JP2019088097A - Motor control device and air conditioning device - Google Patents

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Abstract

To provide a motor control device and an air conditioning device capable of stably operating motor in a synchronous operation mode.SOLUTION: A motor control section supplies a motor current according to a target q axis current and a target d axis current, each of which is a target motor current, to a motor via an inverter. The motor control section includes a phase difference control section for controlling so that a phase difference Δθ, which is an angle between a d-axis, which is a rotor shaft associated with the rotor of the motor, and a current vector B of a current supplied to the motor, is more than a first angle α and is less than a second angle β which is greater than the first angle α, by adjusting the target d axis current in a synchronous operation mode.SELECTED DRAWING: Figure 5

Description

本発明は、モータ制御装置及び空気調和装置に関する。   The present invention relates to a motor control device and an air conditioner.

従来から、モータの磁極位置を検出する位置センサを用いないベクトル制御によりモータの回転速度を制御するモータ制御装置が知られている。特許文献１に記載されるように、モータ制御装置は、モータの起動時に、同期運転モードとして、モータの回転角度情報を用いずに、モータに所定の振幅の電流を流しながら、インバータの出力周波数を徐々に上げて、モータを所定の回転速度まで加速させる。   2. Description of the Related Art A motor control device is conventionally known that controls the rotational speed of a motor by vector control that does not use a position sensor that detects a magnetic pole position of the motor. As described in Patent Document 1, when the motor is started, the motor control device operates as the synchronous operation mode, without using the rotation angle information of the motor, while passing a current of a predetermined amplitude to the motor, the output frequency of the inverter Is gradually raised to accelerate the motor to a predetermined rotational speed.

特開２０１０−２０６８７４号公報JP, 2010-206874, A

上述のように、同期運転モードにおいては、モータの回転角度情報を用いずに、いわゆるフィードフォワード制御によりモータが駆動される。このため、負荷の状態が動作環境や動作条件により変化する状況にあっては、その状況に適した電流をモータに供給することは困難であり、モータの動作が不安定となるおそれがある。   As described above, in the synchronous operation mode, the motor is driven by so-called feedforward control without using the rotation angle information of the motor. For this reason, in a situation where the state of the load changes depending on the operating environment and operating conditions, it is difficult to supply a current suitable for the situation to the motor, and the operation of the motor may become unstable.

本発明は、上記実状を鑑みてなされたものであり、同期運転モードにおいて、モータを安定的に動作させることができるモータ制御装置及び空気調和装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a motor control device and an air conditioner that can operate the motor stably in the synchronous operation mode.

上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係るモータ制御装置は、目標モータ電流に応じたモータ電流をインバータを介してモータに供給するモータ制御装置であって、同期運転モードにおいて、前記目標モータ電流を調整することにより、前記モータのロータに対応付けられたロータ軸と前記モータに供給される電流の電流ベクトルとがなす角度である位相差を第１の角度以上、かつ前記第１の角度より大きい第２の角度以下に制御する位相差制御部を備える。   In order to achieve the above object, a motor control device according to a first aspect of the present invention is a motor control device for supplying a motor current according to a target motor current to a motor via an inverter, and in a synchronous operation mode By adjusting the target motor current, a phase difference, which is the angle between the rotor shaft associated with the rotor of the motor and the current vector of the current supplied to the motor, is equal to or greater than a first angle, and A phase difference control unit is provided that controls to a second angle that is larger than one.

また、上記モータ制御装置において、前記第１の角度は、想定される負荷状態のなかでも最も負荷が軽い軽負荷状態において前記モータが制御的にオーバーシュート、発振又は発散しない前記位相差に基づき設定され、前記第２の角度は、想定される負荷状態のなかでも最も負荷が重い重負荷状態において前記モータが脱調しない前記位相差に基づき設定される、ようにしてもよい。   Further, in the motor control device, the first angle is set based on the phase difference at which the motor does not controllably overshoot, oscillate or diverge in a light load state where the load is the lightest among the assumed load states. The second angle may be set based on the phase difference at which the motor does not step out in a heavy load state where the load is the heavyest among the assumed load states.

また、上記モータ制御装置において、前記位相差制御部は、前記位相差を演算する位相差演算部と、前記位相差演算部により演算された前記位相差に基づき補正値を決定する補正値決定部と、基礎値に前記補正値を加算することにより前記目標モータ電流を生成する加算部と、を備える、ようにしてもよい。   In the motor control device, the phase difference control unit may be a phase difference calculation unit that calculates the phase difference, and a correction value determination unit that determines a correction value based on the phase difference calculated by the phase difference calculation unit. And an addition unit that generates the target motor current by adding the correction value to a base value.

また、上記モータ制御装置において、前記補正値決定部は、演算された前記位相差が前記第１の角度よりも小さい場合、前記補正値を規定値だけ小さくし、演算された前記位相差が前記第２の角度よりも大きい場合、前記補正値を前記規定値だけ大きくする、ようにしてもよい。   Further, in the motor control device, when the calculated phase difference is smaller than the first angle, the correction value determining unit reduces the correction value by a prescribed value, and the calculated phase difference is the same as the first phase. If the angle is larger than the second angle, the correction value may be increased by the specified value.

また、上記モータ制御装置において、前記基礎値は、想定される負荷状態のなかでも最も負荷が重い重負荷状態において前記モータの前記ロータが回転可能な前記モータ電流に対応する値に設定され、前記モータ制御装置は、前記ロータの位置を固定する位置決めモードから前記同期運転モードに切り替わったとき前記基礎値を前記目標モータ電流として設定する、ようにしてもよい。   Further, in the motor control device, the base value is set to a value corresponding to the motor current at which the rotor of the motor can rotate in a heavy load state where the load is the heavyest among the assumed load states, The motor control device may set the base value as the target motor current when switching from the positioning mode for fixing the position of the rotor to the synchronous operation mode.

上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る空気調和装置は、前記モータ制御装置と、前記インバータと、前記モータと、前記モータにより駆動されるコンプレッサと、前記コンプレッサにより圧縮された冷媒を利用して温度を調整する空調部と、を備える。   In order to achieve the above object, an air conditioner according to a second aspect of the present invention is compressed by the motor control device, the inverter, the motor, a compressor driven by the motor, and the compressor And an air conditioning unit that adjusts the temperature using a refrigerant.

本発明によれば、同期運転モードにおいて、モータを安定的に動作させることができる。   According to the present invention, the motor can be stably operated in the synchronous operation mode.

本発明の一実施形態に係る空気調和装置の構成を示す模式図である。It is a schematic diagram which shows the structure of the air conditioning apparatus which concerns on one Embodiment of this invention. 本発明の一実施形態に係るフィードバック運転モードにおけるモータ制御部の機能的構成を示すブロック図である。It is a block diagram showing functional composition of a motor control part in a feedback operation mode concerning one embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態に係る同期運転モードにおけるモータ制御部の機能的構成を示すブロック図である。It is a block diagram showing functional composition of a motor control part in synchronous operation mode concerning one embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態に係る同期運転処理の手順を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the procedure of the synchronous driving | operation process which concerns on one Embodiment of this invention. 本発明の一実施形態に係る（ａ）〜（ｄ）は位相差を表す図である。(A)-(d) which concerns on one Embodiment of this invention is a figure showing a phase difference. 本発明の一実施形態に係る位相差を表す図である。It is a figure showing the phase difference which concerns on one Embodiment of this invention.

本発明に係るモータ制御装置及び空気調和装置の一実施形態について図面を参照して説明する。
図１に示すように、空気調和装置１は、制御部１０と、インバータ２０と、モータ３０と、コンプレッサ４０と、電源５０と、シャント抵抗１９と、２つの電流センサ３５ｖ，３５ｗと、空調部６０と、を備える。 An embodiment of a motor control device and an air conditioner according to the present invention will be described with reference to the drawings.
As shown in FIG. 1, the air conditioner 1 includes a control unit 10, an inverter 20, a motor 30, a compressor 40, a power supply 50, a shunt resistor 19, two current sensors 35v and 35w, and an air conditioning unit. And 60.

電源５０は、図示しない商用電源から直流電圧Ｅを生成し、生成された直流電圧Ｅをインバータ２０に印加する。   The power supply 50 generates a DC voltage E from a commercial power supply (not shown), and applies the generated DC voltage E to the inverter 20.

