JP2019100956A - Radar device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、レーダ装置に関する。 The present invention relates to a radar device.
従来、車両の自動運転や運転支援システムにおいて利用するために、車両周囲の障害物等を検出するレーダ装置が知られている。自動運転や運転支援システムの普及に伴ってレーダ装置を搭載した車両が増加すると、他の車両のレーダ装置から送信されたレーダ信号が干渉信号として受信されることで、障害物等を正確に検出できない危険性が高まる。そのため、こうしたレーダ装置では、干渉が生じているときにはこれを検出して適切な対処を行うことが求められる。特許文献１には、送信信号と受信信号を混合することにより得られるビート信号の振幅密度を演算し、この振幅密度に基づいてビート信号の許容上限値および許容下限値を設定することで、突発性ノイズを検出して除去するＦＭＣＷレーダの信号処理装置が開示されている。 2. Description of the Related Art Conventionally, a radar device that detects an obstacle or the like around a vehicle for use in automatic driving of a vehicle or a driving support system is known. When the number of vehicles equipped with radar devices increases with the spread of automatic driving and driving support systems, radar signals transmitted from radar devices of other vehicles are received as interference signals, thereby accurately detecting obstacles and the like. The risk of failure is increased. Therefore, in such a radar device, when interference is occurring, it is required to detect this and take appropriate measures. In Patent Document 1, the amplitude density of the beat signal obtained by mixing the transmission signal and the reception signal is calculated, and the allowable upper limit and the allowable lower limit of the beat signal are set based on the amplitude density. A signal processing apparatus of an FMCW radar that detects and removes sexual noise is disclosed.
特許文献１の信号処理装置では、基準となるビート信号の振幅が変動しないことを前提として、ビート信号の許容上限値および許容下限値を設定している。しかしながら、たとえばミリ波レーダ等のように発信器の位相雑音が比較的大きなレーダ装置では、干渉がなくてもビート信号の振幅が変動する場合がある。また、車両のレーダ装置における受信信号のレベルは、車両の周囲環境の変化に応じて変動し、これに応じてビート信号の振幅も変動する。そのため、特許文献１に記載の手法では、レベルが小さい干渉信号を正確に検出するのが困難であり、干渉検出性能に改善の余地がある。 In the signal processing device of Patent Document 1, the allowable upper limit value and the allowable lower limit value of the beat signal are set on the premise that the amplitude of the reference beat signal does not change. However, for example, in a radar apparatus in which the phase noise of the transmitter is relatively large such as a millimeter wave radar, the amplitude of the beat signal may fluctuate even without interference. Further, the level of the received signal in the radar apparatus of the vehicle fluctuates according to the change of the surrounding environment of the vehicle, and the amplitude of the beat signal also fluctuates accordingly. Therefore, in the method described in Patent Document 1, it is difficult to accurately detect an interference signal with a small level, and there is room for improvement in interference detection performance.
本発明によるレーダ装置は、周波数変調された送信信号を送信し、前記送信信号が対象物で反射された受信信号を受信して前記対象物との距離を測定するものであって、前記送信信号と前記受信信号とに基づくビート信号の平均振幅を算出し、前記平均振幅に基づいて閾値を設定する閾値設定部と、前記ビート信号と前記閾値とを比較して前記受信信号に対する干渉信号を検出する干渉検出部と、前記ビート信号に窓関数を乗算することで、前記干渉信号による干渉を抑圧する干渉抑圧部と、を備え、前記閾値設定部は、前記干渉抑圧部により前記干渉が抑圧された状態での前記ビート信号を用いて前記閾値を再設定し、前記干渉検出部は、前記閾値設定部により再設定された前記閾値を用いて前記干渉信号を再検出する。 A radar apparatus according to the present invention transmits a frequency-modulated transmission signal, receives the reception signal in which the transmission signal is reflected from an object, and measures the distance to the object. Calculating an average amplitude of the beat signal based on the received signal and a threshold setting unit that sets a threshold based on the average amplitude, and comparing the beat signal and the threshold to detect an interference signal to the received signal An interference detection unit, and an interference suppression unit that suppresses interference due to the interference signal by multiplying the beat signal by a window function, and the threshold setting unit is configured to suppress the interference by the interference suppression unit. The threshold value is reset using the beat signal in the suspended state, and the interference detection unit redetects the interference signal using the threshold value reset by the threshold setting unit.
本発明によれば、レーダ装置における干渉検出性能を向上させることができる。 According to the present invention, interference detection performance in a radar device can be improved.
（ＦＭＣＷレーダ装置）
レーダ装置の一つに、周波数を掃引したチャープ信号を送信信号として送信するＦＭＣＷレーダ装置がある。この送信信号が対象物で反射されると、対象物との距離に応じた時間だけ遅延した信号が受信されるため、送信信号と受信信号を乗算して得られるビート信号の周波数から、対象物との距離を測定することができる。ＦＭＣＷレーダ装置は、自動車の自動運転において周囲環境を認識する手段の一つとして有望である。
(FMCW radar system)
One of the radar devices is an FMCW radar device that transmits a chirp signal whose frequency is swept as a transmission signal. When this transmission signal is reflected by the object, a signal delayed by a time according to the distance to the object is received, so the frequency of the beat signal obtained by multiplying the transmission signal and the reception signal makes the object And distance can be measured. The FMCW radar system is promising as one of the means for recognizing the surrounding environment in automatic driving of a car.
図１は、一般的なＦＭＣＷレーダ装置の構成を示す図である。図１のレーダ装置は、波形発生器１０１、電圧制御発振器１０２、増幅器１０３、低雑音増幅器１０４、ミキサ１０５、低域通過フィルタ１０６、ＡＤ変換器１０７、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）１０８、送信アンテナ１０９、および受信アンテナ１１０を備える。 FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a general FMCW radar system. The radar apparatus shown in FIG. 1 includes a waveform generator 101, a voltage control oscillator 102, an amplifier 103, a low noise amplifier 104, a mixer 105, a low pass filter 106, an AD converter 107, a digital signal processor (DSP) 108, and a transmitting antenna 109. , And the receiving antenna 110.
波形発生器１０１は、ＤＳＰ１０８の制御により、所定の周期で電圧が連続的に変化する電圧波形を発生して電圧制御発振器１０２に出力する。電圧制御発振器１０２は、波形発生器１０１から入力した電圧波形に応じて制御された発振周波数の送信信号を生成し、増幅器１０３およびミキサ１０５に出力する。増幅器１０３は、電圧制御発振器１０２から入力した送信信号を増幅して送信アンテナ１０９に出力する。送信アンテナ１０９は、増幅器１０３から入力した送信信号を空間に放出する。これにより、連続波が周波数変調されたＦＭＣＷ信号がレーダ装置から送信される。 The waveform generator 101 generates a voltage waveform in which the voltage changes continuously at a predetermined cycle under the control of the DSP 108, and outputs the voltage waveform to the voltage control oscillator 102. The voltage control oscillator 102 generates a transmission signal of an oscillation frequency controlled according to the voltage waveform input from the waveform generator 101, and outputs the transmission signal to the amplifier 103 and the mixer 105. The amplifier 103 amplifies the transmission signal input from the voltage control oscillator 102 and outputs the amplified transmission signal to the transmission antenna 109. The transmission antenna 109 emits the transmission signal input from the amplifier 103 into space. Thereby, the FMCW signal in which the continuous wave is frequency-modulated is transmitted from the radar device.
