JP2019213122A - Semiconductor device - Google Patents
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Abstract
Description
本開示は、出力回路を含む半導体装置に関する。 The present disclosure relates to a semiconductor device including an output circuit.
一般的に、複数の電圧レベルの出力電圧も生成可能な半導体装置は、高電圧条件にも耐えられるように、厚いゲート酸化膜厚のMOSトランジスタにより構成される。 In general, a semiconductor device capable of generating output voltages of a plurality of voltage levels is composed of a MOS transistor having a thick gate oxide film thickness so as to withstand high voltage conditions.
しかしながら、半導体装置は、厚いゲート酸化膜厚のMOSトランジスタで構成された場合、動作速度が低下したり、回路規模が増大したりする問題がある。そのため、半導体装置は、できるだけ薄いゲート酸化膜厚のMOSトランジスタで構成されることにより、動作速度を向上させ、回路規模の増大を抑制する必要がある。 However, when the semiconductor device is composed of a MOS transistor having a thick gate oxide film thickness, there is a problem that the operation speed is lowered or the circuit scale is increased. Therefore, it is necessary to improve the operation speed and suppress an increase in circuit scale by configuring the semiconductor device with a MOS transistor having a gate oxide film thickness as thin as possible.
この点で、特許文献1には、高電圧条件にも耐えられるように耐圧調整することにより薄いゲート酸化膜厚のMOSトランジスタで構成される出力回路を開示している。
In this regard,
しかしながら、当該出力回路では、耐圧調整する際の中間電圧を生成する回路の動作電流を確保することが難しく高速動作に適さない可能性があるという課題がある。 However, the output circuit has a problem that it is difficult to secure an operating current of a circuit that generates an intermediate voltage when the withstand voltage is adjusted, and may not be suitable for high-speed operation.
本開示は、上記の課題を解決するためになされたものであって、高速動作に適した出力回路を備える半導体装置を提供する。 The present disclosure has been made to solve the above-described problem, and provides a semiconductor device including an output circuit suitable for high-speed operation.
その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。 Other problems and novel features will become apparent from the description of the specification and the accompanying drawings.
本開示のある局面に従う半導体装置は、第1の電源電圧および第1の電源電圧よりも低い第2電源電圧と接続される半導体装置であって、第2の電源電圧の供給を受けて動作する回路の出力信号の入力を受け、電圧レベルをシフトした信号を出力するドライバ回路と、ドライバ回路の出力信号の入力を受ける出力回路とを備える。出力回路は、第1の電源電圧と出力ノードとの間に設けられた第1のトランジスタと、出力ノードと接地電圧との間に設けられた第2のトランジスタとを含む。ドライバ回路は、出力信号の入力を受けて中間電圧の電圧レベルに変換する中間電圧生成回路と、中間電圧生成回路で生成された中間電圧に従って第1のトランジスタを駆動する駆動信号を出力する信号生成回路とを含む。 A semiconductor device according to an aspect of the present disclosure is a semiconductor device connected to a first power supply voltage and a second power supply voltage lower than the first power supply voltage, and operates by receiving the supply of the second power supply voltage. A driver circuit that receives an output signal of the circuit and outputs a signal whose voltage level is shifted, and an output circuit that receives an input of the output signal of the driver circuit. The output circuit includes a first transistor provided between the first power supply voltage and the output node, and a second transistor provided between the output node and the ground voltage. The driver circuit receives an output signal and converts it to a voltage level of an intermediate voltage, and a signal generation that outputs a drive signal for driving the first transistor according to the intermediate voltage generated by the intermediate voltage generation circuit Circuit.
一実施例によれば、本開示の半導体装置は、出力回路を高速動作させることが可能である。 According to an embodiment, the semiconductor device of the present disclosure can operate the output circuit at high speed.
実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付し、その説明は繰り返さない。 Embodiments will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals, and description thereof will not be repeated.
(実施形態1)
図1は、実施形態1に従う液晶パネルシステム100の構成を概念的に説明する図である。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a diagram conceptually illustrating the configuration of a liquid crystal panel system 100 according to the first embodiment.
図1を参照して、液晶パネルシステム100は、液晶パネル10と、液晶パネル10にデータを伝送するマイコン20とを含む。
Referring to FIG. 1, a liquid crystal panel system 100 includes a
マイコン20は、液晶パネル10に対してLVDS(Low voltage differential signaling)方式に基づいてデータを伝送する。LVDSは、小振幅で低消費電力の比較的高速の差動インタフェースである。
The
液晶パネル10側は、伝送されたデータをタイミングコントローラで受信する。タイミングコントローラは、当該データをカラムドライバに出力する。カラムドライバは、液晶ディスプレイ(LCD)を駆動する。これにより所望のデータをLCDに表示する。
On the
図2は、実施形態1に基づくマイコン20の一部を説明する図である。
図2を参照して、マイコン20は、種々の電源供給を受けて動作する。
FIG. 2 is a diagram for explaining a part of the
Referring to FIG. 2, the
一例といてマイコン20には、コア領域30と、出力回路40とが設けられている。コア領域は、電源電圧VDD2が接続されて当該電圧供給を受けて動作する。
For example, the
出力回路40は、電源電圧VDD1が接続されて当該電圧供給を受けて動作する。
本例においては、電源電圧VDD1は、電源電圧VDD2よりも高い電圧である。
The
In this example, the power supply voltage VDD1 is higher than the power supply voltage VDD2.
