍｏｄ（０）および（勾配α１に対する）ｆ_ｍｏｄ（１）の変化を時間の関数として示す。各種の周波数をリセットするために、（勾配αｉに対応する）添え字ｉの復調周波数は、ｉ、ｎおよび変調周期Ｔ_ＦＯに依存する偏移時間ｔｄｉだけ偏移される。好適には、偏移時間は、
ｔｄｉ＝ｉ／ｎ＊Ｔ_ＦＯ
に等しい。

従って、２個の勾配について、ｆ_ｍｏｄ（０）は、偏移されず、ｆ_ｍｏｄ（１）は、Ｔ_ＦＯ／２だけ偏移される（図７ｅを参照されたい）。

図７ｆおよび７ｇは、それぞれ復調信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（０）およびＳ_{ｄｅｍｏｄ}（１）の変化を時間の関数として示す。

各復調は、全ての距離ボックス内における注目する信号の検索に対応する。従って、特性周波数ν_αｉの平坦部は、添え字ｉの復調信号に見られる。２個の勾配の場合、Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（０）によってν_ａ０を決定することができるのに対し、Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（１）によってν_α１を決定することができる。周波数ν_αｉは、ｆｓ（ｔ）−ｆ０が、復調周波数ｆ_ｍｏｄ（ｉ）と、周波数ｆ_ＯＬ−ｆ０によるビート信号の変調を用いて再構築された周波数ｆｓ（ｔ）−ｆ０との間に周波数勾配αｉを有する時点で測定されたオフセットに対応する。各周波数ν_αｉは、ｆｓ（ｔ）−ｆ０が、復調周波数ｆ_ｍｏｄ（ｉ）と、周波数ｆ_ＯＬ−ｆ０によるビート信号の変調を用いて再構築される周波数ｆｓ（ｔ）−ｆ０との間に周波数勾配αｉを有する時点で測定されたオフセットに対応する。

図７ｆにおいて、最も広い平坦部は、＋ν_α０に対応するのに対し、より狭い平坦部は、−ν_α０に対応する。具体的には、復調関数は、注目する周波数、ここでは＋ν_α０（目標の正視線速度）に合わせられる。図７ｇと同様に、最も広い平坦部は、＋ν_α０に対応するのに対し、より狭い平坦部は、−ν_α１に対応する。

これらの特性周波数を測定するために、本発明による方法５０は、ｎ個の復調信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（ｉ）のｎ個のスペクトル密度ＳＰ（ｉ）を決定するステップ５０３を含む。これは、特性周波数ν_αｉをピークの形状で出現させるために、時間／周波数解析、すなわち信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（ｉ）（ｔ）の周波数変換を行う問題である。有利には、解析距離範囲および解析周波数勾配に依存する時間的ウィンドウイングを含めることができる。

図８は、信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（０）およびＳ_{ｄｅｍｏｄ}（１）から決定されたスペクトルのスペクトル密度ＳＰ（０）（図８ａ）およびＳＰ（１）（図８ｂ）を示す。求める特性周波数ν_αｉは、最大スペクトル密度を有する。より弱いピークは、対向する周波数に見られる。ゼロ周波数での負のピークは、低周波数での信号のフィルタリングに起因する。

次に、本発明による方法は、ｎ個のスペクトル密度ＳＰ（ｉ）の最大値にそれぞれ対応するｎ個の特性周波数ν_αｉを決定するステップ５０４を含む。具体的には、信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ／ｉ}（ｔ）で最も広い平坦部を有する周波数は、求める特性周波数に対応し、最大スペクトル密度を有する周波数である。

それほど長くない（従って、スペクトル解析後に弱いラインが生じる）持続期間の第２の平坦部も存在するが、対応する周波数のスペクトル密度は、特性周波数のそれよりも低い。この信号は、ビート信号の他の成分に対する上述の変調および復調、すなわち実検知によって生成された成分（目標信号が正の周波数に対応する場合には負の周波数成分または逆に目標信号が負の周波数に対応する場合には正の周波数成分）から生じる。