受信アンテナ１１０は、送信信号が対象物で反射された受信信号を受信し、低雑音増幅器１０４に出力する。低雑音増幅器１０４は、受信アンテナ１１０から入力した受信信号を増幅してミキサ１０５に出力する。ミキサ１０５は、乗算器で構成されており、電圧制御発振器１０２から入力した送信信号と、低雑音増幅器１０４から入力した受信信号との乗算を行うことで、これらの信号の周波数差に応じたビート信号を生成し、低域通過フィルタ１０６に出力する。低域通過フィルタ１０６は、ミキサ１０５から入力したビート信号の低周波成分を取り出し、ＡＤ変換器１０７に出力する。ＡＤ変換器１０７は、低域通過フィルタ１０６から入力したビート信号を所定のサンプリング周期ごとにディジタル信号に変換することで、ビート信号のディジタル値を生成し、ＤＳＰ１０８に出力する。ＤＳＰ１０８は、ＡＤ変換器１０７で得られたビート信号のディジタル値に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行うことで、ビート信号を周波数成分に分解した信号波形を求める。そして、この信号波形において予め設定された閾値を上回るピークを検出することで、対象物までの距離に応じたビート信号の周波数を求め、対象物までの距離を算出する。 The reception antenna 110 receives the reception signal in which the transmission signal is reflected by the object, and outputs the reception signal to the low noise amplifier 104. The low noise amplifier 104 amplifies the received signal input from the receiving antenna 110 and outputs the amplified signal to the mixer 105. The mixer 105 is configured by a multiplier, and multiplies the transmission signal input from the voltage control oscillator 102 and the reception signal input from the low noise amplifier 104 to obtain a beat according to the frequency difference between these signals. A signal is generated and output to the low pass filter 106. The low pass filter 106 extracts the low frequency component of the beat signal input from the mixer 105 and outputs the low frequency component to the AD converter 107. The AD converter 107 generates a digital value of the beat signal by converting the beat signal input from the low pass filter 106 into a digital signal at predetermined sampling intervals, and outputs the digital value to the DSP 108. The DSP 108 performs fast Fourier transform (FFT) on the digital value of the beat signal obtained by the AD converter 107 to obtain a signal waveform in which the beat signal is decomposed into frequency components. Then, by detecting a peak exceeding a preset threshold value in this signal waveform, the frequency of the beat signal according to the distance to the object is obtained, and the distance to the object is calculated.
図１のＦＭＣＷレーダ装置は、たとえば三角波やのこぎり波の電圧波形を波形発生器１０１で生成し、これを電圧制御発振器１０２に出力することで、連続波を周波数変調した送信信号を送信する。この送信信号が対象物で反射された反射波は、対象物との距離dに比例した遅延時間の後、ミキサ１０５に受信信号として入力される。そのため、遅延時間に比例した周波数のビート信号が得られる。 The FMCW radar apparatus of FIG. 1 generates a voltage waveform of, for example, a triangular wave or a sawtooth wave by the waveform generator 101 and outputs it to the voltage control oscillator 102 to transmit a transmission signal obtained by frequency-modulating a continuous wave. A reflected wave in which the transmission signal is reflected by the object is input to the mixer 105 as a reception signal after a delay time proportional to the distance d to the object. Therefore, a beat signal having a frequency proportional to the delay time can be obtained.
図２は、波形発生器１０１で三角波を生成した場合のＦＭＣＷレーダ装置の動作を説明する図である。この場合、図２に示すように、三角波状に周波数が変化する送信信号および受信信号が得られる。送信信号の周波数が降下する区間で得られるビート信号の周波数をダウンビート周波数fBD、上昇する区間で得られるビート信号の周波数をアップビート周波数fBUとすると、対象物との距離dおよび相対速度vは、それぞれ以下の式（１）、（２）により求められる。式（１）、（２）において、cは光速、fmは三角波の周波数、Δfは送信信号の変調周波数幅、f0は送信信号の中心周波数である。
d=c・(fBD+fBU)/(8Δf・fm) ・・・（１）
v=c・(fBD-fBU)/(4f0) ・・・（２）
FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of the FMCW radar device when the waveform generator 101 generates a triangular wave. In this case, as shown in FIG. 2, a transmission signal and a reception signal whose frequency changes in a triangular shape can be obtained. Assuming that the frequency of the beat signal obtained in the section where the frequency of the transmission signal falls is the downbeat frequency f BD and the frequency of the beat signal obtained in the rising section is the upbeat frequency f BU , the distance d to the object and the relative velocity v is calculated | required by following formula (1), (2), respectively. In equations (1) and (2), c is the speed of light, f m is the frequency of the triangular wave, Δf is the modulation frequency width of the transmission signal, and f 0 is the center frequency of the transmission signal.
d = c · (f BD + f BU ) / (8 Δf · f m ) (1)
v = c · (f BD- f BU ) / (4 f 0 ) (2)
上記の式（１）、（２）から、送信信号の周波数の増減区間毎のビート周波数fBD、fBUをそれぞれ計測し、これらの和と差を計算することで、対象物との距離dおよび相対速度vを算出できることが分かる。 From the above equations (1) and (2), the beat frequencies f BD and f BU for each increase / decrease interval of the frequency of the transmission signal are measured, and the sum and difference thereof are calculated to obtain the distance d to the object And the relative velocity v can be calculated.
近年、自動運転や運転者支援システムの普及に伴い、車両へのレーダ装置の搭載が進められている。こうした車載レーダ装置は、車両の周囲に存在する人、障害物、他車両等を対象物として、対象物との距離や対象物の位置などを車両の周囲環境として検出するために利用されている。レーダ装置を搭載した車両が増加すると、近距離の他車両から送信されるレーダ信号が干渉信号として受信される場合がある。 In recent years, with the spread of automatic driving and driver assistance systems, installation of a radar apparatus on a vehicle has been promoted. Such an on-vehicle radar device is used to detect the distance to an object, the position of an object, and the like as an environment around a vehicle, with people, obstacles, other vehicles, etc. existing around the vehicle as objects. . When the number of vehicles equipped with the radar device increases, radar signals transmitted from other vehicles in a short distance may be received as interference signals.