例えば、電源電圧VDD1は、1.8V、電源電圧VDD2は、1.0Vとする。
また、本例においては、出力回路40から差動出力信号が液晶パネル10に対して出力される場合が示されている。
For example, the power supply voltage VDD1 is 1.8V, and the power supply voltage VDD2 is 1.0V.
In this example, a case where a differential output signal is output from the
図3は、実施形態1に基づくマイコン20の出力回路40の一例について説明する図である。
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the
図3を参照して、出力回路40は、最終段回路62と、最終段回路62を駆動するドライバ61と、クランプ電圧を生成するクランプ電圧生成回路63とを含む。
Referring to FIG. 3,
また、出力回路40は、コア領域30からの信号の入力を受ける。
コア領域30は、電源電圧VDD2が接続されて当該電圧供給を受けて動作する。
The
The
本例においては、インバータ(INV)からの信号の入力を受ける場合が示されている。具体的には、コア領域30からインバータ(INV)を介して信号S0,/S0および信号S1,/S1が出力回路40に入力される場合が示されている。
In this example, the case where the input of the signal from an inverter (INV) is received is shown. Specifically, the case where signals S0, / S0 and signals S1, / S1 are input to the
ドライバ61は、信号S0,/S0の入力に従って最終段回路62のトランジスタを駆動する駆動信号を出力する。
The
クランプ電圧生成回路63は、耐圧確保用に用いられるクランプ電圧を生成する。
最終段回路62は、PチャネルMOSトランジスタMP2P,MP2N,MP3P,MP3Nと、NチャネルMOSトランジスタMN2P,MN2N,MN3P,MN3Nとを含む。
The clamp
PチャネルMOSトランジスタMP2P,MP2N,MP3P,MP3Nと、NチャネルMOSトランジスタMN2P,MN2N,MN3P,MN3Nとは、低耐圧用のMOSトランジスタである。具体的には、電源電圧VDD2に対応して設けられるMOSトランジスタである。電源電圧VDD2に対応して設けられるMOSトランジスタは、電源電圧VDD1に対応して設けられるMOSトランジスタと比較してゲート酸化膜厚の薄いMOSトランジスタである。 P-channel MOS transistors MP2P, MP2N, MP3P, MP3N and N-channel MOS transistors MN2P, MN2N, MN3P, MN3N are low breakdown voltage MOS transistors. Specifically, it is a MOS transistor provided corresponding to the power supply voltage VDD2. The MOS transistor provided corresponding to the power supply voltage VDD2 is a MOS transistor having a thin gate oxide film thickness as compared with the MOS transistor provided corresponding to the power supply voltage VDD1.
PチャネルMOSトランジスタMP2P,MP3Pと、NチャネルMOSトランジスタMN2P,MN3Pとは電源電圧VDD1と接地電圧GNDとの間に直列に接続される。 P-channel MOS transistors MP2P and MP3P and N-channel MOS transistors MN2P and MN3P are connected in series between power supply voltage VDD1 and ground voltage GND.
PチャネルMOSトランジスタMP2P,MP3Pと、NチャネルMOSトランジスタMN2P,MN3Pと並列に、PチャネルMOSトランジスタMP2N,MP3Nと、NチャネルMOSトランジスタMN2N,MN3Nは電源電圧VDD1と接地電圧GNDとの間に直列に接続される。 In parallel with the P-channel MOS transistors MP2P and MP3P and the N-channel MOS transistors MN2P and MN3P, the P-channel MOS transistors MP2N and MP3N and the N-channel MOS transistors MN2N and MN3N are connected in series between the power supply voltage VDD1 and the ground voltage GND. Connected.
PチャネルMOSトランジスタMP3PとNチャネルMOSトランジスタMN3Pとの間の接続ノードからデータ信号PAD0が出力される。 Data signal PAD0 is output from a connection node between P channel MOS transistor MP3P and N channel MOS transistor MN3P.
PチャネルMOSトランジスタMP3NとNチャネルMOSトランジスタMN3Nとの間の接続ノードからデータ信号PAD1が出力される。 Data signal PAD1 is output from a connection node between P channel MOS transistor MP3N and N channel MOS transistor MN3N.
