JP2019518355A

JP2019518355A - 建物貫通のためのミリ波の再生成及び再伝送

Info

Publication number: JP2019518355A
Application number: JP2018552137A
Authority: JP
Inventors: アシュラフィ、ソリーマン
Original assignee: NxGen Partners IP LLC
Current assignee: NxGen Partners IP LLC
Priority date: 2016-04-04
Filing date: 2017-04-04
Publication date: 2019-06-27
Also published as: CN109478900B; EP3440778A4; EP3440778A1; KR102300406B1; CN109478900A; WO2017176746A1; KR20190010545A; EP3440778B1

Abstract

建物内への信号貫通を可能にするためのシステムは、ミリ波信号を受信し、建物内の無線装置が受信するために建物の内部に貫通する形式へとそのミリ波信号を変換する、建物の外側に位置する第１の回路を含む。建物の内側に位置し第１の回路と通信可能にリンクされる第２の回路が、建物の内部に貫通する形式のミリ波信号を受信し、建物内の無線装置に伝送するための第２の形式へとその形式のミリ波信号を変換する。

Description

本願は、２０１７年３月２２日に出願され、ＲＥ−ＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮＡＮＤＲＥ−ＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＳＦＯＲＢＵＩＬＤＩＮＧＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮと題された米国特許出願第１５／４６６，３２０号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３３１８）の優先権及び／又は利益を主張する。米国特許出願第１５／４６６，３２０号明細書は、２０１６年４月４日に出願され、ＲＥ−ＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮＡＮＤＲＥ−ＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＳＦＯＲＢＵＩＬＤＩＮＧＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮと題された米国仮特許出願第６２／３１７，８２９号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３０６７）の利益を主張し、２０１６年４月１２日に出願され、ＲＥ−ＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮＡＮＤＲＥ−ＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＳＦＯＲＢＵＩＬＤＩＮＧＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮと題された米国仮特許出願第６２／３２１，２４５号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３０８７）の利益を主張し、２０１６年７月２９日に出願され、ＲＥＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ，ＲＥＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＳＦＯＲＩＮＤＯＯＲＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮと題された米国仮特許出願第６２／３６８，４１７号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３２２９）の利益を主張し、２０１６年８月１日に出願され、ＲＥＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ，ＲＥＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＳＦＯＲＩＮＤＯＯＲＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮと題された米国仮特許出願第６２／３６９，３９３号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３２３３）の利益を主張し、２０１６年１１月２２日に出願され、ＲＥＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ，ＲＥＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮＯＦＭＩＬＬＩＭＥＴＥＲＷＡＶＥＳＦＯＲＢＵＩＬＤＩＮＧＰＥＮＥＴＲＡＴＩＯＮＵＳＩＮＧＨＯＲＮＡＮＴＥＮＮＡＳと題された米国仮特許出願第６２／４２５，４３２号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３３９１）の利益を主張する。米国出願第１５／４６６，３２０号明細書、第６２／３１７，８２９号明細書、第６２／３２１，２４５号明細書、第６２／３６８，４１７号明細書、第６２／３６９，３９３号明細書、及び第６２／４２５，４３２号明細書は参照によりその全体を本明細書に援用する。

本願は、２０１６年１１月２２日に発行された現在の米国特許第９，５０３，２５８号明細書である、２０１６年５月２日に出願され、ＳＹＳＴＥＭＡＮＤＭＥＴＨＯＤＦＯＲＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＵＳＩＮＧＯＲＢＩＴＡＬＡＮＧＵＬＡＲＭＯＭＥＮＴＵＭＷＩＴＨＭＵＬＴＩＰＬＥＬＡＹＥＲＯＶＥＲＬＡＹＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮと題された米国特許出願第１５／１４４，２９７号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３２８０４）の継続出願である、２０１６年１１月２１に出願され、ＳＹＳＴＥＭＡＮＤＭＥＴＨＯＤＦＯＲＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＵＳＩＮＧＯＲＢＩＴＡＬＡＮＧＵＬＡＲＭＯＭＥＮＴＵＭＷＩＴＨＭＵＬＴＩＰＬＥＬＡＹＥＲＯＶＥＲＬＡＹＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮと題された米国特許出願第１５／３５７，８０８号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３３２４８）の一部継続出願である。米国特許出願第１５／１４４，２９７号明細書は、２０１４年４月４日に出願され、ＳＹＳＴＥＭＡＮＤＭＥＴＨＯＤＦＯＲＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＵＳＩＮＧＯＲＢＩＴＡＬＡＮＧＵＬＡＲＭＯＭＥＮＴＵＭＷＩＴＨＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮと題された米国仮特許出願第６１／９７５，１４２号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３２１３１）の利益を主張する、２０１６年５月３日に発行された現在の米国特許第９，３３１，８７５号明細書（代理人整理番号ＮＸＧＮ−３２１７３）である、２０１４年７月３日に出願され、ＳＹＳＴＥＭＡＮＤＭＥＴＨＯＤＦＯＲＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＵＳＩＮＧＯＲＢＩＴＡＬＡＮＧＵＬＡＲＭＯＭＥＮＴＵＭＷＩＴＨＭＵＬＴＩＰＬＥＬＡＹＥＲＯＶＥＲＬＡＹＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮと題された米国特許出願第１４／３２３，０８２号明細書の継続出願である。米国出願第１５／３５７，８０８号明細書、第１５／１４４，２９７号明細書、第１４／３２３，０８２号明細書、及び第６１／９７５，１４２号明細書、並びに米国特許第９，５０３，２５８号明細書及び第９，３３１，８７５号明細書は参照によりその全体を本明細書に援用する。

本発明はミリ波伝送に関し、より詳細にはミリ波伝送のための建物貫通を改善するためのやり方に関する。

ミリ波伝送は、ローカルマルチポイント配信サービス（ＬＭＤＳ）スペクトルの１３００ＭＨｚを米国内で利用できるようにするための帯域幅計画として開発された。ミリ波伝送は、無線モバイル装置の帯域幅要件及び応用要件の増加による帯域幅の可用性を増やす需要を満たす。しかし、帯域幅の能力を高める一方で、ミリ波伝送には建物貫通能力が非常に低いという問題がある。殆どの建物構造の貫通を試みるとき信号が激しく劣化する。大部分の無線シグナリングトラフィックは建物内から生じ、ミリ波の帯域幅を利用できないことは現代の市場におけるその実装を大幅に制限することになるのでこの劣化は深刻な問題をもたらす。従って、ミリ波伝送の建物貫通特性を改善するための何らかのやり方が求められている。

本明細書で開示し説明する本発明は、その一態様において建物内への信号貫通を可能にするためのシステムを含む、ミリ波信号を受信し、建物内の無線装置が受信するために建物の内部に貫通する形式へとそのミリ波信号を変換する、建物の外側に位置する第１の回路を含む。建物の内部に位置し、第１の回路と通信可能にリンクされる第２の回路が、建物の内部に貫通する形式のミリ波信号を受信し、建物内の無線装置に伝送するための第２の形式へとその形式のミリ波信号を変換する。

より完全な理解を得るために、添付図面と共に解釈される以下の説明を次に参照する。

基地局と建物構造の内部及び外部の両方に位置する受信機との間のミリ波伝送を示す。窓を介してミリ波伝送を伝送するための光ブリッジのブロック図を示す。受信信号を窓又は壁をより容易に透過するレベルまでダウンコンバートする一実施形態のブロック図を示す。ミリ波の再生成及び再伝送回路のより詳細なブロック図である。ミリ波の再生成及び再伝送回路に関連するずれの損失を示す。ミリ波の再生成及び再伝送回路のＲＦトランシーバ回路を示す。ミリ波の再生成及び再伝送回路の光学焦点調整回路を示す。伝送信号内のスペクトル効率を高めるための様々な技法を示す。伝送信号内のスペクトル効率を高めるための特定の技法を示す。様々な通信プロトコルインタフェース間の通信帯域幅を提供するためのやり方の全体的な概要である。ツイストペア／ケーブルインタフェースと共にマルチレベルオーバーレイ変調を利用するためのやり方を示す。光通信システム内で複数のデータストリームを処理するための全体的なブロック図を示す。通信システム内で軌道角運動量を生成するためのシステムの機能ブロック図である。図６の軌道角運動量信号処理ブロックの機能ブロック図である。複数のデータストリームを含む受信信号から軌道角運動量を除去するためのやり方を示す機能ブロック図である。様々な軌道角運動量が関連付けられた無限数の信号を提供する２つの量子スピン（quanti-spin）偏波を有する単一波長を示す。スピン角運動量の変動だけを有する平面波を示す。スピン角運動量及び軌道角運動量の両方が加えられた信号を示す。異なる軌道角運動量が加えられた様々な信号を示す。異なる軌道角運動量が加えられた様々な信号を示す。異なる軌道角運動量が加えられた様々な信号を示す。様々な固有モードに関するポインティングベクトルの伝搬を示す。螺旋位相板を示す。マルチレベルオーバーレイ変調システムを示す。マルチレベルオーバーレイ復調器を示す。マルチレベルオーバーレイ送信システムを示す。マルチレベルオーバーレイ受信システムを示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。代表的なマルチレベルオーバーレイ信号、及びそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。時間及び周波数領域内のマルチレベルオーバーレイ信号の比較を示す。異なる信号帯域幅に関するマルチレベルオーバーレイ信号のスペクトル配列を示す。マルチレベルオーバーレイ信号の代替的なスペクトル配列を示す。合成３層マルチレベルオーバーレイ技法を用いた様々な信号層のパワースペクトル密度を示す。合成３層マルチレベルオーバーレイ変調を用いた各層の対数スケールのパワースペクトル密度を示す。１／６のシンボルレートに関する平方根二乗余弦対多層オーバーレイの帯域幅効率比較を示す。１／４のシンボルレートに関する平方根二乗余弦と多層オーバーレイとの帯域幅効率比較を示す。ＡＣＬＲを用いた平方根二乗余弦とマルチレベルオーバーレイとの性能比較を示す。帯域外パワーを用いた平方根二乗余弦とマルチレバー（multiple lever）オーバーレイとの性能比較を示す。帯域端ＰＳＤを用いた平方根二乗余弦とマルチレバーオーバーレイとの性能比較を示す。マルチレベルオーバーレイと共に使用するための送信機サブシステムのブロック図である。マルチレベルオーバーレイを用いる受信機サブシステムのブロック図である。修正マルチレベルオーバーレイの等価慎重(discreet)時間直交チャネルを示す。多層オーバーレイ、修正多層オーバーレイ、及び平方根二乗余弦のＰＳＤを示す。多層オーバーレイと平方根二乗余弦との間の−４０ｄＢｃ帯域外パワー帯域幅に基づく帯域幅比較を示す。修正多層オーバーレイの等価離散時間並列直交チャネルを示す。３層且つＴ_ｓｙｍ＝３の修正多層オーバーレイの並列直交チャネルのチャネルパワー利得を示す。修正多層オーバーレイと平方根二乗余弦との間のＡＣＬＲ１に基づくスペクトル効率比較を示す。修正多層オーバーレイと平方根二乗余弦との間のＯＢＰに基づくスペクトル効率比較を示す。修正多層オーバーレイと平方根二乗余弦との間のＡＣＬＲ１に基づくスペクトル効率比較を示す。修正多層オーバーレイと平方根二乗余弦との間のＯＢＰに基づくスペクトル効率比較を示す。ローパス等価修正多層オーバーレイシステムのためのベースバンド送信機のブロック図を示す。ローパス等価修正多層オーバーレイシステムのためのベースバンド受信機のブロック図を示す。自由空間通信システムを示す。軌道角運動量及びマルチレベルオーバーレイ変調を用いる自由空間光通信システムのブロック図を示す。より高いデータ容量を実現するために複数のデータチャネルを光リンクに多重化するためのやり方を示す。より高いデータ容量を実現するために複数のデータチャネルを光リンクに多重化するためのやり方を示す。より高いデータ容量を実現するために複数のデータチャネルを光リンクに多重化するためのやり方を示す。複数のＯＡＭバルブ（OAM valves）を有する波長に関する同心円のグループを示す。多くの直交ＯＡＭビームを含むＷＤＭチャネルを示す。自由空間光システムのノードを示す。自由空間光システム内のノードのネットワークを示す。自由空間信号とＲＦ信号との間の多重化のためのシステムを示す。ＶＣＳＥＬ内の位置合わせ穴を示す。ＶＣＳＥＬの光回路を位置合わせするための位置合わせ穴の使用を示す。ＶＣＳＥＬ間の光パワー結合を示す。窓又は壁を介してデータを伝送するためにホーンアンテナを使用する一実施形態を示す。図５６の実施形態におけるダウンリンク損失を示す。図５６の実施形態におけるアップリンク信号強度を示す。図５６の実施形態の建物内にパワー増幅器が位置する場合のアップリンク信号強度を示す。パワー増幅器を組み込まない場合の図５９の実施形態のダウンリンク上の利得及び損失を示す。図５６の実施形態でパワー増幅器を設けない場合のアップリンクの様々な箇所における信号強度を示す。使用される遮蔽、図５６の実施形態との合併（incorporation）。ソーラーパネルを使用して外部システムコンポーネントにパワーを与えるためのやり方を示す。レーザを使用して外部システムコンポーネントにパワーを与えるためのやり方を示す。誘導結合を使用して内部電源から外部コンポーネントにパワーを与えるためのやり方を示す。

次に、全体を通して同様の要素を示すために同様の参照番号を本明細書で使用する図面を参照し、建物貫通のためのミリ波の再生成及び再伝送の様々な表示及び実施形態を図示し説明し、他のあり得る実施形態についても説明する。図面は必ずしも縮尺通りに描かれておらず、一部の例では専ら例示目的で図面を所々で誇張し且つ／又は単純化している。あり得る実施形態の以下の例に基づく多くのあり得る応用及び改変を当業者なら理解されよう。

ミリ波のシグナリングは、ＦＣＣがローカルマルチポイント配信サービス（ＬＭＤＳ）スペクトルの１３００ＭＨｚを米国中の各基本通商地域内で利用できるようにする帯域計画を考案したとき開発された。この計画はＢＴＡ（基本通商地域）ごと（各ＢＴＡ内の「Ａブロック」及び「Ｂブロック」）に２つのＬＭＤＳ免許を割り当てた。Ａブロック免許は全帯域幅の１１５０ＭＨｚを含み、Ｂブロック免許は全帯域幅の１５０ＭＨｚで構成された。免許を所有していたＴｅｌｉｇｅｎｔは、屋上から周囲の中小規模企業に高速ブロードバンドを送信可能な固定無線ポイントツーマルチポイント技術向けのシステムを開発した。しかし、そのシステム並びにＷｉｎｓｔａｒ及びＮｅｘｔＬｉｎｋが提供した他のシステムは成功せず、ＬＭＤＳ免許の多くがＦＣＣの手元に返ってきた。それらの免許及び関係するスペクトルは５Ｇの試験及びサービスに有用だと考えられている。

次に図面、より具体的には図１を参照し、通信のためのミリ波伝送システム１０２の使用を示す。基地局１０４が様々な受信機１１０、１１２に伝送するためのミリ波伝送１０６、１０８を生成する。基地局１０４から受信機１１０に直接伝わるミリ波伝送１０６は多くの環境妨害なしに容易に受信することができる。基地局１０４から建物１１４内に位置する受信機１１２へのミリ波伝送１０８は著しい妨害問題を有する。ミリ波伝送１０８は建物１０４を容易には貫通しない。透過的な窓又は建物の壁を通過するとき著しい信号損失に遭遇する。２８ＧＨｚ以上の周波数は建物の壁及び窓のガラスを貫通せず、それでも通信トラフィックの８５％が建物内から生じる。

ミリ波スペクトル伝送が非常に遠くまで伝搬せず、屋内に貫通する能力を欠くことに鑑みて、これらの周波数は約１マイルの非常に短距離の応用に使用される。見込みとして、２．４ＧＨｚでは低パワーのＷｉ−Ｆｉ（登録商標）が３０００平方フィート未満の家の殆どを対象範囲に含み得るが、５ＧＨｚのＷｉ−Ｆｉ信号は２階建ての家の約６０％しか対象範囲に含まず、それはより高い周波数範囲では信号がそれほど遠くまで伝わらないからである。５Ｇの応用ではパワーが一層強いが、それでもなおより高い周波数はより高い損失並びに空間及び他の媒体を通した伝搬を有する。

ミリ波信号が建物を貫通するときに生じる損失はデータレートをほぼゼロにする。例えば基地局から透明ガラスを介して家や建物の内部にダウンリンク上で伝送する場合、最大データレートは９．９３Ｇｂ／秒である。色付ガラスを介して伝送する場合データレートは２．２Ｍｂ／秒である。レンガを介して伝送する場合データレートは１４Ｍｂ／秒であり、コンクリートを介して伝送する場合はデータレートが０．０１８ｂｐｓまで落ちる。同様に建物の内側から基地局に向けてアップリンク上で伝送する場合、最大データレートは透明ガラスを介して１．５７Ｇｂ／秒であり、色付ガラスを介して０．３７Ｍｂ／秒である。アップリンク上で伝送されている信号はレンガを介して伝送する場合５．５Ｍｂ／秒のデータレートを有し、コンクリートを介して伝送する場合は０．００７５ビット／秒のデータレートを有する。古い建物との間で又は新しい建物との間で伝送する場合にもダウンリンク及びアップリンク上で差異が生じる。古い建物は、標準的なガラスを３０％、コンクリートの壁を７０％含む合成モデルを用いた建物として定義する。新しい建物は、赤外反射ガラス（ＩＲＲガラス）を７０％、コンクリートの壁を３０％含む合成モデルとして定義する。建物の内側へのダウンリンク上での基地局の伝送は古い建物では３２Ｍｂ／秒であり、新しい建物では０．３２Ｍｂ／秒である。同様に、家／建物の内側から基地局へのアップリンク伝送は古い建物では２．５６Ｍｂ／秒であり、新しい建物では２５．６ｋｂ／秒である。

これらの欠点にも関わらず、帯域幅の需要の増加に対処するためにＲＦサービスプロバイダはより高い周波数レートの搬送周波数に益々移っていく。具体的には、２８ＧＨｚはローカルマルチポイント配信サービス（ＬＭＤＳ）を提供するための新興の周波数帯である。２８ＧＨｚ及び３９ＧＨｚの周波数帯は、ビーム形成及びビームステアリングを用いた加入者の敷地への５Ｇネットワークをサポートするための小セル展開のためにＦＣＣによって予期されている。建物の材料又は窓を通過するときの非常に大きな貫通損失によって引き起こされる不利点に加え、これらの高い周波数帯域幅には幾つかの利点がある。その利点は、より高い周波数レート、より正確なビーム形成能力、及びミリ波周波数を提供するコンポーネントのより小さい設置面積内でのより効果的なビームステアリングを含む。

図２Ａは、窓２０４上に搭載した光ブリッジ２０２を使用して建物の内側にミリ波信号を伝送するための１つのやり方を示す。光ブリッジ２０２は、窓２０４の外側に含まれる第１の部分２０６と窓２０４の内側に含まれる第２の部分２０８とを含む。第１の部分２０６は、窓２０４の外側に搭載される２８ＧＨｚトランシーバ２１０を含む。この２８ＧＨｚトランシーバ２１０は、例えば図１に関して示すような基地局１０４から伝送されているミリ波伝送を受信する。送受信される信号は、受信機光サブアセンブリ（ＲＯＳＡ）／送信光サブアセンブリ（ＴＯＳＡ）２１２を使用してトランシーバ２１０との間で伝送する。受信機光アセンブリは光ファイバシステム内で光信号を受信するのに使用されるコンポーネントである。同様に、トランシーバ光アセンブリは光ファイバシステム内で光信号を伝送するのに使用されるコンポーネントである。ＲＯＳＡ／ＴＯＳＡコンポーネント２１２は、窓２０４の内側に位置するＲＯＳＡ／ＴＯＳＡコンポーネント２１４に窓２０４を介して光信号を送受信する。信号は建物内での伝送のためにＲＯＳＡ／ＴＯＳＡ２１４からＷｉ−Ｆｉ送信機２１６に転送される。

図２Ｂは、窓又は壁２３０間の透過を助長するために、色付窓又は壁２３０を容易には貫通しない受信周波数が受信信号をダウンコンバートする更なる実施形態を示す。建物の外部では、トランシーバ２３４のアンテナ２３２において窓又は壁を容易には貫通しない周波数で信号が受信される。トランシーバ２３４は、窓／壁２３０をより容易に貫通する周波数帯にその信号をダウンコンバートするためにその信号をダウン／アップコンバータ２３６に転送する。周波数がダウンコンバートされた信号を別のトランシーバ２３８がコンバータ２３６から取得し、それを壁又は窓２３０を介して伝送する。建物の内部に位置するトランシーバ２４０がその伝送信号をダウンコンバートされた周波数で受信する。建物の内部で伝送するためのレベルに信号を変換するために、受信信号をアップ／ダウンコンバータ２４２に送る。多くの事例でそのレベルはＷｉ−Ｆｉ帯域であり得る。建物内での伝送のために、アップコンバートした信号をルータ２４４に転送する。建物内に位置する装置から受信される発信信号は、トランシーバ２３４から建物の外側に信号を伝送するために逆のやり方で伝送する。

