JP2019201455A - Resonance-type converter and program - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、共振型コンバータ、プログラムに関する。 The present invention relates to a resonant converter and a program.
直流電力が入力され、複数のスイッチング素子を有するブリッジ回路と、トランスと、少なくとも1つの前記スイッチング素子を流れる電流値を検出する電流検出回路と、制御回路とを有する共振型電力変換装置が知られている(例えば、特許文献1)。 There is known a resonance type power converter including a bridge circuit having a plurality of switching elements to which DC power is input, a transformer, a current detection circuit for detecting a current value flowing through at least one switching element, and a control circuit. (For example, Patent Document 1).
特許文献1に記載の共振型電力変換装置は、制御回路がスイッチング素子をターンオンする制御信号を出力するタイミングにおける電流検出回路の検出値がゼロより大きい場合、共振型電力変換装置が異常動作していると判定するものとしている。
In the resonant power converter described in
しかしながら、特許文献1の共振型電力変換装置は、制御回路がスイッチング素子をターンオンする制御信号を出力するタイミングにおける電流検出回路の検出値ゼロより大きい場合、共振型電力変換装置が異常動作すると判定するため、短時間での判定が困難となる問題点がある。
However, the resonant power converter of
本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、共振周波数の変動を短時間に判定することができる共振型コンバータ、プログラムを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a resonant converter and a program that can determine the fluctuation of the resonant frequency in a short time.
本開示の一態様に係る共振型コンバータは、共振回路を介してコイルに接続されたスイッチング回路を備え、該スイッチング回路に入力された電圧を変換して出力する共振型コンバータであって、同じ共振周期内における前記スイッチング回路に流れる2時点以上の電流値を検出する検出部と、該検出部が検出した2時点以上の電流値に基づいて、共振周波数の変動を判定する判定部とを備える。 A resonant converter according to an aspect of the present disclosure is a resonant converter that includes a switching circuit connected to a coil through a resonant circuit, converts the voltage input to the switching circuit, and outputs the converted voltage. A detection unit that detects current values at two or more time points flowing in the switching circuit within a cycle, and a determination unit that determines a fluctuation in resonance frequency based on current values at two or more time points detected by the detection unit.
本開示の一態様によれば、共振周波数の変動を短時間に判定することができる共振型コンバータを提供することができる。 According to one aspect of the present disclosure, it is possible to provide a resonance type converter that can determine a change in resonance frequency in a short time.
[本発明の実施形態の説明]
最初に本開示の実施態様を列挙して説明する。また、以下に記載する実施形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。
[Description of Embodiment of the Present Invention]
First, embodiments of the present disclosure will be listed and described. Moreover, you may combine arbitrarily at least one part of embodiment described below.
(1)本開示の一態様に係る共振型コンバータは、共振回路を介してコイルに接続されたスイッチング回路を備え、該スイッチング回路に入力された電圧を変換して出力する共振型コンバータであって、同じ共振周期内における前記スイッチング回路に流れる2時点以上の電流値を検出する検出部と、該検出部が検出した2時点以上の電流値に基づいて、共振周波数の変動を判定する判定部とを備える。 (1) A resonant converter according to an aspect of the present disclosure is a resonant converter that includes a switching circuit connected to a coil via a resonant circuit, converts a voltage input to the switching circuit, and outputs the converted voltage. A detection unit that detects current values at two or more time points flowing through the switching circuit within the same resonance period, and a determination unit that determines fluctuations in resonance frequency based on current values at two or more time points detected by the detection unit; Is provided.
本態様にあたっては、同じ共振周期内にて検出した2時点以上の電流値に基づいて、共振周波数の変動を判定するため、短時間に当該判定を行うことができる。 In this aspect, since the fluctuation of the resonance frequency is determined based on the current values at two or more time points detected within the same resonance period, the determination can be performed in a short time.
(2)検出した2時点以上の電流値において、少なくとも2つの電流値の検出時点は、前記共振周期における半周期の中点に対し対称的である構成が好ましい。 (2) Of the detected current values of two or more time points, it is preferable that at least two current value detection time points are symmetrical with respect to the midpoint of the half cycle in the resonance period.
本態様にあたっては、検出した2時点以上の電流値において、少なくとも2つの電流値の検出時点は、共振周期の半周期の中点に対し対称的であるため、精度よく共振周波数の変動を判定することができる。 In this aspect, in the detected current values at two or more time points, the detection time points of at least two current values are symmetric with respect to the midpoint of the half cycle of the resonance cycle, so that the variation in the resonance frequency is accurately determined. be able to.
(3)記判定部は、前記共振周期における半周期の中点に対し、検出時点が対称的となる2つの電流値の値が所定値以上異なる場合、共振周波数が変動したと判定する構成が好ましい。 (3) A configuration in which the determination unit determines that the resonance frequency has fluctuated when the two current values at which the detection time points are symmetric differ from the midpoint of the half cycle in the resonance cycle by a predetermined value or more. preferable.
本態様にあたっては、共振周期の中点に対し、検出時点が対称的となる2つの電流値の値が所定値以上異なる場合、共振周波数が変動したと判定するため、電流の最大値に影響されるとなく、精度よく共振周波数の変動を判定することができる。 In this aspect, when the two current values whose detection time points are symmetrical with respect to the midpoint of the resonance period are different from each other by a predetermined value or more, it is determined that the resonance frequency has changed. In other words, it is possible to accurately determine the fluctuation of the resonance frequency.
(4)前記検出部は、前記共振周期の伸長に応じて、前記2つの検出時点による時間差を増加させて、前記共振周期における半周期の中点に対し対称的となる2つの検出時点の電流値を検出する構成が好ましい。 (4) The detection unit increases a time difference between the two detection time points according to the extension of the resonance period, and currents at two detection time points that are symmetrical with respect to a midpoint of the half cycle in the resonance period. A configuration for detecting the value is preferable.
本態様にあたっては、共振周期の伸長に応じて検出時点の差異を増加させて、前記共振周期における半周期の中点に対し対称的となる2つの電流値を検出するため、精度よく共振周波数の変動を判定することができる。 In this aspect, the difference in detection time is increased in accordance with the extension of the resonance period, and two current values that are symmetric with respect to the midpoint of the half period in the resonance period are detected. Variation can be determined.