データ信号PAD0,PAD1は、差動出力信号として液晶パネル10に出力される。
PチャネルMOSトランジスタMP2P,MP2Nは、ドライバ61からの信号PSW_P,PSW_Nの入力を受ける。
The data signals PAD0 and PAD1 are output to the
P-channel MOS transistors MP2P and MP2N receive signals PSW_P and PSW_N from
信号PSW_P,PSW_Nは、互いに相補の関係にある。
PチャネルMOSトランジスタMP3P,MP3Nは、クランプ電圧生成回路63からのクランプ電圧ClampPをゲートにともに受ける。
The signals PSW_P and PSW_N are complementary to each other.
P-channel MOS transistors MP3P and MP3N both receive clamp voltage ClampP from clamp
NチャネルMOSトランジスタMN3P,MN3Nは、クランプ電圧生成回路63からのクランプ電圧ClampNをゲートにともに受ける。
N channel MOS transistors MN3P and MN3N both receive clamp voltage ClampN from clamp
NチャネルMOSトランジスタMN2P,MN2Nは、コア領域30からの信号S1,/S1の入力を受ける。
N-channel MOS transistors MN2P and MN2N receive signals S1 and / S1 from
クランプ電圧ClampP,ClampNの入力により、MOSトランジスタの耐圧が確保され、低耐圧MOSトランジスタを用いて最終段回路62を構成することが可能である。一例として、クランプ電圧ClampPは、0.45×電源電圧VDD1(1.8V)に設定する。また、クランプ電圧ClampNは、0.55×電源電圧VDD1(1.8V)に設定する。なお、当該クランプ電圧は、一例であり、当該値に限定されるものではない。
With the input of the clamp voltages ClampP and ClampN, the breakdown voltage of the MOS transistor is ensured, and the
図4は、実施形態1に基づくドライバ61の回路構成を説明する図である。
図4を参照して、ドライバ61は、信号S0,/S0を中間電圧の電圧レベルに変換する中間電圧生成回路2と、中間電圧生成回路2からの信号を受けて駆動信号を出力する信号生成回路1とを含む。
FIG. 4 is a diagram illustrating the circuit configuration of the
Referring to FIG. 4,
中間電圧生成回路2は、抵抗素子R1,R2と、PチャネルMOSトランジスタMP1P,MP1Nと、NチャネルMOSトランジスタMN2とを含む。
Intermediate
抵抗素子R1は、電源電圧VDD1と内部ノードN0との間に設けられる。
抵抗素子R2は、抵抗素子R1と並列に電源電圧VDD1と内部ノードN1との間に設けられる。
Resistance element R1 is provided between power supply voltage VDD1 and internal node N0.
Resistance element R2 is provided between power supply voltage VDD1 and internal node N1 in parallel with resistance element R1.
PチャネルMOSトランジスタMP1Pは、内部ノードN0と内部ノードN2との間に接続され、そのゲートは、信号S0の入力を受ける。 P-channel MOS transistor MP1P is connected between internal node N0 and internal node N2, and has its gate receiving signal S0.
PチャネルMOSトランジスタMP1Nは、内部ノードN1と内部ノードN2との間に接続され、そのゲートは、信号/S0の入力を受ける。 P channel MOS transistor MP1N is connected between internal node N1 and internal node N2, and has its gate receiving signal / S0.
NチャネルMOSトランジスタMN2は、内部ノードN2と接地電圧GNDとの間に接続され、そのゲートは、基準電流生成回路50からのミラー電圧の入力を受ける。
N-channel MOS transistor MN2 is connected between internal node N2 and ground voltage GND, and receives a mirror voltage from reference
基準電流生成回路50は、基準電流Iref2を生成し、当該基準電流を供給するためのミラー電圧が生成される。
The reference
当該基準電流生成回路50は、出力回路40の内部に設けられていても良いし、別の回路に設けられていていもよい。
The reference
NチャネルMOSトランジスタMN2は、ミラー電圧をゲートに受けて定電流源の機能を実現する。本例においては、一定の定電流Iref2を接地電圧GND側に供給する場合が示されている。当該ミラー電圧は、一定の定電流Iref2を供給するようにMOSトランジスタの製造ばらつきや、温度条件に従って変化させるようにしても良い。 N-channel MOS transistor MN2 receives the mirror voltage at its gate to realize the function of a constant current source. In this example, a case where a constant constant current Iref2 is supplied to the ground voltage GND side is shown. The mirror voltage may be changed according to manufacturing variations of MOS transistors and temperature conditions so as to supply a constant constant current Iref2.
中間電圧生成回路2の内部ノードN0,N1から信号生成回路1に対して信号S0,/S0の電圧レベルをシフトさせた中間電圧の信号NP,NNが出力される。
Intermediate voltage signals NP and NN obtained by shifting the voltage levels of the signals S0 and / S0 are output from the internal nodes N0 and N1 of the intermediate
信号生成回路1は、抵抗素子R3,R4と、NチャネルMOSトランジスタMN1P,MN1Nと、MN1とを含む。
抵抗素子R3は、電源電圧VDD1と内部ノードN3との間に設けられる。
抵抗素子R4は、抵抗素子R3と並列に電源電圧VDD1と内部ノードN4との間に設けられる。
Resistance element R3 is provided between power supply voltage VDD1 and internal node N3.