ここで、同一周波数帯の送信信号を用いるＦＭＣＷレーダ装置が近距離内に２つ存在する場合を考える。この場合、一方のＦＭＣＷレーダ装置の送信信号は、他方のＦＭＣＷレーダ装置に対する干渉信号となって干渉が生じる。なお、干渉信号となるレーダ信号はＦＭＣＷレーダ方式に限らず、他のレーダ方式、たとえばパルスレーダ方式やＣＷレーダ方式のレーダ信号であっても、同一周波数帯であれば干渉信号となり得る。 Here, consider the case where two FMCW radar apparatuses using transmission signals of the same frequency band exist in a short distance. In this case, the transmission signal of one FMCW radar device becomes an interference signal to the other FMCW radar device to cause interference. Note that the radar signal to be the interference signal is not limited to the FMCW radar system, and even if it is a radar signal of another radar system, for example, a pulse radar system or a CW radar system, it may be an interference signal if it is in the same frequency band.
図３は、上記のようにＦＭＣＷレーダ装置が２つある場合の一方のＦＭＣＷレーダ装置における干渉動作を説明するための図である。図３において、（ａ）は狭帯域干渉を示す図であり、（ｂ）は広帯域干渉を示す図である。 FIG. 3 is a diagram for explaining the interference operation in one of the FMCW radar devices when there are two FMCW radar devices as described above. In FIG. 3, (a) is a figure which shows narrow band interference, (b) is a figure which shows broadband interference.
図３（ａ）に示す狭帯域干渉は、干渉信号のランプ（周波数掃引）とターゲット（対象物）からの反射波のランプとが等しい場合に生じる。この場合、干渉信号によるビート信号の周波数と、ターゲットからの反射波によるビート信号の周波数とは、符号３１、３２にそれぞれ示すように、いずれも一定値となる。そのため、これらを合わせた受信信号では、干渉信号がゴーストターゲットとして誤って検出される。 The narrow band interference shown in FIG. 3A occurs when the lamp (frequency sweep) of the interference signal and the lamp of the reflected wave from the target (object) are equal. In this case, the frequency of the beat signal due to the interference signal and the frequency of the beat signal due to the reflected wave from the target both have constant values as shown by reference numerals 31 and 32, respectively. Therefore, an interference signal is erroneously detected as a ghost target in a received signal obtained by combining these.
図３（ｂ）に示す広帯域干渉は、干渉信号のランプとターゲットからの反射波のランプとが逆の場合に生じる。この場合、ターゲットからの反射波によるビート信号の周波数は、符号３１に示すように一定値である。一方、干渉信号によるビート信号の周波数は、符号３３に示すように広帯域に渡ってＶ字型に変化する。このビート信号の周波数が低域通過フィルタ１０６の通過周波数に一致したときに、ターゲットからの反射波によるビート信号と干渉するインパルス状の干渉信号として受信される。こうして受信された干渉信号はインパルス状の信号であるため、その周波数スペクトルは、白色雑音と同様なスペクトルとなる。その結果、受信信号におけるノイズレベルが増加して信号対雑音比（ＳＮＲ）が低下し、遠方のターゲットの検出が困難になる。 The broadband interference shown in FIG. 3 (b) occurs when the lamp of the interference signal and the lamp of the reflected wave from the target are reversed. In this case, the frequency of the beat signal due to the reflected wave from the target is a constant value as indicated by reference numeral 31. On the other hand, the frequency of the beat signal due to the interference signal changes in a V-shape over a wide band as indicated by reference numeral 33. When the frequency of this beat signal matches the pass frequency of the low pass filter 106, it is received as an impulse interference signal that interferes with the beat signal by the reflected wave from the target. Since the interference signal thus received is an impulse-like signal, its frequency spectrum is similar to white noise. As a result, the noise level in the received signal increases and the signal to noise ratio (SNR) decreases, making it difficult to detect distant targets.
車両に搭載されるＦＭＣＷレーダ装置では、以上説明したような干渉を低減し、ターゲットの誤検出や不検出が発生しないようにすることが求められている。特に、レーダ装置を用いた自動運転等の場面では、ターゲットの誤検出や不検出が交通事故につながることになるため、この干渉を回避、除去する技術は極めて重要となる。なお、狭帯域干渉により干渉信号がゴーストターゲットとして誤って検出される確率は、広帯域干渉が発生する確率に比べて小さい。そのため実際には、広帯域干渉による雑音の増加を軽減することがより重要である。以下では、図面を用いて、レーダ装置における干渉を低減するための本発明の実施形態について説明する。 In the FMCW radar device mounted on a vehicle, it is required to reduce the interference as described above so that false detection or non-detection of a target does not occur. In particular, in a situation such as automatic driving using a radar device, a false detection or non-detection of a target leads to a traffic accident, so a technique for avoiding or removing this interference is extremely important. Note that the probability that an interference signal is erroneously detected as a ghost target due to narrowband interference is smaller than the probability that broadband interference occurs. Therefore, in practice, it is more important to reduce the noise increase due to broadband interference. Hereinafter, embodiments of the present invention for reducing interference in a radar device will be described using the drawings.
（実施形態）
図４は、本発明の一実施形態に係るレーダ装置の構成を示す図である。図４に示すレーダ装置１は、ＦＭＣＷレーダ装置であり、図１と同様のハードウェア構成を有している。すなわち、レーダ装置１は、図１でそれぞれ説明した波形発生器１０１、電圧制御発振器１０２、増幅器１０３、低雑音増幅器１０４、ミキサ１０５、低域通過フィルタ１０６、ＡＤ変換器１０７、ＤＳＰ１０８、送信アンテナ１０９、および受信アンテナ１１０を備える。ＤＳＰ１０８は、その機能として、制御部１２０、信号振幅検出部１２１、閾値設定部１２２、干渉検出部１２３、干渉抑圧部１２４、および距離算出部１２５を備える。
(Embodiment)
FIG. 4 is a view showing the configuration of a radar device according to an embodiment of the present invention. The radar device 1 shown in FIG. 4 is an FMCW radar device, and has the same hardware configuration as that of FIG. That is, the radar apparatus 1 includes the waveform generator 101, the voltage control oscillator 102, the amplifier 103, the low noise amplifier 104, the mixer 105, the low pass filter 106, the AD converter 107, the DSP 108, and the transmitting antenna 109 described in FIG. , And the receiving antenna 110. The DSP 108 includes, as its functions, a control unit 120, a signal amplitude detection unit 121, a threshold setting unit 122, an interference detection unit 123, an interference suppression unit 124, and a distance calculation unit 125.