(5)前記検出部は、前記スイッチング回路におけるいずれかのスイッチング素子がオンにされている期間内に該スイッチング回路に流れる2時点以上の電流値を検出する構成が好ましい。 (5) Preferably, the detection unit detects a current value at two or more time points flowing through the switching circuit within a period in which any one of the switching elements in the switching circuit is turned on.
本態様にあたっては、スイッチング回路におけるいずれかのスイッチング素子がオンにされている期間内に該スイッチング回路に流れる2時点以上の電流値を検出するため、確実にこれら電流値を検出することができる。 In this aspect, since current values at two or more time points flowing through the switching circuit are detected within a period in which any of the switching elements in the switching circuit is turned on, these current values can be reliably detected.
(6)前記共振周期における半周期の中点よりも前に検出した電流値が、前記共振周期における半周期の中点よりも後に検出した電流値よりも大きい場合、前記スイッチング回路におけるスイッチング素子の駆動周波数を増加させ、前記共振周期における半周期の中点よりも前に検出した電流値が、前記共振周期における半周期の中点よりも後に検出した電流値よりも小さい場合、前記スイッチング回路におけるスイッチング素子の駆動周波数を減少させて、該スイッチング素子のスイッチング制御を行う制御部を備える構成が好ましい。 (6) When the current value detected before the midpoint of the half cycle in the resonance cycle is larger than the current value detected after the midpoint of the half cycle in the resonance cycle, the switching element in the switching circuit When the drive frequency is increased and the current value detected before the midpoint of the half cycle in the resonance cycle is smaller than the current value detected after the midpoint of the half cycle in the resonance cycle, A configuration including a control unit that performs switching control of the switching element by reducing the driving frequency of the switching element is preferable.
本態様にあたっては、半周期の中点よりも前に検出した電流値と、半周期の中点よりも後に検出した電流値との大小関係に基づいて、スイッチング素子の駆動周波数を増減されるスイッチング制御を行うため、共振周波数が変動した場合であっても、スイッチング素子の駆動周波数を制御して、当該変動した共振周波数に適合させることができる。 In this aspect, switching is performed by increasing or decreasing the driving frequency of the switching element based on the magnitude relationship between the current value detected before the midpoint of the half cycle and the current value detected after the midpoint of the half cycle. Since the control is performed, even when the resonance frequency varies, the drive frequency of the switching element can be controlled to adapt to the varied resonance frequency.
(7)本開示の一態様に係るプログラムは、コンピュータに共振型コンバータのスイッチング回路に流れる同じ共振周期内における2時点以上の電流値を検出し、検出した2時点以上の電流値に基づいて、共振周波数の変動を判定する処理を実行させる。 (7) A program according to an aspect of the present disclosure detects a current value at two or more time points in the same resonance cycle flowing in the switching circuit of the resonance converter in a computer, and based on the detected current values at two or more time points, A process for determining the fluctuation of the resonance frequency is executed.
本態様にあたっては、コンピュータに、同じ共振周期内にて検出した2時点以上の電流値に基づいて、共振周波数の変動の判定を短時間で行わせることができる。 In this aspect, it is possible to cause the computer to determine the fluctuation of the resonance frequency in a short time based on the current values at two or more time points detected within the same resonance period.
[本発明の実施形態の詳細]
本発明をその実施の形態を示す図面に基づいて具体的に説明する。本開示の実施形態に係る共振コンバータを、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
[Details of the embodiment of the present invention]
The present invention will be specifically described with reference to the drawings showing the embodiments thereof. A resonant converter according to an embodiment of the present disclosure will be described below with reference to the drawings. In addition, this invention is not limited to these illustrations, is shown by the claim, and intends that all the changes within the meaning and range equivalent to the claim are included.
(実施形態1)
以下、実施の形態について図面に基づいて説明する。図1は、実施形態1に係る共振型コンバータ1の一構成例を略示した回路図である。本実施形態に係る共振型コンバータ1は、全波整流フルブリッジ型のLLC共振DC/DCコンバータであり、ハイブリッド車、電気自動車等に搭載される。
(Embodiment 1)
Hereinafter, embodiments will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram schematically illustrating a configuration example of a
共振型コンバータ1は、直流の電圧が印加される入力端子対10Aと、DC/DC変換された電圧が出力される出力端子対10Bとを含む。入力端子対10Aには直流電源4が接続され、出力端子対10Bには負荷5が接続される。直流電源4及び負荷5は、例えば、HVバッテリ及び補機バッテリであり、HVバッテリから出力される数百Vの電圧が入力端子対10Aに印加される。共振型コンバータ1は入力された電圧を数V〜10数Vの電圧にDC/DC変換し、DC/DC変換された電圧を出力端子対10Bから例えば、補機バッテリ又は車載負荷等へ出力する。入出力される電圧は一例である。
共振型コンバータ1は、入力端子対10Aに入力された直流電圧をDC/AC変換による交流電圧に変換するスイッチング回路11と、DC/AC変換された交流電圧によって共振する共振回路12と、交流電圧を変圧するトランス13と、トランス13によって変圧された交流電圧を全波整流する整流回路14と、全波整流された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ15を含む。
The
スイッチング回路11は、入力端子対10Aに入力された直流電圧を、スイッチング制御によって、交流電圧に変換するフルブリッジ回路である。スイッチング回路11は、正極側のスイッチング素子Q11及び負極側のスイッチング素子Q12を直列接続してなる第1レグ11Aと、正極側のスイッチング素子Q21及び負極側のスイッチング素子Q22を直列接続してなる第2レグ11Bとを備え、第1レグ11Aと第2レグ11Bとは並列に接続されている。
The
スイッチング素子Q11、Q12、Q21、Q22は、例えば、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)又はMOSFET(Metal-Oxide-SemiconductorField Effect Transistor)等のパワーデバイスである。これらスイッチング素子Q11、Q12、Q21、Q22をnチャンネル型のMOSFETとして説明する。 The switching elements Q11, Q12, Q21, and Q22 are power devices such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor). These switching elements Q11, Q12, Q21, and Q22 will be described as n-channel MOSFETs.