Resistance element R4 is provided between power supply voltage VDD1 and internal node N4 in parallel with resistance element R3.
NチャネルMOSトランジスタMN1Pは、内部ノードN3と内部ノードN5との間に接続され、そのゲートは、信号NPの入力を受ける。 N channel MOS transistor MN1P is connected between internal node N3 and internal node N5, and has its gate receiving signal NP.
NチャネルMOSトランジスタMN1Nは、内部ノードN4と内部ノードN5との間に接続され、そのゲートは、信号NNの入力を受ける。 N channel MOS transistor MN1N is connected between internal node N4 and internal node N5, and has its gate receiving signal NN.
NチャネルMOSトランジスタMN1は、内部ノードN5と接地電圧GNDとの間に接続され、そのゲートは基準電流生成回路50からのミラー電圧の入力を受ける。
N-channel MOS transistor MN1 is connected between internal node N5 and ground voltage GND, and receives a mirror voltage input from reference
基準電流生成回路50は、基準電流Iref1を生成し、当該基準電流を供給するためのミラー電圧が生成される。
The reference
NチャネルMOSトランジスタMN1は、ミラー電圧をゲートに受けて定電流源の機能を実現する。本例においては、一定の定電流Iref1を接地電圧GND側に供給する場合が示されている。当該ミラー電圧は、一定の定電流Iref1を供給するようにMOSトランジスタの製造ばらつきや、温度条件に従って変化させるようにしても良い。 N-channel MOS transistor MN1 receives the mirror voltage at its gate to realize the function of a constant current source. In this example, a case where a constant constant current Iref1 is supplied to the ground voltage GND side is shown. The mirror voltage may be changed according to manufacturing variations of MOS transistors and temperature conditions so as to supply a constant constant current Iref1.
信号生成回路1の内部ノードN3,N4から最終段回路62に対して信号PSW_P,PSW_Nが出力される。
Signals PSW_P and PSW_N are output from the internal nodes N 3 and N 4 of the
信号PSW_P,PSW_Nは、相補の信号であり、最終段回路62のPチャネルMOSトランジスタMP2P,MP2Nを駆動する駆動信号である。
The signals PSW_P and PSW_N are complementary signals and drive signals for driving the P-channel MOS transistors MP2P and MP2N of the
図5は、実施形態1に基づくクランプ電圧生成回路63の回路構成図である。
図5を参照して、クランプ電圧生成回路63は、一例として抵抗素子R5〜R8を含む。
FIG. 5 is a circuit configuration diagram of the clamp
Referring to FIG. 5, clamp
抵抗素子R5〜R8は、電源電圧VDD1と接地電圧GNDとの間に直列に接続される。 Resistance elements R5 to R8 are connected in series between power supply voltage VDD1 and ground voltage GND.
クランプ電圧は、抵抗素子R5〜R8の抵抗分割により生成される。
抵抗素子R5と抵抗素子R6との接続ノードからクランプ電圧ClampNが出力される。
The clamp voltage is generated by resistance division of the resistance elements R5 to R8.
A clamp voltage ClampN is output from a connection node between the resistance element R5 and the resistance element R6.
抵抗素子R6と抵抗素子R7との接続ノードからクランプ電圧ClampP50が出力される。 A clamp voltage ClampP50 is output from a connection node between the resistance element R6 and the resistance element R7.
抵抗素子R7と抵抗素子R8との接続ノードからクランプ電圧ClampPが出力される。 A clamp voltage ClampP is output from a connection node between the resistance element R7 and the resistance element R8.
当該クランプ電圧ClampP,ClampNが最終段回路62のMOSトランジスタのゲートに入力される。
The clamp voltages ClampP and ClampN are input to the gate of the MOS transistor of the
なお、クランプ電圧生成回路63は、一例として抵抗素子R5〜R8を含む構成として説明したが特に当該構成に限られず、他の構成を採用することも可能である。
The clamp
図6は、実施形態1に基づくドライバ61の電位を説明する図である。
図6に示されるように、ドライバ61の電位の一例が示されている。
FIG. 6 is a diagram illustrating the potential of the
As shown in FIG. 6, an example of the potential of the
信号S0,/S0の電圧が1.0Vと0Vである場合について説明する。
具体的には、電源電圧VDD1は、1.8V、電源電圧VDD2は、1.0Vとする。
A case where the voltages of the signals S0 and / S0 are 1.0V and 0V will be described.
Specifically, the power supply voltage VDD1 is 1.8V, and the power supply voltage VDD2 is 1.0V.
