JP2019208308A - DC power supply - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、直流電源装置に係わり、より詳細には、広範囲な入力電圧に対応可能なワイドレンジ対応のスイッチング電源に関する。 The present invention relates to a DC power supply device, and more particularly, to a wide range compatible switching power supply capable of handling a wide range of input voltages.
従来、ワイドレンジに対応したスイッチング電源は特許文献1に記載の回路を備えたものがある。
このスイッチング電源は、入力された交流電圧を整流・平滑して直流電圧を生成し、この直流電圧をトランスの一次側巻線に印加し、スイッチングによりトランスの二次側の巻線に誘起した電圧を整流して必要な直流電圧を得る構成になっている。なお、トランスの一次側巻線と直列にスイッチング素子が配置されており、これをオンオフすることでトランスの一次側巻線に流れる電流を断続している。
Conventionally, a switching power supply corresponding to a wide range includes a circuit described in
This switching power supply generates a DC voltage by rectifying and smoothing the input AC voltage, applying this DC voltage to the primary winding of the transformer, and switching induced voltage on the secondary winding of the transformer To obtain a necessary DC voltage. Note that a switching element is disposed in series with the primary winding of the transformer, and the current flowing through the primary winding of the transformer is intermittently turned on and off.
このため、スイッチング素子の両端にはサージ電圧が発生する。このサージ電圧を低減させるため、スナバ回路の一種であるアクティブクランプ回路が備えられている。このようなスナバ回路はサージ電圧が印加された電圧に耐える性能が要求されるため高価であった。特にワイドレンジに対応したスイッチング電源は、その最大入力電圧に耐える耐圧が必要であり、スナバ回路の部品のみならず、スイッチング素子も同様の耐圧が必要であり、共に高価な部品となる問題があった。 For this reason, a surge voltage is generated at both ends of the switching element. In order to reduce this surge voltage, an active clamp circuit which is a kind of snubber circuit is provided. Such a snubber circuit is expensive because it requires performance capable of withstanding a voltage to which a surge voltage is applied. In particular, a switching power supply compatible with a wide range needs to withstand the maximum input voltage, and not only the snubber circuit components but also the switching elements need to have the same withstand voltage, both of which are expensive components. It was.
図5はスナバ回路を備えてワイドレンジに対応したスイッチング電源を備えた直流電源装置71の具体例である。
直流電源装置71は、交流電圧入力端子5a,5bと、これらに入力側が接続された整流器7と、整流された電圧を平滑する平滑コンデンサ60と、平滑コンデンサ60の両端電圧を検出するDC電圧検出部8と、平滑コンデンサ60の両端電圧が入力される絶縁型のフライバックコンバータ40を備えている。
FIG. 5 shows a specific example of a DC
The DC
フライバックコンバータ40は、一次巻線41aと二次巻線41bと二次巻線41cを備えたトランス41と、一次巻線41aに並列に接続されたスナバ回路62と、フライバックコンバータ40を制御するフライバックコンバータ制御部70と、フライバックコンバータ制御部70の内部に備えられ、一次巻線41aに直列に接続されたMOSFET70aを備えている。
The
また、フライバックコンバータ40は、二次巻線41bの一端に接続された第1出力端子48aとMOSFET63と、スナバ回路64と、平滑コンデンサ45と、第1出力端子48bとを備えている。
そして、二次巻線41bの他端にMOSFET63のドレイン端子が、またMOSFET63のソース端子に第1出力端子48bがそれぞれ接続されており、MOSFET63のドレイン端子とソース端子の間にスナバ回路64が接続されている。さらに、平滑コンデンサ45の正極が第1出力端子48aに、また、平滑コンデンサ45の負極がMOSFET63のソース端子にそれぞれ接続されている。なお、第1出力端子48bはグランドに接続されている。
The
The drain terminal of the
また、フライバックコンバータ40は、二次巻線41cの一端に接続された第2出力端子58aと、MOSFET73と、スナバ回路74と、平滑コンデンサ55と、第2出力端子58bとを備えている。
そして、二次巻線41cの他端にMOSFET73のドレイン端子が、またMOSFET73のソース端子が第2出力端子58bにそれぞれ接続されており、MOSFET73のドレイン端子とソース端子の間にスナバ回路74が接続されている。さらに、平滑コンデンサ55の正極が第2出力端子58aに、また、平滑コンデンサ55の負極がMOSFET73のソース端子にそれぞれ接続されている。なお、第2出力端子58bはグランドに接続されている。
The
The other end of the
さらに、フライバックコンバータ40は、二次側出力電圧のフィードバック用の抵抗46と抵抗56と抵抗49を備えており、抵抗46の一端は第1出力端子48aに、また、抵抗56の一端は第2出力端子58aにそれぞれ接続され、抵抗46の他端と抵抗56の他端は抵抗49の一端にそれぞれ接続されている。なお、抵抗49の他端はグランドに接続されている。そして、抵抗49の一端とMOSFET63のゲート端子とMOSFET73のゲート端子がフライバックコンバータ制御部70にそれぞれ接続されている。
The