シャント抵抗１９は、過電流検出のために、電源５０とインバータ２０との間の接続線に介挿されている。シャント抵抗１９は、この接続線に流れる電流を検出する電流検出信号Ｓｐ１をインバータ２０に出力する。   The shunt resistor 19 is inserted in the connection between the power supply 50 and the inverter 20 for overcurrent detection. The shunt resistor 19 outputs, to the inverter 20, a current detection signal Sp1 for detecting the current flowing through the connection line.

インバータ２０は、制御部１０からのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに基づき、電源５０から供給された直流電流を、３相、すなわちＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに変換し、その変換した交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ３０に供給する。インバータ２０は、例えば、ＩＰＭ（Intelligent Power Module：高機能パワーモジュール）である。インバータ２０は、シャント抵抗１９からの電流検出信号Ｓｐ１を受けて過電流の有無を表す過電流検知信号Ｓｐ２を制御部１０に出力する。   Based on PWM (Pulse Width Modulation) signals Su, Sv and Sw from control unit 10, inverter 20 converts the direct current supplied from power supply 50 into three phases, that is, U-phase, V-phase and W-phase AC currents Iu. , Iv, Iw, and the converted alternating currents Iu, Iv, Iw are supplied to the motor 30. The inverter 20 is, for example, an IPM (Intelligent Power Module). The inverter 20 receives the current detection signal Sp1 from the shunt resistor 19 and outputs an overcurrent detection signal Sp2 representing the presence or absence of an overcurrent to the control unit 10.

モータ３０は、３相ブラシレスモータである。モータ３０は、インバータ２０からのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが供給されるコイル３０ｃを有するステータ３０ｄと、コイル３０ｃに交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが供給されることにより回転する永久磁石からなるロータ３０ａと、を備える。ロータ３０ａが回転することにより、コンプレッサ４０は駆動される。   The motor 30 is a three-phase brushless motor. Motor 30 is supplied with alternating current Iu, Iv, Iw to stator 30d having coil 30c supplied with U-phase, V-phase, W-phase alternating current Iu, Iv, Iw from inverter 20, and coil 30c. And a rotor 30a formed of a permanent magnet that rotates. The compressor 40 is driven by the rotation of the rotor 30a.

電流センサ３５ｖ、３５ｗは、それぞれモータ３０に流れるＶ相、Ｗ相の電流Ｉｖ，Ｉｗの値を検出し、その電流Ｉｖ，Ｉｗの値を制御部１０に出力する。電流センサ３５ｖ、３５ｗは、例えば、変流器（ＣＴ：Current Transformer）センサ又はホール素子である。   The current sensors 35v and 35w detect the values of the currents Iv and Iw of the V phase and the W phase flowing to the motor 30, respectively, and output the values of the currents Iv and Iw to the control unit 10. The current sensors 35v and 35w are, for example, current transformer (CT) sensors or Hall elements.

コンプレッサ４０は、モータ３０により駆動されることで、吸入した冷媒を圧縮し、その圧縮した冷媒を排出する。   The compressor 40 is driven by the motor 30 to compress the sucked refrigerant and discharge the compressed refrigerant.

空調部６０は、コンプレッサ４０により圧縮された冷媒を利用して室内温度を調整する。詳しくは、空調部６０は、室内空気と熱交換する室内用熱交換器６３と、室外空気と熱交換する室外用熱交換器６４と、冷媒の減圧を行う膨張弁６５と、コンプレッサ４０により圧縮された冷媒の流路を室外用熱交換器６４及び室内用熱交換器６３の何れかに切り替える四方弁６６と、を備える。   The air conditioning unit 60 adjusts the indoor temperature using the refrigerant compressed by the compressor 40. Specifically, the air conditioning unit 60 is compressed by the indoor heat exchanger 63 which exchanges heat with indoor air, the outdoor heat exchanger 64 which exchanges heat with outdoor air, the expansion valve 65 which decompresses the refrigerant, and the compressor 40 And a four-way valve 66 for switching the flow path of the stored refrigerant to one of the outdoor heat exchanger 64 and the indoor heat exchanger 63.

冷房運転時について説明すると、四方弁６６は、コンプレッサ４０により圧縮された冷媒を室外用熱交換器６４に送り込む。室外用熱交換器６４は、冷房運転時には冷媒を冷却するガスクーラとして機能し、室外空気と冷媒との間で熱交換させることで冷媒の熱を室外に排出する。その後、この冷媒は、膨張弁６５で減圧膨張されたうえで室内用熱交換器６３に送られる。室内用熱交換器６３は、冷房運転時には蒸発器として機能し、冷媒を蒸発させることで室内空気と冷媒との間で熱交換させることで室内空気の温度を低下させる。これにより、室内温度の調整を図る。そして、室内用熱交換器６３を経た冷媒は、四方弁６６を介してコンプレッサ４０に戻る。   The four-way valve 66 feeds the refrigerant compressed by the compressor 40 to the outdoor heat exchanger 64. The outdoor heat exchanger 64 functions as a gas cooler for cooling the refrigerant during the cooling operation, and exchanges heat between outdoor air and the refrigerant to discharge the heat of the refrigerant to the outdoor. Thereafter, the refrigerant is decompressed and expanded by the expansion valve 65 and then sent to the indoor heat exchanger 63. The indoor heat exchanger 63 functions as an evaporator during the cooling operation, and evaporates the refrigerant to exchange heat between the indoor air and the refrigerant to lower the temperature of the indoor air. Thus, the room temperature is adjusted. Then, the refrigerant having passed through the indoor heat exchanger 63 returns to the compressor 40 via the four-way valve 66.

暖房運転時について説明すると、四方弁６６は、コンプレッサ４０により圧縮された冷媒を室内用熱交換器６３に送り込む。室内用熱交換器６３は冷媒を冷却するガスクーラとして機能し、室内空気と冷媒との間で熱交換させることで、室内空気の温度を上昇させる。これにより、室内温度の調整を図る。そして、膨張弁６５は、室内用熱交換器６３を経た冷媒を減圧膨張させたうえで室外用熱交換器６４に送り込む。室外用熱交換器６４は、蒸発器として機能し、冷媒を蒸発させることで室外空気と冷媒との間で熱交換させる。その後、四方弁６６は、熱交換された冷媒をコンプレッサ４０に戻す。   In the heating operation, the four-way valve 66 feeds the refrigerant compressed by the compressor 40 to the indoor heat exchanger 63. The indoor heat exchanger 63 functions as a gas cooler for cooling the refrigerant, and heat is exchanged between the indoor air and the refrigerant to raise the temperature of the indoor air. Thus, the room temperature is adjusted. Then, the expansion valve 65 decompresses and expands the refrigerant that has passed through the indoor heat exchanger 63 and then feeds the refrigerant into the outdoor heat exchanger 64. The outdoor heat exchanger 64 functions as an evaporator, and exchanges heat between outdoor air and the refrigerant by evaporating the refrigerant. Thereafter, the four-way valve 66 returns the heat-exchanged refrigerant to the compressor 40.

制御部１０は、マイクロコンピュータにより構成され、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の処理部と、当該処理部が処理を実行するためのプログラムが記憶されるＲＯＭ（Read Only Memory）等からなる記憶部１０ａを備える。
図１に示すように、制御部１０は、ユーザによる図示しないリモコンの操作に基づき空気調和装置１の運転を指令する運転指令部１１と、モータ３０を制御するモータ制御装置の一例であるモータ制御部１２と、を備える。運転指令部１１は、例えば、図示しないセンサにより取得される室内温度及び室外温度、ユーザにより設定される目標温度に基づきモータ３０の目標回転速度Ｓω０を演算し、その演算した目標回転速度Ｓω０をモータ制御部１２に出力する。 The control unit 10 is configured by a microcomputer, and is a storage unit 10a including a processing unit such as a central processing unit (CPU) and a read only memory (ROM) in which a program for the processing unit to execute processing is stored. Equipped with
As shown in FIG. 1, the control unit 10 is an operation command unit 11 that instructs the operation of the air conditioner 1 based on an operation of a remote control (not shown) by a user, and a motor control that is an example of a motor control device that controls the motor 30. A unit 12; The operation command unit 11 calculates the target rotational speed Sω0 of the motor 30 based on, for example, the indoor temperature and the outdoor temperature acquired by a sensor (not shown) and the target temperature set by the user, and calculates the target rotational speed Sω0 It is output to the control unit 12.