また、抵抗素子R1,R2は、1.5kΩとする。抵抗素子R3,R4は、250Ωとする。 The resistance elements R1 and R2 are 1.5 kΩ. The resistance elements R3 and R4 are 250Ω.
また、定電流源に流れる定電流Iref1は5mAに設定される。また、定電流Iref2は、1mAに設定される。 The constant current Iref1 flowing through the constant current source is set to 5 mA. The constant current Iref2 is set to 1 mA.
中間電圧生成回路2について説明する。
この場合に、ノードN1,N0の電位は、信号NNおよびNPが「L」レベル、「H」レベルの場合は次のようになる。
The intermediate
In this case, the potentials of nodes N1 and N0 are as follows when signals NN and NP are at "L" level and "H" level.
ノードN1の「L」レベル側の電位は、1.8V‐(Iref2/2+ΔIds)×1.5kΩ
ノードN0の「H」レベル側の電位は、1.8V‐(Iref2/2−ΔIds)×1.5kΩ
ΔIdsは、PチャネルMOSトランジスタのドレイン電流の変化であり、PチャネルMOSトランジスタのGM(=ΔIds/ΔVgs)で決まる変化分を示す。
The potential on the “L” level side of the node N1 is 1.8V− (Iref2 / 2 + ΔIds) × 1.5 kΩ.
The potential on the "H" level side of the node N0 is 1.8V- (Iref2 / 2-ΔIds) × 1.5 kΩ
ΔIds is a change in the drain current of the P-channel MOS transistor, and indicates a change determined by GM (= ΔIds / ΔVgs) of the P-channel MOS transistor.
ΔVgsは低電位系(例えば1V系)の電源電圧Vdd2の電圧レベルで駆動する信号によって与えられる。 ΔVgs is given by a signal driven at the voltage level of the power supply voltage Vdd2 of the low potential system (for example, 1V system).
本例においては、一例としてΔIdsとして0.3mAとした場合について説明する。
この場合、ノードN1の電位は、0.6Vに設定される。また、ノードN0の電位は、1.5Vに設定される。
In this example, a case where ΔIds is set to 0.3 mA will be described as an example.
In this case, the potential of the node N1 is set to 0.6V. Further, the potential of the node N0 is set to 1.5V.
次に、信号生成回路1について説明する。
ノードN0,N1に設定された「H」レベルおよび「L」レベルの信号に基づいて信号生成回路1のNチャネルMOSトランジスタが動作する。
Next, the
The N-channel MOS transistor of the
具体的には、「L」レベルの場合には、信号生成回路1のNチャネルMOSトランジスタはオフであり、「H」レベルの場合にはNチャネルMOSトランジスタがオンする。
Specifically, when the signal is at “L” level, the N-channel MOS transistor of
当該NチャネルMOSトランジスタの動作に基づいてノードN3,N4の電位は次のように設定される。 Based on the operation of the N-channel MOS transistor, the potentials of the nodes N3 and N4 are set as follows.
ノードN4の「H」レベル側の電位は、1.8V
ノードN3の「L」レベル側の電位は、1.8V−Iref1×250Ω
ノードN3の電位は、0.55Vに設定される。
The potential on the “H” level side of the node N4 is 1.8V.
The potential on the “L” level side of the node N3 is 1.8V-Iref1 × 250Ω.
The potential of the node N3 is set to 0.55V.
これらドライバ61の各MOSトランジスタの耐圧は、1.27Vに設定されているものとする。
It is assumed that the breakdown voltage of each MOS transistor of the
本例においては、一例としてPチャネルMOSトランジスタMP1P,MP1NおよびNチャネルMOSトランジスタMN1P,MN1Nと、NチャネルMOSトランジスタMN1,MN2のサイズを調整する。定電流源のソース電圧(ノードN2)は、0.6Vに設定される。また、定電流源のソース電圧(ノードN5)は、0.55Vに設定される。 In this example, as an example, the sizes of P-channel MOS transistors MP1P and MP1N, N-channel MOS transistors MN1P and MN1N, and N-channel MOS transistors MN1 and MN2 are adjusted. The source voltage (node N2) of the constant current source is set to 0.6V. The source voltage (node N5) of the constant current source is set to 0.55V.
上記に基づけば、信号生成回路1のNチャネルMOSトランジスタMN1Pのゲートソース間電圧Vgs、ゲートバックバイアス電圧Vgb、ゲートドレイン電圧Vdgは、次式の如く表わされる。
Based on the above, the gate-source voltage Vgs, the gate back bias voltage Vgb, and the gate drain voltage Vdg of the N-channel MOS transistor MN1P of the
Vgs=ノードN0の「H」レベル側の電位−定電流源のソース電圧=0.95V
Vgb=Vgs
Vdg=ノードN0の「H」レベル側の電位−ノードN3の「L」レベル側の電位=0.95V
また、PチャネルMOSトランジスタMP1Pのゲートソース間電圧Vsg、ゲートドレイン間電圧Vgd、ゲートバックバイアス電圧Vbgは、次式の如く表わされる。
Vgs = potential on the “H” level side of the node N0−source voltage of the constant current source = 0.95V
Vgb = Vgs
Vdg = “H” level side potential of the node N0− “L” level side potential of the node N3 = 0.95V
Further, the gate-source voltage Vsg, the gate-drain voltage Vgd, and the gate back bias voltage Vbg of the P-channel MOS transistor MP1P are expressed by the following equations.