スナバ回路62は、一次巻線41aに流れる電流がMOSFET70aのオンオフにより断続されることで発生するサージ電圧を低減させるものである。また、スナバ回路64は二次巻線41bに流れる電流がMOSFET63のオンオフにより断続されることで発生するサージ電圧を、また、スナバ回路74は二次巻線41cに流れる電流がMOSFET73のオンオフにより断続されることで発生するサージ電圧を、それぞれ低減させるものである。
The snubber circuit 62 reduces a surge voltage generated when the current flowing through the primary winding 41a is intermittently turned on and off by the
このフライバックコンバータ40は、一次巻線41aに流れる電流をスイッチングして二次巻線41bと二次巻線41cに電圧を誘起させ、各二次巻線に誘起された電圧をMOSFET63とMOSFET73を用いて同期整流して必要なDC電圧、つまり、第1出力端子48aと第1出力端子48bから出力する+12Vの電圧を、また、第2出力端子58aと第2出力端子58bから出力する+5Vの電圧をそれぞれ生成するようになっている。
The
このようにスナバ回路62は、ワイドレンジの入力電圧に対応して高耐圧のスナバ回路部品が必要となり、コストアップとなる問題があった。また、一次側だけでなく二次側もスイッチングし、さらに複数のDC電圧を生成しているため、複数のスナバ回路が必要になる。前述したように、スナバ回路の数が増えれば高耐圧のスナバ回路部品が多数必要となり、コストアップとなる問題があった。 As described above, the snubber circuit 62 requires a high withstand voltage snubber circuit component corresponding to an input voltage in a wide range, and there is a problem that the cost is increased. Further, since not only the primary side but also the secondary side is switched and a plurality of DC voltages are generated, a plurality of snubber circuits are required. As described above, if the number of snubber circuits is increased, a large number of high-voltage snubber circuit components are required, which increases the cost.
本発明は以上述べた問題点を解決し、トランスを用いたスイッチング回路で発生するサージ電圧を低減させるスナバ回路及びスイッチング素子を備えた直流電源装置において、安価な低耐圧の部品を採用できる回路を提供することを目的とする。 The present invention solves the above-described problems, and in a DC power supply device having a snubber circuit and a switching element for reducing a surge voltage generated in a switching circuit using a transformer, a circuit that can employ inexpensive low withstand voltage components is provided. The purpose is to provide.
本発明は上述の課題を解決するため、本発明の請求項1に記載の発明は、
入力電圧を整流した電圧が入力され、前記電圧を降圧してDC電圧として出力する非絶縁型バックコンバータと、
前記DC電圧を降圧して負荷に供給する絶縁型バックコンバータとを備え、
前記絶縁型バックコンバータは、
巻線を備えたトランスの前記巻線に流れる電流を断続させるスイッチング素子と、
前記電流の断続により発生するサージ電圧を抑制するスナバ回路とを備えた直流電源装置であって、
前記直流電源装置は、前記非絶縁型バックコンバータを制御する非絶縁型バックコンバータ制御手段を備え、
前記非絶縁型バックコンバータ制御手段は、前記負荷が大きくなるに従って前記非絶縁型バックコンバータの出力電圧を低下させることを特徴とする。
In order to solve the above problems, the present invention according to
A non-isolated buck converter that receives a voltage obtained by rectifying an input voltage, steps down the voltage, and outputs the voltage as a DC voltage;
An isolated buck converter that steps down the DC voltage and supplies it to a load;
The insulated buck converter is
A switching element for intermittently passing a current flowing through the winding of the transformer including the winding;
A DC power supply device comprising a snubber circuit that suppresses a surge voltage generated by intermittent current,
The DC power supply device includes non-isolated buck converter control means for controlling the non-insulated buck converter,
The non-insulated buck converter control means reduces the output voltage of the non-insulated buck converter as the load increases.
また、本発明の請求項2に記載の発明は、
前記非絶縁型バックコンバータ制御手段は、前記負荷が最小の時の前記スイッチング素子の両端に印加される最大電圧よりも小さくなるように前記非絶縁型バックコンバータの出力電圧を低下させることを特徴とする。
The invention according to
The non-insulated buck converter control means reduces the output voltage of the non-insulated buck converter so as to be smaller than a maximum voltage applied to both ends of the switching element when the load is minimum. To do.