図1に示すように、スイッチング素子夫々Q11、Q12、Q21、Q22は、寄生容量及び寄生ダイオードを有する。なお、スイッチング素子Q11、Q12、Q21、Q222のドレイン及びソースに、別途容量素子を設けても良い。 As shown in FIG. 1, each of the switching elements Q11, Q12, Q21, and Q22 has a parasitic capacitance and a parasitic diode. In addition, you may provide a capacitive element separately in the drain and source | sauce of switching element Q11, Q12, Q21, Q222.
スイッチング素子Q11,Q21のドレインは、入力端子対10Aの正極端に接続している。スイッチング素子Q11,Q21のソースはそれぞれスイッチング素子Q12,Q22のドレインに接続し、スイッチング素子Q12,Q22のソースは、入力端子対10Aの負極端に接続している。
The drains of the switching elements Q11 and Q21 are connected to the positive terminal of the
共振回路12は、スイッチング回路11にてDC/AC変換された交流電圧によって共振するLC共振回路12である。共振回路12は、共振コンデンサC1及び共振インダクタLrを直列してなる回路を備え、当該回路の一端部が第1レグ11Aを構成する2つのスイッチング素子Q11、Q12の接続部(接続節点)に接続され、他端部がトランス13の一次コイル131の一端に接続されている。
The
トランス13を構成する一次コイル131に係る励磁インダクタLmも共振回路12の一部を構成している。共振インダクタLrは、トランス13を構成する一次コイル131の漏れインダクタによって代用しても良い。また、一次コイル131の励磁インダクタLmによって、LLC共振回路12を構成する例を説明したが、一次コイル131に他のインダクタを並列接続させても良い。
The exciting inductor Lm related to the
トランス13は、磁気結合した一次コイル131及び二次コイル132を備える。一次コイル131の一端部には、共振コンデンサC1及び共振インダクタLrを直列接続してなる共振回路12の他端部が接続されている。
The
共振コンデンサC1の一端部は、スイッチング素子Q11、Q12の接続部に接続され、共振コンデンサC1の他端部は共振インダクタLrの一端部に接続され、共振インダクタLrの他端部は一次コイル131の一端部に接続されている。一次コイル131の他端部は、第2レグ11Bを構成する2つのスイッチング素子Q21、Q22の接続部(接続節点)に接続されている。
One end of the resonance capacitor C1 is connected to the connection of the switching elements Q11 and Q12, the other end of the resonance capacitor C1 is connected to one end of the resonance inductor Lr, and the other end of the resonance inductor Lr is the
スイッチング回路11によってDC/AC変換された交流の電圧が一次コイル131に印加されると、当該一次コイル131にて交番磁束が発生し、該交番磁束による電磁誘導によって、一次コイル131及び二次コイル132の巻線比に応じて変圧された交流電圧が二次コイル132に生ずる。二次コイル132の両端は、整流回路14に接続してある。すなわち、二次コイル132に生じた交流電圧は、その極性を所定の周期で反転させて整流回路14に出力される。
When an AC voltage DC / AC converted by the switching
整流回路14は、例えばダイオードブリッジ等による全波整流回路(両波整流回路、ブリッジ整流回路等)である。または、整流回路14は、2つの整流用スイッチング素子を用い、二次コイル132に生じた交流電圧の周期に応じて、これら2つの整流用スイッチング素子のオン及びオフを相補的に行うものであってよい。
The
整流回路14によって整流された直流電圧は、脈流成分を持つ電圧(脈流電圧)であり、この脈流電圧は平滑コンデンサ15によって充放電されることにより、脈流成分が除去された直流電圧に平滑される。平滑コンデンサ15によって平滑された直流電圧は、出力端子対10Bを介して負荷に印加される。
The DC voltage rectified by the
共振型コンバータ1は、スイッチング回路11に流れる電流を検出する電流検出部2と、スイッチング素子Q11、Q12、Q21、Q22のオン及びオフを制御(スイッチング制御)する制御回路3とを含む。
電流検出部2は、例えばホール素子、又はシャント抵抗等を用いた電流センサである。電流検出部2によって検出されたスイッチング回路11に流れる電流値は、アナログ値として制御回路3に出力される。
The current detection unit 2 is a current sensor using, for example, a Hall element or a shunt resistor. The current value flowing through the switching
電流検出部2と制御回路3との接続において、電流検出部2の出力端子に接続された配線を2つに分岐し、分岐した夫々の配線を制御回路3に接続するようにしてある。
In connection between the current detection unit 2 and the
制御回路3は、スイッチング素子Q11、Q12、Q21、Q22の駆動周波数が、後述する共振回路12の共振周波数となるように、スイッチング素子夫々Q11、Q12、Q21、Q22のゲート端子にゲート信号を、例えば、デッドタイムを有するデューティ比50%にて出力する。
The
制御回路3に設けられている2つの出力端子36において、一方の出力端子36(Vg1)は、第1レグ11Aのスイッチング素子Q11及び第2レグ11Bのスイッチング素子Q22のゲート端子に接続されている。
Of the two
他方の出力端子36(Vg2)は、第1レグ11Aのスイッチング素子Q12及び第2レグ11Bのスイッチング素子Q21のゲート端子に接続されている。
The other output terminal 36 (Vg2) is connected to the gate terminals of the switching element Q12 of the
詳細は後述するが、制御部35は、2つの出力端子36において交互にゲート信号を出力することにより、直流電源からの電流が、Q11、共振回路12、一次コイル131、Q22の順に流れる状態と、Q21、一次コイル131、共振回路12、Q12の順に流れる状態とを切替える。このように切り替えることにより、スイッチング回路11から交流電圧が出力され、一次コイル131には、極性が所定周期で反転する交流電流が流れる。
Although details will be described later, the
制御部35は、ソフトスイッチング方式にて、スイッチング制御を行っている。導通状態を切り替えるデッドタイムにおいて全てのスイッチング素子Q11、Q12,Q31,Q32がオフ状態になる。導通状態が切り替わる際、スイッチング素子Q11,Q22の寄生容量の充放電が行われる。制御部35は、充放電の過程で当該スイッチング素子Q11,Q22の両端電圧がゼロになるタイミングで、スイッチング素子Q11,Q22をオン状態に切り替える。当該タイミングでスイッチングを行うことによって、スイッチング損失を低減可能なソフトスイッチングが実現される。
The
図2は、制御回路3の一構成例を略示したブロック図である。図3は、制御回路3におけるAD変換処理に関する説明図である。
FIG. 2 is a block diagram schematically showing a configuration example of the