最後に、方法５０は、前記ｎ個の特性周波数ν_αｉから、式：

を用いて目標Ｔの速度ｖに関する情報および距離Ｄに関する情報を決定するステップ５０５を含む。

２個の周波数勾配について、

であり、かつ

である。

上式は、レーザーの周波数が音響光学変調器によって偏移されない場合に有効であることに留意されたい。これが該当する場合、ｆ_ＭＡＯは、周波数偏移であり、特性周波数は、式：

によって計算される。

特性周波数の値からｄおよびｖを決定するステップ５０５が相応に適合されることを前提として、本発明は、当然のことながら、上述のような偏移と整合する。

図７は、距離１２ｋｍにおいて速度４０ｍ／ｓで移動している目標に対応し、信号ｆ_ｍｏｄの波形は、平均レーザー周波数１．５５μｍ、すなわち１９３．４１ＴＨｚについて２個の勾配α０＝０．２ＭＨｚ／μｓおよびα１＝−０．２ＭＨｚ／μｓを含む。周期Ｔ_ＦＯは、５３２μｓに等しい。

検知された特性周波数は、ν_α０＝３５．６ＭＨｚおよびν_α１＝６７．６ＭＨｚである。Ｓ_ｍｏｄ（０）の場合、−３５．６ＭＨｚでより弱いピークが残り、Ｓ_ｍｏｄ（１）の場合、最も狭い平坦部に対応する−６７．６ＭＨｚで残る。

図９は、目標が距離１８ｋｍに位置すること以外には図７と均等である。

図９ａは、局部発振器周波数ｆ_ＯＬ（ｔ）および信号周波数ｆｓ（ｔ）の変化を時間の関数として示す。

図９ｂは、ライダービート信号Ｓｂの２個の周波数成分ｆｓ−ｆ_ＯＬおよびｆ_ＯＬ−ｆｓを示す。

図９ｃは、取得された変調信号Ｓ_ｍｏｄの周波数の変化を時間の関数として示す。

図９ｄおよび９ｅは、それぞれ（勾配α０に対する）復調周波数ｆ_ｍｏｄ（０）および（勾配α１に対する）ｆ_ｍｏｄ（１）の変化を時間の関数として示す。

図９ｆおよび９ｇは、それぞれ復調信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（０）およびＳ_{ｄｅｍｏｄ}（１）の変化を時間の関数として示す。

平坦部は、より長い距離でも再び現れることが分かり得る。検知された特性周波数は、ν_α０＝２７．６ＭＨｚおよびν_α１＝７５．６ＭＨｚである。−２７．６ＭＨｚおよび−７５．６ＭＨｚで残っているピークは、ほとんどない。

従って、提案する方法は、レーザーの出力が十分なままであることを前提として、全ての距離ボックスを試験する（計算コストが高い解決策）ことを回避し、簡単な変調／復調動作を介して目標との距離を決定できるようにする。後方散乱信号から生じるピークが再び現れるため、信号の処理に制約されず、レーザーの出力のみに制約される方法が得られる。