以上の手段を用いることにより、本発明による直流電源装置によれば、非絶縁型バックコンバータ制御手段が直流電源装置の負荷が大きくなるに従って非絶縁型バックコンバータの出力電圧を低下させることにより、スイッチング素子の両端に印加されるピーク電圧を低減させる。このためスナバ回路の部品及びスイッチング素子について耐圧の低い安価な部品を採用することができる。 By using the above means, according to the DC power supply device of the present invention, the non-isolated buck converter control means reduces the output voltage of the non-isolated buck converter as the load of the DC power supply device increases, thereby switching. The peak voltage applied across the element is reduced. For this reason, it is possible to employ inexpensive parts with low withstand voltage for the snubber circuit parts and the switching elements.
以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。 DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail as examples based on the attached drawings.
図1は本発明によるワイドレンジに対応したスイッチング電源を備えた直流電源装置1の実施例を示すブロック図である。
直流電源装置1は、図示しない商用電源が接続される交流電圧入力端子5a,5bと、これらに入力側が接続された整流器7と、交流電圧入力端子5a,5bの間に接続されて検出した交流電圧をAC電圧信号として出力するAC電圧検出部6と、整流器7で整流された電圧が入力される非絶縁型のバックコンバータ2と、バックコンバータ2の出力電圧(DC電圧)を検出してDC電圧信号として出力するDC電圧検出部8と、入力されたDC電圧を降圧した二系統のDC電圧を出力する絶縁型のフライバックコンバータ4と、バックコンバータ2を制御するバックコンバータ制御部(非絶縁型バックコンバータ制御手段)3を備えている。
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a DC
The DC
バックコンバータ2は、第1MOSFET21と、インダクタ22と、平滑コンデンサ24と、ダイオード25と、スイッチング制御部23を備えている。
バックコンバータ2の内部は、整流器7の正極とフライバックコンバータ4の正極入力の間に直列に第1MOSFET21のドレイン端子、第1MOSFET21のソース端子、インダクタ22が順次接続され、整流器7の負極とフライバックコンバータ4の負極入力の間が接続されている。また、ダイオード25のカソード端子が第1MOSFET21のソース端子に、また、ダイオード25のアノード端子が整流器7の負極にそれぞれ接続されている。そして、バックコンバータ2の出力側にはDC電圧検出部8と並列に平滑コンデンサ24が接続されている。
The
In the
スイッチング制御部23は第1MOSFET21のゲート端子にスイッチングパルス信号を出力しており、このスイッチングパルス信号のデューティを可変することでバックコンバータ2の出力電圧を制御する。このため、スイッチング制御部23はバックコンバータ制御部3が出力する電圧指示信号で示される電圧とDC電圧信号で示される電圧が等しくなるようにスイッチングパルス信号のデューティを制御する。なお、スイッチング制御部23はバックコンバータ制御部3が出力する運転指示信号が入力されており、運転指示信号がハイレベルの時、バックコンバータ2を運転し、運転指示信号がローレベルの時、バックコンバータ2を停止させる。なお、バックコンバータ2が停止している場合、スイッチング制御部23は第1MOSFET21をオン状態に維持する。つまり、この場合、バックコンバータ2の入力電圧がそのまま出力電圧となる。
The switching
一方、フライバックコンバータ4は、一次巻線41aと二次巻線41bと二次巻線41cを備えたトランス41と、一次巻線41aに並列に接続された第1スナバ回路42と、フライバックコンバータ4を制御するフライバックコンバータ制御部50と、フライバックコンバータ制御部50の内部に備えられ、一次巻線41aに直列に接続された第2MOSFET(スイッチング素子)50aを備えている。
そして、フライバックコンバータ4の正極入力が一次巻線41aの一端に、また、一次巻線41aの他端が第2MOSFET50aのドレイン端子に接続され、第2MOSFET50aのソース端子がフライバックコンバータ4の負極入力に接続されている。
On the other hand, the flyback converter 4 includes a
The positive input of the flyback converter 4 is connected to one end of the primary winding 41a, the other end of the primary winding 41a is connected to the drain terminal of the
また、フライバックコンバータ4は、二次巻線41bの一端に接続された第1出力端子48aと、第3MOSFET(スイッチング素子)43と、第2スナバ回路44と、平滑コンデンサ45と、第1電流検出部47と、第1出力端子48bを備えている。