次に図３を参照し、建物の窓又は壁を介してミリ波伝送を伝送するためのコンポーネントのより詳細な説明図を示す。トランシーバ２１０は、基地局１０４からダウン／アップリンク３０４上で伝送されるミリ波伝送を受信するための任意選択的なアンテナ利得要素３０２を含む。ダウン／アップリンク３０４は２８ＧＨｚのビーム伝送を含む。但し、他の周波数の伝送も利用することができる。基地局１０４からダウン／アップリンク３０４上で情報を受信するためにＲＦ受信機３０６を使用する。同様に、基地局１０４にダウン／アップリンク３０４上で情報を伝送するためにＲＦ送信機３０８を使用する。任意の受信信号を復調するために、受信信号を復調器３１０に与える。復調信号をグルーマ３１２に与え、グルーマ３１２は光送信コンポーネントによる伝送に適した構成に信号を配置する。異なる変調を（例えば高次ＱＡＭからＯＯＫ（オンオフキーイング）に）翻訳する場合、全てのビットが適切に翻訳され引き続き低ＢＥＲを与えることを確実にするために幾らかのグルーミング（又は信号調節）を必要とするシグナリング変換がある。本システムは、ＶＣＳＥＬを用いた伝送が窓ガラスを通過することを可能にするために、高いＱＡＭレートにおけるＲＦからＯＯＫの生ビットレートへの翻訳を行う。ＶＣＳＥＬはＯＯＫでしか機能せず、従ってグルーマ３１２を用いた翻訳が必要である。受信信号を単に２８ＧＨｚから直接５．８ＧＨｚに（５．８ＧＨｚは壁及びガラスを通過するので）ダウンコンバートした場合、低次変調に翻訳する厄介な問題を心配する必要がない。問題は信号を２８ＧＨｚから５．８ＧＨｚにダウンコンバートすることが高価なコンポーネントを必要とすることである。グルーマ３１２は、より高価なコンポーネントなしにガラス又は壁を介して伝送するための周波数に２８ＧＨｚの受信信号を翻訳することを完了する。

伝送信号は、伝送するための信号を増幅するための増幅器３１４を通される。信号を光学的に伝送するために増幅信号をＶＣＳＥＬ３１６に与える。ＶＣＳＥＬ３１６は、レーザビームのオミッション（omission）が上面から垂直な一種の半導体レーザダイオードである面発光レーザである。好ましい実施形態ではＶＣＳＥＬ３１６が、約７８０ｎｍの波長、４Ｇｂ／秒の変調速度、及び２．２ｍＷ（ｄＢｍでは３．４）の光出力パワーを有するＦｉｎｉｓａｒ製のＶＣＳＥＬを含む。代替的実施形態では、窓２０４を横断して光信号を伝送するためのコンポーネントがＬＥＤ（発光ダイオード）又はＥＥＬ（端面発光レーザ）を含み得る。色付等の窓の様々な特性に基づき、様々なレーザが様々な周波数での様々な光の再伝送を可能にする。

ＶＣＳＥＬ３１６は、ＶＣＳＥＬ３１６から窓２０４の反対側に位置するＶＣＳＥＬ３１８に伝送するための光信号を生成するための送信光アセンブリ（ＴＯＳＡ）を含む。ＶＣＳＥＬ３１６及び３１８は、窓２０４を横断して伝送するための光信号を生成するためのレーザ光源を含む。一実施形態ではＶＣＳＥＬが、１Ｇｂ／秒での実行時に４Ｇｂ／秒の最大変調速度を有する７８０ｎｍの光信号、及び３ｍＷ（５ｄＢｍ）の光出力パワーを与えるＦｉｎｉｓａｒ製のＶＣＳＥＬを含む。ＴＯＳＡは、増幅器３１４からの電気信号を光信号伝送に変換するためのレーザ装置又はＬＥＤ装置を含む。外側のＶＣＳＥＬ３１６から内側のＶＣＳＥＬ３１８及び関連する受信機光アセンブリ（ＲＯＳＡ）への伝送。

光学焦点調整回路３１７を使用して窓２０４を介して光信号を伝送する。光学焦点調整回路３１７については図６に関して送信機側及び受信機側に基づいてより完全に説明する。ＶＣＳＥＬ３１６とＶＣＳＥＬ３１８との間の光リンク３２８は、ＶＣＳＥＬ３１６とＶＣＳＥＬ３１８との間で情報を引き続き伝送していながら許容され得る損失を定める、関連する光リンクバジェットを有する。ＶＣＳＥＬは約５ｄＢｍの出力パワーを有する。ＶＣＳＥＬ内の受信機における検出器は約−１２ｄＢｍで信号を検出することができる。７８０ｎｍの波長でガラスを通過する光信号に関連するガラス損失は７．２１ｄＢである。この伝送に関連する結合損失及びレンズ利得は約０．１ｄＢである。３．５ｍｍのレンズ変位によって引き起こされる最大変位損失は６．８ｄＢである。従って、ＶＣＳＥＬ出力パワーから検出器の感度、ガラス損失、結合損失及びレンズ利得、並びに最大変位損失を減算することに基づき、合計リンクマージンは２．８８ｄＢに等しい。２．８８ｄＢのリンクマージンは予想外のレンズの損失や予想外の出力のばらつき等の追加の損失をもたらす。

レンズの変位又はずれは、システム内のリンク損失のかなりの部分を占め得る。図４に示すように、許容可能なずれの範囲４０２は検出器が受信するパワースペクトルの中心から約−６．５ｍｍから＋６．５ｍｍに及ぶ。位置合わせの損失４０４は、ずれが±６．５ｍｍの間を進むとき０．６ｄＢから６．８ｄＢまでの領域に及ぶ。４０６で図示するように、ずれの最大許容損失は９．４ｄＢである。

窓２０４の内側のＶＣＳＥＬ３１８は、ＴＯＳＡを使用して窓２０４の外側に位置するＶＣＳＥＬ３１６内のＲＯＳＡに０．５Ｇｂｐｓのデータレートで窓を介して光信号を伝送する。ＯＯＫの生ビットレートから高ＱＡＭレートにおけるＲＦに信号を処理してＶＣＳＥＬによる信号受信後のＲＦ伝送を可能にするために、受信される光信号をデグルーマコンポーネント３２に与える。デグルームした信号は変調器３２２内で変調する。ＲＦ送信機３０８を使用し、変調した信号をアップリンク３０４上で伝送する。トランシーバ２１０は電源入力３２４によってパワーを与えられ、窓の内側のコンポーネントも同様に電源入力３２６によってパワーを与えられる。信号はＷｉ−Ｆｉ送信機３２８を使用して建物内に提供され、Ｗｉ−Ｆｉ送信機３２８はＶＣＳＥＬ３１８によって受信される光信号を受信するために接続され、窓２０４を介した伝送のためにＶＣＳＥＬ３１８に信号を与えるために接続される。このＷｉ−Ｆｉ送信機は８０２．１１伝送プロトコルを使用する。

次に図５を参照し、トランシーバ２１０のより詳細なブロック図を示す。受信機部分５０２は、ダウンリンク５０６上で基地局から伝送されるＲＦ信号を受信するためのＲＦ受信機５０４を含む。受信機５０４は、実数部分ＢＢＩ５０８及び虚数部分ＢＢＱ５１０を有する出力信号を生成する。ＲＦ受信機５０４は、受信信号及び位相同期ループ／電圧制御発振器５０５からの入力に応じて実数信号５０８及び虚数信号５１０を生成する。位相同期ループ／電圧制御発振器５０５は、基準発振器５０７から与えられる基準発振器信号及び発振器５０９から与えられる電圧制御発振器信号に応じてＲＦ受信機５０４に入力を与える。デジタル信号に変換するために、実数信号５０８及び虚数信号５１０をアナログ−デジタル変換器５１２に与える。アナログ−デジタル変換器５１２は、クロック生成回路５１６から与えられる関連するクロック入力５１４によってクロック制御される。クロック生成回路５１６は基準発振器５０７から入力を更に受信する。実数デジタル信号５１８及び虚数デジタル信号５２０がデジタルダウンコンバータ５２２に入力される。デジタル信号をより低い周波数にダウンコンバートし、窓ガラスを横断して伝送するための光送信回路（ＶＣＳＥＬ）へのビットストリーム５２４として出力する。

送信機部分５２４は光回路からデジタルビットストリーム５２６を受信し、そのビットストリームをデジタルアップコンバータ５２８の実数部分及び虚数部分に与えて、デジタルデータを伝送用により高い周波数に変換する。アップコンバートしたデジタル信号の実数部分及び虚数部分を波高因子低減プロセッサ５３０に与える。一部の信号（とりわけＯＦＤＭベースのシステム）は、パワー増幅器（ＰＡ）の効率に悪影響を及ぼす高いピーク対平均パワー比（ＰＡＲ）を有する。プロセッサが実装する波高因子低減（ＣＦＲ）方式はＰＡＲを下げるのを助け、多くのネットワーク（ＣＤＭＡ及びＯＦＤＭ）で使用されている。しかし、主にＣＤＭＡ信号向けに開発されたＣＦＲ方式は、ＯＦＤＭ内で使用される場合に（厳しい誤りベクトル度（ＥＶＭ）の要件を所与として）芳しくない性能を有する。ＦＰＧＡ上の良く設計されたＣＦＲアルゴリズムにより、低レイテンシ、出力信号のＰＡＲを著しく下げること（ＰＡの効率を改善する）ができる高性能、及びコストの削減を実現することができる。

波高因子低減プロセッサ５３０からデジタル−アナログ変換器５３２に実数信号及び虚数信号を与える。デジタル−アナログ変換器５３２は、実数デジタル信号及び虚数デジタル信号を実数アナログ信号ＢＢＩ５３４及び虚数アナログ信号ＢＢＱ５３６に変換する。これらの実数アナログ信号及び虚数アナログ信号はＲＦ送信機５３８への入力である。ＲＦ送信機５３８は、位相同期ループ／電圧制御発振器５０４からの入力に応じて実数信号５３４及び虚数信号５３６を処理し、アップリンク５４０上で伝送するためのＲＦ信号を生成してミリ波及び伝送を発生させる。

次に図６を参照し、窓２０４の両端の光送信インタフェースに関連する光学焦点調整回路３１７を示す。光学焦点調整回路３１７は窓２０４のそれぞれの側に位置するＶＣＳＥＬと共に含まれ、送信部分６０２及び受信機部分６０４を含む。本システムは窓を横断する双方向通信を提供するので、送信部分６０２及び受信機部分６０４が窓２０４のそれぞれの側に含まれる。送信部分６０２は、一実施形態では７８０ｎｍの光信号を４Ｇｂ／秒で伝送し、３．４２ｄＢｍのパワー出力を有するＦｉｎｉｓａｒによって提供されるＶＣＳＥＬ６０６を含む。ＶＣＳＥＬ６０６が生成した光信号は７．５ｍｍの焦点距離を有するアクロマティック（acromatic）接合レンズ６０８に与えられ、アクロマティック接合レンズ６０８はＶＣＳＥＬ６０６が生成した光信号を小口径内に平行化する。窓２０４を横断して平行ビーム６１０を伝送する。平行ビームが窓２０４を出て、受信機部分６０４上で最初に２５ｍｍの焦点距離を有する両凸レンズ６１２を通過する。両凸レンズ６１２はビームコラム６１０を半球レンズ６１４上に集束させ、半球レンズ６１４は光検出器６１６の半導体開口部上に光信号を集束させる。一実施形態では、検出器６１６が１０ｍｍの開口直径及び１２ｄＢｍの検出器感度を有する。

或る特定の実施形態ではＶＣＳＥＬ６０６間の伝送及び１０へのＲＦトランシーバとの間の伝送が、２０１６年１１月２１日に出願され、ＳＹＳＴＥＭＡＮＤＭＥＴＨＯＤＦＯＲＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＵＳＩＮＧＯＲＢＩＴＡＬＡＮＧＵＬＡＲＭＯＭＥＮＴＵＭＷＩＴＨＭＵＬＴＩＰＬＥＬＡＹＥＲＯＶＥＲＬＡＹＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮと題された米国特許出願第１５／３５７，８０８号明細書の中で記載されているような直交関数信号伝送技法を利用することができる。米国特許出願第１５／３５７，８０８号明細書は参照によりその全体を本明細書に援用する。但し他の様々なデータ伝送技法も使用できることを理解すべきである。

図７は、通信システムのスペクトル効率を高めるための２つのやり方を示す。概して、通信システムのスペクトル効率７０２を高めるための２つのやり方が基本的にある。この増大は、変調方式における信号処理技法７０４によって又は多元接続技法を使用してもたらすことができる。加えてスペクトル効率は、電磁伝搬内で新たな固有チャネル７０６を作成することによって高めることができる。これらの２つの技法は互いに完全に独立しており、或るクラスからの革新を第２のクラスからの革新に追加することができる。従って、この技法の組合せは更なる革新を取り入れた。

スペクトル効率７０２は通信システムのビジネスモデルにとって重要な要素である。スペクトル効率はビット／秒／ｈｚ単位で定められ、スペクトル効率が高ければ高いほどビジネスモデルが良くなる。それはスペクトル効率が通信システム内のより大勢の利用者数、より高いスループット、より高い品質、又はそのそれぞれの一部につながり得るからである。

信号処理技法又は多元接続技法を使用する技法について。これらの技法はＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、ＣＤＭＡ、ＥＶＤＯ、ＧＳＭ（登録商標）、ＷＣＤＭＡ（登録商標）、ＨＳＰＡ、並びに４ＧＷＩＭＡＸ及びＬＴＥ（登録商標）内で使用される最新のＯＦＤＭ技法等の革新を含む。これらの技法の殆ど全てがＱＡＭ変調と呼ばれる正弦固有関数に基づく何十年も前の変調技法を使用する。新たな固有チャネル７０６の作成を含む技法の第２のクラス内では、革新が空間及び偏波ダイバーシティを含むダイバーシティ技法、並びに相関のない無線経路が独立した固有チャネル及び電磁波の伝搬を作り出す多入力／多出力（ＭＩＭＯ）を含む。

次に図８を参照し、この通信システム構成は２つの技法を導入する。信号処理技法７０４カテゴリから１つ、及び新たな固有チャネル７０６の作成カテゴリから１つであり、これらは互いに完全に独立している。それらの組合せは、ツイストペア及びケーブルから光ファイバまで、自由空間光通信まで、セルラ、バックホール、及び衛星に使用されるＲＦまでのエンドツーエンド通信システムのアクセス部分の中断を独特のやり方で提供する。第１の技法は、非正弦関数を使用してＱＡＭ変調をアップグレードするために新たな直交信号を用いる新たな信号処理技法を使用するものである。この特定の実施形態を量子レベルオーバーレイ（ＱＬＯ）８０２と呼ぶ。第２の実施形態は、軌道角運動量（ＱＡＭ）７０４と呼ばれる電磁波又は光子の特性を用いた新たな電磁波面を応用するものである。量子レベルオーバーレイ技法８０２及び軌道角運動量の適用８０４のそれぞれを適用することは、それらの組合せにおいて通信システム内で何オーダーか高いスペクトル効率８０６を独特にもたらす。

量子レベルオーバーレイ技法８０２に関して、（シンボル内で互いの上に）オーバーラップされるときシステムのスペクトル効率を著しく高める新たな固有関数が導入される。量子レベルオーバーレイ技法３０２は、時間帯域幅積を低減し、それによりチャネルのスペクトル効率を高める専用の直交信号を量子力学から借用する。各直交信号はシンボル内でオーバーレイされ、独立したチャネルとして働く。これらの独立したチャネルは本技法を既存の変調技法と差別化する。

軌道角運動量の適用８０４に関して、この実施形態は軌道角運動量（ＯＡＭ）を搬送する螺旋波面を有するねじれた電磁波又は光ビームを導入する。様々なＯＡＭを搬送する波／ビームは空間領域内で互いに直交することができ、通信リンク内で波／ビームを効率的に多重化及び多重分離することを可能にする。ＯＡＭビームは、複数の独立したデータ搬送チャネルを特別に多重化するその潜在的能力のために通信において興味深い。

量子レベルオーバーレイ技法８０２と軌道角運動量の適用８０４との組合せに関して、ＯＡＭ多重化技法は波長分割多重や偏波分割多重等の他の電磁技法に適合するので、この組合せは独特である。このことはシステム性能を更に高める可能性を示唆する。これらの技法を大容量データ伝送内で一緒に適用することは、ツイストペア及びケーブルから光ファイバまで、自由空間光通信まで、セルラ／バックホール及び衛星に使用されるＲＦまでのエンドツーエンド通信システムのアクセス部分を中断する。

これらの技法のそれぞれは互いに独立に適用できるが、組み合わせることはスペクトル効率を高めるだけではなく、距離又は信号対雑音比を犠牲にすることなしにスペクトル効率を高める独特の機会を与える。

シャノン容量方程式を使用してスペクトル効率が高まるかどうかの判定を行うことができる。スペクトル効率が高まることは数学的に一層多くの帯域幅につながり得る。帯域幅は値を有するので、スペクトル効率の利得は、より高いスペクトル効率を使用することのビジネスインパクトの経済的利得へと容易に変換することができる。更に、洗練された順方向誤り訂正（ＦＥＣ）技法を使用する場合、最終的な影響はより高い品質だが幾らかの帯域幅が犠牲になる。しかし、より高いスペクトル効率（又はより多くの仮想帯域幅）を実現できる場合は獲得した帯域幅の一部をＦＥＣのために犠牲にすることができ、従ってより高いスペクトル効率はより高い品質にもつながり得る。

電気通信事業者及び供給業者はスペクトル効率を高めることに関心がある。しかしこの増加に関する問題はコストである。プロトコルの様々な層における各技法には異なる値札が関連付けられている。低層の技法の上に他の技法を重ねることができ、それによりスペクトル効率を更に高めることができるので、物理層において実装される技法が最も大きい影響を有する。技法の一部に関する値札は、他の関連コストを考慮するとき劇的であり得る。例えば多入力多出力（ＭＩＭＯ）技法は追加の経路を作り出すために追加のアンテナを使用し、各ＲＦ経路は独立したチャネルとして扱うことができ、従って総計のスペクトル効率を高める。ＭＩＭＯのシナリオでは、事業者は構造上の問題（アンテナの設置等）に対処する他の関連するソフトコストを有する。構造上の活動は時間がかかり、より高いスペクトル効率を実現することは経済的損失にもつながり得る大幅な遅延を伴うので、これらの技法は多大なコストを有するだけではなく大きなタイミングの問題も有する。

量子レベルオーバーレイ技法８０２には、新たなアンテナを必要とすることなしに独立したチャネルをシンボル内に作り出すという利点がある。この利点は他の技法と比較して多大なコスト及び時間の利益を有する。更に、量子レイヤオーバーレイ技法８０２は物理層の技法であり、つまりＱＬＯ技法８０２の上に全て乗ることができる他の技法がプロトコルのより高位の層にあり、従ってスペクトル効率を一層高めることができる。ＱＬＯ技法８０２は、ＷＩＭＡＸやＬＴＥ等のＯＦＤＭベースの多元接続技術に使用される標準的なＱＡＭ変調を使用する。以下でより完全に説明するように、ＱＬＯ技法８０２は基本的にベースバンドのＩ成分及びＱ成分に新たな信号を投入し、それらをＱＡＭ変調の前にオーバーレイすることによってトランシーバにおけるＱＡＭ変調を向上させる。受信機において、オーバーレイされた信号を分離するために逆の手順を使用し、正味の効果は標準的なＱＡＭ、更にはルート二乗余弦と比較してスペクトルのより優れた局所化を可能にするパルス成形である。この技法の効果は著しく高いスペクトル効率である。

次に図９をより具体的に参照し、通信チャネルの数を増やすためにマルチレベルオーバーレイ変調９０４と軌道角運動量の適用９０６との組合せを使用し、様々な通信プロトコルインタフェース９０２内の通信帯域幅の改善をもたらすためのやり方の全体的な概要を示す。

様々な通信プロトコルインタフェース９０２は、ＲＦ通信、ケーブル接続やツイストペア接続等の有線通信、光ファイバ通信や自由空間光通信等の光波長を使用する光通信等の様々な通信リンクを含み得る。様々な種類のＲＦ通信は、ＲＦマイクロ波又はＲＦ衛星通信の組合せ、並びにＲＦと自由空間光通信との間のリアルタイムの多重化を含み得る。

多層オーバーレイ変調技法９０４を軌道角運動量（ＯＡＭ）技法９０６と組み合わせることにより、様々な種類の通信リンク９０２上でより高いスループットを実現することができる。ＯＡＭなしにマルチレベルオーバーレイ変調を単独で使用することは、有線でも、光でも、無線でも通信リンク９０２のスペクトル効率を高める。しかし、ＯＡＭを用いるとスペクトル効率の増加が更に著しくなる。

多重オーバーレイ変調技法９０４は、時間Ｔ及び周波数Ｆが情報図の中で直交軸を定める２次元表記空間内の独立変数でありながら、従来の２自由度を超える新たな自由度をもたらす。この形態は周波数領域又は時間領域内で固定されたものとして信号をモデリングするのではなく、より全般的な手法を含む。固定時間又は固定周波数を使用する以前のモデリング方法は、マルチレベルオーバーレイ変調９０４を使用する全般的な手法のより限定的な事例と考えられる。マルチレベルオーバーレイ変調技法９０４では、信号を単一の軸に沿ってではなく２次元空間内で区別することができる。従って通信チャネルの情報搬送容量は、様々な時間・周波数座標を占め表記上の２次元空間内で区別することができる信号の数によって決定され得る。

表記上の２次元空間内で時間帯域幅積、即ちその空間内で信号が占める面積を最小化することはより高密度のパッキング、従ってより多くの信号を使用することを可能にし、割当チャネル内で結果として生じる情報搬送容量が一層高くなる。周波数チャネルデルタ（Δｆ）を所与とし、これを介して最小時間Δｔで伝送される所与の信号は特定の時間帯域幅最小化信号によって表されるエンベロープを有する。これらの信号の時間帯域幅積は以下の形を取る：
ΔｔΔｆ＝１／２（２ｎ＋１）
但しｎは０から無限に及ぶ整数であり信号の次数を表す。