制御回路3には、電流検出部2から出力された電流値によるアナログ値が入力される。制御回路3は、入力されたアナログ値をサンプル及びホールド(サンプル&ホールド)するサンプルホールド部341、サンプルホールド部341と接続されサンプルホールド部341から出力された電流値(アナログ値)をAD変換によって、ディジタル値に変換するするAD変換部351を含む。これらサンプルホールド部341及びAD変換部351によって、ADコンバータ34が構成される。
An analog value based on the current value output from the current detection unit 2 is input to the
制御回路3は、第1入力端子31と第2入力端子32、及びこれら入力端子31,32のうちのいずれかの入力端子31,32に切替えて、該切替えられたいずれかの入力端子31,32とサンプルホールド部341とを接続する接続切替部33を含む。第1入力端子31及び第2入力端子32には、電流検出部2の出力端子に接続された配線が二つに分岐された配線夫々が、接続されている。
The
制御回路3は、CPU(Central Processing Unit)又はMPU(Micro Processing 入力端子Unit)、ROM(Read Only Memory)又はRAM(Random Access Memory)等の記憶部、及び計時機能を有する時計部を含む制御部35(マイコン)を備える。制御部35は、記憶部に記憶されたプログラムの実行をすることにより、AD変換部351として機能する。詳細は後述するが、制御部35は、電流検出部2から出力された電流値に基づき、記憶部に記憶されたプログラムの実行をすることにより、電流値を検出する検出部として機能してもよい。また、制御部35は、記憶部に記憶されたプログラムの実行をすることにより、共振周波数の変動を判定する判定部として機能し、また当該判定に基づきスイッチング回路11のスイッチング素子Q11、Q12、Q21、Q22の駆動周波数を制御する。
The
サンプルホールド部341は、制御部35からの制御信号に基づいて、アナログ値をサンプリングするように構成されている。サンプルホールド部341は例えばコンデンサを含み、当該コンデンサを用いて入力されたアナログ値をホールドする。
The
制御部35は、サンプルホールド部341にアナログ値をサンプリングするための制御信号の出力に連動させ、接続切替部33の切替制御を行う。すなわち、第1入力端子31から入力されたアナログ値をサンプル及びホールドする場合、接続切替部33は、第1入力端子31に切替えて、第1入力端子31とサンプルホールド部341とを接続する。
The
第2入力端子32から入力されたアナログ値をサンプル及びホールドする場合、接続切替部33は、第2入力端子32に切替えて、第2入力端子32とサンプルホールド部341とを接続する。
When sampling and holding an analog value input from the
図3に示すごとく、制御回路3に含まれるADコンバータ34には、第1入力端子31(1ch)及び第2入力端子32(2ch)の2つのチャンネルからアナログ値が入力される。ADコンバータ34が、入力されたアナログ値をディジタル信号に変換するにあたり、サンプルホールド部341によるアナログ値のサンプル及びホールドと、制御部35によるAD変換とが順次に行われる。
As shown in FIG. 3, analog values are input to the
サンプルホールド部341のサンプル及びホールドは、ハードウェア処理によって行われ、制御部35によるAD変換はソフトウェア処理によって行われる。一例として、サンプルホールド部341のサンプル及びホールドの処理時間は10μsecであり、制御部35によるAD変換の処理時間は500μsecである。すなわち、入力されたアナログ値をディジタル値に変換するためには、これら処理時間の合算した時間(510μse=10+500)を要する。
Sample and hold of the
制御部35は、第1入力端子31(1ch)から入力されたアナログ値のAD変換が終了するよりも前に、第2入力端子32(2ch)から入力されたアナログ値のサンプリングするための制御信号を出力する。
The
図3Aにおいては、制御部35は、第2入力端子32のアナログ値のサンプル及びホールド処理の終了が、第1入力端子31のアナログ値のAD変換の終了と略同タイミングとなるように、第2入力端子32(2ch)からのアナログ値をサンプリングするための制御信号を出力する。このように制御信号を出力することによって、第1入力端子31(1ch)から入力されたアナログ値のAD変換が終了するよりも前であっても、第2入力端子32(2ch)から入力されたアナログ値を取得、すなわちサンプル及びホールドすることができる。
In FIG. 3A, the
図3Bにおいては、制御部35は、第1入力端子31(1ch)から入力されたアナログ値のサンプル及びホールド処理を終了した直後、第2入力端子32(2ch)から入力されたアナログ値のサンプル及びホールド処理を開始するようにアナログ値のサンプリングするための制御信号を出力する。
In FIG. 3B, the
第2入力端子32(2ch)から入力されたアナログ値のサンプル及びホールド処理が終了した後、第2入力端子32のアナログ値のAD変換は、第1入力端子31のアナログ値のAD変換の終了後に、開始される。このように制御信号を出力することによって、図3Aと同様に第1入力端子31(1ch)から入力されたアナログ値のAD変換が終了するよりも前であっても、第2入力端子32(2ch)から入力されたアナログ値を取得、すなわちサンプル及びホールドすることができる。
After the analog value sample and hold process input from the second input terminal 32 (2ch) is completed, the analog value AD conversion of the
従って、連続して2つのアナログ値を取得する場合、接続切替部33が、サンプル及びホールドに接続されるいずれかの入力端子に切替ることにより、AD変換部351によりAD変換処理が終了する前であっても、2つめのアナログ値を取得することができる。なお、入力端子31、32の数は2個に限定されず、入力端子31、32の数は3個以上であってもよい。
Therefore, when two analog values are acquired in succession, the
図4は、共振周期に関する説明図である。図5は、スイッチング素子の制御及び電流の波形に関する説明図である。図4は、横軸に時間(t)を示し、縦軸は電流(A)を表すものであり、スイッチング回路11から出力される交流電流の一周期を示している。図5は、横軸に時間を表し、縦軸にスイッチング素子Q11、Q12、Q21、Q22に対し出力するゲート信号を表すタイミングチャートを示している。
FIG. 4 is an explanatory diagram relating to the resonance period. FIG. 5 is an explanatory diagram regarding the control of the switching element and the waveform of the current. In FIG. 4, the horizontal axis represents time (t), and the vertical axis represents current (A), which represents one cycle of the alternating current output from the switching
制御部35(マイコン)の記憶部には、共振回路12による共振周波数が記憶されている。この共振周波数(f[Hz])は、共振回路12を構成する共振コンデンサC1の容量(C[F])及び共振インダクタLrのインダクタンス(L[H])によって、決定(f=1/{2π(L*C)^(1/2)})される。従って、共振周波数の逆数となる共振周期(T[s])は、図4に示すごとく、共振コンデンサC1の容量(キャパシタンス)に共振インダクタLrのインダクタンスを乗算した値の平方根に、2πを乗算した値(2π(L*C)^(1/2))となる。