そして、二次巻線41bの他端に第3MOSFET43のドレイン端子が、また第3MOSFET43のソース端子に第1電流検出部47の一端が、第1電流検出部47の他端が第1出力端子48bにそれぞれ接続されており、第3MOSFET43のドレイン端子とソース端子の間に第2第2スナバ回路44が接続されている。さらに、平滑コンデンサ45の正極が第1出力端子48aに、また、平滑コンデンサ45の負極が第3MOSFET43のソース端子にそれぞれ接続されている。なお、第1出力端子48bはグランドに接続されている。また、第1電流検出部47で検出された電流は、第1出力端子48aと第1出力端子48bに接続される負荷の大きさを表す第1電流検出信号としてバックコンバータ制御部3へ出力される。
The flyback converter 4 includes a
The drain terminal of the
また、フライバックコンバータ4は、二次巻線41cの一端に接続された第2出力端子58aと、第4MOSFET(スイッチング素子)53と、第3スナバ回路54と、平滑コンデンサ55と、第2電流検出部57と、第2出力端子58bを備えている。
そして、二次巻線41cの他端に第4MOSFET53のドレイン端子が、また第4MOSFET53のソース端子に第2電流検出部57の一端が、第2電流検出部57の他端が第2出力端子58bにそれぞれ接続されており、第4MOSFET53のドレイン端子とソース端子の間に第3スナバ回路54が接続されている。さらに、平滑コンデンサ55の正極が第2出力端子58aに、また、平滑コンデンサ55の負極が第4MOSFET53のソース端子にそれぞれ接続されている。なお、第2出力端子58bはグランドに接続されている。また、第2電流検出部57で検出された電流は、第2出力端子58aと第2出力端子58bに接続される負荷の大きさを表す第2電流検出信号としてバックコンバータ制御部3へ出力される。
The flyback converter 4 includes a
The drain terminal of the
さらに、フライバックコンバータ40は、二次側出力電圧のフィードバック用の抵抗46と抵抗56と抵抗49を備えており、抵抗46の一端は第1出力端子48aに、また、抵抗56の一端は第2出力端子58aにそれぞれ接続され、抵抗46の他端と抵抗56の他端は抵抗49の一端にそれぞれ接続されている。なお、抵抗49の他端はグランドに接続されている。そして、抵抗49の一端と第3MOSFET43のゲート端子と第4MOSFET53のゲート端子がフライバックコンバータ制御部50にそれぞれ接続されている。
The
一方、第1スナバ回路42は、一次巻線41aに流れる電流が第2MOSFET50aのオンオフにより断続されることで発生するサージ電圧を低減させるものである。また、第2スナバ回路44は二次巻線41bに流れる電流が第3MOSFET43のオンオフにより断続されることで発生するサージ電圧を、また、第3スナバ回路54は二次巻線41cに流れる電流が第4MOSFET53のオンオフにより断続されることで発生するサージ電圧を、それぞれ低減させるものである。
On the other hand, the first snubber circuit 42 reduces a surge voltage generated when the current flowing through the primary winding 41a is intermittently turned on and off by the
このフライバックコンバータ4は、一次巻線41aに流れる電流をスイッチングして二次巻線41bと二次巻線41cに電圧を誘起させ、各二次巻線に誘起された電圧を第3MOSFET43と第4MOSFET53を用いてそれぞれ同期整流して必要なDC電圧、つまり、第1出力端子48aと第1出力端子48bから出力する+12Vの電圧を、また、第2出力端子58aと第2出力端子58bから出力する+5Vの電圧をそれぞれ生成して、各出力端子に接続されたそれぞれの負荷へ供給するようになっている。
This flyback converter 4 switches the current flowing through the primary winding 41a to induce a voltage in the secondary winding 41b and the secondary winding 41c, and the voltage induced in each secondary winding is transferred to the
バックコンバータ制御部3は、フライバックコンバータ40から出力される+12Vと+5Vのそれぞれの負荷の大きさを示す信号として、第1電流検出信号と第2電流検出信号が入力され、さらにバックコンバータ2が運転される入力電圧を監視するためにAC電圧信号が入力されている。そして、バックコンバータ制御部3は、AC電圧が予め定めた動作電圧閾値(141ボルト)以上になった時にバックコンバータ2を運転状態にする運転指示信号をバックコンバータ2へ出力する。バックコンバータ制御部3は、第1電流検出信号と第2電流検出信号が大きくなるに従って、つまり、負荷が大きくなるに従ってバックコンバータ2の出力電圧を低下させる電圧指示信号をバックコンバータ2へ出力する。 なお、この出力電圧を低下させる理由については後で詳細に説明する。
The buck converter control unit 3 receives the first current detection signal and the second current detection signal as signals indicating the magnitudes of the loads of + 12V and + 5V output from the
次に図2のブロック図を用いてバックコンバータ制御部3の内部を説明する。
バックコンバータ制御部3は、入力電圧監視部31と、電圧指示部32と、電流加算部33を備えている。
Next, the inside of the buck converter control unit 3 will be described with reference to the block diagram of FIG.