モータ制御部１２は、ベクトル制御によりモータ３０を制御する。モータ制御部１２は、モータ３０の起動時に、位置決めモード、同期運転モード及びフィードバック運転モードの順で制御モードを切り替える。位置決めモードは、モータ３０の特定の相のコイル３０ｃに直流電流を供給することによりロータ３０ａの位置を固定する制御モードである。また、同期運転モードは、後述する位相差Δθに応じてモータ３０に所定の振幅の電流を流しながら、インバータ２０の出力周波数を徐々に上げて、モータ３０を所定の回転速度まで加速させる制御モードである。また、フィードバック運転モードは、モータ３０の回転角度情報を用いてモータ３０の回転速度を制御する制御モードである。   The motor control unit 12 controls the motor 30 by vector control. When the motor 30 is started, the motor control unit 12 switches the control mode in the order of the positioning mode, the synchronous operation mode, and the feedback operation mode. The positioning mode is a control mode in which the position of the rotor 30a is fixed by supplying a direct current to the coil 30c of a specific phase of the motor 30. The synchronous operation mode is a control mode in which the output frequency of the inverter 20 is gradually increased to accelerate the motor 30 to a predetermined rotation speed while supplying a current of a predetermined amplitude to the motor 30 according to a phase difference Δθ described later. It is. Further, the feedback operation mode is a control mode in which the rotational speed of the motor 30 is controlled using the rotational angle information of the motor 30.

図２を参照しつつ、制御モードがフィードバック運転モードにあるときのモータ制御部１２の機能的構成について説明する。
モータ制御部１２は、制御モードがフィードバック運転モードにあるとき、機能ブロックとして、速度制御部１２ａと、ｄ軸電流指令演算部１２ｂと、電流制御部１２ｃと、電圧変換部１２ｄと、ＰＷＭ信号生成部１２ｅと、トルク制御部１２ｆと、角度・速度推定制御部１２ｇと、電流変換部１２ｈと、３相電流演算部１２ｉと、を備える。 The functional configuration of the motor control unit 12 when the control mode is in the feedback operation mode will be described with reference to FIG.
When the control mode is in the feedback operation mode, the motor control unit 12 functions as the speed control unit 12a, d-axis current command calculation unit 12b, current control unit 12c, voltage conversion unit 12d, and PWM signal generation as functional blocks. It includes a unit 12e, a torque control unit 12f, an angle / speed estimation control unit 12g, a current conversion unit 12h, and a three-phase current calculation unit 12i.

３相電流演算部１２ｉは、電流センサ３５ｖ、３５ｗを通じてＶ相、Ｗ相の電流Ｉｖ，Ｉｗの値を取得する。そして、３相電流演算部１２ｉは、その取得した電流Ｉｖ，Ｉｗの値に基づき、３相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの和がゼロとなることを利用してＵ相の電流Ｉｕの値を演算する。この際、３相電流演算部１２ｉは、例えば、複数回にわたって電流Ｉｖ，Ｉｗの値を取得し、その平均値をとる。また、３相電流演算部１２ｉは、例えば、インバータ２０からの過電流検知信号Ｓｐ２に基づき過電流が発生しているときにはそのときの電流Ｉｖ，Ｉｗの値を含めずに平均値をとる。   The three-phase current calculation unit 12i obtains values of the currents Iv and Iw of the V phase and the W phase through the current sensors 35v and 35w. Then, based on the acquired values of the currents Iv and Iw, the three-phase current operation unit 12i makes use of the fact that the sum of the three-phase currents Iu, Iv and Iw becomes zero, and the value of the U-phase current Iu Calculate At this time, the three-phase current calculation unit 12i obtains the values of the currents Iv and Iw a plurality of times, for example, and takes the average value. Further, for example, when an overcurrent is generated based on the overcurrent detection signal Sp2 from the inverter 20, the three-phase current operation unit 12i takes an average value without including the values of the currents Iv and Iw at that time.

電流変換部１２ｈは、３相電流演算部１２ｉによって演算された３相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを２相のｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄに座標変換する。なお、ｑ軸電流Ｉｑはモータ３０のトルク成分であり、ｄ軸電流Ｉｄはモータ３０の磁束成分である。   The current conversion unit 12h performs coordinate conversion of the three-phase currents Iu, Iv, Iw calculated by the three-phase current calculation unit 12i into two-phase q-axis current Iq and d-axis current Id. The q-axis current Iq is a torque component of the motor 30, and the d-axis current Id is a magnetic flux component of the motor 30.

角度・速度推定制御部１２ｇは、電流変換部１２ｈにより変換されたｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄと、後述する電流制御部１２ｃにより演算されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ及びｄ軸電圧指令値Ｖｄとに基づき、モータ３０の角度θ（回転位置）を推定する。また、角度・速度推定制御部１２ｇは、推定されたモータ３０の角度θを微分することで回転速度情報であるモータ３０の回転速度ωを推定する。   The angle / speed estimation control unit 12g calculates the q-axis voltage command value Vq and the d-axis voltage command value calculated by the current control unit 12c described later, and the q-axis current Iq and d-axis current Id converted by the current conversion unit 12h. Based on Vd, the angle θ (rotational position) of the motor 30 is estimated. Further, the angle / speed estimation control unit 12g estimates the rotation speed ω of the motor 30, which is rotation speed information, by differentiating the estimated angle θ of the motor 30.

速度制御部１２ａは、モータ３０の回転速度ωを運転指令部１１からの目標回転速度Ｓω０に一致させるべく目標ｑ軸電流Ｉｑ＊を演算するフィードバック制御を行う。例えば、速度制御部１２ａは、目標回転速度Ｓω０と回転速度ωとの偏差ΔＥ（ΔＥ＝Ｓω０−ω）を求める。そして、速度制御部１２ａは、偏差ΔＥに基づくＰＩ制御により、目標ｑ軸電流Ｉｑ＊を、Ｉｑ＊＝ｋ１・ΔＥ＋ｋ２∫ΔＥｄｔにより求める。なお、ｋ１は比例要素のフィードバックゲインであり、ｋ２は積分要素のフィードバックゲインである。また、速度制御部１２ａが行うフィードバック制御は、ＰＩ制御に限られず、Ｐ（比例）、Ｉ（積分）、Ｄ（微分）のうち少なくともいずれかを用いた制御であってもよい。   The speed control unit 12a performs feedback control to calculate the target q-axis current Iq * so that the rotation speed ω of the motor 30 matches the target rotation speed Sω0 from the operation command unit 11. For example, the speed control unit 12a obtains a deviation ΔE (ΔE = Sω0−ω) between the target rotation speed Sω0 and the rotation speed ω. Then, the speed control unit 12a obtains the target q-axis current Iq * by PI control based on the deviation ΔE by Iq * = k1 · ΔE + k2∫ΔEdt. Here, k1 is a feedback gain of a proportional component, and k2 is a feedback gain of an integral component. The feedback control performed by the speed control unit 12a is not limited to PI control, and may be control using at least one of P (proportional), I (integral), and D (differential).

トルク制御部１２ｆは、角度・速度推定制御部１２ｇからの回転速度ωと、電流変換部１２ｈにより変換されたｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄとに基づき、トルク補正電流Ｉｑ＊’を演算する。加算器１４ａは、このトルク補正電流Ｉｑ＊’と速度制御部１２ａによって演算された目標ｑ軸電流Ｉｑ＊とを加算する。これにより目標ｑ軸電流Ｉｑ＊’’が演算される。このトルク補正電流Ｉｑ＊’は、トルク脈動による負荷変動が生じた場合であってもモータ３０の回転速度ωを安定させる値に設定される。   The torque control unit 12 f calculates a torque correction current Iq * ′ based on the rotation speed ω from the angle / speed estimation control unit 12 g and the q-axis current Iq and d-axis current Id converted by the current conversion unit 12 h. . The adder 14a adds the torque correction current Iq * 'and the target q-axis current Iq * calculated by the speed control unit 12a. Thus, the target q-axis current Iq * ′ ′ is calculated. The torque correction current Iq * 'is set to a value that stabilizes the rotational speed ω of the motor 30 even when a load fluctuation due to torque pulsation occurs.

ｄ軸電流指令演算部１２ｂは、予め記憶されるテーブルに基づき目標ｑ軸電流Ｉｑ＊’’に対応する目標ｄ軸電流Ｉｄ＊を演算する。目標ｑ軸電流Ｉｑ＊’’に対する目標ｄ軸電流Ｉｄ＊の設定により、モータ３０の出力トルクを最大とする最大トルク制御、モータ３０の磁束を減少させることでモータ３０の誘起電圧を抑えてモータ３０の回転速度ωを上げる弱め磁束制御等の各種制御が可能となる。   The d-axis current command calculation unit 12 b calculates a target d-axis current Id * corresponding to the target q-axis current Iq * ′ ′ based on a table stored in advance. Maximum torque control that maximizes the output torque of the motor 30 by setting the target d-axis current Id * with respect to the target q-axis current Iq * ′ ′, and reducing the magnetic flux of the motor 30 to suppress the induced voltage of the motor 30 Various control such as flux-weakening control can be performed to increase the rotational speed ω of 30.