In the storage unit of the control unit 35 (microcomputer), the resonance frequency by the
共振周期の半周期は、一の共振周期において正負の極性が反転するゼロクロスの時点に対し、当該時点に対し前後位置するゼロクロス(共振周期の開始時及び終了時のゼロクロス)の時点夫々との差異による時間となる。前半の半周期における中点(頂点)は、一の共振周期が開始するゼロクロスの時点から、共振周期(T)に0.25を乗算(T×0.25)した時間が経過した時点となる。 The half cycle of the resonance period is the difference between the zero crossing point where the positive and negative polarities are reversed in one resonance cycle and the time point of the zero crossing (zero crossing at the start and end of the resonance cycle) located before and after that point. It becomes time by. The middle point (vertex) in the first half cycle is the time when the time obtained by multiplying the resonance cycle (T) by 0.25 (T × 0.25) has elapsed from the time of zero crossing when one resonance cycle starts. .
制御部35は、共振回路12による共振周波数に適合するように、スイッチング回路11におけるスイッチング素子Q11、Q12、Q21、Q22の駆動周波数を決定している。制御部35は、2つの出力端子36において、一方の出力端子36(Vg1)と、他方の出力端子36(Vg2)とに交互にゲート信号を出力し、一方の出力端子36(Vg1)に接続されるQ11及びQ22と、他方の出力端子36(Vg2)に接続されるQ12及びQ21とを、交互に、すなわち相補的にオン、オフするようにしてある。制御部35は、ゲート信号の出力を、一方の出力端子36(Vg1)から他方の出力端子36(Vg2)に切り替える際、一方の出力端子36(Vg1)及び他方の出力端子36(Vg2)のいずれの出力端子36にゲート信号の出力を行わないデッドタイムを設定している。
The
図5のタイミングチャートにおいて、一方の出力端子36(Vg1)にゲート信号を出力された際のスイッチング回路11から出力される電流において、共振周波数の変動に基づく3つの状態の電流波形を併記している。共振周波数の変動は、例えば、共振回路12を構成する共振コンデンサC1又は共振インダクタLrの経年劣化等によって発生する。
In the timing chart of FIG. 5, current waveforms in three states based on fluctuations in the resonance frequency are also shown in the current output from the switching
一方の出力端子36(Vg1)に対するゲート信号の1回の出力、すなわち1回のスイッチングにおいて、ゲート信号の出力が開始された開始時点と、ゲート信号の出力が終了した終了時点との中点は、共振周波数における半周期の中点に相当する。 The middle point between the start time when the output of the gate signal is started and the end time when the output of the gate signal is finished in one output of the gate signal to one output terminal 36 (Vg1), that is, in one switching, is This corresponds to the midpoint of a half cycle at the resonance frequency.
制御部35は、記憶部に記憶してある共振周波数に基づき、ゲート信号の出力の周期、すなわちスイッチング素子Q11、Q12、Q21、Q22の駆動周期を決定しており、従って、制御部35は、当該駆動周期に基づき、共振周波数における半周期の中点の時点を特定する。
The
制御部35は、電流検出部2からの出力に基づき、共振周波数における半周期の中点を基準に対照的となる2つの時点(第1時点、第2時点)の電流値夫々(i1、i2)を検出する。半周期の中点を基準に対照的とは、例えば、共振周期(T[sec])の半周期の中点の時点(T/4[sec])を基準に、所定時間を加算減算した時点となる。この所定時間は、共振周期(T[sec])に0.25よりも小さい値を乗算した時間、すなわち共振周期の四分の一よりも短い時間である。
Based on the output from the current detection unit 2, the
または、この所定時間は、共振周期の四分の一よりも短い時間であって、いずれかのスイッチング素子Q11、Q12、Q21、Q22がオンとなっている期間、すなわちデッドタイム以外の期間となるように設定されていることが望ましい。いずれかのスイッチング素子Q11、Q12、Q21、Q22がオンとなっている期間において、電流値を検出することにより、安定的に当該電流値を検出することができる。 Alternatively, the predetermined time is shorter than a quarter of the resonance period and is a period in which any one of the switching elements Q11, Q12, Q21, and Q22 is on, that is, a period other than the dead time. It is desirable to be set as follows. By detecting the current value during the period when any of the switching elements Q11, Q12, Q21, Q22 is on, the current value can be detected stably.
例えば、当該所定時間を、共振周期に0.125を乗算する時間とした場合、第1時点は、半周期の中点の時点に対し、共振周期に0.125を乗算した時間(T×0.125)を減算した時点となる。第2時点は、半周期の中点の時点に対し、共振周期に0.125を乗算した時間(T×0.125)を加算した時点となる。 For example, when the predetermined time is a time for multiplying the resonance period by 0.125, the first time point is a time (T × 0) obtained by multiplying the resonance point by 0.125 with respect to the middle point of the half cycle. .125) is subtracted. The second time point is a time point obtained by adding a time (T × 0.125) obtained by multiplying the resonance period by 0.125 to the time point at the midpoint of the half cycle.