The buck converter control unit 3 includes an input
入力電圧監視部31にはAC電圧信号が入力されており、入力電圧が予め定めた動作電圧閾値(141ボルト)以上になった時にバックコンバータ2を運転状態にするためにハイレベルの運転指示信号を出力する。
この運転指示信号は電圧指示部32へも出力されており、ハイレベルの運転指示信号が入力されると電圧指示部32が動作を開始する。なお、運転指示信号がローレベルの時、電圧指示部32は動作を停止すると共に電圧指示信号をローレベル(0ボルトの指示)にしてバックコンバータ2に出力する。
An AC voltage signal is input to the input
This operation instruction signal is also output to the
電流加算部33は入力された第1電流検出信号と第2電流検出信号を加算して加算電流信号として電圧指示部32へ出力する。前述したように各電流信号は直流電源装置1の負荷の大きさを示すものである。後で詳細に説明するが、第1電流検出信号や第2電流検出信号の値が大きいほどトランス41の一次巻線と二次側巻線に流れる電流(負荷)が大きくなり、また、サージ電圧も大きくなる。このため、電圧指示部32は加算電流信号の値が大きいほど電圧指示信号の大きさを小さくしてバックコンバータ2の出力電圧を低下させるように制御する。
The current adding
次に図3を用いて一次側と二次側で使用するMOSFETのドレイン端子とソース端子間の電圧について説明し、本発明に関わる動作原理を説明する。
図3(1)は第2MOSFET50aのドレイン端子とソース端子間の電圧(Vds)を示す波形図であり、図3(2)は第3MOSFET43のドレイン端子とソース端子間の電圧(Vds)を示す波形図である。
Next, the voltage between the drain terminal and the source terminal of the MOSFET used on the primary side and the secondary side will be described with reference to FIG. 3, and the operating principle according to the present invention will be described.
FIG. 3A is a waveform diagram showing a voltage (Vds) between the drain terminal and the source terminal of the
図3(1)において各記号の意味は、Vppeak:第2MOSFET50aのドレイン端子とソース端子間に印加される最大電圧、Vpsrg:サージ電圧、VORp:フライバック電圧、Np:トランス41の一次側巻線数、Ns:トランス41の二次側巻線数、Vout:二次側出力電圧、Vin:フライバックコンバータ4の入力電圧である。なお、VORp=Np/Ns*Voutで表される。
In FIG. 3A, the meaning of each symbol is as follows: Vppeak: maximum voltage applied between the drain terminal and the source terminal of the
第2MOSFET50aのドレイン端子とソース端子間に印加される最大電圧Vppeakは次のようになる。
Vppeak=Vpsrg+VORp+Vin・・・・・式1
つまりフライバックコンバータ4の入力電圧であるVinが小さいほど第2MOSFET50aに印加される最大電圧が小さくなるため、第2MOSFET50aと第1スナバ回路42の部品の最大耐圧が小さくて安価な部品を採用することができる。
The maximum voltage Vppeak applied between the drain terminal and the source terminal of the
Vppeak = Vpsrg + VORp +
In other words, the smaller the input voltage Vin of the flyback converter 4, the smaller the maximum voltage applied to the
一方、図3(2)において各記号の意味は、Vspeak:第3MOSFET43のドレイン端子とソース端子間に印加される最大電圧、Vssrg:サージ電圧、VORs:フライバック電圧、Np:トランス41の一次側巻線数、Ns:トランス41の二次側巻線数、Vout:二次側出力電圧、Vin:フライバックコンバータ4の入力電圧である。なお、VORs=Ns/Np*Vinで表される。
On the other hand, in FIG. 3B, the meaning of each symbol is as follows: Vspeak: maximum voltage applied between the drain terminal and the source terminal of the
第3MOSFET43のドレイン端子とソース端子間に印加される最大電圧Vspeakは次のようになる。
Vspeak=Vssrg+Vout+VORs・・・・・式2
つまりVORs=Ns/Np*Vinの式で表されるように、フライバックコンバータ4の入力電圧であるVinが小さいほど第3MOSFET43に印加される最大電圧が小さくなるため、第3MOSFET43と第2スナバ回路44の部品の耐圧が小さくて安価な部品を採用することができる。なお、第4MOSFET53と第3スナバ回路54についても式2が適用できる。
The maximum voltage Vspeak applied between the drain terminal and the source terminal of the
Vspeak = Vssrg + Vout +
That is, as expressed by the equation VORs = Ns / Np * Vin, the smaller the Vin, which is the input voltage of the flyback converter 4, the smaller the maximum voltage applied to the
図4は直流電源装置1の動作を説明する説明図である。直流電源装置1はワイドレンジの入力電圧に対応しており、100ボルトの日本向け、120ボルトの北米向け、220ボルト〜240ボルトの欧州向けの機器で電圧選択操作をすることなく使用可能である。なお、ここでは説明の都合上、入力電圧が120ボルトで直流電源装置1を起動して徐々に入力電圧を上昇させ、定格電圧が240ボルトの機器の上限定格電圧である264ボルトになった場合を説明する。
FIG. 4 is an explanatory diagram for explaining the operation of the DC
図4の横軸は時間であり、縦軸に関して、図4(1)はAC電圧信号、図4(2)は整流器7の出力電圧である整流出力電圧、図4(3)はDC電圧信号、図4(4)は運転指示信号、図4(5)は加算電流信号、図4(6)は電圧指示信号をそれぞれ示している。なお、t0〜t8は時刻である。 The horizontal axis of FIG. 4 is time, and with respect to the vertical axis, FIG. 4 (1) is an AC voltage signal, FIG. 4 (2) is a rectified output voltage that is the output voltage of the rectifier 7, and FIG. 4 (4) shows an operation instruction signal, FIG. 4 (5) shows an addition current signal, and FIG. 4 (6) shows a voltage instruction signal. Note that t0 to t8 are times.