電流制御部１２ｃは、現在のｑ軸電流Ｉｑを目標ｑ軸電流Ｉｑ＊’’に一致させるためのｑ軸電圧指令値Ｖｑと、現在のｄ軸電流Ｉｄを目標ｄ軸電流Ｉｄ＊に一致させるためのｄ軸電圧指令値Ｖｄと、を演算する。この際、電流制御部１２ｃは、上記速度制御部１２ａと同様の計算手法によりＰＩ制御を行ってもよいし、その他ＰＤ、ＰＩＤ等のフィードバック制御を行ってもよい。   The current control unit 12c matches the q-axis voltage command value Vq for matching the current q-axis current Iq to the target q-axis current Iq * ′ ′ and the current d-axis current Id to the target d-axis current Id * To calculate the d-axis voltage command value Vd. At this time, the current control unit 12c may perform PI control by the same calculation method as the speed control unit 12a, or may perform feedback control such as PD and PID.

電圧変換部１２ｄは、ｑ軸電圧指令値Ｖｑとｄ軸電圧指令値ＶｄをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに座標変換する。   The voltage conversion unit 12 d coordinate-converts the q-axis voltage command value Vq and the d-axis voltage command value Vd into voltage command values Vu, Vv, Vw of U phase, V phase, and W phase.

ＰＷＭ信号生成部１２ｅは、電圧変換部１２ｄにより座標変換されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じて直流電圧をパルス幅変調することでＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成する。ＰＷＭ信号生成部１２ｅは、このＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗをインバータ２０に出力する。以上、制御モードがフィードバック運転モードにあるときのモータ制御部１２の機能的構成の説明を終了する。   The PWM signal generation unit 12 e performs pulse width modulation on the DC voltage according to the voltage command values Vu, Vv, Vw of the U phase, V phase, and W phase coordinate-converted by the voltage conversion unit 12 d to generate PWM signals Su and Sv. , Sw are generated. The PWM signal generator 12 e outputs the PWM signals Su, Sv, Sw to the inverter 20. The description of the functional configuration of the motor control unit 12 when the control mode is in the feedback operation mode is ended above.

次に、図３を参照しつつ、制御モードが同期運転モードにあるときのモータ制御部１２の機能的構成について説明する。
モータ制御部１２は、制御モードが同期運転モードにあるとき、機能ブロックとして、電流制御部１２ｃと、電圧変換部１２ｄと、ＰＷＭ信号生成部１２ｅと、電流変換部１２ｈと、３相電流演算部１２ｉと、角度演算部１２ｍと、ｑ軸電流ゼロ固定部１２ｐと、位相差制御部１４と、を備える。電流制御部１２ｃ、電圧変換部１２ｄ、ＰＷＭ信号生成部１２ｅ、電流変換部１２ｈ及び３相電流演算部１２ｉは、上述したフィードバック運転モードと同様の機能部であるため、それらの説明を省略する。 Next, the functional configuration of the motor control unit 12 when the control mode is in the synchronous operation mode will be described with reference to FIG.
When the control mode is in the synchronous operation mode, the motor control unit 12 functions as a current control unit 12c, a voltage conversion unit 12d, a PWM signal generation unit 12e, a current conversion unit 12h, and a three-phase current calculation unit as functional blocks. 12 i, an angle calculation unit 12 m, a q-axis current zero fixing unit 12 p, and a phase difference control unit 14. The current control unit 12c, the voltage conversion unit 12d, the PWM signal generation unit 12e, the current conversion unit 12h, and the three-phase current calculation unit 12i are the same functional units as those in the feedback operation mode described above, and thus the description thereof is omitted.

角度演算部１２ｍは、目標回転速度Ｓω０を積分することによりモータ３０の角度θを演算し、その演算した角度θを電圧変換部１２ｄおよび電流変換部１２ｈに出力する。   The angle calculator 12m calculates the angle θ of the motor 30 by integrating the target rotational speed Sω0, and outputs the calculated angle θ to the voltage converter 12d and the current converter 12h.

位相差制御部１４は、位相差演算部１２ｊと、補正値決定部１２ｋと、ｄ軸電流固定部１２ｎと、加算器１５と、を備える。   The phase difference control unit 14 includes a phase difference calculation unit 12 j, a correction value determination unit 12 k, a d-axis current fixing unit 12 n, and an adder 15.

位相差演算部１２ｊは、電流変換部１２ｈにより座標変換された２相のｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄと、電流制御部１２ｃにより演算されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ及びｄ軸電圧指令値Ｖｄと、目標回転速度Ｓω０とに基づき位相差Δθを演算し、演算した位相差Δθを補正値決定部１２ｋに出力する。位相差Δθは、図５（ａ）〜（ｄ）に示すように、電流ベクトルＢとｄ軸とがなす角度である。このｄ軸は、ロータ３０ａに対応付けられたロータ軸に相当する。位相差演算部１２ｊは、下記の式により位相差Δθを算出する。なお、ここでは、下記の式において、ωには目標回転速度Ｓω０が入力される。

Figure 2019088097




Ｒａ：モータ巻き線抵抗
Ｌｄ：モータｄ軸インダクタンス
Ｌｑ：モータｑ軸インダクタンス
Ψｆ：ロータ（ＩＰＭ）磁束鎖交数
Ｒａ、Ｌｄ、Ｌｑ及びΨｆは予め決まる固定値であり、上記式において、「＾」は推定値を意味する。 The phase difference calculation unit 12j calculates the q-axis voltage command value Vq and the d-axis voltage command value calculated by the current control unit 12c, and the two-phase q-axis current Iq and the d-axis current Id coordinate-converted by the current conversion unit 12h. The phase difference Δθ is calculated based on Vd and the target rotational speed Sω0, and the calculated phase difference Δθ is output to the correction value determination unit 12k. The phase difference Δθ is an angle between the current vector B and the d-axis, as shown in FIGS. 5 (a) to 5 (d). The d-axis corresponds to a rotor shaft associated with the rotor 30a. The phase difference calculation unit 12 j calculates the phase difference Δθ according to the following equation. Here, in the following equation, the target rotational speed Sω0 is input to ω.
Figure 2019088097



Ra: motor winding resistance Ld: motor d-axis inductance Lq: motor q-axis inductance Ψf: rotor (IPM) flux linkage number Ra, Ld, Lq and Ψf are fixed values determined in advance, and in the above equation, "^" Means an estimated value.

補正値決定部１２ｋは、位相差演算部１２ｊにより演算された位相差Δθに基づき補正値Ｆを決定し、その決定した補正値Ｆを加算器１５に出力する。補正値決定部１２ｋの処理内容については後述する。   The correction value determination unit 12k determines the correction value F based on the phase difference Δθ calculated by the phase difference calculation unit 12j, and outputs the determined correction value F to the adder 15. The processing content of the correction value determination unit 12k will be described later.

ｄ軸電流固定部１２ｎは、目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’の基礎値Ｃを加算器１５に出力する。基礎値Ｃは、想定される負荷状態のなかでも最も負荷が重い重負荷状態でもモータ３０のロータ３０ａが回転可能なｄ軸電流値に設定される。   The d-axis current fixing unit 12 n outputs a base value C of the target d-axis current Id * ′ to the adder 15. The base value C is set to a d-axis current value that allows the rotor 30a of the motor 30 to rotate even under the heavy load condition where the load is the heavyest among the assumed load conditions.

ｑ軸電流ゼロ固定部１２ｐは、目標ｑ軸電流Ｉｑ＊を０Ａに固定したうえで電流制御部１２ｃに出力する。   The q-axis current zero fixing unit 12p fixes the target q-axis current Iq * at 0 A and outputs the fixed q-axis current Iq * to the current control unit 12c.