すなわち、同じ共振周期内の半周期の中点の時点に対し、所定時間を加算及び減算(±所定時間)した2つの時点を、半周期の中点に対し対称的な2つの時点として設定し、制御部35は、この2つの時点において電流値を検出する。従って、この半周期の中点に対し対称的な2つの時点は、同じ共振周期内の2つの時点に相当する。
That is, two time points obtained by adding and subtracting a predetermined time (± predetermined time) with respect to the time point of the midpoint of the half cycle within the same resonance period are set as two time points symmetrical to the midpoint of the half cycle. The
制御部35は、共振周波数における半周期の中点を基準(中点の時点)に対照的となる2つの時点(第1時点、第2時点)を設定するにあたり、半周期の中点の時点に対し、加算及び減算する所定時間を記憶部に記憶してある。
When setting two time points (first time point and second time point) that are contrasted with the midpoint of the half cycle at the resonance frequency as a reference (time point of the midpoint), the
上段に記載の電流の波形は、共振周波数が変動していない状態である。共振周波数が変動していない状態においては、共振周波数における半周期の中点を基準(中点の時点)に対照的となる2つの時点(第1時点、第2時点)の電流値夫々(i1、i2)は、略同じ値(i1≒i2)となる。 The waveform of the current described in the upper stage is a state where the resonance frequency does not fluctuate. In a state where the resonance frequency is not fluctuating, current values (i1) at two time points (first time point and second time point) which are contrasted with the midpoint of the half cycle at the resonance frequency as a reference (time point of the midpoint). , I2) are substantially the same value (i1≈i2).
中段に記載の電流の波形は、共振周波数が減少(下降)することにより、変動した状態である。共振周波数が減少して変動した状態においては、共振周波数における半周期の中点の時点よりも前に検出した第1時点の電流値(i1’)は、共振周波数における半周期の中点の時点よりも後に検出した第2時点の電流値(i2’)よりも、小さくなる(i1’<i2’)。 The waveform of the current described in the middle stage is in a changed state due to a decrease (decrease) in the resonance frequency. In a state where the resonance frequency has decreased and fluctuated, the current value (i1 ′) detected at the first time point before the midpoint of the half cycle at the resonance frequency is the time of the midpoint of the half cycle at the resonance frequency. It becomes smaller than the current value (i2 ′) at the second time point detected later (i1 ′ <i2 ′).
下段に記載の電流の波形は、共振周波数が増加(上昇)することにより、変動した状態である。共振周波数が増加して変動した状態においては、共振周波数における半周期の中点の時点よりも前に検出した第1時点の電流値(i1”)は、共振周波数における半周期の中点の時点よりも後に検出した第2時点の電流値(i2”)よりも、大きくなる(i1”>i2”)。 The waveform of the current described in the lower stage is in a state of fluctuation as the resonance frequency increases (rises). In a state in which the resonance frequency has increased and fluctuated, the current value (i1 ″) detected at the first time before the midpoint of the half cycle at the resonance frequency is the midpoint of the half cycle at the resonance frequency. It becomes larger than the current value (i2 ″) at the second time point detected later (i1 ″> i2 ″).
制御部35は、共振周波数における半周期の中点を基準に対照的となる第1時点及び第2時点の電流値を比較することにより、共振周波数の変動を判定する。
The
制御部35は、共振周波数の長さに応じて、半周期の中点の時点に対し加算及び減算する所定時間を決定するようにしてあってもよい。すなわち、共振周波数の伸長に応じて、制御部35は、当該所定時間を長くするように設定してあってもよい。
The
共振周波数の伸長に応じて当該所定時間を長くすることによって、第1時点及び第2時点の電流値の差異に基づき、精度よく共振周波数の変動を判定することができる。 By extending the predetermined time according to the expansion of the resonance frequency, it is possible to accurately determine the fluctuation of the resonance frequency based on the difference in the current value between the first time point and the second time point.
半周期の中点に対し対称的な2つの時点を設定するにあたり、半周期の中点の時点に対し、同じ所定時間を加算及び減算するとしたが、これに限定されない。半周期の中点の時点に対し、加算する所定時間と、減算する所定時間とは、完全に同一の値でなくてもよく、共振周波数の変動を判定するにあたり、所定の精度を確保できる範囲で、加算する所定時間と、減算する所定時間とが、異なる値であってもよい。 In setting two time points symmetrical with respect to the midpoint of the half cycle, the same predetermined time is added to and subtracted from the time point of the midpoint of the half cycle. However, the present invention is not limited to this. The predetermined time to be added and the predetermined time to be subtracted from the middle point of the half cycle do not have to be completely the same value, and a range in which a predetermined accuracy can be ensured in determining fluctuations in the resonance frequency. Thus, the predetermined time to be added and the predetermined time to be subtracted may be different values.
または、半周期の中点の時点よりも前に複数の時点にて電流を検出し、これら検出した複数の時点での電流値に基づいて、半周期の中点の時点よりも前の時点となる第1時点の電流値を導出するものであってもよい。同様に、半周期の中点の時点よりも後に複数の時点にて電流を検出し、これら検出した複数の時点での電流値に基づいて、半周期の中点の時点よりも後の時点となる第2時点の電流値を導出するものであってもよい。 Or, the current is detected at a plurality of time points before the midpoint of the half cycle, and based on the detected current values at the plurality of time points, The current value at the first time point may be derived. Similarly, the current is detected at a plurality of times after the midpoint of the half cycle, and based on the detected current values at the plurality of times, a time after the midpoint of the half cycle is detected. The current value at the second time point may be derived.