制御部１２０は、波形発生器１０１の制御を行うと共に、レーダ装置１の動作タイミング等の制御を行う。信号振幅検出部１２１は、ＡＤ変換器１０７から入力したビート信号のディジタル値に基づいて、ビート信号の振幅を検出する。閾値設定部１２２は、信号振幅検出部１２１で検出されたビート信号の振幅に基づいて、ビート信号の平均振幅を算出し、算出した平均振幅に基づいて、対象物からの受信信号に対する干渉信号を検出するための閾値を設定する。閾値設定部１２２は、干渉抑圧部１２４から出力される干渉抑圧後のデータを記憶するためのメモリ１２２Ａを有している。干渉検出部１２３は、閾値設定部１２２で設定された閾値を用いて、対象物からの受信信号に対する干渉信号を検出する。干渉抑圧部１２４は、干渉検出部１２３で検出された干渉信号による干渉を抑圧するための干渉抑圧処理を行う。距離算出部１２５は、干渉抑圧処理により干渉が抑圧された受信信号を用いて、対象物までの距離を算出する。ＤＳＰ１０８が有するこれらの機能については、後で詳細に説明する。 The control unit 120 controls the waveform generator 101 and controls the operation timing of the radar device 1 and the like. The signal amplitude detection unit 121 detects the amplitude of the beat signal based on the digital value of the beat signal input from the AD converter 107. The threshold setting unit 122 calculates the average amplitude of the beat signal based on the amplitude of the beat signal detected by the signal amplitude detection unit 121, and based on the calculated average amplitude, the interference signal to the reception signal from the object is calculated. Set a threshold for detection. The threshold setting unit 122 has a memory 122 A for storing data after interference suppression output from the interference suppression unit 124. The interference detection unit 123 detects an interference signal with respect to the reception signal from the object using the threshold set by the threshold setting unit 122. The interference suppression unit 124 performs interference suppression processing for suppressing interference due to the interference signal detected by the interference detection unit 123. The distance calculation unit 125 calculates the distance to the object using the reception signal whose interference has been suppressed by the interference suppression processing. These functions of the DSP 108 will be described in detail later.
レーダ装置１は、上記の各機能を、ＤＳＰ１０８が実行するソフトウェア処理により実現することができる。なお、ＤＳＰ１０８の代わりに、論理回路等を組み合わせたハードウェアにより実現してもよい。 The radar device 1 can realize each of the functions described above by software processing executed by the DSP 108. Note that instead of the DSP 108, hardware that combines logic circuits and the like may be used.
図５および図６は、本発明の一実施形態に係るレーダ装置の処理を示す図である。レーダ装置１は、ＤＳＰ１０８において所定のプログラムを実行することにより、図５および図６に示す処理を所定の処理周期ごとに実行する。なお、前述のようにハードウェアで図５および図６の処理を実現してもよい。 5 and 6 are diagrams showing the processing of the radar device according to the embodiment of the present invention. The radar device 1 executes the processing shown in FIGS. 5 and 6 at predetermined processing cycles by executing a predetermined program in the DSP 108. Note that the processing of FIGS. 5 and 6 may be implemented by hardware as described above.
図５のステップＳ１０において、ＤＳＰ１０８の信号振幅検出部１２１および閾値設定部１２２は、干渉検出閾値Rthの計算を行う。ここでは、まず信号振幅検出部１２１により、ＡＤ変換器１０７でＡＤ変換されてディジタル値に変換されたビート信号の絶対値を検出することで、ビート信号の振幅を求める。たとえば、ＡＤ変換器１０７で所定のサンプリング周期ごとにビート信号をＡＤ変換することでN個のデータ系列r(i)（i=1〜N）が得られたとすると、これらのデータ系列の絶対値を検出することで、ビート信号の振幅を求める。続いて閾値設定部１２２により、ビート信号の振幅の平均値を求めてそのK倍の値を計算し、これを干渉検出閾値Rthとして設定する。なお、Kは設計パラメータであり、干渉がない場合に、希望信号であるビート信号を干渉として検出しない程度の大きさに設定することが好ましい。この場合、干渉検出閾値Rthは以下の式（３）で計算される。 In step S10 of FIG. 5, the signal amplitude detection unit 121 and the threshold setting unit 122 of the DSP 108 calculate the interference detection threshold Rth. Here, first, the amplitude of the beat signal is obtained by detecting the absolute value of the beat signal that has been AD converted by the AD converter 107 and converted into a digital value by the signal amplitude detection unit 121. For example, assuming that N data sequences r (i) (i = 1 to N) are obtained by AD converting a beat signal at predetermined sampling cycles in the AD converter 107, absolute values of these data sequences are obtained. By detecting the amplitude of the beat signal. Subsequently, the threshold value setting unit 122 obtains an average value of the amplitude of the beat signal, calculates a value that is K times the average value, and sets this as an interference detection threshold value Rth. Here, K is a design parameter, and when there is no interference, it is preferable to set the beat signal, which is the desired signal, to a size not to detect it as interference. In this case, the interference detection threshold Rth is calculated by the following equation (3).
あるいは、N個のデータ系列r(i)の２乗平均値の平方根を計算することで、ビート信号の実効値を求め、これを平均振幅として用いて干渉検出閾値Rthを設定してもよい。この場合、干渉検出閾値Rthは以下の式（４）で計算される。 Alternatively, the effective value of the beat signal may be obtained by calculating the square root of the root mean square value of the N data series r (i), and this may be used as the average amplitude to set the interference detection threshold Rth. In this case, the interference detection threshold Rth is calculated by the following equation (4).
対象物からの反射波によるビート信号の振幅は、対象物が近くに存在する場合や、対象物の反射断面積が大きい場合には大きくなり、逆の場合には小さくなる。そのため、閾値設定部１２２において適切な干渉検出閾値Rthを設定するには、上記のようにビート信号の振幅の平均値や実効値を基準として、ビート信号の大きさに応じた干渉検出閾値Rthを設定する必要がある。 The amplitude of the beat signal due to the reflected wave from the object increases when the object is near or when the reflection cross section of the object is large, and decreases in the opposite case. Therefore, in order to set an appropriate interference detection threshold Rth in the threshold setting unit 122, the interference detection threshold Rth corresponding to the size of the beat signal is set based on the average value and the effective value of the amplitude of the beat signal as described above. It is necessary to set it.
ステップＳ２０において、ＤＳＰ１０８は、変数Mに０を、変数jに１をそれぞれ設定する。 In step S20, the DSP 108 sets 0 in the variable M and 1 in the variable j.
次いでステップＳ３０において、ＤＳＰ１０８の干渉検出部１２３は、ステップＳ１０の計算で用いたデータ系列r(i)（i=1〜N）のうちj番目のデータr(j)の絶対値|r(j)|と、ステップＳ１０で計算した干渉検出閾値Rthとを比較する。その結果、絶対値|r(j)|が干渉検出閾値Rthよりも大きい場合は、干渉信号ありと判断してデータr(j)を干渉信号が存在するデータ位置として検出し、処理をステップＳ４０に進める。一方、絶対値|r(j)|が干渉検出閾値Rth以下である場合は、干渉信号なしと判断して処理をステップＳ５０に進める。 Next, in step S30, the interference detection unit 123 of the DSP 108 calculates the absolute value | r (j) of the j-th data r (j) of the data series r (i) (i = 1 to N) used in the calculation of step S10. And | are compared with the interference detection threshold Rth calculated in step S10. As a result, when the absolute value | r (j) | is larger than the interference detection threshold Rth, it is determined that there is an interference signal and data r (j) is detected as a data position where the interference signal exists, and the process is performed in step S40. Advance to On the other hand, if the absolute value | r (j) | is less than or equal to the interference detection threshold Rth, it is determined that there is no interference signal, and the process proceeds to step S50.