加算器１５は、基礎値Ｃと補正値Ｆとを加算することにより目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’を算出し、その算出した目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’を電流制御部１２ｃに出力する。すなわち、加算器１５は、以下の式により目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’を算出する。
Ｉｄ＊’＝Ｃ＋Ｆ The adder 15 calculates the target d-axis current Id * 'by adding the base value C and the correction value F, and outputs the calculated target d-axis current Id *' to the current control unit 12c. That is, the adder 15 calculates the target d-axis current Id * 'according to the following equation.
Id * '= C + F

図４のフローチャートに沿って、同期運転モードを実行するための同期運転処理の手順について説明する。
モータ制御部１２は、同期運転処理を開始すると、基礎値Ｃを目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’として電流制御部１２ｃに出力することによりモータ３０を駆動させる（ステップＳ１０１）。すなわち、このとき、補正値Ｆは０Ａである。そして、モータ制御部１２は、モータ３０の駆動開始から規定時間Ｔが経過するのを待ち（ステップＳ１０２：ＮＯ）、この規定時間Ｔが経過した旨判別したとき（ステップＳ１０２：ＹＥＳ）、位相差Δθを演算する（ステップＳ１０３）。この規定時間Ｔは、実験又はシミュレーションにより、図５（ａ）に示す位相差Δθが同期運転モードの開始時の０°から、図５（ｃ）に示す第１の角度αを超えると予想される時間に設定される。 The procedure of the synchronous operation processing for executing the synchronous operation mode will be described along the flowchart of FIG. 4.
When the synchronous operation processing is started, the motor control unit 12 drives the motor 30 by outputting the base value C as the target d-axis current Id * ′ to the current control unit 12c (step S101). That is, at this time, the correction value F is 0A. Then, the motor control unit 12 waits for the specified time T to elapse from the start of driving of the motor 30 (step S102: NO), and when it is determined that the specified time T has elapsed (step S102: YES), the phase difference Δθ is calculated (step S103). This prescribed time T is predicted by experiments or simulations that the phase difference Δθ shown in FIG. 5A exceeds the first angle α shown in FIG. 5C from 0 ° at the start of the synchronous operation mode. Time is set.

次に、位相差制御部１４は、位相差Δθが第１の角度α以上、かつ第２の角度β以下となるように位相差Δθを制御する（ステップＳ１０３〜Ｓ１０７）。図５（ａ）〜（ｄ）に示すように、第１の角度αは、ｄ軸を基準として第２の角度βよりも小さい角度に設定されている。第１の角度αは、実験又はシミュレーションにより、想定される負荷状態のなかでも最も負荷が軽い軽負荷状態においてモータ３０が制御的にオーバーシュート、発振又は発散しない位相差Δθに基づき設定される。第２の角度βは、実験又はシミュレーションにより、想定される負荷状態のなかでも最も負荷が重い重負荷状態においてモータ３０が脱調しない位相差Δθに基づき設定される。よって、位相差Δθが第１の角度α以上、かつ第２の角度β以下の角度にあるときには、モータ３０を制御する際にオーバーシュート、脱調、発振及び発散が発生しづらく、モータ３０を安定的に動作させることができる。   Next, the phase difference control unit 14 controls the phase difference Δθ such that the phase difference Δθ becomes equal to or more than the first angle α and equal to or less than the second angle β (steps S103 to S107). As shown in FIGS. 5A to 5D, the first angle α is set to be smaller than the second angle β with reference to the d axis. The first angle α is set based on experiment or simulation based on the phase difference Δθ that the motor 30 does not controlly overshoot, oscillate or diverge in the light load state where the load is lightest among the assumed load states. The second angle β is set by experiment or simulation based on the phase difference Δθ at which the motor 30 does not step out in the heavy load state where the load is the heavyest among the assumed load states. Therefore, when the phase difference Δθ is at an angle greater than or equal to the first angle α and less than or equal to the second angle β, overshoot, step-out, oscillation and divergence are less likely to occur when controlling the motor 30, It can be operated stably.

図４に戻って、補正値決定部１２ｋは、演算した位相差Δθが第１の角度αよりも小さいか否かを判別する（ステップＳ１０４）。
補正値決定部１２ｋは、位相差Δθが第１の角度αよりも小さい旨判別すると（ステップＳ１０４：ＹＥＳ）、補正値Ｆを予め設定される規定値Ｇだけ小さくすることにより目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’を小さくする（ステップＳ１０５）。目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’が小さくなることにより、モータ電流が小さくなり、これにより位相差Δθが大きくなる。規定値Ｇは、モータ電流の急激な変動によりモータ３０の動作が不安定とならない程度の値に実験等により設定される。
すなわち、当該ステップＳ１０４においては、補正値決定部１２ｋは、以下の式により現在の補正値Ｆから新たな補正値Ｆ’を算出し、その新たな補正値Ｆ’を補正値Ｆとして加算器１５に出力する。
Ｆ’＝Ｆ−Ｇ Referring back to FIG. 4, the correction value determination unit 12k determines whether the calculated phase difference Δθ is smaller than the first angle α (step S104).
When the correction value determination unit 12k determines that the phase difference Δθ is smaller than the first angle α (step S104: YES), the target d-axis current Id is reduced by decreasing the correction value F by a preset specified value G. * 'Is reduced (step S105). As the target d-axis current Id * 'becomes smaller, the motor current becomes smaller, whereby the phase difference Δθ becomes larger. The specified value G is set by experiment or the like to such a value that the operation of the motor 30 does not become unstable due to the rapid fluctuation of the motor current.
That is, in step S104, the correction value determination unit 12k calculates a new correction value F 'from the current correction value F according to the following equation, and uses the new correction value F' as the correction value F to add the adder 15. Output to
F '= F-G

補正値決定部１２ｋは、位相差Δθが第１の角度α以上である旨判別すると（ステップＳ１０４：ＮＯ）、位相差Δθが第２の角度βよりも大きいか否かを判別する（ステップＳ１０６）。
補正値決定部１２ｋは、位相差Δθが第２の角度βよりも大きい旨判別すると（ステップＳ１０６：ＹＥＳ）、補正値Ｆを規定値Ｇだけ大きくすることにより目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’を大きくする（ステップＳ１０７）。目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’が大きくなることにより、モータ電流が大きくなり、これにより位相差Δθが小さくなる。
すなわち、当該ステップＳ１０７においては、補正値決定部１２ｋは、以下の式により現在の補正値Ｆから新たな補正値Ｆ’を算出し、その新たな補正値Ｆ’を補正値Ｆとして加算器１５に出力する。
Ｆ’＝Ｆ＋Ｇ
本例では、当該ステップＳ１０７における規定値Ｇと上記ステップＳ１０４における規定値Ｇは同一値に設定されているが、これに限らず、実験又はシミュレーションに基づき異なる値に設定されてもよい。 When the correction value determination unit 12k determines that the phase difference Δθ is equal to or larger than the first angle α (step S104: NO), the correction value determination unit 12k determines whether the phase difference Δθ is larger than the second angle β (step S106). ).
When the correction value determination unit 12k determines that the phase difference Δθ is larger than the second angle β (step S106: YES), the correction value F is increased by the specified value G to make the target d-axis current Id * 'large. (Step S107). As the target d-axis current Id * 'becomes larger, the motor current becomes larger, thereby reducing the phase difference Δθ.
That is, in step S107, the correction value determination unit 12k calculates a new correction value F 'from the current correction value F according to the following equation, and uses the new correction value F' as the correction value F to add the adder 15. Output to
F '= F + G
In the present example, the predetermined value G in step S107 and the predetermined value G in step S104 are set to the same value, but the present invention is not limited to this, and may be set to different values based on experiments or simulations.

補正値決定部１２ｋは、上記ステップＳ１０７の処理後、同期運転モードが終了しているか否かを判別する（ステップＳ１０８）。
一方、補正値決定部１２ｋは、位相差Δθが第２の角度β以下である旨判別すると（ステップＳ１０６：ＮＯ）、位相差Δθが第１の角度α以上、かつ第２の角度β以下であるとして、上記ステップＳ１０７の処理を経ることなく、すなわちモータ電流を現状に維持したまま上記ステップＳ１０８の処理に移行する。
補正値決定部１２ｋは、同期運転モードが終了していない旨判別すると（ステップＳ１０８：ＮＯ）、上記ステップＳ１０３の処理に戻る。これにより、位相差制御部１４は、同期運転モードにあるとき、ステップＳ１０３〜Ｓ１０８の処理を繰り返すことにより、位相差Δθを第１の角度α以上、かつ第２の角度β以下に制御する。
補正値決定部１２ｋは、同期運転モードが終了した旨判別すると（ステップＳ１０８：ＹＥＳ）、当該フローチャートに係る同期運転処理を終了する。モータ制御部１２は、同期運転処理の終了後、フィードバック運転モードを開始する。 After the process of step S107, the correction value determination unit 12k determines whether the synchronous operation mode has ended (step S108).
On the other hand, when the correction value determination unit 12k determines that the phase difference Δθ is less than or equal to the second angle β (step S106: NO), the phase difference Δθ is greater than or equal to the first angle α and less than or equal to the second angle β. If there is, the process proceeds to step S108 without passing through the process of step S107, that is, while maintaining the current of the motor.
If the correction value determination unit 12k determines that the synchronous operation mode has not ended (step S108: NO), the process returns to the process of step S103. Thereby, when in the synchronous operation mode, the phase difference control unit 14 controls the phase difference Δθ to the first angle α or more and the second angle β or less by repeating the processes of steps S103 to S108.
If the correction value determination unit 12k determines that the synchronous operation mode has ended (step S108: YES), the synchronous operation processing according to the flowchart ends. The motor control unit 12 starts the feedback operation mode after the synchronous operation processing ends.