t0においてAC電圧が供給されていないため、全ての信号はローレベルとなっている。t1でAC電圧が120ボルトで電源が供給されると、図4(2)に示すように整流出力電圧は0ボルトから徐々に上昇して170ボルトになる。この状態においてバックコンバータ制御部3の入力電圧監視部31はAC電圧が動作電圧閾値である141ボルト未満であるため、運転指示信号をローレベル(運転停止)のままとする。このためバックコンバータ2は動作を停止しており、バックコンバータ2は入力された電圧をそのまま出力している。
Since no AC voltage is supplied at t0, all signals are at a low level. When power is supplied with an AC voltage of 120 volts at t1, the rectified output voltage gradually increases from 0 volts to 170 volts as shown in FIG. 4 (2). In this state, the input
一方、t2から入力電圧が徐々に上昇し、t3で入力電圧が動作電圧閾値である141ボルトに達すると、入力電圧監視部31は運転指示信号をハイレベル(運転)にする。この結果、電圧指示部32は動作を開始する。t3においてフライバックコンバータ4の二次側出力は無負荷であるため、第1電流検出信号と第2電流検出信号は共に0アンペアである。このため電流加算部33は加算電流信号としてローレベル(0アンペア)を電圧指示部32へ出力する。電圧指示部32は加算電流信号が0アンペアであるため、無負荷の時の電圧指示信号として200ボルトの指示をバックコンバータ2へ出力する。この電圧指示信号に従ってバックコンバータ2はDC電圧を200ボルトで出力する。
On the other hand, when the input voltage gradually increases from t2 and reaches the operating voltage threshold value of 141 volts at t3, the input
なお、t3以降、AC電圧はさらに上昇してt4で264ボルトに到達し、これに対応して整流出力電圧もt3で200ボルトに到達した後、t4で373ボルトに達する。これ以降この電圧が維持されている。電圧指示部32は負荷の大きさに対応して電圧指示信号を出力するため、t5で負荷が増加するまで電圧指示信号を200ボルトのままにする。この結果、DC電圧はt5まで200ボルトのままである。
After t3, the AC voltage further increases and reaches 264 volts at t4. Correspondingly, the rectified output voltage reaches 200 volts at t3, and then reaches 373 volts at t4. Since then, this voltage has been maintained. Since the
一方、t5以降に負荷が徐々に増大し加算電流信号がt5の0アンペアからt6の3アンペアまで徐々に増加すると、電圧指示部32はこれに対応して電圧指示信号を200ボルトから120ボルトへ低下させる。このため、DC電圧も200ボルトから120ボルトへ低下する。そして、t6〜t7まで加算電流信号が3アンペアであり、電圧指示部32も電圧指示信号を120ボルトまま維持する。そして、t7以降に加算電流信号が低下し、t8以降に2アンペアの状態が継続している。このため、電圧指示部32はこれに対応して電圧指示信号を120ボルトから147ボルトへ上昇させる。バックコンバータ2は、この電圧指示信号に従ってDC電圧を制御する。
On the other hand, when the load gradually increases after t5 and the added current signal gradually increases from 0 ampere at t5 to 3 ampere at t6, the
このようにバックコンバータ制御部3は、AC電圧が141ボルト以上の場合にフライバックコンバータ4の入力のDC電圧がDC200ボルトに固定され、さらに負荷の大きさによってさらにこのDC電圧を120ボルトまで低下させる。なお、バックコンバータ制御部3は、DC電圧:120ボルトを電圧の下限値とし、これ以下の電圧には降圧しない。この下限値はAC電圧が85ボルト(AC100V−15%)時のDC電圧と同じであり、バックコンバータ4の動作限界の下限電圧である。
一方、図3を用いて説明したように、図4(5)で示す負荷の電流が増加してサージ電圧が増加したとしても、各MOSFETのドレイン端子とソース端子間の電圧を抑制することができる。
Thus, the buck converter control unit 3 fixes the DC voltage of the input of the flyback converter 4 to DC 200 volts when the AC voltage is 141 volts or more, and further reduces the DC voltage to 120 volts depending on the size of the load. Let Note that the buck converter control unit 3 sets the DC voltage: 120 volts as the lower limit value of the voltage, and does not step down the voltage below this value. This lower limit value is the same as the DC voltage when the AC voltage is 85 volts (AC 100 V-15%), and is the lower limit voltage of the operation limit of the buck converter 4.