計算は、時間経過に伴い、デジタル化されたビート信号Ｓｂ（ｔ）に基づいて実行される。

数学的に、周波数
ｆ_ｍｏｄ（ｔ）＝ｆ_ＯＬ（ｔ）−ｆ０
によって変調するステップ５０１は、信号Ｓｂ（ｔ）に、

に等しい同じくデジタル化された複素数Ｃ（ｔ）を乗算することに相当する。

すなわち、
Ｓ_ｍｏｄ（ｔ）＝Ｃ＊Ｓｂ（ｔ）
であり、
ｆ０：変調されないレーザーの周波数
ｆ_ＯＬ：局部発振器の周波数
である。

次に、復調ステップ５０２において、各復調は、信号Ｓ_ｍｏｄ（ｔ）に、

で定義される複素数Ｃｉ（ｔ）を乗算することに相当し、ここで、ｉは、勾配αｉの添え字であり、ｉは、０〜ｎ−１で変化し、Ｔ_ＦＯは、波形

の周期であり、ｆｌｏｏｒは、切り捨て関数（例えば、ｆｌｏｏｒ（２．６）＝２およびｆｌｏｏｒ（−３．２）＝−４）である。

すなわち、最終的に、

となる。

部分αｉｕは、線形部分、すなわち部分（ｎ／２）．ｇｉ（ｕ）に対応する。Ｔ_ＦＯ／２は、ゼロへの定期的帰還および時間偏移を表し、部分ｆｌｏｏｒ（ｉ＋１／２）＊Ｔ_ＦＯ／２は、目標の速度および距離がゼロである状況をゼロ周波数に偏移できるようにする周波数の偏移に対応する。後者の周波数偏移は、関数ｇ_ｉ（ｕ）に関連する時間偏移によって生じる寄生効果を補償する。

波形の頂点が丸まっている場合、Ｓ_ｍｏｄ（ｔ）の定義に際してこの丸い形状を考慮しているため、依然として上式が有効であることに留意されたい。

スペクトル密度ＳＰ（ｉ）を取得するステップ５０３は、典型的に、時間信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ／ｉ}（ｔ）のフーリエ変換の絶対値の２乗を求めて、周波数変換によって実行される。

好適には、各スペクトル密度を決定するステップ５０３は、
− 変調周期Ｔ_ＦＯよりも短いかまたはそれと等しい複数の時間区間δｔについて複数の基本スペクトル密度を決定するサブステップと、
− 複数の基本スペクトル密度の和から添え字ｉの各スペクトル密度ＳＰ（ｉ）を決定するサブステップと
を含む。

好適には、各基本スペクトル密度は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって決定される。

具体的には、処理を簡素化するために、波形の周期中に実行されるフーリエ変換（の強度を）直接合算することができる。従って、その後、平均化された基本スペクトル密度の非コヒーレント累積が実行される。

この動作により、高速計算を実行することができ、各基本スペクトル密度が短時間δｔで計算される。

例えば、サンプリング周波数が１２５ＭＨｚであり、および周期Ｔ_ＦＯが５００μｓである場合、３０μｓのδｔ（４０００点に対応する）で複数のＦＦＴ計算を実行する方が、Ｔ_ＦＯの全持続時間にわたって計算を行う（点が多過ぎる）よりもはるかに効果的である。

また、周期Ｔ_ＦＯにわたって特定の個数のＦＦＴの平均を求めることで、信号が蓄積される時点を慎重に選択することにより、情報の損失なしにＳＰｉ（ν）の信号対ノイズ比を向上させることができる。具体的には、ノイズは、一般に光子ノイズによって制限される。信号およびノイズは、χ^２分布を有し、従って、信号対ノイズ比は、１／ｓｑｒｔ（Ｎ）のように減少し、ここで、Ｎは、平均化されたスペクトル密度の個数である。図８ａおよび８ｂは、数百ＦＦＴ（Ｎ＝８６４）にわたって実行されたスペクトル密度ＳＰ（０）およびＳＰ（１）の平均に対応する。

平坦部間の瞬間周波数として記述される信号は、周波数平坦部に集中する信号の強度に比例する強度を有するが、明らかにより多い個数のスペクトルチャネルにわたって分布している。時間／周波数解析後、この信号は、従って、解析帯域内で減衰し、その結果、
− 短距離では、更なるノイズが生じて信号対ノイズ比（ＳＮＲ）が低下する。しかし、短い距離ではＳＮＲが高いため、この減少は重要でない。一実施形態によれば、この減少を避けることが望ましい場合、最大ＳＮＲを保証するために周波数平坦部に至る時間範囲を探すステップが追加される。
− 長距離（より低いＳＮＲの場合）では、新たなノイズは、検知ノイズ（特に局部発振器の光子ノイズ）より小さいままであるが、信号が存在する瞬間のみについて蓄積時間を短縮することにより、検知ノイズを減少させることができる。

更に、周期Ｔ_ＦＯにわたって特定の個数のＦＦＴの平均を求めることにより、フーリエ変換の持続時間を目標のコヒーレンス時間（特にこの目標の動きに依存する）に設定することができ、これも信号対ノイズ比を最適化する。