次に、図５（ａ）〜（ｄ）を参照しつつ、位置決めモード及び同期運転モードの際の作用について説明する。
位置決めモードの際、モータ制御部１２は、位置決め電流を初期電流としてモータ３０のコイル３０ｃの特定の相に供給する。これにより、図５（ａ）に示すように、モータ３０のロータ３０ａは固定される。この際、電流ベクトルＢは、ｄ軸に沿った方向となり、位相差Δθは０°となる。この位置決め電流は、モータ３０のロータ３０ａを磁力により固定することができる最小限の電流に設定され、例えば、上述した基礎値Ｃと同一の値に設定される。 Next, the operation in the positioning mode and the synchronous operation mode will be described with reference to FIGS. 5 (a) to 5 (d).
In the positioning mode, the motor control unit 12 supplies a positioning current as an initial current to a specific phase of the coil 30c of the motor 30. Thereby, as shown to Fig.5 (a), the rotor 30a of the motor 30 is fixed. At this time, the current vector B is in the direction along the d-axis, and the phase difference Δθ is 0 °. The positioning current is set to a minimum current that can fix the rotor 30 a of the motor 30 by magnetic force, and is set to, for example, the same value as the above-described base value C.

位置決めモードから同期運転モードに制御モードが切り替わると、モータ３０の回転速度が徐々に上昇し、電流ベクトルＢはｄ軸に対して回転する。これにより、図５（ｂ），（ｃ）に示すように、位相差Δθは第１の角度αを超える。位相差Δθが第１の角度α以上、かつ第２の角度β以下にある場合、目標ｄ軸電流Ｉｄ＊は現状維持される。
この状態から、例えば、負荷が軽くなった場合、図５（ｂ）に示すように、位相差Δθが第１の角度α未満となり得る。負荷が軽くなった場合、発生トルクに対して負荷トルクが小さくなり、発生トルクに使用されない電流が多い状態となっている。この場合、上記ステップＳ１０５の処理により、目標ｄ軸電流Ｉｄ＊が現状よりも小さく設定される。これにより、図５（ｃ）に示すように、位相差Δθは、第１の角度α以上となるように大きくなる。 When the control mode is switched from the positioning mode to the synchronous operation mode, the rotational speed of the motor 30 gradually increases, and the current vector B rotates with respect to the d-axis. Thus, as shown in FIGS. 5B and 5C, the phase difference Δθ exceeds the first angle α. If the phase difference Δθ is greater than or equal to the first angle α and less than or equal to the second angle β, the target d-axis current Id * is maintained at the current state.
From this state, for example, when the load is reduced, the phase difference Δθ can be smaller than the first angle α, as shown in FIG. 5 (b). When the load is reduced, the load torque is smaller than the generated torque, and a large amount of current is not used for the generated torque. In this case, the target d-axis current Id * is set smaller than the current state by the process of step S105. As a result, as shown in FIG. 5C, the phase difference Δθ increases so as to be equal to or greater than the first angle α.

一方、例えば、負荷が重くなった場合、図５（ｄ）に示すように、位相差Δθが第２の角度βより大きくなり得る。負荷が重くなった場合、負荷トルクが発生トルクに近い状態となっている。この場合、上記ステップＳ１０７の処理により、目標ｄ軸電流Ｉｄ＊が現状よりも大きく設定される。これにより、図５（ｃ）に示すように、位相差Δθは、第２の角度β以下となるように小さくなる。   On the other hand, for example, when the load is heavy, as shown in FIG. 5D, the phase difference Δθ can be larger than the second angle β. When the load is heavy, the load torque is close to the generated torque. In this case, the target d-axis current Id * is set larger than the current state by the process of step S107. As a result, as shown in FIG. 5C, the phase difference Δθ decreases so as to be equal to or less than the second angle β.

次に、図６を参照しつつ、第１の角度α及び第２の角度βの設定方法について説明する。第１の角度α及び第２の角度βの設定は、例えば、設計段階において設計者により行われる。
まず、第１の角度αの設定方法について説明する。
まず、モータ３０が制御的にオーバーシュート、発振又は発散するおそれがある不安定範囲γａを実験又はシミュレーションにより認定する。不安定範囲γａは、ｄ軸を基準として所定の角度に設定されている。すなわち、電流ベクトルＢが不安定範囲γａ内にあるときには、モータ３０の挙動が不安定になり易く、制御的にオーバーシュート、発振又は発散するおそれがある。第１の角度αは、この不安定範囲γａに余裕範囲γ１を加算することにより設定される。
余裕範囲γ１は、不安定範囲γａに隣接し、不安定範囲γａよりもｄ軸から遠い範囲に形成される。余裕範囲γ１は、電流ベクトルＢが余裕範囲γ１内にあるときにモータ３０が制御的にオーバーシュート、発振又は発散するおそれがない範囲に設定される。電流ベクトルＢが余裕範囲γ１内にあるときに上記ステップＳ１０５に係る目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’を小さくする処理が行われる。このため、第１の角度α以上の電流ベクトルＢが例えば負荷が軽くなることにより余裕範囲γ１を過ぎて不安定範囲γａ内となることが抑制される。 Next, a method of setting the first angle α and the second angle β will be described with reference to FIG. The setting of the first angle α and the second angle β is performed by, for example, a designer at the design stage.
First, a method of setting the first angle α will be described.
First, an unstable range γa in which the motor 30 may controlly overshoot, oscillate or diverge is determined by experiment or simulation. The unstable range γa is set to a predetermined angle with reference to the d axis. That is, when the current vector B is in the unstable range γa, the behavior of the motor 30 tends to be unstable, which may cause overshoot, oscillation or divergence in control. The first angle α is set by adding the margin range γ1 to the unstable range γa.
The margin range γ1 is adjacent to the unstable range γa and is formed in a range farther from the d-axis than the unstable range γa. The margin range γ1 is set to a range in which there is no risk of control overshoot, oscillation or divergence of the motor 30 when the current vector B is within the margin range γ1. When the current vector B is within the margin range γ1, a process of reducing the target d-axis current Id * ′ according to step S105 is performed. For this reason, it is suppressed that the current vector B having the first angle α or more passes through the margin range γ1 and falls within the unstable range γa by, for example, reducing the load.

次に、第２の角度βの設定方法について説明する。
まず、モータ３０が脱調するおそれがある不安定範囲γｂを実験又はシミュレーションにより認定する。一般的に、負荷が重くなり負荷トルクが駆動トルクよりも大きくなった場合に、ロータ３０ａをコイル３０ｃに引き付けることができなくなり、モータ３０が脱調した状態となる。不安定範囲γｂは、ｑ軸を基準として所定の角度に設定されている。すなわち、電流ベクトルＢが不安定範囲γｂ内にあるときにはモータ３０が脱調するおそれがある。第２の角度βは、この不安定範囲γｂとの間に余裕範囲γ２を挟むように設定される。
余裕範囲γ２は、不安定範囲γｂに隣接し、不安定範囲γｂよりもｄ軸に近い範囲に形成される。余裕範囲γ２は、電流ベクトルＢが余裕範囲γ２内にあるときにモータ３０が脱調するおそれがない範囲に設定される。電流ベクトルＢが余裕範囲γ２内にあるときに上記ステップＳ１０７に係る目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’を大きくする処理が行われる。このため、第２の角度β以下の電流ベクトルＢが例えば負荷が重くなることにより余裕範囲γ２を過ぎて不安定範囲γｂ内となることが抑制される。
以上のように、余裕範囲γ１，γ２が設定されることにより、より確実にモータ３０が脱調、発振及び発散することが抑制される。 Next, a method of setting the second angle β will be described.
First, the unstable range γb where the motor 30 may be out of step is identified by experiment or simulation. Generally, when the load becomes heavy and the load torque becomes larger than the drive torque, the rotor 30a can not be attracted to the coil 30c, and the motor 30 is out of step. The unstable range γb is set to a predetermined angle with reference to the q axis. That is, when current vector B is in unstable range γb, motor 30 may be out of step. The second angle β is set so as to sandwich the margin range γ2 with the unstable range γb.
The margin range γ2 is adjacent to the unstable range γb, and is formed in a range closer to the d-axis than the unstable range γb. The margin range γ2 is set to a range in which there is no risk that the motor 30 will be out of step when the current vector B is within the margin range γ2. When the current vector B is within the margin range γ2, processing for increasing the target d-axis current Id * ′ according to step S107 is performed. For this reason, it is suppressed that the current vector B smaller than the second angle β passes the margin range γ2 and becomes within the unstable range γb, for example, when the load becomes heavy.
As described above, by setting the margin ranges γ1 and γ2, it is possible to more reliably suppress the step out, the oscillation and the divergence of the motor 30.