これらの信号は、それぞれが有限のエネルギ量を有する無限要素の直交系を形成する。それらは時間領域及び周波数領域の両方において有限であり、相関、例えばマッチフィルタリングによって他の信号及び雑音の混合から検出することができる。他のウェーブレットと異なり、これらの直交信号は同様の時間及び周波数の形状を有する。

軌道角運動量プロセス９０６はデータストリームを搬送する電磁場の波面にねじれを与え、それにより同じ周波数、波長、又は他の信号サポートメカニズム上で複数のデータストリームを伝送できるようにし得る。このことは、単一の周波数又は波長が複数の固有チャネル（個々のチャネルのそれぞれに様々な直交且つ独立した軌道角運動量が関連付けられている）をサポートできるようにすることにより、通信リンク上の帯域幅を増加させる。

次に図１０を参照し、ツイストペア又はケーブルが（光子ではなく）電子を搬送するとき上記の技法を使用する更なる通信実装技法を示す。マルチレベルオーバーレイ変調９０４及び軌道角運動量技法９０６のそれぞれを使用するのではなく、単一有線インタフェース、より具体的にはツイストペア通信リンク又はケーブル通信リンク１００２と組み合わせてマルチレベルオーバーレイ変調９０４だけを使用することができる。マルチレベルオーバーレイ変調１００４の動作は図９に関して先に論じたのと同様だが、軌道角運動量技法９０６を使用することなしに単独で使用され、ツイストペア通信リンク又はケーブルインタフェース通信リンク１００２と共に使用される。

次に図１１を参照し、光通信システム内で伝送するために複数のデータストリーム１１０２を処理するための全体的なブロック図を示す。複数のデータストリーム１１０２が多層オーバーレイ変調回路１１０４に与えられ、多層オーバーレイ変調技法を使用して信号を変調する。変調した信号を軌道角運動量処理回路１１０６に与え、軌道角運動量処理回路１１０６は光通信チャネルの波長上で伝送される波面のそれぞれにねじれを加える。ねじれ波は、光ファイバや自由空間光通信の通信システム等の光通信リンク上で光インタフェース１１０８を介して伝送される。図１１は、インタフェース１１０８が光インタフェースではなくＲＦインタフェースを含むＲＦメカニズムも示し得る。

次に図１２をより具体的に参照し、同じ波長又は周波数上で伝送するために他の複数のデータストリームと組み合わせることができるデータストリームを提供するために、図９に関して示したような通信システム内で軌道角運動量の「ねじれ」を発生させるためのシステムの機能ブロック図を示す。複数のデータストリーム１２０２が送信処理回路１２００に与えられる。データストリーム１２０２のそれぞれは、例えば音声通話を搬送するエンドツーエンドリンク接続や、データ接続上で非回路切換パックデータ（non-circuit switch packed data）を伝送するパケット接続を含む。複数のデータストリーム１２０２は、変調器／復調器回路１２０４によって処理される。以下でより完全に説明するように、変調器／復調器回路１２０４はマルチレベルオーバーレイ変調技法を使用し、受信データストリーム１２０２を波長チャネル又は周波数チャネル上に変調する。通信リンクは、光ファイバリンク、自由空間光通信リンク、ＲＦマイクロ波リンク、ＲＦ衛星リンク、有線リンク（ねじれなし）等を含み得る。

変調したデータストリームを軌道角運動量（ＯＡＭ）信号処理ブロック１２０６に与える。軌道角運動量電磁ブロック１２０６によって変調器／復調器１２０４からの変調データストリームのそれぞれに異なる軌道角運動量を与え、それにより変調データストリームのそれぞれに独特の且つ異なる軌道角運動量が関連付けられる。関連する軌道角運動量を有する変調信号のそれぞれを光送信機１２０８に与え、光送信機１２０８は独特の軌道角運動量を有する変調データストリームのそれぞれを同じ波長上で伝送する。各波長は或る選択された数の帯域幅スロットＢを有し、ＯＡＭ電磁ブロック１２０６から与えられる軌道角運動量ｌの度数の因子だけそのデータ伝送能力を高めることができる。単一波長で信号を伝送する光送信機１２０８はＢ個の情報グループを伝送することができる。本明細書に記載の構成により、光送信機１２０８及びＯＡＭ電磁ブロック１２０６はｌ×Ｂ個の情報グループを伝送することができる。

受信モードでは、光送信機１２０８は、様々な軌道角運動量信号が埋め込まれた、その内部で伝送される複数の信号を含む波長を有する。光送信機１２０８はそれらの信号をＯＡＭ信号処理ブロック１２０６に転送し、ＯＡＭ信号処理ブロック１２０６は異なる軌道角運動量を有する信号のそれぞれを分離し、分離した信号を復調器回路１２０４に与える。復調プロセスは変調信号からデータストリーム１２０２を抽出し、多層オーバーレイ復調技法を使用してそのデータストリームを受信端において提供する。

次に図１３を参照し、ＯＡＭ信号処理ブロック１２０６のより詳細な機能上の説明を行う。入力データストリームのそれぞれがＯＡＭ回路１３０２に与えられる。ＯＡＭ回路１３０２のそれぞれは受信データストリームに異なる軌道角運動量を与える。異なる軌道角運動量は、伝送信号を生成するために様々な電流を加えて関連する特定の軌道角運動量を作り出すことによって実現される。ＯＡＭ回路１３０２のそれぞれによって提供される軌道角運動量はＯＡＭ回路１３０２に与えられるデータストリームに固有である。多くの異なる電流を使用して様々な入力データストリームに無限数の軌道角運動量を加えることができる。別々に生成したデータストリームのそれぞれを信号合成器１３０４に与え、信号合成器１３０４は送信機１３０６から伝送するために信号を波長上に合成する。

次に図１４を参照し、ＯＡＭ処理回路１２０６が受信信号を複数のデータストリームに分けることができるやり方を示す。受信機１４０２が単一波長上で合成信号を受信し、その情報を信号分離器１４０４に与える。信号分離器１４０４が、様々な軌道角運動量を有する信号のそれぞれを受信波長から分離し、分離した信号をＯＡＭねじれ解除回路１４０６に与える。ＯＡＭねじれ解除回路１４０６は関連する信号のそれぞれから関連するＯＡＭねじれを除去し、受信した変調データストリームを更に処理するために提供する。信号分離器１４０４は、軌道角運動量が除去された受信信号のそれぞれを個々の受信信号へと分離する。以下でより完全に説明するように、個々に受信される信号は例えばマルチレベルオーバーレイ復調を使用して復調するために受信機１４０２に与えられる。

図１５は、２つの量子スピン偏波を有する単一の波長又は周波数が、様々な軌道角運動量が関連付けられた無限数のねじれを与えることができる方法を示す。ｌ軸は、選択された周波数又は波長において特定の信号に加えることができる様々な量子化された軌道角運動量状態を表す。オメガ（ω）の記号は異なる軌道角運動量の信号を適用できる様々な周波数を表す。上側の格子１５０２は左旋信号偏波のために潜在的に利用可能な信号を表し、下側の格子１５０４は右旋偏波を有する潜在的に利用可能な信号のためのものである。

特定の周波数又は波長において信号に様々な軌道角運動量状態を加えることにより、その周波数又は波長において潜在的に無限数の状態をもたらすことができる。従って、左旋偏波面１５０２及び右旋偏波面１５０４の両方の中の周波数Δω又は波長１５０６における状態は、様々な軌道角運動量状態Δｌの無限数の信号をもたらすことができる。ブロック１５０８及び１５１０は、右旋偏波面１５０４及び左旋偏波面１５１０の両方において、或る周波数Δω又は波長における軌道角運動量Δｌを有する特定の信号をそれぞれ表す。同じ周波数Δω又は波長１５０６内で別の軌道角運動量に変更することによって異なる信号を伝送することもできる。各角運動量状態は、光送信機からの伝送に関する決定された異なる電流レベルに対応する。光領域内で特定の軌道角運動量を生成するための等価電流を推定し、信号を伝送するためにその電流を加えることによって信号の伝送を所望の軌道角運動量状態において実現することができる。

従って図１５の説明図は２つのあり得る角運動量、つまりスピン角運動量及び軌道角運動量を示す。スピンバージョンは巨視的電磁気学の偏波の中で明らかにされ、上向きのスピン方向又は下向きのスピン方向により左旋偏波及び右旋偏波しかない。しかし、軌道角運動量は量子化される無限数の状態を示す。経路は２つよりも多く、理論的には量子化された軌道角運動量レベルによって無限であり得る。

伝送されるエネルギ信号の軌道角運動量状態を使用し、信号によって伝送される放射内に物理的情報を埋め込むことができる。マクスウェル・ヘビサイド方程式を以下のように表すことができ：

但し∇はデル演算子であり、Ｅは電場強度であり、Ｂは磁束密度である。これらの方程式を使用してマクスウェルの原方程式から２３個の対称性／保存量を導出することができる。但し良く知られている保存量は１０個しかなく、そのうちの数個だけが商業的に使用されている。歴史的に、マクスウェルの方程式がその元の四元形式に保たれる場合は対称性／保存量を認めるのがより容易だが、ヘビサイドによってこのベクトル形式に修正されたとき、マクスウェルの方程式内のそのような固有の対称性を認めるのがより困難になった。

マクスウェルの線形理論は、アーベル交換関係とＵ（１）対称性のものである。これらは大局的（空間内で局所的ではない）特性に対処する非アーベル交換関係により、より高い対称性グループＳＵ（２）形式に拡張することができる。マクスウェル理論のＷｕ−Ｙａｎｇ及びＨａｒｍｕｔｈの解釈は磁気モノポール及び磁荷の存在を含意する。古典的な場が関与する限り、これらの理論的構築物は擬似粒子又はインスタントンである。マクスウェルの成果の解釈は、実際にマクスウェルの元の意図から重大な点で逸脱している。マクスウェルの元の定式化では、ファラデーの電気緊張状態（Ａμ場）が中心であり、それらを（ヘビサイドよりも前に）Ｙａｎｇ−Ｍｉｌｌｓ理論に適合させた。ソリトンと呼ばれる数学的なダイナミックエンティティは古典的なものでも量子でも良く、線形でも非線形でも良く、ＥＭ波を表現する。しかしソリトンはＳＵ（２）対称性形式のものである。従来の解釈されたＵ（１）対称性の古典的なマクスウェル理論がかかるエンティティを表現するには理論をＳＵ（２）形式に拡張しなければならない。

（従来のマクスウェル理論では説明できない）半ダースの物理的現象に加え、近年定式化されたＨａｒｍｕｔｈＡｎｓａｔｚもマクスウェル理論の不完全さに対処する。Ｈａｒｍｕｔｈによって修正されたマクスウェル方程式は、磁流密度及び磁荷が加わるという条件でＥＭ信号速度を計算するために使用することができる（これはＹａｎｇ−Ｍｉｌｌｓが提起した方程式と整合する）。従って、正しいジオメトリ及びトポロジを伴いＡμポテンシャルは常に物理的意味を有する。

保存量及び電磁場は、システムエネルギの保存及びシステムの線形運動量の保存に従って表現することができる。時間の対称性、即ちシステムエネルギの保存は以下の方程式に従ってポインティングの定理を用いて表現することができる：

空間対称性、即ち電磁的ドップラーシフトを表すシステムの線形運動量の保存は以下の方程式によって表すことができる：

システムのエネルギの中心の保存は以下の方程式によって表される：

同様に、方位角ドップラーシフトを誘発するシステムの角運動量の保存は以下の方程式によって表される：

自由空間内の放射ビームについて、ＥＭ場の角運動量Ｊ^ｅｍは２つの部分に分けることができる：

実数値表現における特異フーリエモードのそれぞれについて次式が成立する：

第１の部分はＥＭスピン角運動量Ｓ^ｅｍであり、その古典的な発現は波の偏波である。第２の部分はＥＭ軌道角運動量Ｌ^ｅｍであり、その古典的な発現は波のヘリシティである。概してＥＭ線形運動量Ｐ^ｅｍ及びＥＭ角運動量Ｊ^ｅｍ＝Ｌ^ｅｍ＋Ｓ^ｅｍの両方が遠距離場まで放射される。

ポインティングの定理を使用することによって信号の光渦度を光速度方程式：

に従って求めることができ、Ｓはポインティングベクトル

であり、Ｕはエネルギ密度

であり、Ｅ及びＨは電場及び磁場をそれぞれ含み、ε及びμ_０はそれぞれ媒体の誘電率及び透磁率である。この場合、光渦度Ｖを方程式：

に従って光速度の回転によって求めることができる。

次に図１６Ａ及び図１６Ｂを参照し、平面波の状況における信号及びその関連するポインティングベクトル、態様を示す。全体的に１６０２で示す平面波の状況において、伝送信号は３つの構成のうちの１つを取り得る。概して１６０４で示すように、電場ベクトルが同じ方向にある場合は線形信号が与えられる。円偏波１６０６内では電場ベクトルが同じ大きさで回転する。楕円偏波１６０８内では電場ベクトルが回転するが異なる大きさを有する。ポインティングベクトルは図１６Ａのための信号構成について一定方向に保たれ、電場及び磁場に対して常に垂直である。次に図１６Ｂを参照し、本明細書に記載の通り独特な軌道角運動量を信号に加えた場合、ポインティングベクトルＳ１６１０が信号の伝搬方向を中心として螺線状に進む。本明細書に記載の通り信号を同じ周波数上で伝送できるようにするためにこの螺旋は変えることができる。

図１７Ａから図１７Ｃは、様々なヘリシティ（即ち軌道角運動量）を有する信号の違いを示す。信号１７０２、１７０４、及び１７０６に関連する螺旋状ポインティングベクトルのそれぞれは異なる形状の信号を与える。信号１７０２は＋１の軌道角運動量を有し、信号１７０４は＋３の軌道角運動量を有し、信号１７０６は−４の軌道角運動量を有する。各信号は個別の角運動量及び関連するポインティングベクトルを有し、それらは信号を同じ周波数内の他の信号と区別することを可能にする。このことは同じ周波数上で異なる種類の情報を伝送することを可能にし、それはこれらの信号が別々に検出可能であり、互いに干渉しないからである（固有チャネル）。

図１７Ｄは、様々な固有モードに関するポインティングベクトルの伝搬を示す。輪１７２０のそれぞれは、同じ周波数内の異なる軌道角運動量を表す異なる固有モード又はねじれを表す。これらの輪１７２０のそれぞれは異なる直交チャネルを表す。固有モードのそれぞれが、関連するポインティングベクトル１７２２を有する。

トポロジカルチャージは、線形偏波又は円偏波のために周波数に多重化することができる。線形偏波の場合、トポロジカルチャージは垂直及び水平偏波上で多重化されることになる。円偏波の場合、トポロジカルチャージは左円偏波及び右円偏波上で多重化することになる。トポロジカルチャージは、ヘリシティインデックス「Ｉ」又は信号に加えられるねじれ量若しくはＯＡＭの別名である。ヘリシティインデックスは正でも負でも良い。ＲＦでは様々なトポロジカルチャージを作り出し、一緒に多重化し、非多重化してトポロジカルチャージを分離することができる。

トポロジカルチャージｌは、特定の屈折率及び機械工場（machine shop）の能力を有する適切な材料を使用する図１７Ｅに示す螺旋位相板（ＳＰＰ）、又は新たな材料で作られる位相マスク、ホログラム、又は特定のトポロジカルチャージと共に（光ビームではなく）ＲＦ波のねじれをもたらす装置上の電圧調節によってＲＦ波をねじる空間光変調器（ＳＬＭ）のＲＦバージョンを作り出すための新たな技法を使用して作り出すことができる。螺旋位相板は、ＲＦ平面波（ｌ＝０）を特定のヘリシティのねじれＲＦ波（即ちｌ＝＋１）に変換することができる。

クロストーク及びマルチパス干渉は、ＲＦ多入力多出力（ＭＩＭＯ）を使用して補正することができる。チャネル障害の殆どは制御チャネル又はパイロットチャネルを使用して検出することができ、アルゴリズム的技法（閉ループ制御系）を使用して補正することができる。

図１７に関して先に説明したように、処理回路内で適用される複数のデータストリームのそれぞれに多層オーバーレイ変調方式が適用される。

次に図１８を参照し、参照番号１８００はマルチレベルオーバーレイ（ＭＬＯ）変調システムの一実施形態を全体的に示すが、ＭＬＯという用語及び図示のシステム１８００は実施形態の例であることを理解すべきである。ＭＬＯシステムは、参照により本明細書に援用するＭｕｌｔｉｐｌｅＬａｙｅｒＯｖｅｒｌａｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎと題された米国特許第８，５０３，５４６号明細書の中で開示されているようなものを含み得る。一例では、変調システム１８００が図１７のマルチレベルオーバーレイ変調ボックス５０４内に実装される。システム１８００はデジタルソース１８０２からの入力データストリーム１８０１を入力として取り、その入力データストリームを入力段デマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）１００４によって論理的な１及び０の３つの並列な別々のデータストリーム１８０３Ａ〜１８０３Ｃへと分離する。データストリーム１００１は転送されるデータファイル又は音声若しくはビデオデータストリームを表し得る。より多数の又はより少数の分離データストリームを使用しても良いことを理解すべきである。実施形態の一部では、分離データストリーム１８０３Ａ〜１８０３Ｃのそれぞれが元のレートの１／Ｎのデータレートを有し、Ｎは並列データストリームの数である。図１８に示す実施形態ではＮが３である。

ＱＡＭシンボルマッパー１８０５Ａ〜Ｃのうちの１つにより、分離データストリーム１８０３Ａ〜１８０３ＣのそれぞれをＭ−ＱＡＭコンスタレーション、例えば１６ＱＡＭや６４ＱＡＭ内の直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボルにマップする。ＱＡＭシンボルマッパー１８０５Ａ〜ＣはＤＥＭＵＸ１８０４のそれぞれの出力に結合され、離散レベルにおいて並列な同相（Ｉ）１８０６Ａ、１８０８Ａ、及び１８１０Ａ、並びに直角位相（Ｑ）１８０６Ｂ、１８０８Ｂ、及び１８１０Ｂのデータストリームを生成した。例えば６４ＱＡＭでは、それぞれのＩチャネル及びＱチャネルが８個の離散レベルを使用して３ビット／シンボル伝送する。ＩとＱとの３つの対１８０６Ａ−１８０６Ｂ、１８０８Ａ−１８０８Ｂ、及び１８１０Ａ−１８１０Ｂのそれぞれは、対応する関数生成器の対１８０７Ａ−１８０７Ｂ、１８０９Ａ−１８０９Ｂ、及び１８１１Ａ−１８１１Ｂの出力に重み付けするために使用される。一部の実施形態では、それらの関数生成器の対は上記の修正エルミート多項式のような信号を生成し、入力シンボルの振幅値に基づいてそれらの信号に重み付けする。この形態は、それぞれがインカム（income）データストリーム１８０１に元々由来するデータの一部を搬送する２Ｎ個の加重信号又は変調信号をもたらし、従来技術のＱＡＭシステムで行われる二乗余弦フィルタによるＩとＱとの対１８０６Ａ−１８０６Ｂ、１８０８Ａ−１８０８Ｂ、及び１８１０Ａ−１８１０Ｂ内の各シンボルを変調する代わりである。図示の実施形態では３つの信号ＳＨ０、ＳＨ１、及びＳＨ２を使用し、これらの信号はＨ０、Ｈ１、及びＨ２の修正にそれぞれ対応するが、他の実施形態では異なる信号を使用しても良いことを理解すべきである。

加重信号は副搬送波ではなく変調搬送波の副層であり、信号の直交性によりＩ次元及びＱ次元のそれぞれにおける相互干渉なしに、加算器１８１２及び１８１６を使用して周波数及び時間の両方において合成され、重畳される。加算器１８１２及び１８１６は、コンポジット信号１８１３及び１８１７を生成するための信号合成器として働く。加重直交信号はＩチャネル及びＱチャネルの両方に使用され（システム１８００によって同等に処理されている）、ＱＡＭ信号の伝送前に加算される。従って、新たな直交関数を使用するが、一部の実施形態は伝送のためにＱＡＭを追加で使用する。図１６Ａから図１６Ｋの中で示すように、時間領域内での信号のテーパリングのため、加重信号の時間領域波形はシンボルの持続時間に限定される。更に、専用の信号及び周波数領域のテーパリングのため、信号は周波数領域にも限定され、信号及び隣接チャネルとのインタフェースを最小化する。

コンポジット信号１８１３及び１８１７は、デジタル−アナログ変換器１８１４及び１８１８を使用してアナログ信号１８１５及び１８１９に変換され、その後、変調器１８２１を使用して局所発振器（ＬＯ）１８２０の周波数において搬送波信号を変調するために使用される。変調器１８２１は、ＤＡＣ１８１４及び１８１８のそれぞれに結合されるミキサ１８２２及び１８２４を含む。９０度位相シフタ１８２３がＬＯ１８２０からの信号を搬送波信号のＱ成分へと変換する。ミキサ１８２２及び１８２４の出力を加算器１８２５内で加算して出力信号１８２６を生成する。