On the other hand, as described with reference to FIG. 3, even if the load current shown in FIG. 4 (5) increases and the surge voltage increases, the voltage between the drain terminal and the source terminal of each MOSFET can be suppressed. it can.
例えば、トランス41の一次側巻線数Np:50、トランス41の二次側巻線数Ns:5、さらに出力電圧Vout:12V、AC電圧が264ボルトの場合でかつ、+12Vと+5Vの出力が無負荷(負荷が最小)の場合を図1の回路と従来の図5の回路の場合とで比較する。
従来の図5の回路の場合、フライバックコンバータ40の入力DC電圧Vinは373ボルトになる。従ってトランス41の一次側の場合には式1を用いて、
Vppeak=Vpsrg+VORp+Vin=Vpsrg+(50/5*12)+373=Vpsrg+493(V)
となる。
一方、図1の回路の場合、フライバックコンバータ4の入力DC電圧Vinは200ボルトになる。従って式1を用いて、
Vppeak=Vpsrg+VORp+Vin=Vpsrg+(50/5*12)+200=Vpsrg+320(V)
となる。従って、本発明を用いることで493ボルトと320ボルトの差である173ボルトだけ低い耐圧の部品を選定できることになる。
For example, when the number of primary windings Np of the
In the case of the conventional circuit of FIG. 5, the input DC voltage Vin of the
Vppeak = Vpsrg + VORp + Vin = Vpsrg + (50/5 * 12) + 373 = Vpsrg + 493 (V)
It becomes.
On the other hand, in the case of the circuit of FIG. 1, the input DC voltage Vin of the flyback converter 4 is 200 volts. Therefore, using
Vppeak = Vpsrg + VORp + Vin = Vpsrg + (50/5 * 12) + 200 = Vpsrg + 320 (V)
It becomes. Therefore, by using the present invention, it is possible to select a component having a withstand voltage lower by 173 volts, which is the difference between 493 volts and 320 volts.
次に上記と同じ条件でトランス41の二次側が+12Vの場合には式2を用いて、従来の図5の回路の場合、
Vspeak=Vssrg+Vout+VORs=Vssrg+12+(5/50*373)=Vssrg+49.3(V)
となる。
一方、図1の回路の場合、フライバックコンバータ4の入力DC電圧Vinは200ボルトになる。従って式2を用いた場合、
Vspeak=Vssrg+Vout+VORs=Vssrg+12+(5/50*200)=Vssrg+32(V)
となる。従って、本発明を用いることで49.3ボルトと32ボルトの差である17.3ボルトだけ低い耐圧の部品を選定できることになる。
Next, when the secondary side of the
Vspeak = Vssrg + Vout + VORs = Vssrg + 12 + (5/50 * 373) = Vssrg + 49.3 (V)
It becomes.
On the other hand, in the case of the circuit of FIG. 1, the input DC voltage Vin of the flyback converter 4 is 200 volts. Therefore, when using
Vspeak = Vssrg + Vout + VORs = Vssrg + 12 + (5/50 * 200) = Vssrg + 32 (V)
It becomes. Therefore, by using the present invention, it is possible to select a component having a pressure resistance lower by 17.3 volts, which is the difference between 49.3 volts and 32 volts.