Vsg=ノードN0の「H」レベル側の電位−信号S0の電位=0.5V
Vgd=信号S0の電位−定電流源のソース電圧=0.4V
Vbg=Vsg
また、NチャネルMOSトランジスタMN1Nのゲートソース間電圧Vgs、ゲートバックバイアス電圧Vgb、ゲートドレイン電圧Vdgは、次式の如く表わされる。
Vsg = potential on the “H” level side of the node N0−potential of the signal S0 = 0.5V
Vgd = potential of signal S0−source voltage of constant current source = 0.4V
Vbg = Vsg
Further, the gate-source voltage Vgs, the gate back bias voltage Vgb, and the gate drain voltage Vdg of the N-channel MOS transistor MN1N are expressed by the following equations.
Vgs=ノードN1の「L」レベル側の電位−定電流源のソース電圧=0.05V
Vgb=Vgs
Vdg=ノードN4の「H」レベル側の電位−ノードN1の「L」レベル側の電位=1.2V
また、NチャネルMOSトランジスタMP1Nのゲートソース間電圧Vgs、ゲートバックバイアス電圧Vgb、ゲートドレイン電圧Vdsは、次式の如く表わされる。
Vgs = potential on the “L” level side of the node N1−source voltage of the constant current source = 0.05V
Vgb = Vgs
Vdg = potential on the “H” level side of the node N4−potential on the “L” level side of the node N1 = 1.2V
Further, the gate-source voltage Vgs, the gate back bias voltage Vgb, and the gate drain voltage Vds of the N-channel MOS transistor MP1N are expressed by the following equations.
Vgs=信号/S0の電位−ノードN1の「L」レベル側の電位=−0.6V
Vsd=信号/S0の電位−定電流源のソース電圧=−0.6V
Vgb=Vgs
したがって、各MOSトランジスタの耐圧1.27V以下であるためNチャネルMOSトランジスタおよびPチャネルMOSトランジスタの耐圧を確保することが可能である。
Vgs = potential of signal / S0−potential on the “L” level side of node N1 = −0.6V
Vsd = signal / S0 potential−constant current source voltage = −0.6V
Vgb = Vgs
Therefore, since the breakdown voltage of each MOS transistor is 1.27 V or less, it is possible to ensure the breakdown voltage of the N-channel MOS transistor and the P-channel MOS transistor.
なお、信号S0,/S0の電圧が1.0Vと0Vである場合について説明したが、信号S0,/S0の電圧が反転した場合についても電位関係が入れ替わるのみであり基本的に同様である。 Note that the case where the voltages of the signals S0 and / S0 are 1.0 V and 0 V has been described, but the case where the voltages of the signals S0 and / S0 are inverted is basically the same as only the potential relationship is switched.
実施形態1に従うドライバ61によれば、信号生成回路1と、中間電圧生成回路2がそれぞれ独立の回路として動作する。
According to the
信号生成回路1および中間電圧生成回路2は、独立の定電流源を有する。
具体的には、信号生成回路1は、定電流Iref1で動作する。中間電圧生成回路2は、定電流Iref2で動作する。
The
Specifically, the
従来回路は、動作電流の確保が難しく、高速動作に適さない可能性があったが、実施形態1に基づく構成は、動作電流が安定的に供給されるため高速動作が可能である。
The conventional circuit has difficulty in securing the operating current and may not be suitable for high-speed operation. However, the configuration based on
なお、本例においては、差動出力信号を出力する差動インタフェースについて説明したが、特に当該構成に限られず、シングルエンド型の出力回路にすることも可能である。 In this example, a differential interface that outputs a differential output signal has been described. However, the present invention is not limited to this configuration, and a single-ended output circuit may be used.
例えば、最終段回路62の互いに並列に設けられている他方側のMOSトランジスタを除いた構成である。具体的には、PチャネルMOSトランジスタMP2N,MP3Nと、NチャネルMOSトランジスタMN2N,MN3Nとを除いた構成としても良い。あるいは、PチャネルMOSトランジスタMP2P,MP3Pと、NチャネルMOSトランジスタMN2P,MN3Pとを除いた構成としても良い。
For example, the configuration is such that the MOS transistors on the other side of the
(実施形態1の変形例)
図7は、実施形態1の変形例に基づくドライバ61#の構成について説明する図である。
(Modification of Embodiment 1)
FIG. 7 is a diagram illustrating the configuration of the
図7を参照して、ドライバ61#は、中間電圧生成回路2の定電流源を抵抗素子R10に変更した点が異なる。その他の構成については同様であるのでその詳細な説明については繰り返さない。
Referring to FIG. 7,
当該構成にすることにより回路を簡易にすることが可能となるとともに面積を縮小することが可能である。 With this structure, the circuit can be simplified and the area can be reduced.