広帯域干渉の場合、対象物からの反射波に重畳される干渉信号は、前述のように周波数が一定の速度で変化する信号である。そのため、干渉が発生している区間では、干渉信号が周波数変調された正弦波状の信号になることで、その振幅は一定とはならずに大きく変動する。その結果、データ系列r(i)において、様々なデータ位置で干渉信号が検出されることになる。 In the case of broadband interference, the interference signal superimposed on the reflected wave from the object is a signal whose frequency changes at a constant speed as described above. Therefore, in the section where the interference occurs, the amplitude of the interference signal is not constant but largely fluctuates because the interference signal becomes a frequency-modulated sinusoidal signal. As a result, in the data sequence r (i), interference signals are detected at various data positions.
ステップＳ３０からステップＳ４０に進んだ場合、ステップＳ４０において、ＤＳＰ１０８の干渉抑圧部１２４は、ステップＳ３０で干渉信号が検出されたビート信号に所定の窓関数を乗算することで、干渉信号による干渉を抑圧する。ここでは、ステップＳ１０の計算で用いたN個のデータ系列r(i)（i=1〜N）のうち、ステップＳ３０で干渉信号が存在するデータ位置として検出されたデータr(j)を中心に、窓関数の幅（長さ）2L+1の範囲に存在する各データr(j+k)（k=-L〜+L）に対して、所定の窓関数W(k)を乗算する。これにより、干渉信号が検出されたデータr(j)を含む元のデータr(j+k)から、干渉が抑圧されたデータr'(j+k)が得られる。干渉抑圧後のデータr'(j+k)を算出したら、その値を距離算出部１２５に出力すると共に、閾値設定部１２２のメモリ１２２Ａに格納して、処理をステップＳ６０に進める。 When the process proceeds from step S30 to step S40, in step S40, the interference suppressing unit 124 of the DSP 108 suppresses interference due to the interference signal by multiplying the beat signal in which the interference signal is detected in step S30 by a predetermined window function. Do. Here, among the N data sequences r (i) (i = 1 to N) used in the calculation of step S10, the data r (j) detected as the data position where the interference signal is present in step S30 is centered Is multiplied by a predetermined window function W (k) to each data r (j + k) (k = -L to + L) existing in the range (width) 2L + 1 of the window function. . Thereby, data r ′ (j + k) in which the interference is suppressed is obtained from the original data r (j + k) including the data r (j) in which the interference signal is detected. After calculating the data r ′ (j + k) after interference suppression, the value is output to the distance calculation unit 125 and stored in the memory 122A of the threshold setting unit 122, and the process proceeds to step S60.
なお、ステップＳ４０の干渉抑圧処理で使用される窓関数としては、たとえば、k=jを中心に、kの値がj-L〜j+Lの範囲でW(k)=0となる矩形窓や、ハニング窓などが考えられる。これ以外にも、少なくとも干渉信号が検出されたデータ位置であるk=jにおける値が０以上１未満となる各種の関数を、ステップＳ４０の窓関数として利用できる。また、窓関数を用いる代わりに、干渉信号が存在するデータr(j)を含む所定範囲のデータ系列を無効化することで、干渉を抑圧してもよい。 As the window function used in the interference suppression process in step S40, for example, a rectangular window in which W (k) = 0 in the range of jL to j + L with k being the center, with k = j, or Hanning window etc. can be considered. Other than this, various functions in which the value at k = j, which is at least the data position where the interference signal is detected, is 0 or more and less than 1 can be used as the window function in step S40. Further, instead of using the window function, interference may be suppressed by invalidating a data sequence in a predetermined range including data r (j) in which an interference signal is present.
上記の窓関数の幅を定めるLは設計パラメータであり、任意の値を設定することができる。L=0であってもよい。L=0の場合は、ステップＳ３０で干渉信号ありと判断されたデータr(j)に窓関数を乗じて干渉を抑圧したものが、干渉抑圧後のデータr'(j)として閾値設定部１２２のメモリ１２２Ａに格納される。たとえば、窓関数をW(k)=0とした場合、干渉抑圧後のデータはr'(j)=0となる。 L which defines the width of the above-mentioned window function is a design parameter, and an arbitrary value can be set. L may be 0. When L = 0, the data r (j) determined to have the interference signal in step S30 is multiplied by the window function to suppress the interference, and the threshold value setting unit 122 is determined as the data r ′ (j) after the interference suppression. Is stored in the memory 122A of For example, when the window function is W (k) = 0, the data after interference suppression is r ′ (j) = 0.
一方、ステップＳ３０からステップＳ５０に進んだ場合、ステップＳ５０において、ＤＳＰ１０８の干渉抑圧部１２４は、ステップＳ３０で絶対値|r(j)|が干渉検出閾値Rth以下であると判断したデータr(j)を、そのまま干渉抑圧後のデータr'(j)とする。そして、r'(j)の値を距離算出部１２５に出力すると共に、閾値設定部１２２のメモリ１２２Ａに格納して、処理をステップＳ６０に進める。 On the other hand, when the process proceeds from step S30 to step S50, in step S50, the interference suppressing unit 124 of the DSP 108 determines the data r (j which is determined in step S30 that the absolute value | r (j) | ) As the data r ′ (j) after interference suppression. Then, the value of r ′ (j) is output to distance calculation unit 125 and stored in memory 122 A of threshold value setting unit 122, and the process proceeds to step S 60.
ステップＳ６０において、ＤＳＰ１０８は、現在の変数jの値がデータ系列の個数Nに等しいか否かを判定する。jがN未満である場合、ステップＳ７０で変数jの値に１を加算した後、処理をステップＳ３０に戻す。これにより、j=1〜Nの間、ステップＳ３０〜Ｓ５０の処理が繰り返し実行され、N個のデータ系列r(i)（i=1〜N）に対して、干渉抑圧後のデータ系列r'(i)（i=1〜N）が得られる。 In step S60, the DSP 108 determines whether the current value of the variable j is equal to the number N of data sequences. If j is less than N, 1 is added to the value of the variable j in step S70, and then the process returns to step S30. Thereby, while j = 1 to N, the processing of steps S30 to S50 is repeatedly executed, and data sequence r ′ after interference suppression is performed on N data sequences r (i) (i = 1 to N). (i) (i = 1 to N) is obtained.
ステップＳ６０でj=Nと判定された場合、処理をステップＳ８０に進める。ステップＳ８０において、ＤＳＰ１０８は、ステップＳ４０の処理によって干渉抑圧が行われたデータの個数、すなわち窓関数W(k)が乗算されて閾値設定部１２２のメモリ１２２Ａに格納された干渉抑圧後のデータr'(j+k)の個数を、変数Mに加算する。 If it is determined at step S60 that j = N, the process proceeds to step S80. In step S80, the DSP 108 multiplies the number of data on which the interference suppression has been performed in the process of step S40, that is, the data r after the interference suppression stored in the memory 122A of the threshold setting unit 122 by being multiplied by the window function W (k). Add the number of '(j + k) to the variable M.