図6は、実施形態1(共振周波数の変動を判定)に係る制御部35の処理を示すフローチャートである。制御回路3の制御部35は、動作開始の指示等に応じて、記憶部に記憶してある共振周波数に基づき、スイッチング回路11に対するスイッチング制御を開始する。
FIG. 6 is a flowchart showing the processing of the
制御部35は、第1時点の電流値を検出する(S10)。制御部35は、共振周波数の半周期の中点の時点を基準に、この中点の時点より所定時間前となる第1時点の電流値を検出し、記憶部に記憶する。
The
制御部35は、第2時点の電流値を検出する(S11)。制御部35は、共振周波数の半周期の中点の時点を基準に、この中点の時点より所定時間後となる第2時点の電流値を検出し、記憶部に記憶する。この所定時間は、共振周期(T)の四分の一の時間よりも短く(所定時間<(T/4))設定してある。従って、第1時点及び第2時点は、同じ共振周期内に含まれるものなる。
The
制御部35は、第1時点及び第2時点の電流値の差異の絶対値が、所定値以下であるか判定する(S12)。制御部35は、記憶部に記憶してある第1時点及び第2時点の電流値夫々の差異を算出し、算出した差異の値の絶対値が、所定値以下であるか判定する。この所定値は、共振周波数の変動を判定するにあたり所定の精度を満たすように適宜設定される。なお当該絶対値が所定値以下であるとは、第1時点及び第2時点の電流値が略同じであることを含むことは、言うまでもない。
The
第1時点及び第2時点の電流値の差異の絶対値が、所定値以下である場合(S12:YES)、制御部35は、共振周波数は変動していないと判定する(S13)。
When the absolute value of the difference between the current values at the first time point and the second time point is equal to or less than the predetermined value (S12: YES), the
第1時点及び第2時点の電流値の差異の絶対値が、所定値以下でない場合(S12:NO)、制御部35は、共振周波数は変動していると判定する(S121)。
When the absolute value of the difference between the current values at the first time point and the second time point is not equal to or less than the predetermined value (S12: NO), the
制御部35は、S13及びS121の判定結果について、スイッチング回路11の駆動制御におけるログ情報として、記憶部に記憶してもよい。または、制御部35は、S121の判定結果、すなわち共振周波数は変動していると判定結果を、例えば、報知機能を有する外部装置等に出力し、当該外部装置によって共振周波数が変動した旨が報知されるようにしてあってもよい。
The
同じ共振周期における当該共振周期の半周期内、すなわちスイッチング素子Q11、Q12、Q21、Q22における一回のスイッチングの期間内で検出した2時点以上の電流値に基づき、共振周波数の変動を判定するため、短い処理時間で当該判定を行うことができる。 In order to determine the fluctuation of the resonance frequency based on the current values at two or more time points detected within a half period of the resonance period in the same resonance period, that is, within one switching period of the switching elements Q11, Q12, Q21, and Q22. The determination can be performed in a short processing time.
これら電流値を検出する検出時点は、共振周期の半周期の中点に対し対称的であるため、共振周波数の変動の判定を精度よく行うことができる。 Since the detection time point for detecting these current values is symmetric with respect to the midpoint of the half period of the resonance period, it is possible to accurately determine the fluctuation of the resonance frequency.
共振周波数の変動の判定は、検出した電流値夫々を比較、すなわちこれら電流値夫々の大小関係に基づき行われるため、共振周期における電流の最大値(ピーク値)に影響されることなく、共振周波数の変動の判定を精度よく行うことができる。 The determination of the fluctuation of the resonance frequency is performed by comparing the detected current values, that is, based on the magnitude relationship between these current values, so that the resonance frequency is not affected by the maximum value (peak value) of the current in the resonance period. Can be accurately determined.
制御回路3と電流検出部2との接続において、電流検出部2からの配線を2分岐させ、当該2分岐された配線夫々は、制御回路3の第1入力端子31及び第2入力端子32に接続されている。制御回路3は、これら第1入力端子31及び第2入力端子32から入力されたアナログ値をAD変換するにあたり、第1入力端子31から入力されたアナログ値をAD変換する処理と、第2入力端子32から入力されたアナログ値をサンプリング及びホールドする処理とを並列に行う。従って、第1時点と第2時点との時間差、すなわちサンプリング周期が短い場合であっても、第1時点及び第2時点の電流値を取得することができる。
In the connection between the
(実施形態2)
図7は、実施形態2(駆動周波数を変動させ共振周波数に適合)に係る制御部35の処理を示すフローチャートである。実施形態2の制御回路3の制御部35は、共振周波数は変動していると判定した場合の後処理において、実施形態1と異なる。制御部35は、実施形態1の処理S10からS13及びS121と同様に、S20からS23及びS221の処理を行う。
(Embodiment 2)
FIG. 7 is a flowchart showing the processing of the
S22の処理において、第1時点及び第2時点の電流値の差異の絶対値が、所定値以下でない場合(S221)、制御部35は、S221の処理を行った後、第1時点の電流値は、第2時点の電流値よりも小さいか否かの判定を行う(S222)。第1時点の電流値及び第2時点の電流値は、記憶部に記憶されており、制御部35は、記憶部を参照して、これら電流値を読み出し、比較演算を行うことにより、第1時点の電流値及び第2時点の電流値の大小関係を判定する。
In the process of S22, when the absolute value of the difference between the current values at the first time point and the second time point is not equal to or less than the predetermined value (S221), the
第1時点の電流値が、第2時点の電流値よりも小さい場合(S222:YES)、制御部35は、スイッチング回路11のスイッチング素子Q11、Q12、Q21、Q22の駆動周波数を低下する(S223)。
When the current value at the first time point is smaller than the current value at the second time point (S222: YES), the
第1時点の電流値が、第2時点の電流値よりも小さくない、すなわち大きい場合(S222:NО)、御部は、スイッチング回路11のスイッチング素子Q11、Q12、Q21、Q22の駆動周波数を増加する(S2221)。
When the current value at the first time point is not smaller than the current value at the second time point (S222: NO), the control unit increases the drive frequency of the switching elements Q11, Q12, Q21, and Q22 of the switching
図5に示すごとく、共振周波数が下降した場合、第1時点の電流値は、第2時点の電流値よりも小さくなり、共振周波数が上昇した場合、第1時点の電流値は、第2時点の電流値よりも大きくなる。従って、共振周波数の下降に応じて、スイッチング素子Q11、Q12、Q21、Q22の駆動周波数を低下させることで、当該駆動周波数を共振周波数に適合させることができる。同様に共振周波数の上昇に応じて、スイッチング素子Q11、Q12、Q21、Q22の駆動周波数を増加させることで、当該駆動周波数を共振周波数に適合させることができる。すなわちスイッチング回路11から出力される交流電圧の周波数を、変動した共振周波数に適合させるようにすることができる。
As shown in FIG. 5, when the resonance frequency decreases, the current value at the first time point becomes smaller than the current value at the second time point, and when the resonance frequency increases, the current value at the first time point becomes the second time point. It becomes larger than the current value. Therefore, by reducing the drive frequency of the switching elements Q11, Q12, Q21, and Q22 according to the decrease in the resonance frequency, the drive frequency can be adapted to the resonance frequency. Similarly, by increasing the drive frequency of the switching elements Q11, Q12, Q21, and Q22 according to the increase in the resonance frequency, the drive frequency can be adapted to the resonance frequency. That is, the frequency of the alternating voltage output from the switching