ＭＬＯは、有線、光、無線等の様々な移送媒体と共に使用することができ、ＱＡＭと組み合わせて使用することができる。その理由は、ＭＬＯがスペクトル重複ではなく様々な信号のスペクトルオーバーレイを使用するからである。利用可能なスペクトル資源を複数の層に拡張することによって帯域幅の利用効率を何オーダーか高めることができる。直交信号の数は、従来技術の２（余弦及び正弦）から、直交多項式を生成するために使用される生成器の精度及びジッタの限界によって制限される数まで増加する。このようにして、ＭＬＯはＱＡＭのＩ次元及びＱ次元のそれぞれをＧＳＭ、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）、高速ダウンリンクパケット接続（ＨＳＰＤＡ）、ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ−ｄａｔａｏｐｔｉｍｉｚｅｄ（ＥＶ−ＤＯ）、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、ｗｏｒｌｄ−ｗｉｄｅｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙｆｏｒｍｉｃｒｏｗａｖｅａｃｃｅｓｓ（ＷＩＭＡＸ）、ｌｏｎｇｔｅｒｍｅｖｏｌｕｔｉｏｎ（ＬＴＥ）システム等の任意の多元接続技法に拡張する。ＭＬＯは、周波数分割二重（ＦＤＤ）、時分割二重（ＴＤＤ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）等の他の多元接続（ＭＡ）方式と組み合わせて更に使用することができる。個々の直交信号を同じ周波数帯上でオーバーレイすることは物理帯域幅よりも広い仮想帯域幅を作り出すことを可能にし、従って信号処理に新たな次元を追加する。この変調は、ツイストペア、ケーブル、光ファイバ、衛星、ブロードキャスト、自由空間光通信、及びあらゆる種類の無線アクセスに適用することができる。本方法及びシステムは、ＥＶ−ＤＯ、ＵＭＢ、ＷＩＭＡＸ、ＷＣＤＭＡ（with or without（有無））、マルチメディアブロードキャストマルチキャストサービス（ＭＢＭＳ）／多入力多出力（ＭＩＭＯ）、ＨＳＰＡエボリューション、及びＬＴＥを含む多くの現在の及び未来の多元接続システムに適合する。

次に図１９を参照し、ＭＬＯ復調器１９００を示すが、ＭＬＯという用語及び図示のシステム１９００は実施形態の例であることを理解すべきである。変調器１９００は、システム１８００からの出力信号１８２６と同様であり得るＭＬＯ信号１１２６を入力として取る。同期装置１９２７が位相情報を抽出し、コヒーレンスを保つためにその位相情報を局所発振器１９２０に入力し、それにより変調器１９２１はアナログＩ信号１９１５及びＱ信号１９１９にベースバンドを作り出すことができる。変調器１９２１は、９０度位相シフタ１９２３を介してＯＬ１９２０に結合されるミキサ１９２２及び１９２４を含む。Ｉ信号１９１５は、信号フィルタ１９０７Ａ、１９０９Ａ、及び１９１１Ａのそれぞれに入力され、Ｑ信号１９１９は、信号フィルタ１９０７Ｂ、１９０９Ｂ、及び１９１１Ｂのそれぞれに入力される。直交関数は既知なので、変調データを回復するために相関又は他の技法を使用してそれらの信号を分離することができる。Ｉ信号１９１５及びＱ信号１９１９のそれぞれの中の情報は、シンボルのそれぞれの中で加算されている重複関数から抽出することができ、それは関数が相関的な意味で直交するからである。

一部の実施形態では、信号フィルタ１９０７Ａ−１９０７Ｂ、１９０９Ａ−１９０９Ｂ、及び１９１１Ａ−１９１１Ｂがマッチフィルタ内の既知の信号として多項式の局所的に生成された複製を使用する。マッチフィルタの出力は回復されたデータビットであり、例えばシステム１９００のＱＡＭシンボル１９０６Ａ−１９０６Ｂ、１９０８Ａ−１９０８Ｂ、及び１９１０Ａ−１９１０Ｂに相当する。信号フィルタ１９０７Ａ−１９０７Ｂ、１９０９Ａ−１９０９Ｂ、及び１９１１Ａ−１９１１Ｂは、ｎ、Ｉ、及びＱ信号の対のストリームを２ｎ個生成し、それらは復調器１９２８〜１９３３に入力される。復調器１９２８〜１９３３はそのそれぞれの入力信号内のエネルギを積分してＱＡＭシンボルの値、従って決定されるシンボルによって表される論理的な１及び０のデータビットストリームセグメントを決定する。その後、変調器（modulators）１９２８〜１９３３の出力をマルチプレクサ（ＭＵＸ）１９０５Ａ〜１９０５Ｃに入力してデータストリーム１９０３Ａ〜１９０３Ｃを生成する。システム１９００がシステム１８００からの信号を復調している場合、データストリーム１９０３Ａ〜１９０３Ｃはデータストリーム１８０３Ａ〜１８０３Ｃに対応する。ＭＵＸ１９０４がデータストリーム１９０３Ａ〜１９０３Ｃを多重化してデータ出力ストリーム１９０１を生成する。要するに、ＭＬＯ信号が送信機上で互いの上にオーバーレイ（スタック）され、受信機上で分離される。

ＭＬＯは、信号間の直交性を実現するやり方でＣＤＭＡ又はＯＦＤＭと区別され得る。ＭＬＯ信号は時間領域及び周波数領域の両方において互いに直交し、同じシンボル時間帯域幅積内でオーバーレイすることができる。直交性は、オーバーレイされた信号の相関特性、例えば最小二乗和によって得られる。比較すると、ＣＤＭＡは時間領域内の信号の直交インタリービング又は変位を使用するのに対し、ＯＦＤＭは周波数領域内の信号の直交変位を使用する。

複数の利用者に同じチャネルを割り当てることにより、帯域幅効率をチャネルについて高めることができる。これは個々のユーザ情報を専用の直交関数にマップする場合に実現可能である。ＣＤＭＡシステムは複数のユーザ情報を重ね合わせ、時間シンボル間直交符号列を確認して個々の利用者を区別する。ＯＦＤＭは各利用者に固有の信号を割り当てるが、それらの信号はオーバーレイされず、周波数領域内でのみ直交する。ＣＤＭＡもＯＦＤＭも帯域幅効率を高めない。信号が低い信号対雑音比（ＳＮＲ）を有する場合、ＣＤＭＡはデータを伝送するのに必要以上の帯域幅を使用する。ＯＦＤＭは、マルチパス無線周波数環境内でより優れた性能を実現するために、多くの副搬送波上でデータを拡散させる。ＯＦＤＭはマルチパス効果を軽減するために巡回プレフィックスＯＦＤＭを使用し、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を最小化するためにガード時間を使用し、各チャネルは伝送波形が直交するかのように振る舞うように機構的に作られる（周波数領域内の副搬送波ごとのＳｙｎｃ関数。）

対照的にＭＬＯは、同じ帯域幅内で使用可能な更に多くのチャネルを提供するアルファベットを効果的に形成する１組の関数を使用し、それにより高い帯域幅効率を可能にする。ＭＬＯの一部の実施形態は巡回プレフィックスやガード時間の使用を必要とせず、従ってスペクトル効率、ピーク対平均パワー比、パワー消費量の点でＯＦＤＭに勝り、１ビット当たり更に少ない演算を必要とする。加えて、ＭＬＯの実施形態はＣＤＭＡ及びＯＦＤＭシステムよりも増幅器の非線形性に耐性がある。

図２０は、入力データストリーム２００１を受信するＭＬＯ送信機システム２０００の一実施形態を示す。システム２０００は、図１８に示すシステム１８００のＤＥＭＵＸ１８０４、ＱＡＭシンボルマッパー１８０５Ａ〜Ｃ、関数生成器１８０７Ａ−１８０７Ｂ、１８０９Ａ−１８０９Ｂ、及び１８１１Ａ−１８１１Ｂ、並びに加算器１８１８及び１８１６の等価の機能を組み込む変調器／コントローラ２００１を表す。但し、変調器／コントローラ２００１は、システム１８００内で示した３よりも多い量又は少ない量の信号を使用しても良いことを理解すべきである。変調器／コントローラ２００１は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、書替え可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、及び／又は他のコンポーネント（ディスクリート回路素子又は単一の集積回路（ＩＣ）チップ内に統合されたもの）を含み得る。

変調器／コントローラ２００１はＤＡＣ２００４及び２００７に結合され、１０ビットのＩ信号２００２及び１０ビットのＱ信号２００５をそれぞれ伝達する。一部の実施形態では、Ｉ信号２００２及びＱ信号２００５がシステム１８００のコンポジット信号１８１３及び１８１７に対応する。但し、Ｉ信号２００２及びＱ信号２００５の１０ビットの容量は一実施形態を表すに過ぎないことを理解すべきである。図示の通り、変調器／コントローラ２００１は更に、制御信号２００３及び２００６を使用してＤＡＣ２００４及び２００７をそれぞれ制御する。一部の実施形態では、ＤＡＣ２００４及び２００７がＡＤ５４３３（相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）１０ビット電流出力ＤＡＣ）をそれぞれ含む。一部の実施形態では、ＤＡＣ２００４及び２００７のそれぞれに複数の制御信号が送信される。

ＤＡＣ２００４及び２００７は、ＬＯ１８２０に結合される直交変調器１８２１にアナログ信号１８１５及び１８１９を出力する。変調器１８２０の出力はデータを無線で伝送するために送信機２００８に結合して示しているが、一部の実施形態では変調器１８２１が光ファイバモデム、ツイストペア、同軸ケーブル、又は他の適切な伝送媒体に結合され得る。

図２１は、システム２０００からの信号を受信し復調することができるＭＬＯ受信機システム２１００の一実施形態を示す。システム２１００は、ＲＦ、有線、光等の入力媒体を含み得る受信機２１０８から入力信号を受信する。ＬＯ１９２０によって駆動される変調器１９２１がその入力をベースバンドのＩ信号１９１５及びＱ信号１９１９に変換する。Ｉ信号１９１５及びＱ信号１９１９は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２１０９に入力される。

ＡＤＣ２１０９は、復調器／コントローラ２１０１に１０ビット信号２１１０を出力し、復調器／コントローラ２１０１から制御信号２１１２を受信する。復調器／コントローラ２１０１は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、書替え可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、及び／又は他のコンポーネント（ディスクリート回路素子又は単一の集積回路（ＩＣ）チップ内に統合されたもの）を含み得る。復調器／コントローラ２１０１は、復調を実行して送信されたシンボルを識別するために、使用される信号セットの局所的に生成された複製と受信信号を相関させる。復調器／コントローラ２１０１は更に周波数誤差を推定し、ＡＤＣ２１０９からのデータを読み取るために使用されるデータクロックを回復する。制御信号２１１２を使用してクロックタイミングがＡＤＣ２１０９に送り返され、ＡＤＣ２１０９がデジタルのＩ信号１９１５及びＱ信号１９１９を区分することを可能にする。一部の実施形態では、復調器／コントローラ２１０１によって複数の制御信号がＡＤＣ２１０９に送信される。復調器／コントローラ２１０１はデータ信号１９０１も出力する。

エルミート多項式は古典的な直交多項式列であり、量子調和発振器の固有状態である。エルミート多項式に基づく信号は上記の最小時間帯域幅積の特性を有し、ＭＬＯシステムの実施形態に使用することができる。但し、他の信号、例えばヤコビ多項式、ゲーゲンバウエル多項式、ルジャンドル多項式、チェビシェフ多項式、ラゲール多項式等の直交多項式も使用できることを理解すべきである。Ｑ関数は、ＭＬＯ信号の基底として使用可能な別の関数の類である。

量子力学においてコヒーレント状態とは、その動力学が古典的な調和発振器システムの発振挙動に最も良く似る量子調和発振器の状態である。スクイーズドコヒーレント状態とは、不確定性原理が飽和するような量子力学的ヒルベルト空間の任意の状態である。つまり対応する２つの演算子の積がその最小値を取る。ＭＬＯシステムの実施形態では、演算子が時間領域及び周波数領域に対応し、信号の時間帯域幅積が最小化される。信号のスクイーズ特性は、各層内の信号間の相互直交性を失うことなしに時間領域及び周波数領域内のスケーリングを同時に可能にする。この特性は様々な通信システム内でＭＬＯシステムを柔軟に実装することを可能にする。

異なる次数の信号は互いに直交するので、通信チャネルのスペクトル効率を高めるためにそれらの信号をオーバーレイすることができる。例えばｎ＝０のとき、最適なベースバンド信号は１／２の時間帯域幅積を有し、これはシンボル間干渉（ＩＳＩ）を回避するためのナイキストＩＳＩ基準である。但し３／２、５／２、７／２及びそれよりも高い時間帯域幅積を有する信号はスペクトル効率を高めるためにオーバーレイすることができる。

ＭＬＯシステムの一実施形態は、修正エルミート多項式に基づく関数を使用し（４ｎ）、

によって定義され、ｔは時間であり、ξは帯域幅利用パラメータである。０から９に及ぶｎに関するΨ_ｎのプロットをそのフーリエ変換（振幅２乗）と共に図５Ａ〜図５Ｋに示す。関数の様々な次数の直交性は積分によって検証可能である：

エルミート多項式は閉曲線積分によって定義され：

但し曲線は原点を囲み、反時計回りの方向にトラバースされる。エルミート多項式については、参照によりその開示を援用するＧｅｏｒｇｅＡｒｆｋｅｎ著ＭａｔｈｅｍａｔｉｃａｌＭｅｔｈｏｄｓｆｏｒＰｈｙｓｉｃｉｓｔｓの例えば４１６頁に記載されている。

図２２Ａ〜図２２Ｋは、代表的なＭＬＯ信号、及び０から９に及ぶｎに関する修正エルミート多項式Ψ_ｎに基づくそのそれぞれのスペクトルパワー密度を示す。図２２Ａはプロット２２０１及び２２０４を示す。プロット２２０１は、時間軸２２０２及び振幅軸２２０３に対してプロットされたΨ_０を表す曲線２２２７を含む。プロット２２０１から分かるように、曲線２２２７はガウス曲線を近似する。プロット２２０４は、周波数軸２２０５及びパワー軸２２０６に対してプロットされたΨ_０のパワースペクトルを表す曲線２２３７を含む。プロット２２０４から分かるように、曲線２２３７もガウス曲線を近似する。周波数領域曲線２２０７は、時間領域曲線２２２７のフーリエ変換を使用して生成される。軸２２０２及び２２０５上の時間及び周波数の単位はベースバンド分析のために正規化されているが、フーリエ変換によって時間の単位と周波数の単位とが関係付けられるので、一方の領域内の所望の時間スパン又は周波数スパンが、他方の領域内の対応する曲線の単位を決定付けることを理解すべきである。例えば、ＭＬＯシステムの様々な実施形態が、メガヘルツ（ＭＨｚ）又はギガヘルツ（ＧＨｚ）範囲内のシンボルレート及び曲線２２２７によって表すシンボルが０ではない持続時間を使用して通信することができる（即ち曲線２２２７が０を上回る期間は、所望のシンボルレートの逆数を用いて計算される適切な長さに圧縮される）。メガヘルツ範囲内の利用可能帯域幅について、時間領域信号の０ではない持続時間はマイクロ秒の範囲内にある。

図２２Ｂ〜図２２Ｊは、Ψ_１からΨ_９をそれぞれ表す時間領域曲線２２２８〜２２３６、及びそれらの対応する周波数領域曲線２２３８〜２２４６を有するプロット２２０７〜２２２４を示す。図２２Ａ〜図２２Ｊから分かるように、時間領域プロット内のピーク数は（正負に関わらず）対応する周波数領域プロット内のピーク数に対応する。例えば図２２Ｊのプロット２２２３では、時間領域曲線２２３６が５個の正のピーク及び５個の負のピークを有する。従って対応するプロット２２２４では、周波数領域曲線２２４６が１０個のピークを有する。

図２２Ｋは、オーバーレイプロット２２２５及び２２２６を示し、それらは曲線２２２７〜２２３６及び２２３７〜２２４６をそれぞれオーバーレイする。プロット２２２５に示すように、様々な時間領域曲線が異なる持続時間を有する。しかし一部の実施形態では、時間領域曲線のゼロではない持続時間が同様の長さのものである。ＭＬＯシステムでは、使用される信号の数はオーバーレイの数とスペクトル効率の改善とを表す。図２２Ａ〜図２２Ｋでは１０個の信号を開示したが、更に多い又は更に少ない量の信号を使用しても良く、プロットしたΨ_ｎ信号ではなく異なる信号セットを更に使用しても良いことを理解すべきである。

変調層内で使用されるＭＬＯ信号は最小時間帯域幅積を有し、最小時間帯域幅積はスペクトル効率の改善を可能にし、二次の積分が可能である。これは多重分離した複数の並列データストリームをオーバーレイし、それらを同じ帯域幅内で同時に伝送することによって実現される。オーバーレイされたデータストリームを受信機において上手く分離する鍵は、各シンボル期間内で使用される信号が互いに直交することである。ＭＬＯは、単一のシンボル期間内で直交信号をオーバーレイする。この直交性がＩＳＩ及び搬送波間干渉（ＩＣＩ）を防ぐ。

ＭＬＯは信号処理のベースバンド層内で機能し、一部の実施形態はＱＡＭアーキテクチャを使用するので、プロトコルスタックの他の層に合わせてエアインタフェース又は無線セグメントを最適化するための従来の無線技法はＭＬＯと共にも機能する。チャネルダイバーシティ、等化、誤り訂正コーディング、拡散スペクトル、インタリービング、時空符号化等の技法をＭＬＯに適用することができる。例えば、マルチパス軽減レーク受信機を用いた時間ダイバーシティもＭＬＯと共に使用することができる。フェージングチャネルにおいて等、チャネル条件が低次ＱＡＭにしか適していない場合、ＭＬＯは高次ＱＡＭの代替策を提供する。ＭＬＯは、ＣＤＭＡのウォルシュ符号制限を克服することにより、直交チャネルの数を拡張するためにＣＤＭＡと共に使用することもできる。ＭＬＯは、ＯＦＤＭシステムのスペクトル効率を高めるためにＯＦＤＭ信号内の各トーンに適用することもできる。

ＭＬＯシステムの実施形態は、副搬送波ではなくサブエンベロープを作成するためにシンボルエンベロープを振幅変調する。データの符号化のために、各サブエンベロープはＮ−ＱＡＭに従って独立に変調され、ＯＦＤＭと異なり各サブエンベロープが情報を独立に運ぶことになる。ＯＦＤＭにおいて行われるように多数の副搬送波上に情報を拡散するのではなく、ＭＬＯでは搬送波の各サブエンベロープが別々の情報を運ぶ。この情報は、その持続時間及び／又はスペクトルにわたる二乗和に対して定められるサブエンベロープの直交性によって回復することができる。ＭＬＯはシンボルレベルを超えて透過的であるので、ＣＤＭＡに必要なパルス列同期又は時間コード同期は問題ではない。ＭＬＯはシンボルの修正に対処するが、ＣＤＭＡ及びＴＤＭＡは或る期間にわたって複数のシンボル列を拡散する技法であるからＭＬＯはＣＤＭＡ及びＴＤＭＡと共に使用することができる。

図２３は、時間領域及び周波数領域内のＭＬＯ信号幅の比較を示す。信号ＳＨ０〜ＳＨ３の時間領域エンベロープ表現２３０１〜２３０３は、全て持続時間Ｔ_Ｓを有するものとして示されている。ＳＨ０〜ＳＨ３はＰＳＩ_０〜ＰＳＩ_２を表すことができ、又は他の信号であり得る。対応する周波数領域エンベロープ表現は、２３０５〜２３０７のそれぞれである。ＳＨ０は帯域幅ＢＷを有し、ＳＨ１はＢＷの３倍の帯域幅を有し、ＳＨ２は５ＢＷの帯域幅を有し、この帯域幅はＳＨ０の帯域幅と比較して５倍大きい。ＭＬＯシステムが使用する帯域幅は、使用される信号の何れかの最も幅広の帯域幅によって少なくとも部分的に決定される。各層が同じ時間窓の中で単一の信号の種類しか使用しない場合、スペクトルは完全には利用されない。その理由は、高次信号が使用するよりも少ない利用可能帯域幅を低次信号が使用するからである。

図２４は、ＳＨ０〜ＳＨ３を使用して信号の異なる帯域幅に対応し、スペクトル使用をより均一にするＭＬＯ信号のスペクトル配列を示す。ブロック２４０１〜２４０４は、複数の副搬送波を有するＯＦＤＭ信号の周波数領域ブロックである。更なる詳細を示すためにブロック２４０３を拡大している。ブロック２４０３は、複数のＳＨ０エンベロープ２４０３ａ〜２４０３ｏで構成される第１の層２４０３ｘを含む。ＳＨ１エンベロープ２４０３ｐ〜２４０３ｔの第２の層２４０３ｙは、第１の層の三分の一の数のエンベロープを有する。図示の例では、第１の層２４０３ｘが１５個のＳＨ０エンベロープを有し、第２の層２４０３ｙが５個のＳＨ１エンベロープを有する。その理由は、ＳＨ１帯域幅エンベロープがＳＨ０の帯域幅エンベロープの３倍幅広なので、１５個のＳＨ０エンベロープが５個のＳＨ１エンベロープと同じスペクトル幅を占めるからである。ブロック２４０３の第３の層２４０３ｚは３個のＳＨ２エンベロープ２４０３ｕ〜２４０３ｗを含み、それはＳＨ２エンベロープがＳＨ０エンベロープの幅の５倍だからである。

かかる実装に必要な全帯域幅はＭＬＯ信号の帯域幅の最小公倍数の倍数である。図示の例ではＳＨ０、ＳＨ１、及びＳＨ２に必要な帯域幅の最小公倍数は１５ＢＷであり、これは周波数領域内の１ブロックである。ＯＦＤＭ−ＭＬＯ信号は複数のブロックを有することができ、この図示の実装のスペクトル効率は（１５＋５＋３）／１５に比例する。