（効果）
以上、説明した一実施形態によれば、以下の効果を奏する。 (effect)
According to the embodiment described above, the following effects can be obtained.

（１）モータ制御部１２は、目標モータ電流である目標ｄ軸電流Ｉｄ＊及び目標ｑ軸電流Ｉｑ＊に応じたモータ電流をインバータ２０を介してモータ３０に供給する。モータ制御部１２は、同期運転モードにおいて、目標ｄ軸電流Ｉｄ＊'を調整することにより、モータ３０のロータ３０ａに対応付けられたロータ軸であるｄ軸とモータ３０に供給される電流の電流ベクトルＢとがなす角度である位相差Δθを第１の角度α以上、かつ第１の角度αより大きい第２の角度β以下に制御する位相差制御部１４を備える。
この構成によれば、負荷変動に関わらず、位相差制御部１４により位相差Δθが第１の角度α以上、かつ第２の角度β以下に制御される。これにより、同期運転モードにおいて、モータ３０を制御する際のオーバーシュート、発振、発散及び脱調を抑制でき、モータ３０を安定的に動作させることができる。また、負荷に対して過剰なモータ電流が供給されることが抑制されるため、無駄な消費電力を低減することができるとともに、モータ３０の駆動時の騒音、振動が抑制される。さらに、より精度高くモータ３０の制御を行うことができる。
（２）第１の角度αは、想定される負荷状態のなかでも最も負荷が軽い軽負荷状態においてモータ３０が制御的にオーバーシュート、発振又は発散しない位相差Δθに基づき設定され、第２の角度βは想定される負荷状態のなかでも最も負荷が重い重負荷状態においてモータ３０が脱調しない位相差Δθに基づき設定される。
この構成によれば、位相差Δθが第１の角度αよりも小さくなることが抑制され、これにより、モータ３０が制御的にオーバーシュート、発振又は発散することを抑制できる。また、位相差Δθが第２の角度βよりも大きくなることが抑制され、これにより、モータ３０が脱調することを抑制できる。 (1) The motor control unit 12 supplies the motor current to the motor 30 via the inverter 20 according to the target d-axis current Id * and the target q-axis current Iq *, which are target motor currents. The motor control unit 12 adjusts the target d-axis current Id * ′ in the synchronous operation mode, thereby the current of the current supplied to the motor 30 and the d-axis that is the rotor shaft associated with the rotor 30 a of the motor 30. The phase difference control unit 14 controls the phase difference Δθ, which is the angle formed by the vector B, to a first angle α or more and a second angle β or more larger than the first angle α.
According to this configuration, the phase difference control unit 14 controls the phase difference Δθ to the first angle α or more and the second angle β or less regardless of the load fluctuation. As a result, in the synchronous operation mode, overshoot, oscillation, divergence and step out when controlling the motor 30 can be suppressed, and the motor 30 can be operated stably. In addition, since excessive motor current is prevented from being supplied to the load, unnecessary power consumption can be reduced, and noise and vibration at the time of driving the motor 30 can be suppressed. Furthermore, the control of the motor 30 can be performed with higher accuracy.
(2) The first angle α is set based on the phase difference Δθ that the motor 30 does not controllably overshoot, oscillate or diverge in the light load state where the load is the lightest among the assumed load states, and the second angle The angle β is set based on the phase difference Δθ that the motor 30 does not step out in the heavy load state where the load is the heavyest among the assumed load states.
According to this configuration, it is suppressed that the phase difference Δθ becomes smaller than the first angle α, whereby it is possible to suppress that the motor 30 overshoots, oscillates or diverges in control. In addition, the phase difference Δθ is suppressed to be larger than the second angle β, whereby the step out of the motor 30 can be suppressed.

（３）位相差制御部１４は、位相差Δθを演算する位相差演算部１２ｊと、位相差演算部１２ｊにより演算された位相差Δθに基づき補正値Ｆを決定する補正値決定部１２ｋと、基礎値Ｃに補正値Ｆを加算することにより目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’を生成する加算部の一例である加算器１４ａと、を備える。
この構成によれば、簡易な構成にて、同期運転モードにおいて、モータ３０を安定的に動作させることができる。 (3) The phase difference control unit 14 includes a phase difference calculation unit 12j that calculates the phase difference Δθ, and a correction value determination unit 12k that determines the correction value F based on the phase difference Δθ calculated by the phase difference calculation unit 12j. And an adder a, which is an example of an adding unit that generates the target d-axis current Id * ′ by adding the correction value F to the base value C.
According to this configuration, the motor 30 can be stably operated in the synchronous operation mode with a simple configuration.

（４）補正値決定部１２ｋは、演算された位相差Δθが第１の角度αよりも小さい場合、補正値Ｆを現状よりも規定値Ｇだけ小さくし、演算された位相差Δθが第２の角度βよりも大きい場合、補正値Ｆを現状よりも規定値Ｇだけ大きくする。規定値Ｇは、モータ電流の急激な変動によりモータ３０の動作が不安定とならない程度の値に設定される。
この構成によれば、位相差Δθを制御する際に、モータ電流の急変が抑制されるため、モータ３０の動作が不安定となることが抑制される。 (4) When the calculated phase difference Δθ is smaller than the first angle α, the correction value determination unit 12 k makes the correction value F smaller than the present value by the specified value G, and the calculated phase difference Δθ is the second If the angle .beta. Is larger than the angle .beta. The prescribed value G is set to such a value that the operation of the motor 30 does not become unstable due to the rapid fluctuation of the motor current.
According to this configuration, when controlling the phase difference Δθ, a sudden change of the motor current is suppressed, so that the operation of the motor 30 is suppressed from becoming unstable.

（５）基礎値Ｃは、想定される負荷状態のなかでも最も負荷が重い重負荷状態においてモータ３０のロータ３０ａが回転可能なモータ電流に対応する値に設定される。モータ制御部１２は、ロータ３０ａの位置を固定する位置決めモードから同期運転モードに切り替わったとき基礎値Ｃを目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’に設定する。
この構成によれば、同期運転モードの開始後、円滑にロータ３０ａを回転させることができ、迅速に位相差演算部１２ｊにより位相差Δθを演算可能となる。 (5) The base value C is set to a value corresponding to the motor current at which the rotor 30a of the motor 30 can rotate in the heavy load state where the load is the heavyest among the assumed load states. The motor control unit 12 sets the base value C to the target d-axis current Id * 'when switching from the positioning mode for fixing the position of the rotor 30a to the synchronous operation mode.
According to this configuration, the rotor 30a can be smoothly rotated after the start of the synchronous operation mode, and the phase difference Δθ can be quickly calculated by the phase difference calculation unit 12j.

（６）空気調和装置１は、モータ制御部１２と、インバータ２０と、モータ３０と、モータ３０により駆動されるコンプレッサ４０と、コンプレッサ４０により圧縮された冷媒を利用して温度を調整する空調部６０と、を備える。
この構成によれば、空気調和装置１においては動作環境又は動作条件により負荷変動が発生し易いものの、この負荷変動に応じて位相差Δθが第１の角度α以上、かつ第２の角度β以下となるようにモータ電流が制御され、モータ３０を安定的に動作させることができる。 (6) The air conditioner 1 adjusts the temperature using the motor control unit 12, the inverter 20, the motor 30, the compressor 40 driven by the motor 30, and the refrigerant compressed by the compressor 40. And 60.
According to this configuration, although load fluctuation is likely to occur in the air conditioner 1 due to the operating environment or operating conditions, the phase difference Δθ is not less than the first angle α and not more than the second angle β according to the load fluctuation. Thus, the motor current is controlled so that the motor 30 can be operated stably.