計算されたスペクトル密度は、好適には、正規化された数値を常に取得するために基本スペクトル密度の平均に等しい。

実用的な観点から、変調／復調計算、ＦＦＴ計算および絶対値の２乗の計算は、ビート信号がリアルタイムにデジタル化されるにつれて実行される。次に、特定の蓄積時間の終了時点で、スペクトル密度ＳＰ（ｉ）は、累算された基本スペクトル密度の平均を求めることによって取得される（以下の図１４を参照されたい）。

本発明は、２以上の任意の値のｎに対して適用できる。図７は、ｎ＝２の場合に適用した本方法を示す。重なりに関連する曖昧さを排除するために、４個の周波数勾配α０、α１、α２、α３を有する波形を好適に用いる。具体的には、４個の特性周波数の決定から、２個の未知数ｖおよびｄを含む４個の方程式系が得られる。これにより、冗長性を得ることが可能となり、従って方程式の１個をスペクトル重なりに関連する曖昧さを排除するために用い、別の１個を信頼性パラメータとして用いることができる。この信頼性パラメータは、例えば、周波数ν_αｉと、距離および視線速度との間の逆変換の残余であり得る。この逆変換は、最小２乗法、任意選択的に反復再重み付け最小２乗（ＩＲＬＳ）法によって得られる。

図７の２個の勾配を有する波形の場合と全く同様に、図１０ａは、周波数ｆ_ＯＬ（ｔ）およびｆ_ｓ（ｔ）の時間経過に伴う変化を、より明確に平均光周波数ｆ０が減算された状態で示す。図１０ｂは、ｆｓ−ｆ_ＯＬの時間経過に伴う変化を４個の勾配の場合について示す。図１０ｂに見られるように、周波数の時間経過に伴う変化は、４個の特性周波数に対応する４個の平坦部を含む。

図７の２個の勾配を有する波形の場合と全く同様に、図１１ｂは、ライダービート信号Ｓｂの２個の周波数成分ｆｓ−ｆ_ＯＬおよびｆ_ＯＬ−ｆｓを示し、図１１ｃは、４個の勾配を含む波形について取得された変調信号Ｓ_ｍｏｄの周波数の変化を時間の関数として示す。図１２ａ、１２ｂ、１２ｃおよび１２ｄは、それぞれ（勾配α０に対する）復調周波数ｆ_ｍｏｄ（０）および（勾配α１に対する）ｆ_ｍｏｄ（１）、（勾配α２に対する）ｆ_ｍｏｄ（２）および（勾配α３に対する）ｆ_ｍｏｄ（３）の変化を時間の関数として示し、図１２ｅ、１２ｆ、１２ｇおよび１２ｈは、それぞれ復調信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（０）、Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（１）、Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（２）およびＳ_{ｄｅｍｏｄ}（３）の変化を時間の関数として示す。

４個の勾配について、ｆ_ｍｏｄ（０）は、偏移されず（図１２ａを参照されたい）、ｆ_ｍｏｄ（１）は、Ｔ_ＦＯ／４だけ偏移され（図１２ｂを参照されたい）、ｆ_ｍｏｄ（２）は、Ｔ_ＦＯ／２だけ偏移され（図１２ｃを参照されたい）、ｆ_ｍｏｄ（３）は、３／４．Ｔ_ＦＯだけ偏移される（図１２ｄを参照されたい）。

図１０および１１は、１２ｋｍに位置して４０ｍ／ｓで移動している目標の場合に対応し、周波数ｆｍｏｄは、以下の勾配値（光周波数ｆ０＝１．５５μｍのレーザー）を有する。
α０＝０．２ＭＨｚ／μｓ
α１＝−０．２ＭＨｚ／μｓ
α２＝０．３ＭＨｚ／μｓ
α３＝−０．３ＭＨｚ／μｓ

周波数領域における変換により、特性周波数（最長平坦部）が検知される：３５．６ＭＨｚ（α_０）、６７．６ＭＨｚ（α_１）、２７．６ＭＨｚ（α_２）および７５．６ＭＨｚ（α_３）。