図２５は、図２４に示す配列方式の代わりに使用することができるＭＬＯ信号の別のスペクトル配列を示す。図２５に示す実施形態では、ＯＦＤＭ−ＭＬＯ実装は各層内のスペクトルが均一に利用されるやり方でＳＨ０、ＳＨ１、及びＳＨ２のスペクトルをスタックする。層２５００Ａはエンベロープ２５０１Ａ〜２５０１Ｄを含み、これらはＳＨ０エンベロープ及びＳＨ２エンベロープの両方を含む。同様にエンベロープ２５０３Ａ〜２５０３Ｄを含む層２５００Ｃは、ＳＨ０エンベロープ及びＳＨ２エンベロープの両方を含む。しかし、エンベロープ２５０２Ａ〜２５０２Ｄを含む層２５００ＢはＳＨ１エンベロープだけを含む。上記のエンベロープサイズの比率を使用し、ＢＷ＋５ＢＷ＝３ＢＷ＋３ＢＷであることが容易に分かる。従って層２５００Ａ内のＳＨ０エンベロープごとに、層２５００Ｃ内にも１つのＳＨ２エンベロープがあり、層２５００Ｂ内に２つのＳＨ１エンベロープがある。

３つのシナリオの比較：
１）次式：

によって定義される３つの層を有するＭＬＯ
（現在のＦＰＧＡ実装は［−６，６］の丸め間隔を使用する。）
２）矩形パルスを使用する従来の方式
３）０．５のロールオフファクタと共に平方根二乗余弦（ＳＲＲＣ）パルスを使用する従来の方式

ＭＬＯパルス及びＳＲＲＣパルスについて、以下の図面では丸め間隔を［−ｔ１，ｔ１］と表記する。簡単にするために上記で定めたＭＬＯパルスを使用し、このＭＬＯパルスは所望の時間間隔（例えば数マイクロ秒や数ナノ秒）を得るために時間の点で容易にスケールすることができる。ＳＲＲＣパルスについて、［−３Ｔ，３Ｔ］の丸め間隔を固定し、但しＴは本明細書で提示する全ての結果のシンボル持続時間である。

帯域幅効率
ＸｄＢ有界パワースペクトル密度帯域幅は、その外側でパワースペクトル密度（ＰＳＤ）がＰＳＤの最大値をＸｄＢ下回る最小周波数間隔として定義される。ＸｄＢは帯域外減衰と考えることができる。

帯域幅効率は、シンボル／秒／ヘルツによって表される。ビット／秒／ヘルツは、シンボル／秒／ヘルツを、１シンボル当たりのビット数と乗算することによって得ることができる（即ちＭ−ａｒｙＱＡＭではｌｏｇ２Ｍと乗算する）。

ＭＬＯパルスの丸めは層間干渉（ＩＬＩ）を生ぜしめる。しかし、［−６，６］の丸め間隔が無視できるほどのＩＬＩをもたらす一方、［−４，４］は許容可能な僅かなＩＬＩを引き起こす。

ＭＬＯの帯域幅効率はシンボル間干渉（ＩＳＩ）を認めることによって向上させることができる。この向上を実現するために、送信機側のパラメータの設計並びに受信機側の検出アルゴリズムの開発及び誤り性能評価を実行することができる。

次に図２６を参照し、ＭＬＯ内の各層ＳＨ０〜ＳＨ２の、更に合成３層ＭＬＯに関するパワースペクトル密度を示す。２６０２はＳＨ０層のパワースペクトル密度を示し、２６０４はＳＨ１層のパワースペクトル密度を示し、２６０６はＳＨ２層のパワースペクトル密度を示し、２６０８は各層の合成パワースペクトル密度を示す。

次に図２７を参照し、各層のパワースペクトル密度並びに合成３層のパワースペクトル密度を対数スケールで示す。２７０２はＳＨ０層を表し、２７０４はＳＨ１層を表し、２７０６はＳＨ２層を表し、２７０８は合成層を表す。

次に図２８を参照し、帯域幅効率比較対帯域外減衰（ＸｄＢ）があり、量子レベルオーバーレイパルスの丸め間隔は［−６，６］であり、シンボルレートは１／６である。図２９も参照し、帯域幅効率比較対帯域外減衰（ＸｄＢ）が示されており、量子レベルオーバーレイパルスの丸め間隔は［−６，６］であり、シンボルレートは１／４である。

ＱＬＯ信号は、物理学者の専用のエルミート関数から生成される：

初期ハードウェア実装は

を使用し、彼の部分（his part）との一貫性を得るためにスペクトル効率に関係する全ての図中で

を使用することに留意されたい。

合成ＱＬＯ信号のローパス等価パワースペクトル密度（ＰＳＤ）をＸ（ｆ）とし、その帯域幅をＢとする。ここでは帯域幅を以下の基準のうちの１つによって定める。
ｄＢｃ単位のＡＣＬＲ１（第１の隣接チャネル漏洩比）は次式に等しい：

ｄＢｃ単位のＡＣＬＲ２（第２の隣接チャネル漏洩比）は次式に等しい：

帯域外パワー対総パワー比は次式で表される：

ｄＢｃ／１００ｋＨｚ単位の帯域端ＰＳＤは次式に等しい：

次に図３０を参照し、平方根二乗余弦方式及び多層オーバーレイ方式の両方に関するＡＣＬＲ１及びＡＣＬＲ２を用いた性能比較を示す。ＡＣＬＲ１を用いるＭＬＯ３００４に対し、線３００２はＡＣＬＲ１を用いる平方根二乗余弦３００２の性能を示す。加えて、ＡＣＬＲ２を用いる平方根二乗余弦３００６と、ＡＣＬＲ２を用いるＭＬＯ３００８との比較を示す。表ＡはＡＣＬＲを用いた性能比較を示す。

次に図３１を参照し、帯域外パワーを用いた平方根二乗余弦３１０２とＭＬＯ３１０４との性能比較を示す。次に表Ｂも参照し、帯域外パワーを用いたより詳細な性能比較を示す。

次に図３２を参照し、帯域端ＰＳＤを用いた平方根二乗余弦３２０２とＭＬＯ３２０４との性能比較を更に示す。性能比較のより詳細な例証を表Ｃに示す。

次に図３３及び図３４を参照し、送信サブシステム（図３３）及び受信機サブシステム（図３４）をより具体的に示す。トランシーバは、商業的に市販されている製品として入手可能な基本的な構成単位を使用して実現される。変調、復調、並びに専用のエルミート相関及び相関解除がＦＰＧＡボード上で実装される。受信機３４００のＦＰＧＡボード３４０２は周波数誤差を推定し、アナログ−デジタル（ＡＤＣ）ボード３４０６からのデータを読み取るために使用されるデータクロック（並びにデータ）を回復する。ＦＧＢＡボード３４００は、デジタルのＩチャネル及びＱチャネルの区分も行う。

送信機側３３００では、ＦＰＧＡボード３３０２が専用のエルミート相関ＱＡＭ信号並びにデジタル−アナログ（ＤＡＣ）ボード３３０４を制御するのに必要な制御信号を実現して、直接変換直交変調器３３０６内でのその後のアップコンバージョンのためのアナログＩ＆Ｑベースバンドチャネルを生成する。直接変換直交変調器３３０６は、発振器３３０８から発振器信号を受信する。

ＡＤＣ３４０６は、３４１０から発振器信号を受信する直交復調器３４０８からＩ＆Ｑ信号を受信する。

通信は短距離上で行われるので、送信機内のパワー増幅器も受信機内のＬＮＡも使用しない。２．４〜２．５ＧＨｚ（ＩＳＭ帯）の周波数帯が選択されているが、任意の対象周波数帯を利用することができる。

ＭＩＭＯは、幾らかの増分のスペクトル効率を実現するためにダイバーシティを使用する。アンテナからの信号のそれぞれが、独立した直交チャネルとして働く。ＱＬＯではスペクトル効率の利得がシンボル内から生じ、各ＱＬＯ信号は任意の順列内で全て互いに直交するので独立なチャネルとして働く。しかし、ＱＬＯはプロトコルスタックの一番下（物理層）において実装されるので、プロトコルの上位レベル（即ちトランスポート）における如何なる技術もＱＬＯと共に機能する。従って、全ての従来技法をＱＬＯと共に使用することができる。かかる技法は、フェージングに対処するためのレーク受信機及び等化器、時間分散に対処するための巡回プレフィックス挿入、並びにスペクトル効率を一層高めるためのビーム形成及びＭＩＭＯを使用する他の全ての技法を含む。

実用的な無線通信システムのスペクトル効率を検討するとき、潜在的に異なる実用的な帯域幅の定義により（更には実際の伝送信号の厳密に帯域制限されていない性質により）以下の手法がより適切である。

次に図３５を参照し、等価離散時間システムを検討し、そのシステムのシャノン容量を得る（Ｃｄと表記する）。離散時間システムに関して、例えばＡＷＧＮにおける従来のＱＡＭシステムではシステムが：
ｙ［ｎ］＝ａｘ［ｎ］＋ｗ［ｎ］
となり、但しａはチャネル利得及び振幅スケーリングを表すスカラであり、ｘ［ｎ］は単位平均エネルギを有する入力信号（ＱＡＭシンボル）であり（スケーリングはａに埋め込まれている）、ｙ［ｎ］は復調器（マッチフィルタ）の出力シンボルであり、インデックスｎは離散時間インデックスである。

対応するシャノン容量は：
Ｃ_ｄ＝ｌｏｇ_２（１＋｜ａ｜^２／σ^２）
であり、但しσ２は（複素次元内の）雑音分散であり、｜ａ｜２／σ２は離散時間システムのＳＮＲである。

第２に、採用した帯域幅定義（例えば−４０ｄＢｃの帯域外パワーによって定められる帯域幅）に基づいて帯域幅Ｗを計算する。離散時間内のサンプルに対応するシンボル持続時間（又はＣ_ｄ個のビットを伝送するのにかかる時間）がＴである場合、スペクトル効率は次式で得られる：
Ｃ／Ｗ＝Ｃ_ｄ／（ＴＷ）ｂｐｓ／Ｈｚ
ＡＷＧＮチャネル内の離散時間システムでは、ターボ符号又は同様の符号を使用することでシャノン限界Ｃ_ｄに非常に近い性能が得られる。使用するパルス形状に関わらず離散時間領域内のこの性能は同じである。例えば、ＳＲＲＣ（平方根二乗余弦）パルス又は矩形パルスを使用することは同じＣ_ｄ（又はＣ_ｄ／Ｔ）を与える。しかし、連続時間実用システムを検討するとき、ＳＲＲＣパルス及び矩形パルスの帯域幅は異なる。よくある実用的な帯域幅定義では、ＳＲＲＣパルスの帯域幅は矩形パルスの帯域幅よりも小さく、従ってＳＲＲＣの方が優れたスペクトル効率を与える。言い換えると、ＡＷＧＮチャネル内の離散時間システムでは改善の余地が殆どない。しかし、連続時間実用システムでは、スペクトル効率を改善する余地がかなりある可能性がある。

次に図３６を参照し、ＭＬＯ、修正ＭＬＯ（ＭＭＬＯ）、及び平方根二乗余弦（ＳＲＲＣ）のＰＳＤプロット（ＢＬＡＮＫ）を示す。図３６の例示から、ＭＬＯのより優れた局所化特性が示されている。ＭＬＯの利点は帯域幅である。図３６は、隣接チャネルへの干渉がＭＬＯでははるかに小さいことも示す。このことは、幾つかのチャネル及びシステムのスペクトル資源を管理し、割り当て、又はパッケージする際の追加の利点をもたらし、全体的なスペクトル効率を更に改善する。帯域幅が−４０ｄＢｃの帯域外パワーによって定められる場合、ＭＬＯ及びＳＲＲＣの帯域幅内ＰＳＤを図３７に示す。帯域幅の比率は約１．５３６である。このように、スペクトル効率を改善する余地はかなりある。

修正ＭＬＯシステムはブロック処理に基づき、各ブロックはＮ個のＭＬＯシンボルを含み、各ＭＬＯシンボルはＬ個の層を有する。図３８に示すように、ＭＭＬＯは異なるチャネルＳＮＲを有する並列（仮想）直交チャネルに変換することができる。出力は、ＭＭＬＯの等価離散時間並列直交チャネルを与える。

シンボル間干渉によって引き起こされるＭＬＯのパルス重複が、並列直交チャネル変換によって対処されていることに留意されたい。一例として、３層且つ４０シンボル／ブロックを有するＭＭＬＯの並列直交仮想チャネルのパワー利得を図３９に示す。図３９は、３層且つＴ_ｓｉｍ＝３のＭＭＬＯの並列直交チャネルのチャネルパワー利得を示す。注水解法（water filling solution）を適用することにより、固定伝送パワーの直交チャネルにわたる最適なパワー分布を得ることができる。ｋ番目の直交チャネル上の伝送パワーをＰ_ｋと表記する。するとＭＭＬＯの離散時間容量を次式によって与えることができ：

但しＫは、ＭＬＯ層の数、１ブロック当たりのＭＬＯシンボルの数、及びＭＬＯシンボルの持続時間に依存することに留意されたい。
［−ｔ_１，ｔ_１］によって定めるＭＬＯパルス持続時間、及びシンボル持続時間Ｔ_ｍｌｏについて、ＭＭＬＯのブロック長は次式で表される：
Ｔ_{ｂｌｏｃｋ}＝（Ｎ−１）Ｔ_ｍｌｏ＋２ｔ_１
採用した帯域幅定義（ＡＣＬＲ、ＯＢＰ、又はその他）に基づくＭＭＬＯ信号の帯域幅をＷ_ｍｍｌｏだと仮定し、ＭＭＬＯの実用的スペクトル効率は次式によって与えられる：

図４０〜図４１は、Ｎ＝４０シンボル／ブロック、Ｌ＝３層、Ｔ_ｍｌｏ＝３、ｔ_１＝８のＭＭＬＯと、［−８Ｔ，８Ｔ］の持続時間、Ｔ＝１、ロールオフファクタβ＝０．２２のＳＲＲＣとの、５ｄＢのＳＮＲにおけるスペクトル効率比較を示す。ＡＣＬＲ１（第１の隣接チャネル漏洩パワー比）及びＯＢＰ（帯域外パワー）に基づく２つの帯域幅定義を使用する。

図４２〜図４３は、Ｌ＝４層のＭＭＬＯのスペクトル効率比較を示す。特定の帯域幅定義に関するＭＭＬＯのスペクトル効率及び利得を以下の表に示す。

次に図４４及び図４５を参照し、ローパス等価ＭＭＬＯ送信機（図４４）及び受信機（図４５）の基本的なブロック図を示す。ローパス等価ＭＭＬＯ送信機４４００は、ブロックベースの送信機処理４４０４において幾つかの入力信号４４０２を受信する。送信機処理は信号をＳＨ（Ｌ−１）個のブロック４４０６に出力し、これらのブロックがＩ＆Ｑ出力を生成する。その後これらの信号は、伝送するために合成回路４４０８において全て合成される。

ベースバンド受信機（図４５）４５００内で受信信号が分離され、一連のマッチフィルタ４５０２に適用される。様々な出力ストリームを生成するために、マッチフィルタの出力がブロックベースの受信機処理ブロック４５０４に与えられる。

Ｎ個のＭＬＯシンボル（各ＭＬＯシンボルはＬ層からのＬ個のシンボルを搬送する）のブロックを検討されたい。この場合、１ブロックにＮＬ個のシンボルがある。ｃ（ｍ，ｎ）＝「ｎ番目のＭＬＯシンボルにおいてｍ番目のＭＬＯ層によって伝送されるシンボル」と定義する。ブロックのＮＬ個のシンボルの全てを列ベクトルとして次のように表記する：ｃ＝［ｃ（０，０），ｃ（１，０），．．．，ｃ（Ｌ−１，０），ｃ（０，１），ｃ（１，１），．．．，ｃ（Ｌ−１，１），．．．，ｃ（Ｌ−１，Ｎ−１）］Ｔ。この場合、長さＮＬの列ベクトルｙによって定めるＡＷＧＮチャネル内のその伝送ブロックに関する受信機マッチフィルタの出力はｙ＝Ｈｃ＋ｎとして与えることができ、但しＨは等価ＭＬＯチャネルを表すＮＬ×ＮＬ行列であり、ｎは相関ガウス雑音ベクトルである。

ＳＶＤをＨに適用することにより、Ｈ＝ＵＤＶＨが得られ、但しＤは特異値を含む対角行列である。Ｖを用いる送信機側の処理と受信機側の処理ＵＨとが、ＮＬ個の並列直交チャネルを有する等価システムを提供する（即ちｙ＝ＨＶｃ＋ｎ及びＵＨｙ＝Ｄｃ＋ＵＨｎ）。これらの並列チャネルの利得はＤの対角要素によって与えられる。これらの並列チャネルのチャネルＳＮＲは計算可能である。送信及び受信ブロックベース処理によって並列直交チャネルが得られ、従ってＩＳＩ問題が解決されたことに留意されたい。

これらの並列チャネルのチャネルＳＮＲは同じではないので、固定された総伝送パワーを所与とし、各チャネル上の伝送パワーを計算するために最適注水解法を適用することができる。この伝送パワー及び対応するチャネルＳＮＲを使用し、先の報告内で与えられる等価システムの容量を計算することができる。

フェージング、マルチパス、及びマルチセル干渉の問題
従来のシステム内でチャネルフェージングを抑制するために使用される技法（例えばダイバーシティ技法）はＭＭＬＯにも適用することができる。ゆっくりと変化するマルチパス分散チャネルでは、チャネルインパルス応答をフィードバックできる場合、それを上記の等価システムに組み込むことができ、それによりチャネルによって引き起こされるＩＳＩ及び意図的に投入されるＭＭＬＯＩＳＩに一緒に対処することができる。高速時変チャネルでは、又はチャネルフィードバックが不可能な場合、受信機においてチャネル等化を行う必要がある。ブロックベースの周波数領域等化が適用可能であり、オーバーサンプリングが必要になる。

ＭＭＬＯ及び従来のシステムについて同じ隣接チャネルパワー漏洩を考える場合、隣接セルの干渉パワーは両方のシステムでほぼ同じになる。干渉相殺技法が必要な場合、それらもＭＭＬＯのために開発することができる。

スコープ及びシステムの説明
この報告は、様々なシンボル間干渉レベルを有する付加白色ガウス雑音チャネル内のＭＬＯ信号のシンボル誤り率（又はシンボル誤謬率）の性能を示す。参考として、ＩＳＩなしの従来のＱＡＭの性能も含める。ＭＬＯの全ての層及び従来のＱＡＭについて同じＱＡＭサイズを検討する。

ＭＬＯ信号は物理学者の専用のエルミート関数から生成される：

但しＨｎ（αｔ）はｎ次のエルミート多項式である。実験セットアップで使用する関数は

に対応し、一貫性を得るためにこの報告では

を使用することに留意されたい。

上記の関数では、ｎ＝０〜２、０〜３、又は０〜９に対応する３層、４層、又は１０層のＭＬＯ信号を使用し、パルス持続時間（ｔの範囲）は［−８，８］である。

完全な同期を有するＡＷＧＮチャネルを考える。

受信機は如何なる干渉相殺、即ちマッチフィルタの出力におけるＱＡＭスライシングも有さないマッチフィルタ及び従来の検出器で構成される。

但しＴｐはパルス持続時間（検討中のセットアップでは１６）であり、Ｔｓｙｍは各ＭＬＯ層内のシンボルレートの逆数である。以下の表に検討中の事例を列挙する。

変調に用いる信号の導出
これを行うために、量子力学の形式に近い複素形式で信号振幅ｓ（ｔ）を表現するのが便利である。従って、複素信号は次式で表すことができる：
Ψ（ｔ）＝ｓ（ｔ）＋ｊσ（ｔ）
ここで、ｓ（ｔ）≡実数信号であり
σ（ｔ）＝虚数信号（直交）である

但しｓ（ｔ）及びσ（ｔ）は互いのヒルベルト変換であり、σ（ｔ）はｓ（ｔ）のｑｕｄｒａｔｕｒｅｓであるため、これらは同様のスペクトル成分を有する。つまりこれらが音波の振幅である場合、耳は一方の形を他方と区別することができない。

更にフーリエ変換の対を以下のように定義する：

Ψ^＊（ｔ）Ψ（ｔ）＝［ｓ（ｔ）］^２＋［σ（ｔ）］^２＋・・・≡信号パワー

更に全てのモーメントをＭ_０に正規化する：

するとモーメントは以下のようになる：

概して、信号ｓ（ｔ）は、ｓ（ｔ）に良く適合するように及びデータの表現として多項式の係数を使用するために、Ｎ次の多項式によって表されると考えることができる。これは、多項式の最初のＮ個の「モーメント」Ｍ_ｊがデータを表すように多項式を規定することに等しい。つまり多項式の係数の代わりにモーメントを使用することができる。別の方法は、時間の累乗（powers of time）の代わりに、１組のＮ個の直交関数ψ_ｋ（ｔ）に関して信号ｓ（ｔ）を拡張することである。ここではデータを直交拡張の係数だと考えることができる。そのような直交関数の１つのクラスは（フーリエ級数にあるような）正弦及び余弦関数である。