本実施形態において、スイッチング回路11はフルブリッジ回路として説明したが、これに限定されない。スイッチング回路11は、ハーフブリッジ回路であってもよい。また、本実施形態において、共振型コンバータ1は、全波整流フルブリッジ型のLLC共振DC/DCコンバータとしたが、これに限定されない。共振型コンバータ1は、アクティブクランプ型の共振DC/DCコンバータであってもよい。また、本実施形態において、共振型コンバータ1は、トランス13を用いた絶縁型共振型コンバータとしたが、これに限定されず、非絶縁型共振型コンバータであってもよい。
In the present embodiment, the switching
本実施形態において、制御回路3は、第1入力端子31及び第2入力端子32を、二分岐した電流検出部2からの配線夫々に接続し、第1時点及び第2時点の電流値によりアナログ値を取得するとしたが、これに限定されない。制御回路3は、単一の配線によって電流検出部2と接続して、制御回路3が含むADコンバータ34の処理速度に応じて、第1時点及び第2時点の電流値によりアナログ値を取得するものであってもよい。
In the present embodiment, the
今回開示された実施形態はすべての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 It should be thought that embodiment disclosed this time is an illustration and restrictive at no points. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the meanings described above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
1 共振型コンバータ
10A 入力端子対
10B 出力端子対
11 スイッチング回路
11A 第1レグ
11B 第2レグ
12 共振回路
13 トランス
131 一次コイル
132 二次コイル
14 整流回路
15 平滑コンデンサ
2 電流検出部(検出部)
3 制御回路
31 第1入力端子
32 第2入力端子
33 接続切替部
34 ADコンバータ
341 サンプルホールド部
35 制御部(マイコン)
351 AD変換部
36 出力端子
4 直流電源
5 負荷
Q11、Q12、Q21、Q22 スイッチング素子
C1 共振コンデンサ
Lr 共振インダクタ
Lm 励磁インダクタ
DESCRIPTION OF
3
351
Claims (7)
同じ共振周期内における前記スイッチング回路に流れる2時点以上の電流値を検出する検出部と、
該検出部が検出した2時点以上の電流値に基づいて、共振周波数の変動を判定する判定部と
を備える共振型コンバータ。 A resonance type converter comprising a switching circuit connected to a coil via a resonance circuit, which converts and outputs a voltage input to the switching circuit,
A detection unit for detecting a current value at two or more time points flowing through the switching circuit within the same resonance period;
A resonance type converter comprising: a determination unit that determines a change in resonance frequency based on current values detected by the detection unit at two or more time points.
請求項1に記載の共振型コンバータ。 2. The resonant converter according to claim 1, wherein the detected current values of two or more time points are symmetrical with respect to the midpoint of the half cycle in the resonance cycle.
請求項2に記載の共振型コンバータ。 The determination unit determines that the resonance frequency has fluctuated when the two current values at which the detection time points are symmetrical differ from the midpoint of the half cycle in the resonance cycle by a predetermined value or more. Resonant type converter.
請求項2又は請求項3に記載の共振型コンバータ。 The detection unit detects a current value at two detection points that are symmetrical with respect to a midpoint of a half cycle in the resonance period by increasing a time difference between the two detection points according to the extension of the resonance period. The resonance converter according to claim 2 or 3.
請求項1から請求項4のいずれか一つに記載の共振型コンバータ。 The detection unit detects a current value at two or more time points flowing through the switching circuit within a period in which any of the switching elements in the switching circuit is turned on. The resonant converter described.
前記共振周期における半周期の中点よりも前に検出した電流値が、前記共振周期における半周期の中点よりも後に検出した電流値よりも小さい場合、前記スイッチング回路におけるスイッチング素子の駆動周波数を減少させて、該スイッチング素子のスイッチング制御を行う制御部を備える
請求項1から請求項5のいずれか一つに記載の共振型コンバータ。 When the current value detected before the midpoint of the half cycle in the resonance cycle is larger than the current value detected after the midpoint of the half cycle in the resonance cycle, the drive frequency of the switching element in the switching circuit is Increase,
When the current value detected before the midpoint of the half cycle in the resonance cycle is smaller than the current value detected after the midpoint of the half cycle in the resonance cycle, the drive frequency of the switching element in the switching circuit is The resonant converter according to any one of claims 1 to 5, further comprising a control unit that performs switching control of the switching element by reducing the switching element.
共振型コンバータのスイッチング回路に流れる同じ共振周期内における2時点以上の電流値を検出し、
検出した2時点以上の電流値に基づいて、共振周波数の変動を判定する
処理を実行させるプログラム。 The computer detects the current value at two or more points in the same resonance period that flows through the switching circuit of the resonant converter,
A program that executes a process for determining fluctuations in resonance frequency based on detected current values at two or more time points.
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WO2024048018A1 (en) * | 2022-09-02 | 2024-03-07 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | Power conversion device |
WO2024051189A1 (en) * | 2022-09-07 | 2024-03-14 | 阳光电源股份有限公司 | Control method and control circuit for bidirectional resonant direct-current converter |
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- 2018-05-14 JP JP2018093328A patent/JP2019201455A/en active Pending
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