図６のステップＳ９０において、ＤＳＰ１０８の閾値設定部１２２は、干渉抑圧後の干渉検出閾値Rth’の計算を行う。ここでは、ステップＳ４０、Ｓ５０でメモリ１２２Ａにそれぞれ格納された干渉抑圧後のデータ系列r'(i)（i=1〜N）を用いて、ステップＳ１０と同様の計算を行うことにより、新たに干渉検出閾値Rth’を計算する。すなわち、前述の式（３）により干渉検出閾値Rthを計算した場合は、干渉抑圧後の干渉検出閾値Rth’は以下の式（５）で計算される。 In step S90 in FIG. 6, the threshold setting unit 122 of the DSP 108 calculates the interference detection threshold Rth ′ after the interference suppression. Here, by performing the same calculation as step S10 using the data series r ′ (i) (i = 1 to N) after interference suppression stored in the memory 122A in steps S40 and S50, respectively, newly. Calculate the interference detection threshold Rth ′. That is, when the interference detection threshold Rth is calculated by the above-mentioned equation (3), the interference detection threshold Rth ′ after the interference suppression is calculated by the following equation (5).
一方、前述の式（４）により干渉検出閾値Rthを計算した場合は、干渉抑圧後の干渉検出閾値Rth’は以下の式（６）で計算される。 On the other hand, when the interference detection threshold Rth is calculated by the above-mentioned equation (4), the interference detection threshold Rth ′ after the interference suppression is calculated by the following equation (6).
複数の干渉信号が受信された場合や、長時間の干渉が発生した場合を考えると、ＡＤ変換器１０７から出力されるビート信号のデータ系列r(i)（i=1〜N）において、干渉を受けて振幅が増大したデータの数が多くなる。そのため、干渉抑圧前のデータ系列r(i)を用いて前述の式（３）または式（４）により計算される干渉検出閾値Rthが大きくなり、その結果、干渉信号の不検出が発生する可能性がある。一方、干渉抑圧後のデータ系列r'(i)（i=1〜N）では、干渉を受けて振幅が増大したデータが除外されている。そのため、データ系列r'(i)を用いて前述の式（５）または式（６）により干渉抑圧後の干渉検出閾値Rth’を計算すると、Rth’<Rthとなる。したがって、干渉抑圧後の干渉検出閾値Rth’を用いて干渉信号の検出を行うことで、より小さい振幅の干渉信号についても、これを検出して抑圧することが可能とまる。 Considering the case where a plurality of interference signals are received or the case where long-term interference occurs, in the data sequence r (i) (i = 1 to N) of the beat signal output from the AD converter 107, the interference As a result, the number of data with increased amplitude increases. Therefore, the interference detection threshold value Rth calculated by the above-mentioned equation (3) or (4) using the data sequence r (i) before interference suppression becomes large, and as a result, it is possible to cause no detection of the interference signal. There is sex. On the other hand, in the data sequence r ′ (i) (i = 1 to N) after interference suppression, data whose amplitude has increased due to interference are excluded. Therefore, when the interference detection threshold Rth ′ after interference suppression is calculated using the data sequence r ′ (i) according to the above-mentioned equation (5) or (6), Rth ′ <Rth. Therefore, by detecting the interference signal using the interference detection threshold Rth ′ after the interference suppression, it is possible to detect and suppress an interference signal with a smaller amplitude as well.
ステップＳ１００において、ＤＳＰ１０８の閾値設定部１２２は、ステップＳ１０で算出した干渉検出閾値RthとステップＳ９０で算出した干渉抑圧後の干渉検出閾値Rth’の差分を求め、その絶対値|Rth-Rth’|を所定の基準値ΔRthと比較する。その結果、当該差分の絶対値|Rth-Rth’|が基準値ΔRthよりも大きい場合、すなわち|Rth-Rth’|＞ΔRthの場合は、ステップＳ１１０に処理を進める。ステップＳ１１０では、r(i)=r'(i)、Rth=Rth’として、データ系列r(i)と干渉検出閾値Rthの値を干渉抑圧後の値でそれぞれ更新する。その後、図５のステップＳ２０に戻って干渉検出および干渉抑圧を再度行う。一方、ステップＳ１００で当該差分の絶対値|Rth-Rth’|が基準値ΔRth以下と判断された場合、すなわち|Rth-Rth’|≦ΔRthの場合は、干渉検出および干渉抑圧を終了し、処理をステップＳ１２０に進める。 In step S100, the threshold setting unit 122 of the DSP 108 obtains the difference between the interference detection threshold Rth calculated in step S10 and the interference detection threshold Rth 'after interference suppression calculated in step S90, and the absolute value | Rth-Rth' | Is compared with a predetermined reference value ΔRth. As a result, if the absolute value | Rth−Rth ′ ′ of the difference is larger than the reference value ΔRth, ie, if | Rth−Rth ′ |> ΔRth, the process proceeds to step S110. In step S110, the values of the data sequence r (i) and the interference detection threshold Rth are updated with the values after the interference suppression as r (i) = r '(i) and Rth = Rth'. Thereafter, the process returns to step S20 in FIG. 5 to perform interference detection and interference suppression again. On the other hand, if it is determined in step S100 that the absolute value | Rth−Rth ′ | of the difference is less than or equal to the reference value ΔRth, that is, if | Rth−Rth ′ | ≦ ΔRth, interference detection and interference suppression are ended and processing is performed. To step S120.
以上説明したように、ＤＳＰ１０８の閾値設定部１２２、干渉検出部１２３および干渉抑圧部１２４では、|Rth-Rth’|≦ΔRthとなるまで、干渉検出閾値Rthの設定と、これを用いた干渉検出および干渉抑圧とを反復して行う。すなわち、閾値設定部１２２では、干渉が抑圧された状態でのビート信号のデータ系列r'(i)（i=1〜N）を用いて計算された干渉抑圧後の干渉検出閾値Rth’により、干渉検出閾値Rthを再設定する。干渉検出部１２３では、再設定された干渉検出閾値Rthを用いて、干渉信号を再検出する。その結果、干渉信号が検出されると、干渉抑圧部１２４により干渉抑圧を行う。これにより、前述のように複数の干渉信号が受信された場合や、干渉信号のチャープ率が異なることで長時間の干渉が発生した場合でも、干渉が除外されたビート信号の信号レベルを基準として、干渉信号の影響が小さい干渉検出閾値Rthを最終的に設定できる。したがって、レベルが小さい干渉信号を検出して抑圧することが可能となり、受信信号におけるノイズフロアを低減できる。その結果、信号対雑音比（ＳＮＲ）の低下による検出性能の低下や、ターゲットの不検出を回避することが可能となる。 As described above, the threshold setting unit 122, the interference detection unit 123, and the interference suppression unit 124 of the DSP 108 set the interference detection threshold Rth and detect interference using this until | Rth−Rth ′ | ≦ ΔRth. And interference suppression repeatedly. That is, in threshold setting section 122, interference suppression threshold Rth 'after interference suppression calculated using data sequence r' (i) (i = 1 to N) of the beat signal in the state where the interference is suppressed, The interference detection threshold Rth is reset. The interference detection unit 123 redetects the interference signal using the reset interference detection threshold Rth. As a result, when the interference signal is detected, the interference suppression unit 124 performs interference suppression. As a result, even when a plurality of interference signals are received as described above, or even when long-term interference occurs due to a difference in the chirp rate of the interference signal, the signal level of the beat signal from which the interference is excluded is used as a reference. Finally, the interference detection threshold Rth can be set with a small influence of the interference signal. Therefore, interference signals with small levels can be detected and suppressed, and the noise floor in the received signal can be reduced. As a result, it is possible to avoid a decrease in detection performance due to a decrease in signal-to-noise ratio (SNR) and a failure to detect a target.