従って、直交関数Ψを使用して上記のモーメントを以下のモーメントで表すことができる：

同様に次式が成立する。

複素信号を使用しない場合は次式が成立する：

時間領域から周波数領域への平均値を表すには以下の代入を行う：
ψ（ｆ）→Ψ（ｔ）

これらは古典的な運動量が演算子になる量子力学における幾らか神秘的な規則と等価である：

従って上記の代入を用いて次式が得られる：

及び

今度は実効持続時間及び実効帯域幅を以下のように定めることができる：

しかし以下のことが分かっている：

以下の代入を行えば単純化することができる：

以下のことも分かっている：
（Δｔ）^２（Δｆ）^２＝（ΔｔΔｆ）^２
従って次式が成立する：

ここで、

の代わりに等式

を強制し、どの信号が等式を満たすのかを調べることに関心がある。固定帯域幅Δｆを所与とし、最も効率的な伝送は時間帯域幅積

を最小化するものである。所与の帯域幅Δｆについて、最小時間で伝送を最小化する信号はガウスエンベロープである。しかし、実効帯域幅ではなく全帯域幅ｆ_２−ｆ_１が常に与えられることが多い。ここで、このチャネルを介して最短実効時間内に伝送可能な信号形状は何か。また実効持続時間は何か。

但し範囲ｆ_２−ｆ_１の外ではψ（ｆ）はゼロである。

最小化を行うために変分法（ラグランジュ乗数法）を使用する。分母は定数であり、従って分子を以下のように最小化するだけで良いことに留意されたい：

第１項

第２項

両項

これは以下のときに且つそのときに限って可能である：

これの解は以下の形式のものである：

ここで、波が無限遠で消失するが、依然として最小時間帯域幅積を満たすことを要求した場合：

すると調和発振器の波動方程式が得られる：

これは以下の場合に限って無限遠で消失する：
λ＝α（２ｎ＋１）

但しＨ_ｎ（τ）はエルミート関数であり、次式が成立する：

そのためエルミート関数Ｈ_ｎ（τ）は、１／２、３／２、５／２，．．．（最小情報量子として１／２）の情報ブロックを占める。

スクイーズド状態
ここで、ディラック代数の量子力学手法を使用して最も一般化された形式で完全な固有関数を導出する。以下の演算子を定義することから始める：

［ｂ，ｂ^＋］＝１
ａ＝λｂ−μｂ^＋
ａ^＋＝λｂ^＋−μｂ
ここで、Δｘ及びΔｐを以下のように定義する準備ができた：

次に異なるようにパラメータ化し、２つの変数λ及びμの代わりに、以下のように１つの変数ξだけを使用する：
λ＝ｓｉｎｈξ
μ＝ｃｏｓｈξ
λ＋μ＝ｅ^ξ
λ−μ＝−ｅ^−ξ
ここで、スクイーズド事例の固有状態は以下の通りである：
ｂ｜β〉＝β｜β〉
（λａ＋μａ^＋）｜β〉＝β｜β〉
ｂ＝ＵａＵ^＋

Ｕ^＋（ξ）ａＵ（ξ）＝ａｃｏｓｈξ−ａ^＋ｓｉｎｈξ
Ｕ^＋（ξ）ａ^＋Ｕ（ξ）＝ａ^＋ｃｏｓｈξ−ａｓｉｎｈξ
今度はスクイーズド演算子を考えることができる：
｜α，ξ〉＝Ｕ（ξ）Ｄ（α）｜０〉

Ｐ（ｎ）の分布について次式が得られる：
Ｐ（ｎ）＝｜〈ｎ｜｜β，ξ〉｜^２

従って最終的な結果は下記の通りである：

自由空間通信
本明細書で上記に記載した光角運動量処理及び多層オーバーレイ変調技法が光ネットワークフレームワーク内で有用だと分かり得る追加の構成は、自由空間光通信の通信との使用である。自由空間光通信システムは、システム間の改善された隔離、受信機／送信機のサイズ及びコスト、ＲＦ免許法律の欠如から、並びに空間、照明、及び通信を同じシステム内に組み合わせることによって、従来のＵＨＦＲＦベースのシステムに勝る幾つかの利点を提供する。次に図４６を参照し、自由空間通信システムの動作の一例を示す。自由空間通信システムは、自由空間光通信受信機４６０４に光ビーム４６０６を伝送する自由空間光通信送信機４６０２を利用する。光ファイバネットワークと自由空間光ネットワークとの主な違いは、情報ビームが光ファイバケーブル上ではなく自由空間を介して伝送されることである。かかる伝送形態は幾つかのリンクの問題を引き起こす（以下でより完全に論じる）。自由空間光通信は、目に見えない光ビームを使用して送信機４６０２と受信機４６０４との間で２．５Ｇｂｐｓまでのデータ、音声、及びビデオ通信を送受信することができる光帯域幅接続を提供する見通し線技術である。自由空間光通信は、光ファイバケーブルを使用すること以外は光ファイバと同じ概念を使用する。自由空間光通信システムは、光スペクトルの下端にある赤外（ＩＲ）スペクトル内の光ビーム４６０６を提供する。とりわけ光信号は、波長に関して３００ギガヘルツから１テラヘルツの範囲内にある。

現存の自由空間光通信システムは、２．５キロメートルまでの距離において１０ギガビット／秒までのデータレートを提供可能である。宇宙空間では自由空間光通信の通信距離が現在は数千キロメートル程度だが、光学望遠鏡をビームエキスパンダとして使用して数百万キロメートルの惑星間距離を橋渡しする潜在能力を有する。２０１３年の１月にＮＡＳＡは、レーザを使用しておおよそ２４０，０００マイル離れたルナーリコネサンスオービタ（ＬｕｎａｒＲｅｃｏｎｎａｉｓｓａｎｃｅＯｒｂｉｔｅｒ）にモナリザの画像を送出した。大気の干渉を補償するために、コンパクトディスク内で使用されるのと同様の誤り訂正符号アルゴリズムが実装された。

光通信の距離の記録は、宇宙探査機によるレーザ光の検出及び放射を伴う。メッセンジャー（ＭＥＳＳＥＮＧＥＲ）宇宙船に搭載された水星レーザ高度計器具によって通信の双方向距離の記録が確立された。水星オービタミッションのためのレーザ高度計として設計されたこの赤外ダイオードネオジウムレーザは、２００５年５月の接近通過で宇宙船が地球に近づいたとき、おおよそ１５，０００，０００マイル（２４，０００，０００キロメートル）の距離にわたって通信することができた。前の記録はガリレオ探査機による地球からのレーザ光の単方向検出によって作られており、１９９２年に２つの地上レーザがアウトバウンドの探査機によって６，０００，０００キロメートルから観測された。研究者らはインドアローカルエリアネットワーク通信のための白色ＬＥＤベースの空間照明システムを使用した。

次に図４７を参照し、本開示による軌道角運動量及びマルチレベルオーバーレイ変調を用いる自由空間光通信システムのブロック図を示す。ファイバ上で伝送されることに加え、ＯＡＭねじれ信号は自由光学を使用して伝送することもできる。この場合、伝送信号はＦＳＯトランシーバ４７０４のそれぞれにおいて送信回路４７０２内で生成される。自由空間光通信技術はＦＳＯベースの光無線ユニット間の接続性に基づき、ＦＳＯベースの光無線ユニットは、全二重オープンペア及び双方向クローズドペアリング能力を提供するための送信機４７０２及び受信機４７０６を有する光トランシーバ４７０４でそれぞれ構成される。各光無線トランシーバユニット４７０４は、情報を受信する別のレンズ４７１０に大気を通して光を伝送するための光源４７０８とレンズ又は望遠鏡４７１０とを更に含む。このとき、受信側のレンズ又は望遠鏡４７１０が光ファイバ４７１２を介して高感度受信機４７０６に接続される。送信側のトランシーバ４７０４ａ及び受信側のトランシーバ４７０４ｂは互いへの見通し線を有する必要がある。樹木、建物、動物、及び大気条件は、全てこの通信媒体に必要な見通し線を妨げ得る。見通し線は極めて重要なので、一部のシステムはビーム広がり又は拡散ビーム手法を使用し、かかる手法は全体的な信号品質に著しい影響を与えることなしに相当な見通し線の干渉に耐える広視野を含む。本システムは自動追跡機構４７１４も備えることができ、自動追跡機構４７１４はトランシーバが高い建物又は他の揺れる構造物に設置される場合でさえ強く集束されたビームを受信側のトランシーバ３４０４ｂ上で維持する。

光源４７０８と共に使用される変調光源は、典型的にはシステムの全ての送信機機能を決定する伝送光信号を与えるレーザ又は発光ダイオード（ＬＥＤ）である。受信機４７０６内の検出器の感度だけが全体のシステム性能において同等に重要な役割を果たす。電気通信目的では、２０メガビット／秒から２．５ギガビット／秒で変調可能なレーザだけが現在の市場の需要を満たすことができる。加えて、装置がどのように変調されるのか、及びどの程度の変調パワーが生成されるのかの両方が装置の選択にとって重要である。７８０〜８５０ｎｍ及び１５２０〜１６００ｎｍのスペクトル帯のレーザが周波数要件を満たす。

市販のＦＳＯシステムは７５０ｎｍから１６００ｎｍの近赤外波長範囲内で動作し、幾らかのシステムが１０，０００ｎｍの赤外波長で動作するように開発されている。大気を通って移動するときの光エネルギの物理特性及び伝送特性は可視波長範囲及び近赤外波長範囲の全体にわたって同様だが、特定のシステムについてどの波長が選択されるのかに影響を及ぼす幾つかの要因は除く。

可視波長及び近赤外波長内では大気の透過性が高いと考えられる。しかし、特定の波長又は波長帯は極端な吸収を被る場合がある。近赤外波長では、澄んだ気象条件の下でも大気の固有部分である水粒子（即ち湿度）に主に応じて吸収が発生する。７００〜１０，０００ｎｍの波長範囲内にはほぼ透過的な（即ち０．２ｄＢ／キロメートル未満の減衰を有する）幾つかの伝送窓がある。これらの波長は特定の中心波長の周りに位置し、自由空間光通信システムの大多数は７８０〜８５０ｎｍ及び１５２０〜１６００ｎｍの窓内で動作するように設計される。

７８０〜８５０ｎｍの範囲内の波長は自由空間光通信の動作に適しており、この範囲内では更に高いパワーのレーザ光源が動作し得る。７８０ｎｍでは安価なＣＤレーザを使用することができるが、これらのレーザの平均寿命が問題となり得る。これらの問題はレーザをその最大定格出力パワーの数分の一で実行することによって対処することができ、それによりレーザの寿命が大幅に延びる。８５０ｎｍの周辺で、光源４７０８は容易に入手可能でありネットワーク伝送機器内で一般に使用される安価で高性能な送信機及び検出器コンポーネントを含み得る。光源４７０８内では、高感度シリコン（ＳＩ）アバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）検出器技術及び高度な面発光レーザ（vertical cavity emitting laser）が利用され得る。

ＶＣＳＥＬ技術は７８０ｎｍから８５０ｎｍの範囲内での動作に使用することができる。この技術の潜在的な不利点は暗視スコープの使用によるビーム検出を含むが、この技法を使用して感知光ビームを復調することは依然としてできない。

１５２０〜１６００ｎｍの範囲内の波長は自由空間伝送に良く適しており、光源ブロック４７０８内で使用するための高品質の送信機及び検出器コンポーネントが容易に入手可能である。この波長範囲内の低減衰とコンポーネントの高可用性との組合せは、波長分割多重（ＷＤＭ）自由空間光通信システムの発展を可能にする。しかし、８５０ｎｍの波長でオペレータ（operator）、シリコンアバランシェフォトダイオード検出器と比較した場合、コンポーネントは概してより高価であり、検出器は典型的にはより鈍感であり受信面積が小さい。これらの波長は、高パワー（５００ミリワット超）且つ高データレート（２．５ギガバイト／秒超）のシステムにとって重要なエルビウム添加ファイバ増幅器技術に適合する。同じ肉眼安全区分について、１５２０〜１６００ｎｍの波長では７８０〜８５０ｎｍの波長で伝送可能なパワーの５０倍から６５倍のパワーを伝送することができる。これらの波長の不利点は、暗視スコープでビームを検出できないことを含む。暗視スコープは、位置合わせ回路４７１４によってビームを位置合わせするために使用することができる１つの技法である。クラス１レーザは、ビーム内観察のための光学機器の使用を含む合理的に予見可能な動作条件下では安全である。クラス１システムは、制限なしに任意の場所に設置可能である。

別の潜在的な光源４７０８はクラス１Ｍレーザを含む。クラス１Ｍレーザシステムは３０２．５ｎｍから４０００ｎｍの波長範囲内で動作し、合理的に予見可能な条件下では安全だが、利用者がビーム経路の一部の中で光学機器を使用する場合は危険であり得る。結果として、クラス１Ｍシステムは、光学補助具の安全ではない使用を防止することができる位置にのみ設置すべきである。光源４７０８に使用することができるクラス１レーザ及びクラス１Ｍレーザ両方の様々な特性の例を以下の表Ｇに示す。

１０，０００ｎｍの波長は商用の自由空間光通信市場にとって比較的新しく、より優れた霧透過能力のために開発されている。この特性は霧の種類及び持続時間に強く依存するので、現在それらの特性に関してかなりの議論が存在する。電気通信機器内で通常は使用されないので、１０，０００ｎｍの波長では入手可能なコンポーネントが殆どない。加えて１０，０００ｎｍのエネルギはガラスを貫通しないので、窓の背後への配備には不向きである。

これらの波長窓内で、ＦＳＯシステムは以下の特性を有するべきである。システムは、より高いパワーレベルで動作する能力を有するべきであり、これは長距離ＦＳＯシステムの伝送にとって重要である。システムは高速変調を行う能力を有するべきであり、これは高速ＦＳＯシステムにとって重要である。システムは小さい設置面積と少ない電力消費量とを可能にすべきであり、これはシステム全体の設計及び維持にとって重要である。屋外システムに有用であることを証明できるように、システムは大幅な性能劣化なしに幅広い温度範囲にわたって動作する能力を有するべきである。加えて、平均故障間隔は１０年を超えるべきである。現存のＦＳＯシステムは、短い赤外波長範囲内での動作にＶＣＳＥＬＳを、長い赤外波長範囲内での動作にファブリペロー又は分布帰還型レーザを概して使用する。他の幾つかのレーザの種類が高性能のＦＳＯシステムに適する。

軌道角運動量処理及び多層オーバーレイ変調を使用する自由空間光通信システムは幾つかの利点をもたらす。このシステムは非常に便利である。自由空間光通信は、ラストマイル接続に対する無線ソリューション又は２つの建物間の接続を提供する。ファイバケーブルを掘ったり埋めたりする必要はない。自由空間光通信はＲＦ免許も必要としない。このシステムはアップグレード可能であり、そのオープンインタフェースは様々なベンダからの機器をサポートする。このシステムは窓の背後に配備することができ、高価な屋上の権利の必要性をなくす。このシステムは無線周波数の干渉又は飽和にも影響されない。このシステムはかなり高速でもある。このシステムは２．５ギガビット／秒のデータスループットを提供する。かかるデータスループットは２つのサイト間でファイルを転送するのに十分な帯域幅を与える。ファイルのサイズが増すにつれて、自由空間光通信はそれらのファイルを効率的に転送するのに必要な帯域幅を提供する。

自由空間光通信は安全な無線ソリューションも提供する。レーザビームは、スペクトル分析器又はＲＦメータでは検出することができない。ビームは不可視であり、そのことはビームを見つけにくくする。データを送受信するために使用されるレーザビームは非常に細い。つまり伝送されているデータを傍受することはほぼ不可能である。この傍受を実現できるようにするには、受信機と送信機との間の見通し線内に人がいる必要がある。見通し線内にいることが生じた場合、そのことは接続が失われていることを受信側のサイトに警告する。従って、自由空間光通信システムには最低限のセキュリティアップグレードが必要になる。

しかし、自由空間光通信システムには幾つかの弱点がある。自由空間光通信システムの距離は非常に限られている。現在動作している距離は約２キロメートル以内である。自由空間光通信システムは大きなスループットを有する強力なシステムだが、距離が制限されることは本格的な実装にとって大きな障害となる。加えて、伝送中の全ての時点において見通し線が維持されることを全てのシステムが必要とする。環境的なものだろうが動物だろうが如何なる障害物も伝送を妨げ得る。自由空間光通信技術は、自由空間光通信システムの性能容量に影響を及ぼし得る大気の変化に対処するように設計されなければならない。

自由空間光通信システムに影響を及ぼす可能性があるものは霧である。濃い霧は、自由空間光通信システムの動作に対する主な試練である。雨及び雪は自由空間光通信技術に殆ど影響を及ぼさないが、霧はそうではない。霧は直径数百ミクロンしかない水滴で構成される蒸気だが、吸収、散乱、及び反射の組合せによって光の特性を修正し又は光の通過を完全に遮る可能性がある。自由空間光通信ベースの無線製品を配備するときに霧に対処するための主な対応策は、ＦＳＯリンク距離を短くし、ネットワークの冗長性を追加するネットワーク設計によるものである。

吸収は別の問題である。吸収は地表大気内の浮遊水分子が光子を消滅させるとき生じる。吸収は自由空間光通信ビームのパワー密度の低下（減衰）を引き起こし、システムの可用性に直接影響する。吸収は一部の波長で他の波長よりも容易に起こる。しかし、大気条件に基づく適切なパワーを使用すること及び空間ダイバーシティ（ＦＳＯベースユニット内の複数のビーム）を使用することは、要求されるネットワークの可用性レベルを維持するのを助ける。

太陽干渉も問題である。自由空間光通信システムは、高感度受信機を大口径レンズと組み合わせて使用する。その結果、自然の背景光が自由空間光通信信号の受信と潜在的に干渉し得る。これは強い太陽光に関連する高レベルの背景放射がある場合に特に当てはまる。一部の例では、太陽が受信機の視野内にあるとき、直射日光が数分間にわたってリンクの停止をケースし得る（may case）。しかし、直接太陽照射の影響を受信機が最も受けやすい時間は容易に予測することができる。機器の直接暴露が不可避である場合、受信機の視野を狭めること及び／又は狭帯域光フィルタを使用することでシステムの性能を改善することができる。ガラス面から反射する太陽光によって生じる干渉もあり得る。

散乱の問題も接続の可用性に影響し得る。散乱は波長が散乱体と衝突するとき発生する。散乱体の物理的なサイズが散乱の種類を決定する。散乱体が波長より小さい場合、その散乱はレイリー散乱として知られる。散乱体が波長に匹敵するサイズである場合、その散乱はミー散乱として知られる。散乱体が波長よりもはるかに大きい場合、その散乱は非選択的散乱として知られる。吸収とは異なり散乱ではエネルギ損失がなく、長距離にわたるビーム強度の著しい低下を有し得るエネルギの方向的再分配だけがある。

飛んでいる鳥や建設クレーン等の物理的障害物も単一ビーム自由空間光通信システムを一時的にブロックし得るが、これは短い中断しか引き起こさない傾向がある。障害物が移動すると伝送は容易且つ自動的に再開される。光無線製品は一時的なアブストラクション（abstractions）並びに他の大気条件に対処してより優れた可用性をもたらすために、マルチビーム（空間ダイバーシティ）を使用する。

建物の移動は、受信機と送信機との位置合わせを狂わせる場合がある。自由空間光通信ベースの光無線商品は、接続性を維持するために発散ビームを使用する。追跡機構と組み合わせると、マルチビームＦＳＯベースのシステムは一層優れた性能及び設置の単純さの向上をもたらす。

シンチレーションは、様々なエアポケット間の温度差を作り出す地球又は人工装置（暖房ダクト等）に源を発する加熱された空気によって引き起こされる。シンチレーションは、自由空間光通信ベースの受信機端における「イメージダンシング（image dancing）」につながる信号振幅の揺らぎを引き起こし得る。このシンチレーションの影響は「屈折乱流」と呼ばれる。屈折乱流は光ビームに対して主に２つの効果を引き起こす。ビームワンダは、ビーム程の大きさの乱流渦によって引き起こされる。ビームの開きは、大気を伝搬するときの光ビームの開きである。

次に図４８Ａから図４８Ｄを参照し、光リンク内のより高いデータ容量を実現するために、複数のデータチャネルを多重化することによる更なる自由度を活用する必要がある。更に、２つの異なる直交多重化技法を一緒に使用する能力は、システム性能を劇的に高め帯域幅を増やす潜在性がある。

この可能性を活用し得る１つの多重化技法は、軌道角運動量（ＯＡＭ）を用いるモード分割多重（ＭＤＭ）である。ＯＡＭモードは、その波面においてｅ^ｉｌψの位相項を有する自由空間光通信システム又は光ファイバシステム内のレーザビームを指し、但しψは方位角であり、ｌはＯＡＭ値（トポロジカルチャージ）を決定する。概して、ＯＡＭモードは「ドーナツのような」輪状の強度分布を有する。様々なＯＡＭ値を搬送する複数の空間的な同じ場所に配置されたレーザビームは互いに直交し、同じ波長上で複数の独立したデータチャネルを伝送するために使用することができる。結果として、システム容量及びビット／Ｓ／Ｈｚに換算したスペクトル効率を劇的に高めることができる。ＯＡＭを用いる自由空間通信リンクは、１００Ｔビット／容量をサポートし得る。図４８Ａから図４８Ｄに示すこれを実装するための様々な技法は、各波長上の複数の異なるＯＡＭ値４８０４を有する複数のビームの組合せ４８０２を含む。従って、ビーム４８０２はＯＡＭ値であるＯＡＭ１及びＯＡＭ４を含む。ビーム４８０６はＯＡＭ値２及びＯＡＭ値５を含む。最後に、ビーム４８０８はＯＡＭ３の値及びＯＡＭ６の値を含む。次に図４８Ｂを参照し、正のＯＡＭ値４８１２及び負のＯＡＭ値４８１４の両方を有する、ＯＡＭ値４８１２の第１のグループを用いる単一ビーム波長４８１０を示す。同様にＯＡＭ２の値は、同じ波長４８１０上の正値４８１６及び負値４８１８を有し得る。