逆向き周波数により弱いピークも存在する。

本発明は、コヒーレントライダーシステム（図１３に示される）であって、
− 周波数において周期的に変調されるコヒーレント源Ｌと、
− コヒーレント源によって生成された光信号を放出する装置ＤＥおよびライダーによって照射された目標Ｔによって後方散乱された信号を受信する装置ＤＲと、
− 局部発振器周波数ｆ_ＯＬ（ｔ）を有する、局部発振器と称される光信号と、後方散乱光信号との間の干渉からビート信号Ｓｂを生成するように構成された光検知器Ｄであって、局部発振器周波数ｆ_ＯＬ（ｔ）は、平均値ｆ０と、その源を変調することによって生成される変調周波数ｆ_ｍｏｄ（ｔ）との和からなり、変調周波数は、変調周期Ｔ_ＦＯで周期的であり、各周期は、それぞれｎ個の周波数勾配αｉを有するｎ個の線形部分を含み、ｎは、２以上であり、ｉは、０〜ｎ−１で変化する、光検知器Ｄと、
− 処理ユニットＵＴであって、
＊ビート信号をデジタル化すること、
＊変調信号Ｓ_ｍｏｄを取得するために、変調周波数ｆ_ｍｏｄでビート信号Ｓｂを複素変調すること、
＊ｎ個の復調信号Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（ｉ）を取得するために、変調周波数の各周波数勾配αｉに等しい単一の勾配をそれぞれ有するｎ個の復調周波数ｆ_{ｄｅｍｏｄ}（ｉ）で変調信号Ｓ_ｍｏｄを複素復調すること、
＊ｎ個の復調信号のｎ個のスペクトル密度ＳＰ（ｉ）を決定すること、
＊ｎ個のスペクトル密度ＳＰ（ｉ）の最大値にそれぞれ対応するｎ個の特性周波数ν_αｉを決定すること、
＊前記ｎ個の特性周波数ν_αｉから目標Ｔの速度ｖに関する情報および目標Ｔの距離ｄに関する情報を決定すること
を行うように構成された処理ユニットＵＴと
を含むコヒーレントライダーシステムにも関する。

有利には、処理ユニットＵＴは、各スペクトル密度について、変調周期Ｔ_ＦＯよりも短いかまたはそれと等しい複数の時間区間について複数の基本スペクトル密度を決定するように更に構成され、スペクトル密度ＳＰ（ｉ）は、複数の基本スペクトル密度の和から決定される。好適には、各基本スペクトル密度は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって決定される。好適には、スペクトル密度は、基本スペクトル密度の平均に等しい。

好適には、処理ユニットＵＴは、１勾配毎に１個のチャネルでｎ個のチャネルを含み、各チャネルは、他のチャネルと並列に動作し、かつ関連する周波数を決定するように構成される。具体的には、変調および復調は、同時に実行することができ、従って（単一の複素乗算からなる）低い計算コストで済む。

処理ユニットＵＴにおける並列４チャネル（４勾配）アーキテクチャの一実装例を図１４に示す。

ビート信号Ｓｂは、アナログ／デジタルコンバータＡＤＣ（例えば、１４ビット、１２５ＭＨｚコンバータ）を用いてデジタル化され、次いで任意選択的に周波数フィルタＦによってフィルタリングされる。デジタル化およびフィルタリングされた信号は、次いで、４個のチャネル間で分散される。各チャネルは、他のチャネルと並列に動作して、同一の処理チェーンを実行する。復調周波数ｆ_{ｄｅｍｏｄ}（ｉ）（およびその時間偏移）の値のみがチェーン毎に異なる。

モジュール２により、変調および復調関数Ｃおよびｆ_ｍｏｄ（ｉ）の振幅および位相を画定することができる。次いで、これらの関数の積がモジュール３で評価される。

モジュール４により、デジタル化されたビート信号Ｓｂと、モジュール３で計算された関数との複素乗算（変調関数Ｃおよび復調関数ｆ_ｍｏｄ（ｉ）の積）を実行することができる。

モジュール５は、複素高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行する。モジュール６は、フーリエ変換の２乗ノルムを計算する。