ステップＳ１２０において、ＤＳＰ１０８の距離算出部１２５は、上記の処理で最終的に得られた干渉抑圧後のデータ系列r'(i)（i=1〜N）に対してフーリエ変換を実施することで、ビート信号を周波数成分f1〜fNに分解し、これらの周波数成分の電力P1〜PNを算出する。 In step S120, the distance calculation unit 125 of the DSP 108 performs Fourier transform on the data sequence r ′ (i) (i = 1 to N) after interference suppression finally obtained by the above process. The beat signal is decomposed into frequency components f 1 to f N , and the powers P 1 to P N of these frequency components are calculated.
ステップＳ１３０において、ＤＳＰ１０８の距離算出部１２５は、ステップＳ１２０で算出した電力P1〜PNを用いて、一般のＦＭＣＷレーダ装置と同様の手法により、対象物の距離を算出する。すなわち、電力P1〜PNのうちで所定の閾値Rkよりも大きな電力Pkを検出し、この電力Pkに対応する周波数fkに基づいて、対象物との距離dkを算出する。ステップＳ１３０で対象物との距離dkを算出したら、ＤＳＰ１０８はその算出結果をレーダ装置１の外部に出力した後、図５および図６に示す処理を終了する。 In step S130, the distance calculation unit 125 of the DSP 108 calculates the distance of the object using the powers P 1 to P N calculated in step S120 in the same manner as in a general FMCW radar device. That is, among the powers P 1 to P N, a power P k larger than a predetermined threshold R k is detected, and the distance d k to the object is calculated based on the frequency f k corresponding to the power P k . After calculating the distance d k to the object in step S130, the DSP 108 outputs the calculation result to the outside of the radar device 1, and ends the processing shown in FIG. 5 and FIG.
図７は、本実施形態のレーダ装置１による干渉抑圧前後の信号を比較した例を示す図である。図７において、（ａ）は互いにレベルが異なる８つの干渉信号が入力された場合の干渉抑圧前のビート信号の例を示している。（ｂ）は（ａ）のビート信号から計算された干渉検出閾値Rthの例を示している。（ｃ）は（ｂ）の干渉検出閾値Rthを用いて干渉検出および干渉抑圧を行った干渉抑圧後のビート信号と、これを用いて新たに計算した干渉抑圧後の干渉検出閾値Rth’の例を示している。（ｂ）と（ｃ）を比較すると、干渉抑圧後の干渉検出閾値Rth’は抑圧前の干渉検出閾値Rthよりも小さくなっていることが分かる。（ｄ）は|Rth-Rth’|≦ΔRthとなるまで干渉検出閾値Rthの再設定とこれを用いた干渉検出および干渉抑圧を繰り返し、その結果として得られた最終的な干渉抑圧後のビート信号によるデータ系列r'(i)の例を示している。（ｂ）と（ｄ）を比較すると、（ｂ）の干渉検出閾値Rthでは検出できなかった干渉成分を（ｄ）では検出および抑圧できていることが分かる。 FIG. 7 is a diagram showing an example in which signals before and after interference suppression by the radar device 1 of the present embodiment are compared. In FIG. 7, (a) shows an example of a beat signal before interference suppression when eight interference signals having different levels are input. (B) shows an example of the interference detection threshold Rth calculated from the beat signal of (a). (C) is an example of a beat signal after interference detection and interference suppression using interference detection threshold Rth of (b) and an interference detection threshold Rth ′ after interference suppression newly calculated using this Is shown. When (b) and (c) are compared, it can be seen that the interference detection threshold Rth ′ after interference suppression is smaller than the interference detection threshold Rth before suppression. (D) repeats resetting of the interference detection threshold Rth, interference detection and interference suppression using this until it is | Rth−Rth ′ | ≦ ΔRth, and the beat signal after final interference suppression obtained as a result Shows an example of a data series r '(i) according to. When (b) and (d) are compared, it can be seen that interference components that could not be detected by the interference detection threshold Rth in (b) can be detected and suppressed in (d).
図８は、本実施形態のレーダ装置１による干渉抑圧前後のビート信号の周波数スペクトルを比較した例を示す図である。図８の例では、２回の干渉抑圧によって雑音レベルがそれぞれ10dB程度ずつ低減していることが分かる。したがって、図５および図６で説明したように干渉検出閾値Rthの設定、干渉検出、干渉抑圧を反復して行うことにより、雑音レベルを大きく低減できることが分かる。 FIG. 8 is a diagram showing an example in which frequency spectra of beat signals before and after interference suppression by the radar device 1 of the present embodiment are compared. In the example of FIG. 8, it can be seen that the noise level is reduced by about 10 dB each by two times of interference suppression. Therefore, it is understood that the noise level can be largely reduced by repeatedly performing the setting of the interference detection threshold Rth, the interference detection, and the interference suppression as described in FIGS. 5 and 6.
以上説明した本発明の一実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。 According to the embodiment of the present invention described above, the following effects can be obtained.
（１）レーダ装置１は、周波数変調された送信信号を送信し、送信信号が対象物で反射された受信信号を受信して対象物との距離を測定する。このレーダ装置１は、送信信号と受信信号とに基づくビート信号の平均振幅を算出し、この平均振幅に基づいて干渉検出閾値Rthを設定する閾値設定部１２２と、ビート信号と干渉検出閾値Rthとを比較して受信信号に対する干渉信号を検出する干渉検出部１２３と、ビート信号に窓関数W(k)を乗算することで、干渉信号による干渉を抑圧する干渉抑圧部１２４とを備える。閾値設定部１２２は、干渉抑圧部１２４により干渉が抑圧された状態でのビート信号、すなわち干渉抑圧後のデータ系列r'(i)を用いて干渉検出閾値Rthを再設定し（図６、ステップＳ１１０）、干渉検出部１２３は、閾値設定部１２２により再設定された干渉検出閾値Rthを用いて干渉信号を再検出する（図５、ステップＳ３０）。このようにしたので、レーダ装置１における干渉検出性能を向上させることができる。 (1) The radar device 1 transmits a frequency-modulated transmission signal, receives the reception signal in which the transmission signal is reflected by the object, and measures the distance to the object. The radar apparatus 1 calculates an average amplitude of a beat signal based on a transmission signal and a reception signal, and sets a interference detection threshold Rth based on the average amplitude, a beat signal and an interference detection threshold Rth, And an interference suppression unit 124 that suppresses interference due to the interference signal by multiplying the beat signal by the window function W (k). The threshold setting unit 122 resets the interference detection threshold Rth using the beat signal in the state where the interference is suppressed by the interference suppression unit 124, that is, the data sequence r ′ (i) after the interference suppression (FIG. 6, step S110), the interference detection unit 123 redetects the interference signal using the interference detection threshold Rth reset by the threshold setting unit 122 (FIG. 5, step S30). Since it did in this way, the interference detection performance in the radar apparatus 1 can be improved.