図４８Ｃは、ＯＡＭ値の偏波多重を有する波長４８２０の使用を示す。波長４８２０上には複数のＯＡＭ値４８２２が多重化され得る。ＯＡＭ値に左旋偏波又は右旋偏波を適用することによって利用可能なチャネル数を更に増やすことができる。最後に、図４８Ｄは複数のＯＡＭ値を有する波長に関する同心円状の輪の２つのグループ４８６０、４８６２を示す。

波長分布多重（ＷＤＭ：wavelength distribution multiplexing）は、光ファイバシステム及び自由空間通信システムの両方で光通信容量を改善するために広く使用されている。ＯＡＭモード多重及びＷＤＭは互いに直交し、そのためシステム容量の劇的な増加を実現するためにそれらを組み合わせることができる。次に図４９を参照し、各ＷＤＭチャネル４９０２が多くの直交ＯＡＭビーム４９０４を含むシナリオを示す。このように、波分割多重を伴う軌道角運動量の組合せを使用することで、容量に対する通信リンク内の著しい向上を実現することができる。

現在の光通信アーキテクチャは、かなりのルーティングの課題を有する。自由空間光通信システムと共に使用するためのルーティングプロトコルは、自由空間光通信システム内での光通信のための見通し線の要件を考慮に入れる必要がある。従って自由空間光通信ネットワークは、センサがマルチホップ経路により自らのデータをクラスタヘッド経由で基地局にルーティングする、有向階層型ランダムセクタ幾何学的グラフとしてモデリングする必要がある。これは局所的な近傍を発見するための新しく効率的なルーティングアルゴリズムであり、基地局アップリンク及びダウンリンク発見アルゴリズムである。このルーティングプロトコルは、現在の技法及びアーキテクチャ内で使用されるオーダーＯ（ｎ）に対し、各ノードにおいてオーダーＯｌｏｇ（ｎ）の記憶域を必要とする。

現在のルーティングプロトコルは、リンク状態、距離ベクトル、経路ベクトル、又はソースルーティングに基づいており、それらはこの新たなルーティング技法とかなり異なる。第１に、現在の技法はリンクの一部が双方向だと想定する。このことは全てのリンクが単方向である自由空間光通信ネットワークには該当しない。第２に、現在の多くのプロトコルはアドホックネットワーク向けに設計されており、アドホックネットワークではルーティングプロトコルが複数のノードの任意の対の間のマルチホップ通信をサポートするように設計される。センサネットワークの目標はセンサの読取値を基地局にルートすることである。従って、主要なトラフィックパターンがアドホックネットワーク内のものと異なる。センサネットワークでは、ノードから基地局への、基地局からノードへの、及び局所的な近傍の通信が主に使用される。

近年の研究は単方向リンクの効果を検討し、様々な要因によりリンク及び無線アドホックネットワークのうちの５パーセントから１０パーセントもの数が単方向だと報告した。ＤＳＤＶやＡＯＤＶ等のルーティングプロトコルは逆経路技法を使用し、そのような単方向リンクを暗に無視し、従ってこのシナリオには関係しない。ＤＳＲ、ＺＲＰ、又はＺＲＬ等の他のプロトコルは、単方向リンクを検出し、そのリンクに双方向アブストラクションを提供することによって単方向性に対応するように設計され又は修正されている。次に図５０を参照し、単方向性を扱うための最も単純且つ最も効率的な解決策はトンネリングであり、トンネリングではトンネルを確立するためにリバースバックチャネル上で双方向リンクを使用することにより単方向リンクについて双方向性をエミュレートする。トンネリングは更に、単方向リンク上で受信されるトンネリングされたパケットのためのリンク層肯定応答を単にプレスすることにより、肯定応答パケットの集中とルーピングも防ぐ。しかし、トンネリングは単方向リンクを殆ど有さない主に双方向のネットワーク内で上手く機能する。

自由空間光通信ネットワーク等の単方向リンクしか使用しないネットワーク内では、図５０及び図５１に示すようなシステムの方が適用可能である。単方向ネットワーク内のノードは、ノード５０００から単一の定義された方向に伝送する指向性送信（directional transmit）５００２を利用する。加えて各ノード５０００は、任意の方向からノードに到来する信号を受信可能な全方向性受信機５００４を含む。更に、ここで及び上記で論じたように、ノード５０００は０ｌｏｇ（ｎ）記憶域５００６も含む。従って各ノード５０００は単方向通信リンクだけを提供する。このようにして、図５１に示すような一連のノード５１００が他の任意のノード５１００と単方向通信し、相互接続されたノードの配列によって或るデスク位置から別のデスク位置へと通信を転送することができる。

トポロジカルチャージは、線形偏波又は円偏波のために波長に多重化することができる。線形偏波の場合、トポロジカルチャージは垂直及び水平偏波上で多重化されることになる。円偏波の場合、トポロジカルチャージは左円偏波及び右円偏波上で多重化されることになる。

トポロジカルチャージは、図１７Ｅに示すような螺旋位相板（ＳＰＰ）、位相マスクホログラム、又は空間光変調器（ＳＬＭ）を使用して（特定のトポロジカルチャージと共にビームのねじれをもたらす適切に変化する屈折率を作り出すＳＬＭ上の電圧調節によって）作り出すことができる。様々なトポロジカルチャージを作り出し、一緒に多重化し、非多重化してチャージを分離することができる。

螺旋位相板が平面波（ｌ＝０）を特定のヘリシティのねじれ波（即ちｌ＝＋１）に変換できるように、四分の一波長板（ＱＷＰ）は線形偏波（ｓ＝０）を円偏波（即ちｓ＝＋１）に変換することができる。

クロストーク及びマルチパス干渉は、多入力多出力（ＭＩＭＯ）を使用して低減することができる。

チャネル障害の殆どは制御チャネル又はパイロットチャネルを使用して検出することができ、アルゴリズム的技法（閉ループ制御系）を使用して補正することができる。

トポロジカルチャージをＲＦ並びに自由空間光通信にリアルタイムで多重化することは、冗長性及びより優れた容量をもたらす。大気擾乱又はシンチレーションによるチャネル障害が情報信号に影響を及ぼす場合、自由空間光通信とＲＦとをリアルタイムで切り替えることができる。この手法は、自由空間光通信並びにＲＦ信号の両方でねじれ波を依然として使用する。チャネル障害の殆どは制御チャネル又はパイロットチャネルを使用して検出することができ、アルゴリズム的技法（閉ループ制御系）を使用して、又はＲＦと自由空間光通信とを切り替えることによって補正することができる。

図５２に示す更なる実施形態では、ＲＦ信号及び自由空間光通信の両方をデュアルＲＦ・自由空間光通信機構５２０２内で実装することができる。デュアルＲＦ・自由空間光通信機構５２０２は、マルチレベルオーバーレイ変調と共に軌道角運動量が加えられた光波を伝送する自由空間光通信投影部５２０４と、ＲＦ信号５２１０上で軌道角運動量及び多層オーバーレイと共に情報を伝送するのに必要な回路を含むＲＦ部５２０６とを含む。デュアルＲＦ・自由空間光通信機構５２０２は、自由空間光通信信号５２０８とＲＦ信号５２１０との間で動作条件に応じてリアルタイムで多重化され得る。或る状況では、データを伝送するのに自由空間光通信信号５２０８が最適である。別の状況では自由空間光通信信号５２０８を利用できず、データを伝送するのにＲＦ信号５２１０が最適である。デュアルＲＦ・自由空間光通信機構５２０２は、利用可能な動作条件に基づいてこれらの２つの信号をリアルタイムで多重化することができる。

次に図５３を参照し、ＶＣＳＥＬ５３０２を示す。窓の外側に１つのＶＣＳＥＬ５３０２が位置し、第２のＶＣＳＥＬが窓の内側に位置するので、一方のＶＣＳＥＬから他方のＶＣＳＥＬに与えられる光送信リンクを位置合わせするための何らかのやり方がなければならない。この位置合わせを実現できる１つのやり方は、ＶＣＳＥＬ５３０２上の複数の場所に位置合わせ穴５３０４を設けることによって実現され得る。図５３に示す実施形態では、位置合わせ穴５３０４がＶＣＳＥＬ５３０２のそれぞれの角に位置する。第１のＶＣＳＥＬ５３０２ａを第２のＶＣＳＥＬ５３０２ｂと位置合わせするために、これらの位置合わせ穴５３０４を図５４に示すやり方で使用する。従って、ＶＣＳＥＬ５３０２ａ及びＶＣＳＥＬ５３０２ｂのそれぞれの角に位置する位置合わせ穴５３０４のそれぞれを視覚的に位置合わせすることにより、ＶＣＳＥＬ内の光送信回路を位置合わせすることができる。

図５３に関して示す外部電源入力を使用するのではなく、図５５に示すように他のやり方で窓に位置するＶＣＳＥＬ５３０２にパワーを与えることができる。図５３は、窓又は壁５３０４の内部にあるＶＣＳＥＬ５３０２と窓又は壁の外部に位置するＶＣＳＥＬ５３０６とを示す。何らかの種類の入力接続によって内部のＶＣＳＥＬ５３０２にパワー５３０８を直接与える。内部のＶＣＳＥＬ５３０２内のパワー結合装置５３１０が、外部のＶＣＳＥＬ５３０６内の同様のパワー結合装置５３１２と結合する。ＶＣＳＥＬの５３０２及び５３０４が透明窓上に位置する場合、光誘導体又は他の種類の光パワー結合器をパワー結合装置５３１０及び５３１２に利用することができる。ＶＣＳＥＬの５３０２及び５３０４が不透明な壁の両側に位置する場合、コイルやドクタ（doctors）等の誘導結合装置をパワー結合装置５３１０、５３１２に使用することができる。このようにして、パワー結合装置５３１０がパワー結合装置５３１２にパワーを与えて外部のＶＣＳＥＬ５３０６にパワーを与える。

次に図５６を参照し、窓又は壁を介して信号を伝送するためにＶＣＳＥＬを使用するのではなく、ホーンアンテナ又は円錐アンテナを使用する代替的実施形態を示す。信号が窓／壁を介して伝送することによって引き起こされる損失を克服するために、ホーンアンテナによって伝送される信号を伝送のために増幅する。この装置は、穴あけを一切必要とすることなしに窓又は壁を通る光トンネル又はＲＦトンネルを提供する。ミリ波伝送システム５６０２は、窓又は壁５６０６の外部に位置する外側部分５６０４と、壁又は窓の内部に位置する内側部分５６０８とを含む。外側部分５６０４は、外部ソースに信号を送受信するためのアンテナ５６１０を含む。好ましい実施形態では、このアンテナが２８ＧＨｚアンテナを含む。但し、他のアンテナ動作帯域幅が利用されても良いことを当業者なら理解されよう。

送受信される信号は、２８ＧＨｚサーキュレータ５６１２において処理する。サーキュレータ５６１２は外側部分５６０４内で３つのポートを切り替えるためのＲＦスイッチを含み、優れた絶縁を有する。サーキュレータ５６１２内では、ポート２において入力される信号はポート３において出力され、ポート１において入力される信号はポート２に出力される。従って、アンテナ５６１０が受信する信号はサーキュレータ５６１２のポート２に与えられ、ポート３に出力される。ポート３の信号をパワー増幅器５６１４の入力に与える。同様にパワー増幅器５６１６の出力を入力ポート１に接続し、それによりアンテナ５６１０によって伝送するために伝送しようとする信号をサーキュレータ５６１２のポート２に与える。

パワー増幅器５６１２は、窓又は壁を介して伝送するために信号強度をブーストする。パワー増幅器５６１４から出力される信号をホーンアンテナ５６１８に与える。ホーンアンテナ５６１８は、窓又は壁５６０６を介してパワー増幅器５６１４から受信側のホーンアンテナ５６２０に与えられるＲＦ信号に伝送する。ホーンアンテナは、２４ＧＨｚからｅバンドまでの幅広い周波数帯上で送受信することができる。この範囲内で、ホーンアンテナのための特定の動作帯域が利用される。これらの帯域は、これだけに限定されないが２４ＧＨｚ帯、２８ＧＨｚＡ１帯、２８ＧＨｚＢ１、Ａ３、及びＢ２帯、３１ＧＨｚ帯、並びに３９ＧＨｚ帯を含む。例えば１０ｄＢや２０ｄＢの利得を与えるために、ホーンアンテナは様々なサイズのものとすることもできる。

受信信号は、復調するためにホーンアンテナ５６２０から復調器回路５６２２に出力する。復調器５６２２は、アンテナ５６２０から受信信号を受信することに加えて、位相同期ループ／局所発振器５６２４から出力される信号を受信する。位相同期ループ／局所発振器５６２４はクロック生成回路５６２６に応じて制御される。デジタル出力を生成するために、復調器５６２２からアナログ−デジタル変換器５６２８に復調信号を与える。デジタル信号はルータ５６３２によって構造内の適切な受信者にルートされる。

伝送信号がルータ５６３０において建物内から受信される。ルータ５６３０はデジタル信号をデジタル−アナログ変換器５６３２に与え、デジタル−アナログ変換器５６３２はデジタルデータ信号をアナログ形式に変換する。次にアナログ信号を変調器５６３４によって変調する。変調器５６３４は、クロック生成回路５６２６の制御下にある位相同期ループ／局所発振器５６２４からの入力に応じて信号を変調する。変調器５６３４からの変調信号は、ホーンアンテナ５６３６を使用して窓／壁５６０６を介して伝送する。ホーンアンテナ５６３６によって伝送される信号が、外側に位置する受信側のホーンアンテナ５６３８によって受信される。ホーンアンテナ５６３８の出力をパワー増幅器５６１６の入力に与え、パワー増幅器５６１６はサーキュレータ５６１２を通過させた後でアンテナ５６１０から伝送するために信号を増幅する。上記の解説は窓／壁を介して伝送するためにホーンアンテナを使用することに関して行ったが、窓又は壁を介して伝送するために円錐アンテナを使用することもできる。

次に図５７を参照し、伝送アンテナ５６１０と内側部分５６０８内の受信回路との間のダウンリンク損失を示す。信号は−１１０ｄＢｍで受信される。受信アンテナは４５ｄＢの利得を有し、２ｄＢの損失を有する。従って、受信アンテナ５６１０から出力される信号は−６７ｄＢｍの強度を有する。サーキュレータ５６１２は２ｄＢの損失を有し、サーキュレータ５６１２からの信号は−６９ｄＢｍの強度を有する。パワー増幅器５６１４が２７ｄＢ与えて、窓／壁を介して伝送するために信号を−４２ｄＢｍまでブーストする。ホーンアンテナ５６１８が１０ｄＢｉの利得を与えて信号を３２ｄＢｍで伝送する。窓／壁は４０ｄＢの損失を与える。受信ホーンアンテナ５６２０はその信号を−７２ｄＢｍで受信し、１０ｄＢｉの利得を与えて受信信号を内部の回路コンポーネントに−６２ｄＢｍで出力する。

次に図５８を参照し、パワー増幅器が窓／壁５６０６の外側に位置する場合のアップリンク信号強度を示す。伝送信号は、ホーンアンテナ５６３６の入力に到達する前に１８ｄＢｍの強度を有する。アンテナ５６３６は１０ｄＢｉの利得を与えてその信号を２８ｄＢｍで伝送する。窓／壁５６０６は４０ｄＢの合計損失を生じさせ、信号強度を−１２ｄＢまで下げる。ホーンアンテナ５６３８が信号に１０ｄＢｉの利得を与え、その信号を−２ｄＢｍで出力する。パワー増幅器５６１６は２６ｄＢの利得を与えて、サーキュレータ５６１２のポート１入力に２４ｄＢｍで信号を出力する。パワーサーキュレータ５６１２は更に２ｄＢの損失を与えて、アンテナ５６１０に信号を２２ｄＢｍで出力する。４５ｄＢの利得及び２ｄＢの損失を有するアンテナ５６１０からその信号を伝送し、６５ｄＢｍの伝送信号強度を与える。

次に図５９を参照し、パワー増幅器５９０２が建物の内側に位置する場合のアップリンク信号強度を示す。内部のパワー増幅器５９０２は、内部の端末からより強いパワーを伝送する必要がある場合に使用する。パワー増幅器５９０２に入力される前、信号は建物内で１８ｄＢｍの強度を有する。パワー増幅器５９０２は２６ｄＢの利得を与えてその信号を４４ｄＢｍでホーンアンテナ５６３６の入力に伝送する。ホーンアンテナ５６３６は１０ｄＢｉの利得を与え、伝送されるＲＦ信号は５４ｄＢｍにある。伝送信号は窓／壁５６０４による４０ｄＢの損失を被り、窓／壁５６０４は窓／壁の外側部分５６０４上で信号強度を１４ｄＢｍまで下げる。受信側のホーンアンテナ５６３８が１０ｄＢｉの利得を与えてホーンアンテナ５６３８の出力における信号強度を２４ｄＢｍまで高め、その信号はサーキュレータ５６１２のポート１に与えられる。サーキュレータ５６１２が２ｄＢの損失を生じさせ、信号強度を２２ｄＢｍまで下げる。伝送アンテナ５６１０が４５ｄＢの更なる利得及び２ｄＢの損失を与え、６５ｄＢｍの伝送出力信号強度をもたらす。

次に図６０を参照し、パワー増幅器を含めない場合のダウンリンク上の利得及び損失を示す。−１０３ｄＢｍの強度を有する信号がアンテナ５６１０によって受信される。アンテナ５６１０は４５ｄＢの利得及び２ｄＢの損失を与える。この利得及び損失は、サーキュレータ５６１２のポート２に入力される６０ＤＢＭの信号をアンテナ５６１０の出力において与える。サーキュレータ５６１２は更に２ｄＢの損失を信号に与えて−６２ｄＢｍの信号をポート３から与え、その信号は２０ｄＢｉの利得を与えるホーンアンテナ５６１８の入力に与えられる。−４２ｄＢｍの値を有する信号が、ホーンアンテナ５６１８から窓／壁５６０６を介して伝送される。窓／壁５６０６は４０ｄＢの損失を伝送信号に与え、受信側のホーンアンテナ５６２０における−８２ｄＢｍの信号をもたらす。ホーンアンテナ５６２０は更に２０ｄＢｉの利得を信号に与え、その信号は−６２ｄＢｍで装置の内側部分５６０８の残りの回路に出力される。

次に図６１を参照し、パワー増幅器を設けない場合のアップリンクの様々な箇所における信号強度を示す。伝送信号が１８ｄＢｍの強度でホーンアンテナ５６３２の入力に与えられる。ホーンアンテナ５６３２は２０ｄＢｉの利得を与えて、窓／壁５６０６を介して３８ｄＢｍで信号を出力する。窓／壁５６０６は４０ｄＢの損失を信号に与え、そのため受信側のホーンアンテナ５６３８は−２ｄＢで信号を受信する。受信側のホーンアンテナ５６３８は２０ｄＢｉの利得を用いて信号を１８ｄＢｍまでブーストする。その１８ｄＢｍの信号がサーキュレータ５６１２のポート１に入力される。サーキュレータ５６１２は信号に対する２ｄＢの損失を生じさせ、その信号は６０ｄＢｍでポート２によって出力される。伝送アンテナは４５ｄＢの利得及び２ｄＢの損失を有し、アンテナからの伝送信号を５９ｄＢｍにする。

次に図６２を参照し、窓又は壁を介して信号を伝送するために使用される、ホーンアンテナを使用する更なる代替的実施形態を示す。前と同じように、ミリ波伝送システム５６０２は、窓又は壁５６０６の外部に位置する外側部分５６０４と、壁又は窓の内部に位置する内側部分５６０８とを含む。外側部分５６０４は、外部ソースに信号を送受信するためのアンテナ５６１０を含む。

送受信される信号は、２８ＧＨｚサーキュレータ５６１２において処理する。ポート３の信号をパワー増幅器５６１４の入力に与える。同様にパワー増幅器５６１６の出力を入力ポート１に接続し、それによりアンテナ５６１０によって伝送するために伝送しようとする信号をサーキュレータ５６１２のポート２に与える。パワー増幅器５６１４から出力される信号を２８ＧＨｚホーンアンテナ５６１８に与える。ホーンアンテナ５６１８は、窓又は壁５６０６を介して伝送して受信側のホーンアンテナ５６２０にパワー増幅器５６１４から与えられたＲＦ信号に伝送する。受信信号は、復調するためにホーンアンテナ５６２０から変調器回路５６２２に出力する。復調器５６２２は、アンテナ５６２０から受信信号を受信することに加えて、位相同期ループ／局所発振器５６２４から出力される信号を受信する。位相同期ループ／局所発振器５６２４はクロック生成回路５６２６に応じて制御される。復調器５６２２からアナログ−デジタル変換器５６２８に復調信号を与える。デジタル信号はルータ５６３２によって適切な受信者にルートされる。

伝送信号がルータ５６３０において建物内から受信される。一実施形態では、ルータ５６３０がＷｉ−Ｆｉルータを含む。ルータ５６３０はデジタル信号をアナログ形式に変換するデジタル−アナログ変換器５６３２に与える。次にアナログ信号を変調器５６３４によって変調する。変調器５６３４は、クロック生成回路５６２６の制御下にある位相同期ループ／局所発振器５６２４からの入力に応じて信号を変調する。変調器５６３４からの変調信号は、ホーンアンテナ５６３６によって窓／壁５６０６を介して出力する。ホーンアンテナ５６３６によって伝送される信号、又は外側に位置する受信側のホーンアンテナ５６３８によって受信される。ホーンアンテナ５６３８の出力を入力パワー増幅器５６１６に与え、入力パワー増幅器５６１６はサーキュレータ５６１２を通過させた後でアンテナ５６１０から伝送するために信号を増幅する。