なお、VpsrgとVssrgはトランス41の巻線に流れる電流と巻線のインダクタンスで決定されるため、負荷が大きい、つまり負荷に供給される電流が大きくなるに従って大きくなる。このため、本発明では負荷が大きくなるに従ってフライバックコンバータ4の入力DC電圧を低下させるように制御し、負荷に供給される電流がどのような値になっても、無負荷(負荷が最小)の時のVppeak=Vpsrg+320(V)、及びVspeak=Vssrg+32(V)を超えないようにバックコンバータ2の出力電圧を制御する。なお、サージ電圧については予め実験的に求めておき、VppeakとVspeakの最大電圧を求めてから各MOSFETと各スナバ回路の部品の耐圧を決定する。以上の説明は二次側出力電圧が+12Vの場合を説明したが、二次側出力電圧が+5Vの場合も同様にVspeakの最大電圧を求めてから第4MOSFET53と第3スナバ回路54の部品の耐圧を決定する。
Note that Vpsrg and Vssrg are determined by the current flowing through the winding of the
以上説明したように、バックコンバータ制御部3が直流電源装置1の負荷が大きくなるに従ってバックコンバータ2の出力電圧を低下させることにより、スイッチング制御により発生するサージ電圧を抑制する第1スナバ回路42,第2スナバ回路44,第3スナバ回路54の印加電圧を低減させる。このため各スナバ回路の部品及び第2MOSFET50a,第3MOSFET43,第4MOSFET53について耐圧の低い安価な部品を採用できる。
このような方式は各部品の耐圧マージンを下げることなく、耐圧の小さい部品を採用できるため、信頼性を損ねることなくコストダウンを図ることができる。
また、バックコンバータ制御部3は、バックコンバータ2をAC電圧が予め定めた動作電圧閾値以上の時にのみ動作させる。このため、比較的電圧が低いAC電圧が141ボルト未満の時、つまり、各スナバ回路の部品及びMOSFETの耐圧よりもVppeakやVspeakが小さい時にバックコンバータ2の電力損失を抑制することができる。
As described above, the buck converter control unit 3 reduces the output voltage of the
Such a method can employ a component having a low withstand voltage without lowering the withstand voltage margin of each component, so that the cost can be reduced without impairing the reliability.
Further, the buck converter control unit 3 operates the
なお、本実施例では負荷の大きさを負荷電流の大きさで判定しているが、これに限るものでなく、この直流電源装置1が使用される装置、例えば空気調和機の制御部からモータやソレノイドの動作に先立って予想される消費電流を加算電流信号として電圧指示部32が受け取るようにしてもよい。
また、本実施例では絶縁型のフライバックコンバータの例を説明しているがこれに限るものでなく、絶縁型のフォワード方式のコンバータも同様の効果を得ることができる。
In this embodiment, the magnitude of the load is determined by the magnitude of the load current. However, the present invention is not limited to this, and the motor in which the DC
In this embodiment, an example of an insulating flyback converter has been described. However, the present invention is not limited to this, and an insulating forward converter can obtain the same effect.
1 直流電源装置
2 バックコンバータ
21 第1MOSFET
22 インダクタ
23 スイッチング制御部
24 平滑コンデンサ
25 ダイオード
3 バックコンバータ制御部(非絶縁型バックコンバータ制御手段)
31 入力電圧監視部
32 電圧指示部
33 電流加算部
4 フライバックコンバータ
41 トランス
41a 一次巻線
41b 二次巻線
41c 二次巻線
42 第1スナバ回路
43 第3MOSFET(スイッチング素子)
44 第2スナバ回路
45 平滑コンデンサ
46 抵抗
47 第1電流検出部
48a 第1出力端子
48b 第1出力端子
49 抵抗
50 フライバックコンバータ制御部
50a 第2MOSFET(スイッチング素子)
53 第4MOSFET(スイッチング素子)
54 第3スナバ回路
55 平滑コンデンサ
56 抵抗
57 第2電流検出部
58a 第2出力端子
58b 第2出力端子
5a 交流電圧入力端子
5b 交流電圧入力端子
6 AC電圧検出部
7 整流器
8 DC電圧検出部
1
22
31 Input
44
53 4th MOSFET (switching element)
54
Claims (2)
前記DC電圧を降圧して負荷に供給する絶縁型バックコンバータとを備え、
前記絶縁型バックコンバータは、
巻線を備えたトランスの前記巻線に流れる電流を断続させるスイッチング素子と、
前記電流の断続により発生するサージ電圧を抑制するスナバ回路とを備えた直流電源装置であって、
前記直流電源装置は、前記非絶縁型バックコンバータを制御する非絶縁型バックコンバータ制御手段を備え、
前記非絶縁型バックコンバータ制御手段は、前記負荷が大きくなるに従って前記非絶縁型バックコンバータの出力電圧を低下させることを特徴とする直流電源装置。 A non-isolated buck converter that receives a voltage obtained by rectifying an input voltage, steps down the voltage, and outputs the voltage as a DC voltage;
An isolated buck converter that steps down the DC voltage and supplies it to a load;
The insulated buck converter is
A switching element for intermittently passing a current flowing through the winding of the transformer including the winding;
A DC power supply device comprising a snubber circuit that suppresses a surge voltage generated by intermittent current,
The DC power supply device includes non-isolated buck converter control means for controlling the non-insulated buck converter,
The direct-current power supply apparatus according to claim 1, wherein the non-insulated buck converter control means decreases the output voltage of the non-insulated buck converter as the load increases.
The non-insulated buck converter control means reduces the output voltage of the non-insulated buck converter so as to be smaller than a maximum voltage applied to both ends of the switching element when the load is minimum. The DC power supply device according to claim 1.
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