(実施形態2)
図8は、実施形態2に基づくドライバ61Aの構成について説明する図である。
(Embodiment 2)
FIG. 8 is a diagram illustrating the configuration of the
図8を参照して、実施形態2に基づくドライバ61Aは、動作停止時の保護機能を有している。
Referring to FIG. 8, the
具体的には、PチャネルMOSトランジスタPT1,PT2,PT3をさらに設けた構成である。 Specifically, P channel MOS transistors PT1, PT2, PT3 are further provided.
具体的には、PチャネルMOSトランジスタPT3は、電源電圧VDD1と抵抗素子R1,R2との間に設けられ、そのゲートはドライバ61Aの動作停止時にオフする制御信号の入力を受ける。一方で、制御信号は、動作時にはPチャネルMOSトランジスタPT3を導通させる。
Specifically, P-channel MOS transistor PT3 is provided between power supply voltage VDD1 and resistance elements R1 and R2, and its gate receives a control signal that is turned off when
また、PチャネルMOSトランジスタPT1は、ソース側としてクランプ電圧ClampP50の入力を受ける。また、ドレイン側は、ノードN0と接続される。 P channel MOS transistor PT1 receives clamp voltage ClampP50 as a source side. The drain side is connected to node N0.
ゲートはドライバ61Aの動作停止時に、PチャネルMOSトランジスタPT1が導通するための制御信号の入力を受ける。
The gate receives a control signal for making P channel MOS transistor PT1 conductive when
PチャネルMOSトランジスタPT2は、ソース側としてクランプ電圧ClampP50の入力を受ける。また、ドレイン側は、ノードN1と接続される。 P-channel MOS transistor PT2 receives clamp voltage ClampP50 as a source side. The drain side is connected to node N1.
ゲートはドライバ61Aの動作停止時に、PチャネルMOSトランジスタPT2が導通するための制御信号の入力を受ける。
The gate receives a control signal for making P channel MOS transistor PT2 conductive when
PチャネルMOSトランジスタPT1,PT2が導通することによりノードN0,N1にクランプ電圧ClampP50が供給される。一例として、クランプ電圧ClampPP50は、0.5×電源電圧VDD1(1.8V)=0.9Vに設定する。 When the P channel MOS transistors PT1 and PT2 are turned on, the clamp voltage ClampP50 is supplied to the nodes N0 and N1. As an example, the clamp voltage ClampPP50 is set to 0.5 × power supply voltage VDD1 (1.8V) = 0.9V.
また、PチャネルMOSトランジスタPT3は、オフする。
これによりドライバ61Aの内部ノードの電圧を中間電圧に維持することが可能となり、MOSトランジスタの耐圧以上の電圧が各MOSトランジスタにかかるのを防止することが可能である。
Further, the P channel MOS transistor PT3 is turned off.
As a result, the voltage at the internal node of
なお、PチャネルMOSトランジスタPT1,PT2は、耐圧の関係上、ゲート酸化膜厚の薄いMOSトランジスタではなく、ゲート酸化膜厚の厚いMOSトランジスタで構成することも可能である。 P-channel MOS transistors PT1 and PT2 can be formed of MOS transistors having a thick gate oxide film instead of MOS transistors having a thin gate oxide film in terms of withstand voltage.
以上、本開示を実施形態に基づき具体的に説明したが、本開示は、実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。 As mentioned above, although this indication was concretely demonstrated based on embodiment, it cannot be overemphasized that this indication is not limited to embodiment, and can be variously changed in the range which does not deviate from the summary.
1 信号生成回路、2 中間電圧生成回路、10 液晶パネル、20 マイコン、30 コア領域、40 出力回路、50 基準電流生成回路、61,61A ドライバ、62 最終段回路、63 クランプ電圧生成回路、100 液晶パネルシステム。 1 signal generation circuit, 2 intermediate voltage generation circuit, 10 liquid crystal panel, 20 microcomputer, 30 core region, 40 output circuit, 50 reference current generation circuit, 61, 61A driver, 62 final stage circuit, 63 clamp voltage generation circuit, 100 liquid crystal Panel system.