ホーンアンテナ５６１８、５６２０、５６３６、及び５６３８は２０ｄＢまでの高利得を有し得る。これらのアンテナのアンテナパターンはサイドローブ及びフロントローブを有する。フロントローブは受信アンテナに向けて投影される。ホーンアンテナ５６１８、５６２０、５６３６、及び５６３８のサイドローブからの放射から周囲環境を遮蔽するために、ホーンアンテナ上に遮蔽６２０２を追加して装置付近の環境を十分に保護することができる。遮蔽６２０２は周囲環境から信号をブロックするための吸収体として働き、遮蔽エンクロージャ６２０２内に含まれる局所的領域にホーンアンテナの放射を閉じ込め吸収するのに必要な任意の材料を含み得る。

次に図６３を参照し、システムの外側部分５６０４内に位置する外部システムコンポーネント６３０２、及びシステムの内側部分５６０８内に位置する内部システムコンポーネント６３０４にパワーを与えることができるやり方を示す。内部システムコンポーネント６３０４は、伝送用の信号を生成し受信されている信号を決定するための、図５６に関して論じたホーンアンテナ５６２０、５６３６、変調器５６３４、復調器５６２２及び他のコンポーネントを含む。外部システムコンポーネント６３０２は、図５６に関して説明したサーキュレータ５６１２、パワー増幅器５６１４、５６１６、及びホーンアンテナ５６１８、５６３８で構成される。内部システムコンポーネント６３０４は、建物内に位置する電力システムにプラグ接続可能な内部パワーシステム６３０６に接続される。内部システムコンポーネント６３０４と外部システムコンポーネント６３０２とは窓／壁５６０６によって隔てられるので、外部システムコンポーネントにパワーを伝送し又は与えるための何らかのやり方がなければならない。それを行う１つのやり方は、外部システムコンポーネント６３０２が接続される建物の外側に位置する幾つかのソーラーパネル６３１０によってパワーを与えられるパワーシステム６３０８を使用するものである。

パワーシステム６３０８から外部システムコンポーネント６３０２に必要なパワーは約０．７６Ｗである。この０．７６Ｗのパワーを与えるための１つのやり方はソーラーパネル６３１０を使用することによる。０．７６Ｗ又は１Ｗをもたらすソーラーパネルをソーラーパネル６３１０に利用することができる。０．７６Ｗのパワーを与えるシステムに関して、２４時間にわたる０．７６Ｗは１８．２４ワット時のパワーを必要とする。１８．２４ワット時を１．２５％の効率で与えた場合、２２．８ワット時必要になる。２２．８ワット時の効率を３．５時間（冬の昼光時間数）で除算した場合、６．５２Ｗの総合結果が与えられる。同様に１Ｗのシステムでは、１日にわたって与えられる１Ｗは２４ワット時必要とする。１．２５％の効率における２４ワット時は３０ワット時必要とする。３０ワット時を冬に得られる太陽の３．５時間で除算すると８．５７ワット時になる。パワーを与えるために使用するソーラーパネル６３１０は、スマートフォンやタブレットを充電するのに使用されるソーラーパネルと同様であり得る。これらの種類のパネルは、０．７６Ｗ及び１Ｗのエネルギレベル要件を満たす７Ｗ充電パネル及び９Ｗ充電パネルの両方を含む。

高効率のソーラー充電パネルを有する７Ｗの携帯型ソーラー充電器は通常０．８ポンドの重さを有する。これらの装置は１２．８×７．５×１．４インチ（３２．５×１９×３．５ｃｍ）の全体寸法を有する。他の７Ｗアモルファスソーラーパワー充電器パネルは１５．８×１２．５×０．８インチ（４０×３１．７５×２ｃｍ）のサイズ及び３ポンドの重さを有する。単結晶セルを有する代替的な９Ｗ充電パネルは８．７×１０×０．２インチ（２２×２５．５×０．５ｃｍ）からの寸法を有し、可撓性のソーラーパネルは１２×４０インチ（３０．５×１００ｃｍ）のサイズを有する。他の９Ｗの高効率ソーラーパネルは８．８×１２．２×０．２インチ（２２．３５×３１×０．５ｃｍ）からのサイズを有する。

次に図６４を参照し、ソーラーパネルを利用する代わりに、外部システムコンポーネント６３０２は、外部システムコンポーネントにパワーを与えるために太陽電池式のシステムを利用するのではなく伝送されるレーザのパワーを利用することができる。内部システムコンポーネント６３０４は、窓又は壁６４０４の内側部分の全てのコンポーネントにパワーを与えるパワーシステム６４０２を有する。パワーシステム６４０２は、例えば建物内に位置する電源出力への内部パワー接続６４０６を有する。パワーシステム６４０２は、内部システムコンポーネント６３０４にシステムパワーを既知のやり方で与える。加えて、パワーシステム６４０２は、レーザ送信機６４０８にパワーを与える。レーザ送信機６４０８は、窓６４０４の外側に位置する光起電受光器（ＰＶ受光器）６４１２まで窓６４０４を介して伝送されるレーザビーム６４１０を発生させる。レーザ送信機６４０８は、ＰＶ受光器６４１２に伝送されるビームサイズを定めるための１組の光学素子を含む。生成されるレーザパワーは以下の方程式に従って定めることができる：

４４５ｎｍでエネルギを検出するＰＶ受光器が必要とする光パワーは以下のように定めることができる：
λ＝４４５ｎｍ
これは受光器のレーザの波長である。
Ｒ＝０．２５（ＨａｍａｍａｔｓｕＳｉフォトダイオード）

Ｅｆｆ_{Ｏｐｔｉｃｓ}＝０．６４（光学素子の効率）

従って、４４５ｎｍでパワーを与えるには２Ｗのレーザダイオードが必要である。ＰＶ受光器６４１２は受光したレーザ光エネルギを再び電気に変換する。受光されるレーザビーム６４１０に応じてＰＶ受光器６４１２によって生成されるパワーがパワーシステム６４１４に与えられる。パワーシステム６４１４、及び外部システムコンポーネント６３０２にパワーを与えてそれらの動作を可能にする。

次に図６５を参照し、ソーラーパネル又はレーザ光源を利用する代わりに誘導結合を使用して内部電源から外部コンポーネントにパワーを与えるための更なるやり方を示し、外部システムコンポーネント６３０２は、外部システムコンポーネントにパワーを与えるために内部電源への誘導結合によって窓／壁を介して与えられるパワーを利用することができる。内部システムコンポーネント６３０４は、窓又は壁６５０４の内側部分の全てのコンポーネントにパワーを与えるパワーシステム６５０２を有する。パワーシステム６５０２は、例えば建物内に位置する電源出力への内部パワー接続６５０６を有する。パワーシステム６５０２は、内部システムコンポーネント６３０４にシステムパワーを既知のやり方で与える。加えて、パワーシステム６５０２は誘導コイル６５０８にパワーを与える。誘導コイル６５０８は、窓／壁６５０４の外部に位置する第２の誘導コイル６５１２との磁気接続を可能にする。誘導コイル６５０８及び６５１２は、内部パワーシステム６５０２から外部パワーシステム６５１４へのパワーの誘導結合を可能にする。受信される電磁エネルギ６５１０に応じて誘導コイル６５１２において受信されるパワーはパワーシステム６５１４に与えられる。パワーシステム６５１４、及び外部システムコンポーネント６３０２にパワーを与えてそれらの動作を可能にする。

更に、図６３、図６４、及び図６５に示す能動的にパワーを与えられる装置に加えて、受動的にパワーを与えられる装置が使用されても良く、それらの装置は外部コンポーネントにパワーを与えないが建物内の内部コンポーネントからより短距離の又はより強いパワーを与える。

記載したシステムは、建物の外側から建物内の装置に信号を伝送できるようにする光トンネル又はＲＦトンネルを提供する。この光トンネル又はＲＦトンネルは、建物内に位置するＩｏＴ（モノのインターネット）装置からの信号が内側から外側に行くことを可能にするために使用することもできる。上記の技法に加えて、窓又は壁を介して情報を伝送するための他の近接場技法を使用することができる。

この建物貫通のためのミリ波の再生成及び再伝送は、信号が効果的に貫通しない建物の内部にミリ波信号を与えるためのやり方を提供することが本開示の利益を有する当業者によって理解される。本明細書の図面及び詳細な説明は限定的ではなく説明的と見なすべきであり、開示した特定の形式及び例に限定するつもりはないことを理解すべきである。逆に、当業者に明らかな任意の更なる修正、変更、再構成、置換、代替、設計選択、及び実施形態が添付の特許請求の範囲によって定められる本明細書の趣旨及び範囲から逸脱することなく含まれる。従って、添付の特許請求の範囲がそのような全ての更なる修正、変更、再構成、置換、代替、設計選択、及び実施形態を包含するように解釈されることを意図する。

Claims

建物内への信号貫通を可能にするためのシステムであって、
ミリ波信号を受信し、前記建物内の無線装置が受信するために建物の内部に貫通する形式へと前記ミリ波信号を変換するための、前記建物の外側に位置する第１の回路と、
前記建物の内部に貫通する前記形式で前記ミリ波信号を受信し、前記建物内の前記無線装置に伝送するための第２の形式へと前記形式の前記ミリ波信号を変換するための、前記建物の内側に位置し且つ前記第１の回路と通信可能にリンクされる第２の回路と
を含む、システム。
前記第１の回路が、
前記建物の外側のデータを含むミリ波信号を送受信するための、及び前記データのミリ波バージョンとデータの第１のバージョンとの間で変換を行うための、前記建物の外側に位置するＲＦトランシーバと、
前記データの前記第１のバージョンと前記建物の内部に貫通する伝送形式にある前記データの第２のバージョンとの間で変換を行うための、前記ＲＦトランシーバに接続され且つ前記建物の外側に位置する第１のトランシーバ回路と
を含み、
前記第２の回路が、
前記建物の前記内部に貫通する前記伝送形式にある前記データの前記第２のバージョンと前記データの前記第１のバージョンとの間で変換を行うための、前記第１のトランシーバ回路に通信可能にリンクされ且つ前記建物の内側に位置する第２のトランシーバ回路と、
前記データの前記第１のバージョンと前記データのＷｉ−Ｆｉバージョンとの間で変換を行うための、及び前記建物の前記内部で前記データの前記Ｗｉ−Ｆｉバージョンを送受信するための、前記第２のトランシーバ回路に接続されるＷｉ−Ｆｉトランシーバと
を含む、
を更に含む、請求項１に記載のシステム。
前記第１のトランシーバ回路が、前記データの前記第１のバージョンと前記データの光バージョンとの間で変換を行うための、前記ＲＦトランシーバに接続され且つ前記建物の窓の外側に位置する第１のＶＣＳＥＬを更に含み、
前記第２のトランシーバ回路が、前記データの前記光バージョンと前記データの前記第１のバージョンとの間で変換を行うための、前記第１のＶＣＳＥＬに光学的にリンクされ且つ前記建物の前記窓の内側に位置する第２のＶＣＳＥＬを更に含む、
を更に含む、請求項２に記載のシステム。
前記第１の回路が、
前記建物の外側のデータを含むミリ波信号を送受信するための、及び前記データのミリ波バージョンと前記データの第１のバージョンとの間で変換を行うための、前記建物の外側に位置する第１のＲＦトランシーバと、
第１の周波数にある前記データの前記第１のバージョンと第２の周波数にある前記データの第２のバージョンとの間で変換を行うための、前記ＲＦトランシーバに接続され且つ前記建物の窓の外側に位置する第１のアップ／ダウンコンバータであって、前記第１の周波数は前記第２の周波数よりも高く前記第２の周波数は前記第１の周波数よりも前記建物の前記内部に良く貫通する、第１のアップ／ダウンコンバータと
を更に含み、
前記第２のトランシーバ回路が、
前記データの前記第２のバージョンと前記データの前記第１のバージョンとの間で変換を行うための、前記第１のアップ／ダウンコンバータに光学的にリンクされ且つ前記建物の前記窓の内側に位置する第２のアップ／ダウンコンバータと、
前記データの前記第１のバージョンと前記データのＷｉ−Ｆｉバージョンとの間で変換を行うための、及び前記建物の前記内部で前記データの前記Ｗｉ−Ｆｉバージョンを送受信するための、前記第２のトランシーバ回路に接続されるＷｉ−Ｆｉトランシーバと
を更に含む、
を更に含む、請求項１に記載のシステム。
前記第１のダウン／アップコンバータが、前記建物の前記外部と前記建物の前記内部との間で前記第２の周波数にある前記データの前記第２のバージョンを送受信するための第２のトランシーバを更に含む、請求項４に記載のシステム。
前記第１の回路が、
前記ミリ波信号を送受信するためのアンテナと、
前記建物の外側から前記建物の前記内部に前記ミリ波信号を伝送するとき生じる損失を相殺するレベルまで、前記受信されるミリ波信号を増幅するための少なくとも１つのパワー増幅器と、
前記建物の前記外側と前記建物の前記内部との間で前記増幅されたミリ波信号を送受信するための、第１の円錐アンテナ又はホーンアンテナのうちの少なくとも１つと
を更に含み、
前記第２の回路が、
前記少なくとも１つの第１の円錐アンテナ又はホーンアンテナとの間で前記増幅されたミリ波信号を送受信するための、第２の円錐アンテナ又はホーンアンテナのうちの少なくとも１つと
前記建物内の前記無線装置に伝送するために、前記受信される増幅済みのミリ波信号を前記第２の形式に変換するためのトランシーバ回路と
を更に含む、
を更に含む、請求項１に記載のシステム。
前記少なくとも１つのパワー増幅器が、前記アンテナによる伝送前にミリ波信号を更に増幅する、請求項６に記載のシステム。
前記少なくとも１つのパワー増幅器に関連する少なくとも１つのソーラーパネルを更に含み、前記少なくとも１つのソーラーパネルは前記少なくとも１つのパワー増幅器を動作させるためのパワーを与える、請求項６に記載のシステム。
前記少なくとも１つの増幅器にパワーを与えるためのレーザパワーシステムであって、
前記建物の前記内部から前記建物の前記外部に光エネルギを伝送するためのビームを生成するためのレーザと、
前記レーザビームから前記光エネルギを受光し、前記少なくとも１つの増幅器にパワーを与えるための電気エネルギを生成するための光起電受光器と
を更に含む、レーザパワーシステムを更に含む、請求項６に記載のシステム。
前記少なくとも１つの増幅器にパワーを与えるための誘導結合システムであって、
前記建物の前記内部に位置し且つ前記建物の前記内部に位置するパワーシステムに接続される第１の誘導コイルと、
前記建物の前記外部に位置し且つ前記第１の誘導コイルに誘導結合される第２の誘導コイルであって、前記少なくとも１つの増幅器に電気エネルギを与えるために接続される、第２の誘導コイルと
を更に含む、誘導結合システムを更に含む、請求項６に記載のシステム。
前記建物の前記内部から前記建物の前記外部に前記ミリ波信号を伝送するとき生じる損失を相殺する第２のレベルまで前記トランシーバからの前記ミリ波信号を増幅するための、前記建物の前記内部に位置する第２の少なくとも１つの増幅器を更に含む、請求項６に記載のシステム。
前記アンテナを前記少なくとも１つの増幅器と相互接続するためのＲＦサーキュレータを更に含む、請求項６に記載のシステム。
前記円錐アンテナ又はホーンアンテナのうちの前記第１の及び第２の少なくとも１つが少なくとも２０ｄＢの利得を有する、請求項６に記載のシステム。
前記第１の少なくとも１つの円錐アンテナ又はホーンアンテナと前記第２の少なくとも１つの円錐アンテナ又はホーンアンテナとの間を直接通過しない伝送を制限するための遮蔽材料を更に含む、請求項６に記載のシステム。
前記第２の回路が、前記建物内の前記無線装置に前記形式で信号を伝送するためのＷｉＦｉルータを更に含む、請求項１に記載のシステム。
前記第１の回路と前記第２の回路とがＲＦトンネルによって通信可能に結合される、請求項１に記載のシステム。
前記第１の回路と前記第２の回路とが近接場技法によって通信可能に結合される、請求項１に記載のシステム。
建物内への信号貫通を可能にするためのシステムであって、
ミリ波信号を送受信するためのアンテナと、
前記建物の外側から前記建物の内部に前記ミリ波信号を伝送するとき生じる損失を相殺するレベルまで、前記受信されるミリ波信号を増幅するための少なくとも１つのパワー増幅器と、
前記建物の前記外側と前記建物の前記内側との間で前記増幅されたミリ波信号を送受信するための、第１の円錐アンテナ又はホーンアンテナのうちの少なくとも１つと、
前記少なくとも１つの第１の円錐アンテナ又はホーンアンテナとの間で前記増幅されたミリ波信号を送受信するための、第２の円錐アンテナ又はホーンアンテナのうちの少なくとも１つと、
前記建物内の前記無線装置に伝送するために、前記受信される増幅済みのミリ波信号を前記第２の形式に変換するためのトランシーバ回路と
を含む、システム。
前記少なくとも１つのパワー増幅器が、前記アンテナによる伝送前にミリ波信号を更に増幅する、請求項１８に記載のシステム。
前記少なくとも１つのパワー増幅器に関連する少なくとも１つのソーラーパネルを更に含み、前記少なくとも１つのソーラーパネルは前記少なくとも１つのパワー増幅器を動作させるためのパワーを与える、請求項１８に記載のシステム。
前記少なくとも１つの増幅器にパワーを与えるためのレーザパワーシステムであって、
前記建物の前記内部から前記建物の前記外部に光エネルギを伝送するためのレーザビームを生成するためのレーザと、
前記レーザから前記光エネルギを受光し、前記少なくとも１つの増幅器にパワーを与えるための電気エネルギを生成するための光起電受光器と
を更に含む、レーザパワーシステムを更に含む、請求項１８に記載のシステム。
前記少なくとも１つの増幅器にパワーを与えるための誘導結合システムであって、
前記建物の前記内部に位置し且つ前記建物の前記内部に位置するパワーシステムに接続される第１の誘導コイルと、
前記建物の前記外部に位置し且つ前記第１の誘導コイルに誘導結合される第２の誘導コイルであって、前記少なくとも１つの増幅器に電気エネルギを与えるために接続される、第２の誘導コイルと
を更に含む、誘導結合システムを更に含む、請求項１８に記載のシステム。
前記建物の前記内部から前記建物の前記外部に前記ミリ波信号を伝送するとき生じる損失を相殺する第２のレベルまで前記トランシーバからの前記ミリ波信号を増幅するための、前記建物の前記内部に位置する第２の少なくとも１つの増幅器を更に含む、請求項１８に記載のシステム。
前記アンテナを前記少なくとも１つの増幅器と相互接続するためのＲＦサーキュレータを更に含む、請求項１８に記載のシステム。
前記円錐アンテナ又はホーンアンテナのうちの前記第１の及び第２の少なくとも１つが少なくとも２０ｄＢの利得を有する、請求項１８に記載のシステム。
前記第１の少なくとも１つの円錐アンテナ又はホーンアンテナと前記第２の少なくとも１つの円錐アンテナ又はホーンアンテナとの間を直接通過しない伝送を制限するための遮蔽材料を更に含む、請求項６に記載のシステム。
建物内への信号貫通を可能にするためのシステムであって、
前記建物の外側のデータを含むミリ波信号を送受信するための、及び前記データのミリ波バージョンとデータの第１のバージョンとの間で変換を行うための、前記建物の外側に位置するＲＦトランシーバと、
前記データの前記第１のバージョンと前記建物の内部に貫通する伝送形式にある前記データの光バージョンとの間で変換を行うための、前記ＲＦトランシーバに接続され且つ前記建物の窓の外側に位置する第１のＶＣＳＥＬと、
前記データの前記光バージョンと前記建物の前記内部に貫通する前記データの前記第１のバージョンとの間で変換を行うための、前記第１のＶＣＳＥＬに光学的にリンクされ且つ前記建物の前記窓の内側に位置する第２のＶＣＳＥＬと、
前記データの前記第１のバージョンと前記データのＷｉ−Ｆｉバージョンとの間で変換を行うための、及び前記建物の前記内部で前記データの前記Ｗｉ−Ｆｉバージョンを送受信するための、前記第２のトランシーバ回路に接続されるＷｉ−Ｆｉトランシーバと
を含む、システム。
第１の周波数にある前記データの前記第１のバージョンと第２の周波数にある前記データの第１のバージョンとの間で変換を行うための、前記ＲＦトランシーバに接続され且つ前記建物の前記外側に位置する第１のアップ／ダウンコンバータであって、前記第１の周波数は前記第２の周波数よりも高く前記第２の周波数は前記第１の周波数よりも前記建物の前記内部に良く貫通する、第１のアップ／ダウンコンバータを更に含む、請求項２７に記載のシステム。
建物内への信号貫通を可能にするためのシステムであって、
ミリ波信号を受信し、前記建物内の無線装置が受信するために建物の内部に貫通する形式へと前記ミリ波信号を変換するための、前記建物の外側に位置する第１の回路と、
前記建物の内部に貫通する前記形式で前記ミリ波信号を受信し、前記建物内の前記無線装置に伝送するための第２の形式へと前記形式の前記ミリ波信号を変換するための、前記建物の内部に位置し前記第１の回路と通信可能にリンクされる第２の回路と
を含み、
前記第１の回路と前記第２の回路とが近接場技法によって通信可能に結合される、システム。
前記近接場技法がＲＦトンネルを含む、請求項２９に記載のシステム。