モジュール７は、モジュール１２によって得られた特徴（持続期間、反復速度等）によって設定された時間にわたってスペクトル出力密度を合算する。この結果は、ＴＣＰサーバ９を介してより低速で実行され得る信号処理の第２の部分に転送されて利用される前にバッファ８に転送される。この第２の部分（図１４のモジュール１１）により、これらの特性周波数の全てを考慮しながら、ピークの検知および周波数の評価を実行してｖおよびｄを計算することができる。このステップは、例えば、最小２乗法または反復再重み付け最小２乗（ＩＲＬＳ）法を用いて実行することができ、このような技術は、文献で公知である。

本発明は、本発明による処理方法のステップが実行されることを可能にするコード命令を含むコンピュータプログラム製品にも関する。

本発明によるシステムの各種の変型実施形態において、計算モジュールは、各種のアーキテクチャで構成され得、特に、本方法の各ステップは、別々のモジュールに実装され得、または対照的に全てのステップが単一の計算モジュール内に集約され得る。

本発明によるシステムが含む各々の計算モジュールは、ソフトウェアおよび／またはハードウェア形式で作成され得る。各モジュールは、特にプロセッサおよびメモリを含み得る。プロセッサは、汎用プロセッサ、専用プロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）またはフィールドプログラム可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）であり得る。

Claims (11)