（２）閾値設定部１２２は、再設定する前の干渉検出閾値Rthと再設定した後の干渉検出閾値Rth’との差が所定の基準値ΔRth未満となるまで、干渉検出閾値Rthの再設定を繰り返し行う（ステップＳ１００、Ｓ１１０）。このようにしたので、レベルが小さい干渉信号であっても十分に検出可能な干渉検出閾値Rthを得ることができる。 (2) The threshold setting unit 122 resets the interference detection threshold Rth until the difference between the interference detection threshold Rth before resetting and the interference detection threshold Rth ′ after resetting becomes less than a predetermined reference value ΔRth. Are repeated (steps S100 and S110). Since this is done, it is possible to obtain an interference detection threshold Rth that is sufficiently detectable even for an interference signal with a small level.
（３）干渉抑圧部１２４は、少なくとも干渉信号が検出された位置における値が０以上１未満となる矩形窓等の関数を窓関数W(k)に用いて、ステップＳ４０の干渉抑圧処理を行う。このようにしたので、干渉を容易にかつ確実に抑圧することができる。 (3) The interference suppression unit 124 performs the interference suppression process in step S40 using a function such as a rectangular window in which at least the position where the interference signal is detected has a value of 0 or more and less than 1 as the window function W (k). . Since this is done, interference can be suppressed easily and reliably.
（４）閾値設定部１２２は、ステップＳ１０、Ｓ９０において、所定時間におけるビート信号の平均値または実効値をビート信号の平均振幅として算出する。この平均振幅を用いて、干渉検出閾値Rthおよび干渉抑圧後の干渉検出閾値Rth’をそれぞれ設定するようにしたので、干渉が生じているビート信号に対して、その干渉を適切に検出可能な閾値を設定することができる。 (4) In steps S10 and S90, the threshold setting unit 122 calculates the average value or the effective value of the beat signal in a predetermined time as the average amplitude of the beat signal. Since the interference detection threshold Rth and the interference detection threshold Rth ′ after interference suppression are respectively set using this average amplitude, a threshold that can appropriately detect the interference with the beat signal in which the interference is occurring. Can be set.
なお、以上説明した実施形態や各種変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。また、上記では種々の実施形態や変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。 The embodiment and the various modifications described above are merely examples, and the present invention is not limited to these contents as long as the features of the invention are not impaired. In addition, although various embodiments and modifications have been described above, the present invention is not limited to these contents. Other embodiments considered within the scope of the technical idea of the present invention are also included within the scope of the present invention.
１ レーダ装置
１０１ 波形発生器
１０２ 電圧制御発振器
１０３ 増幅器
１０４ 低雑音増幅器
１０５ ミキサ
１０６ 低域通過フィルタ
１０７ ＡＤ変換器
１０８ ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）
１０９ 送信アンテナ
１１０ 受信アンテナ
１２０ 制御部
１２１ 信号振幅検出部
１２２ 閾値設定部
１２２Ａ メモリ
１２３ 干渉検出部
１２４ 干渉抑圧部
１２５ 距離算出部
Reference Signs List 1 radar apparatus 101 waveform generator 102 voltage controlled oscillator 103 amplifier 104 low noise amplifier 105 mixer 106 low pass filter 107 AD converter 108 digital signal processor (DSP)
109 transmit antenna 110 receive antenna 120 control unit 121 signal amplitude detection unit 122 threshold setting unit 122 A memory 123 interference detection unit 124 interference suppression unit 125 distance calculation unit
Claims (5)
前記送信信号と前記受信信号とに基づくビート信号の平均振幅を算出し、前記平均振幅に基づいて閾値を設定する閾値設定部と、
前記ビート信号と前記閾値とを比較して前記受信信号に対する干渉信号を検出する干渉検出部と、
前記ビート信号に窓関数を乗算することで、前記干渉信号による干渉を抑圧する干渉抑圧部と、を備え、
前記閾値設定部は、前記干渉抑圧部により前記干渉が抑圧された状態での前記ビート信号を用いて前記閾値を再設定し、
前記干渉検出部は、前記閾値設定部により再設定された前記閾値を用いて前記干渉信号を再検出するレーダ装置。 A radar apparatus that transmits a frequency-modulated transmission signal, receives a reception signal that is reflected by the transmission signal from an object, and measures a distance to the object.
A threshold setting unit that calculates an average amplitude of a beat signal based on the transmission signal and the reception signal, and setting a threshold based on the average amplitude;
An interference detection unit that detects an interference signal to the received signal by comparing the beat signal with the threshold;
An interference suppression unit that suppresses interference due to the interference signal by multiplying the beat signal by a window function;
The threshold setting unit resets the threshold using the beat signal in a state where the interference is suppressed by the interference suppressing unit,
The said interference detection part redetects the said interference signal using the said threshold value reset by the said threshold value setting part.
前記閾値設定部は、再設定する前の前記閾値と再設定した後の前記閾値との差が所定の基準値未満となるまで、前記閾値の再設定を繰り返し行うレーダ装置。 In the radar device according to claim 1,
The radar device repeatedly performs resetting of the threshold until the difference between the threshold before resetting and the threshold after resetting becomes less than a predetermined reference value.
前記窓関数は、少なくとも前記干渉信号が検出された位置における値が０以上１未満となる関数であるレーダ装置。 In the radar device according to claim 1 or 2,
The radar apparatus, wherein the window function is a function in which a value at least at a position where the interference signal is detected is 0 or more and less than 1.
前記閾値設定部は、所定時間における前記ビート信号の平均値または実効値を前記ビート信号の平均振幅として算出し、算出された前記平均振幅に所定の倍率を乗じた値を前記閾値として設定するレーダ装置。 The radar apparatus according to any one of claims 1 to 3.
The threshold setting unit calculates an average value or an effective value of the beat signal at a predetermined time as an average amplitude of the beat signal, and sets a value obtained by multiplying the calculated average amplitude by a predetermined magnification as the threshold. apparatus.
前記送信信号は、連続波が周波数変調されたＦＭＣＷ信号であるレーダ装置。 The radar apparatus according to any one of claims 1 to 4.
The radar apparatus wherein the transmission signal is an FMCW signal in which a continuous wave is frequency-modulated.
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