Claims (13)
前記第2の電源電圧の供給を受けて動作する回路の出力信号の入力を受け、電圧レベルをシフトした信号を出力するドライバ回路と、
前記ドライバ回路の出力信号の入力を受ける出力回路とを備え、
前記出力回路は、
前記第1の電源電圧と出力ノードとの間に設けられた第1のトランジスタと、
前記出力ノードと接地電圧との間に設けられた第2のトランジスタとを含み、
前記ドライバ回路は、
前記出力信号の入力を受けて中間電圧の電圧レベルに変換する中間電圧生成回路と、
前記中間電圧生成回路で生成された中間電圧に従って前記第1のトランジスタを駆動する駆動信号を出力する信号生成回路とを含む、半導体装置。 A semiconductor device connected to a first power supply voltage and a second power supply voltage lower than the first power supply voltage,
A driver circuit which receives an input of an output signal of a circuit which operates by receiving the supply of the second power supply voltage, and outputs a signal whose voltage level is shifted;
An output circuit that receives an input of an output signal of the driver circuit,
The output circuit is
A first transistor provided between the first power supply voltage and an output node;
A second transistor provided between the output node and a ground voltage;
The driver circuit is
An intermediate voltage generating circuit that receives an input of the output signal and converts the voltage to a voltage level of an intermediate voltage;
And a signal generation circuit that outputs a drive signal for driving the first transistor according to the intermediate voltage generated by the intermediate voltage generation circuit.
前記第1のトランジスタと前記出力ノードとの間に耐圧確保用の第3のトランジスタと、
前記出力ノードと前記第2のトランジスタとの間に耐圧確保用の第4のトランジスタとをさらに含む、請求項1記載の半導体装置。 The output circuit is
A third transistor for securing a breakdown voltage between the first transistor and the output node;
The semiconductor device according to claim 1, further comprising a fourth transistor for securing a breakdown voltage between the output node and the second transistor.
前記第2の電源電圧と接続された第1の抵抗素子と、
前記第1の抵抗素子と直列に接続された第5のトランジスタと、
前記第1の抵抗素子と並列に前記第2の電源電圧と接続された第2の抵抗素子と、
前記第2の抵抗素子と直列に接続された第6のトランジスタとを含み、
前記第5および第6のトランジスタは、前記第1定電流源と接続され、
前記第5および第6のトランジスタのゲートは、前記出力信号およびその反転出力信号の入力をそれぞれ受け、
前記信号生成回路は、
前記第2の電源電圧と接続された第3の抵抗素子と、
前記第3の抵抗素子と直列に接続された第7のトランジスタと、
前記第3の抵抗素子と並列に前記第2の電源電圧と接続された第4の抵抗素子と、
前記第4の抵抗素子と直列に接続された第8のトランジスタとを含み、
前記第7および第8のトランジスタは、前記第2定電流源と接続され、
前記第7および第8のトランジスタのゲートは、前記第1の抵抗素子と前記第5のトランジスタの接続ノードおよび前記第2の抵抗素子と前記第6のトランジスタの接続ノードからの信号の入力をそれぞれ受け、
前記第1のトランジスタは、前記第3の抵抗素子と前記第7のトランジスタとの接続ノードあるいは前記第4の抵抗素子と前記第8のトランジスタとの接続ノードからの前記中間電圧の入力を受ける、請求項3記載の半導体装置。 The intermediate voltage generation circuit includes:
A first resistance element connected to the second power supply voltage;
A fifth transistor connected in series with the first resistive element;
A second resistive element connected to the second power supply voltage in parallel with the first resistive element;
A sixth transistor connected in series with the second resistive element;
The fifth and sixth transistors are connected to the first constant current source,
The gates of the fifth and sixth transistors receive the output signal and its inverted output signal, respectively.
The signal generation circuit includes:
A third resistance element connected to the second power supply voltage;
A seventh transistor connected in series with the third resistive element;
A fourth resistance element connected to the second power supply voltage in parallel with the third resistance element;
An eighth transistor connected in series with the fourth resistive element;
The seventh and eighth transistors are connected to the second constant current source,
The gates of the seventh and eighth transistors receive signals from the connection node of the first resistance element and the fifth transistor and the connection node of the second resistance element and the sixth transistor, respectively. received,
The first transistor receives the intermediate voltage input from a connection node between the third resistance element and the seventh transistor or a connection node between the fourth resistance element and the eighth transistor. The semiconductor device according to claim 3.
前記第2、第4、第7および第8のトランジスタは、第2導電型のトランジスタである、請求項7記載の半導体装置。 The first, third, fifth and sixth transistors are first conductivity type transistors,
The semiconductor device according to claim 7, wherein the second, fourth, seventh, and eighth transistors are transistors of a second conductivity type.
前記第1および第2定電流源は、前記基準電流生成回路により生成されるミラー電圧の入力をゲートに受けるトランジスタを含む、請求項3記載の半導体装置。 A reference current generation circuit for generating a reference current;
4. The semiconductor device according to claim 3, wherein each of the first and second constant current sources includes a transistor having a gate receiving a mirror voltage generated by the reference current generation circuit.
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