1. 周波数において周期的に変調されるコヒーレント源（Ｌ）を含むコヒーレントライダーによって生成された信号を処理する方法（５０）であって、
   − ビート信号（Ｓｂ）は、局部発振器周波数（ｆ_ＯＬ（ｔ））を有する、局部発振器と称される光信号と、前記ライダーによって照射された目標（Ｔ）によって後方散乱された光信号との間の干渉から光検知器（Ｄ）によって生成され、前記ビート信号は、デジタル化され、
   − 前記局部発振器周波数（ｆ_ＯＬ（ｔ））は、平均値（ｆ０）と、前記源を変調することによって生成される変調周波数（ｆ_ｍｏｄ（ｔ））との和からなり、前記変調周波数は、変調周期（Ｔ_ＦＯ）で周期的であり、各周期は、それぞれｎ個の周波数勾配（αｉ）を有するｎ個の線形部分を含み、ｎは、２以上であり、
   前記方法は、
   − 変調信号（Ｓ_ｍｏｄ）を取得するために、前記変調周波数（ｆ_ｍｏｄ）で前記ビート信号（Ｓｂ）を複素変調するステップ（５０１）と、
   − ｎ個の復調信号（Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（ｉ））を取得するために、前記変調周波数（ｆ_ｍｏｄ）の前記各周波数勾配（αｉ）に等しい単一の勾配をそれぞれ有するｎ個の復調周波数（ｆ_{ｄｅｍｏｄ}（ｉ））で前記変調信号（Ｓ_ｍｏｄ）を複素復調するステップ（５０２）と、
   − 前記ｎ個の復調信号（Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（ｉ））のｎ個のスペクトル密度（ＳＰ（ｉ））を決定するステップ（５０３）と、
   − 前記ｎ個のスペクトル密度（ＳＰ（ｉ））の最大値にそれぞれ対応するｎ個の特性周波数（ν_αｉ）を決定するステップ（５０４）と、
   − 前記ｎ個の特性周波数（ν_αｉ）から前記目標（Ｔ）の速度（ｖ）に関する情報および前記目標（Ｔ）の距離（ｄ）に関する情報を決定するステップ（５０５）と
   を含む、方法（５０）。
2. 各スペクトル密度を決定する前記ステップは、
   − 前記変調周期（Ｔ_ＦＯ）よりも短いかまたはそれと等しい複数の時間区間について複数の基本スペクトル密度を決定するサブステップと、
   − 前記複数の基本スペクトル密度の和から前記スペクトル密度（ＳＰ（ｉ））を決定するサブステップと
   を含む、請求項１に記載の方法。
3. 各基本スペクトル密度は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって決定され、前記スペクトル密度は、前記基本スペクトル密度の平均に等しい、請求項２に記載の方法。
4. 各復調周波数（ｆ_{ｄｅｍｏｄ}（ｉ））は、前記変調周期（Ｔ_ＦＯ）で周期的である、請求項１または２に記載の方法。
5. 前記周波数勾配（αｉ）は、０〜ｎ−１で変化する添え字ｉを付与され、添え字ｉの勾配を有する各復調周波数（ｆ_{ｄｅｍｏｄ}（ｉ））は、前記変調周波数（ｆｍｏｄ）に対して、ｉ、ｎおよび前記変調周期（Ｔ_ＦＯ）に依存する偏移時間（ｔｄｉ）だけ時間的に偏移される、請求項４に記載の方法。
6. 波形は、４個の勾配α０、α１、α２、α３を含み、
   α１＝−α０およびα３＝−α２
   である、請求項１〜５のいずれか一項に記載の方法。
7. コヒーレントライダーシステムであって、
   − 周波数において周期的に変調されるコヒーレント源（Ｌ）と、
   − 前記コヒーレント源によって生成された光信号を放出する装置（ＤＥ）および前記ライダーによって照射される目標（Ｔ）によって後方散乱された信号を受信する装置（ＤＲ）と、
   − 局部発振器周波数（ｆ_ＯＬ（ｔ））を有する、局部発振器と称される光信号と、前記後方散乱光信号との間の干渉からビート信号（Ｓｂ）を生成するように構成された光検知器（Ｄ）であって、前記局部発振器周波数（ｆ_ＯＬ（ｔ））は、平均値（ｆ０）と、前記源を変調することによって生成される変調周波数（ｆ_ｍｏｄ（ｔ））との和からなり、前記変調周波数は、変調周期（Ｔ_ＦＯ）で周期的であり、各周期は、それぞれｎ個の周波数勾配（αｉ）を有するｎ個の線形部分を含み、ｎは、２以上である、光検知器（Ｄ）と、
   − 処理ユニット（ＵＴ）であって、
   ＊前記ビート信号をデジタル化すること、
   ＊変調信号（Ｓ_ｍｏｄ）を取得するために、前記変調周波数（ｆ_ｍｏｄ）で前記ビート信号（Ｓｂ）を複素変調すること、
   ＊ｎ個の復調信号（Ｓ_{ｄｅｍｏｄ}（ｉ））を取得するために、前記変調周波数の前記各周波数勾配（αｉ）に等しい単一の勾配をそれぞれ有するｎ個の復調周波数（ｆ_{ｄｅｍｏｄ}（ｉ））で前記変調信号（Ｓ_ｍｏｄ）を複素復調すること、
   ＊前記ｎ個の復調信号のｎ個のスペクトル密度（ＳＰ（ｉ））を決定すること、
   ＊前記ｎ個のスペクトル密度（ＳＰ（ｉ））の最大値にそれぞれ対応するｎ個の特性周波数（ν_αｉ）を決定すること、
   ＊前記ｎ個の特性周波数（ν_αｉ）から前記目標（Ｔ）の速度（ｖ）に関する情報および前記目標（Ｔ）の距離（ｄ）に関する情報を決定すること
   を行うように構成された処理ユニット（ＵＴ）と
   を含むコヒーレントライダーシステム。
8. 前記処理ユニット（ＵＴ）は、各スペクトル密度について、前記変調周期（Ｔ_ＦＯ）よりも短いかまたはそれと等しい複数の時間区間について複数の基本スペクトル密度を決定するように更に構成され、前記スペクトル密度（ＳＰ（ｉ）））は、前記複数の基本スペクトル密度の和から決定される、請求項７に記載のライダーシステム。
9. 各基本スペクトル密度は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって決定され、前記スペクトル密度は、前記基本スペクトル密度の平均に等しい、請求項８に記載のライダーシステム。
10. 前記処理ユニット（ＵＴ）は、１勾配毎に１個のチャネルでｎ個のチャネルを含み、各チャネルは、他のチャネルと並列に動作し、かつ関連する周波数を決定するように構成される、請求項７〜９のいずれか一項に記載のライダーシステム。
11. コンピュータプログラム製品であって、コンピュータプログラムは、請求項１〜６のいずれか一項に記載の処理方法のステップが実行されることを可能にするコード命令を含む、コンピュータプログラム製品。

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