（変形例）
なお、上記実施形態は、これを適宜変更した以下の形態にて実施することができる。 (Modification)
In addition, the said embodiment can be implemented in the following forms which changed this suitably.

上記実施形態においては、位相差制御部１４は、目標ｑ軸電流Ｉｑ＊を０Ａに固定し、目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’を調整することで位相差Δθを第１の角度α以上、かつ第２の角度β以下に制御していたが、これに限らず、目標ｑ軸電流Ｉｑ＊のみ又は目標ｑ軸電流Ｉｑ＊及び目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’の両方を調整することにより位相差Δθを第１の角度α以上、かつ第２の角度β以下に制御してもよい。   In the above embodiment, the phase difference control unit 14 fixes the target q-axis current Iq * at 0 A and adjusts the target d-axis current Id * ′ to adjust the phase difference Δθ to the first angle α or more and the first However, the phase difference Δθ can be adjusted by adjusting only the target q-axis current Iq * or both the target q-axis current Iq * and the target d-axis current Id * ′. It may be controlled to be equal to or more than the first angle α and equal to or less than the second angle β.

上記実施形態においては、図４の同期運転処理において、モータ制御部１２は、モータ３０を駆動させた後（ステップＳ１０１）、規定時間Ｔが経過したとき（ステップＳ１０２：ＹＥＳ）、位相差Δθを演算していたが（ステップＳ１０３）、当該ステップＳ１０２の処理が省略されてもよい。この場合、例えば、モータ制御部１２は、モータ３０を駆動させるとともに（ステップＳ１０１）、位相差Δθの演算を開始し、その位相差Δθが第１の角度αを超えた旨判別したときにステップＳ１０４以降の処理に移行してもよい。   In the above embodiment, after the motor control unit 12 drives the motor 30 (step S101) in the synchronous operation process of FIG. 4, when the prescribed time T has elapsed (step S102: YES), the phase difference Δθ Although the calculation is performed (step S103), the process of step S102 may be omitted. In this case, for example, while driving the motor 30 (step S101), the motor control unit 12 starts calculation of the phase difference Δθ and determines that the phase difference Δθ exceeds the first angle α. You may shift to the process after S104.

上記実施形態においては、ロータ３０ａに対応付けられたロータ軸はｄ軸であったが、これに限らず、ｑ軸であってもよい。   In the above-mentioned embodiment, although the rotor axis matched with rotor 30a was d axis, it may not be only this but may be q axis.

上記実施形態においては、モータ制御部１２は、同期運転モードを開始した後、基礎値Ｃを目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’として電流制御部１２ｃに出力していたが、同期運転モードを開始した後、目標ｄ軸電流Ｉｄ＊’をゼロから基礎値Ｃまで徐々に上昇させてもよい。   In the above embodiment, after starting the synchronous operation mode, the motor control unit 12 outputs the basic value C as the target d-axis current Id * ′ to the current control unit 12c, but after starting the synchronous operation mode The target d-axis current Id * ′ may be gradually raised from zero to the base value C.

上記実施形態においては、位相差演算部１２ｊは、計算式により位相差Δθを演算していたが、ｑ軸電流及びｄ軸電流等に対応する位相差Δθが記憶されたデータテーブルを参照して位相差Δθを求めてもよい。   In the above embodiment, the phase difference calculation unit 12 j calculates the phase difference Δθ according to the calculation formula, but referring to the data table in which the phase difference Δθ corresponding to the q-axis current and the d-axis current is stored. The phase difference Δθ may be determined.

上記実施形態においては、モータ制御部１２は、電流センサ３５ｖ、３５ｗの検出結果に基づきモータ３０を制御していたが、電流センサ３５ｖ、３５ｗを省略してもよい。この場合、モータ制御部１２は、シャント抵抗１９からの電流検出信号Ｓｐ１とＰＷＭスイッチングパターンとに基づき３相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを復元してもよい。   Although the motor control unit 12 controls the motor 30 based on the detection results of the current sensors 35v and 35w in the above embodiment, the current sensors 35v and 35w may be omitted. In this case, the motor control unit 12 may restore the three-phase alternating currents Iu, Iv, Iw based on the current detection signal Sp1 from the shunt resistor 19 and the PWM switching pattern.

上記実施形態においては、モータ３０は回転角度センサレスであったが、回転角度センサが設けられていてもよい。   In the above embodiment, although the motor 30 is a rotation angle sensorless, a rotation angle sensor may be provided.

上記実施形態において、モータ制御部１２は、空気調和装置１に搭載されるモータ３０を駆動させていたが、空気調和装置１に限らず、その他の機器に搭載されるモータ３０を駆動させてもよい。   In the above embodiment, the motor control unit 12 drives the motor 30 mounted on the air conditioner 1. However, the motor control unit 12 may drive the motor 30 mounted on other devices as well as the air conditioner 1. Good.

１ 空気調和装置
１０ 制御部
１１ 運転指令部
１２ モータ制御部
１２ａ 速度制御部
１２ｂ ｄ軸電流指令演算部
１２ｃ 電流制御部
１２ｄ 電圧変換部
１２ｅ ＰＷＭ信号生成部
１２ｆ トルク制御部
１２ｇ 角度・速度推定制御部
１２ｈ 電流変換部
１２ｉ ３相電流演算部
１２ｊ 位相差演算部
１２ｋ 補正値決定部
１２ｍ 角度演算部
１２ｎ ｄ軸電流固定部
１２ｐ ｑ軸電流ゼロ固定部
１４ 位相差制御部
１４ａ，１５ 加算器
１９ シャント抵抗
２０ インバータ
３０ モータ
３０ａ ロータ
３０ｃ コイル
４０ コンプレッサ
５０ 電源
６０ 空調部
Δθ 位相差
γ１，γ２ 余裕範囲
γａ，γｂ 不安定範囲
Ｂ 電流ベクトル
Ｃ 基礎値
Ｆ，Ｆ’ 補正値
Ｇ 規定値 1 air conditioner 10 control unit 11 operation command unit 12 motor control unit 12a speed control unit 12b d axis current command operation unit 12c current control unit 12d voltage conversion unit 12e PWM signal generation unit 12f torque control unit 12g angle / speed estimation control unit 12h Current conversion unit 12i Three-phase current calculation unit 12j Phase difference calculation unit 12k Correction value determination unit 12m Angle calculation unit 12n d axis current fixing unit 12p q axis current zero fixing unit 14 Phase difference control unit 14a, 15 Adder 19 Shunt resistance 20 inverter 30 motor 30a rotor 30c coil 40 compressor 50 power supply 60 air conditioning unit Δθ phase difference γ1, γ2 margin range γa, γb instability range B current vector C basic value F, F 'correction value G specified value

Claims (6)

目標モータ電流に応じたモータ電流をインバータを介してモータに供給するモータ制御装置であって、
同期運転モードにおいて、前記目標モータ電流を調整することにより、前記モータのロータに対応付けられたロータ軸と前記モータに供給される電流の電流ベクトルとがなす角度である位相差を第１の角度以上、かつ前記第１の角度より大きい第２の角度以下に制御する位相差制御部を備える、
モータ制御装置。 A motor control device for supplying a motor current corresponding to a target motor current to a motor via an inverter,
In the synchronous operation mode, by adjusting the target motor current, a phase difference that is an angle formed by a rotor shaft associated with the rotor of the motor and a current vector of the current supplied to the motor is set to a first angle And a phase difference control unit configured to control a second angle equal to or less than the first angle.
Motor controller. 前記第１の角度は、想定される負荷状態のなかでも最も負荷が軽い軽負荷状態において前記モータが制御的にオーバーシュート、発振又は発散しない前記位相差に基づき設定され、
前記第２の角度は、想定される負荷状態のなかでも最も負荷が重い重負荷状態において前記モータが脱調しない前記位相差に基づき設定される、
請求項１に記載のモータ制御装置。 The first angle is set based on the phase difference at which the motor does not controllably overshoot, oscillate or diverge in a light load state where the load is lightest among the assumed load states,
The second angle is set based on the phase difference at which the motor does not step out in a heavy load state where the load is the heavyest among the assumed load states.
The motor control device according to claim 1. 前記位相差制御部は、
前記位相差を演算する位相差演算部と、
前記位相差演算部により演算された前記位相差に基づき補正値を決定する補正値決定部と、
基礎値に前記補正値を加算することにより前記目標モータ電流を生成する加算部と、を備える、
請求項１又は２に記載のモータ制御装置。 The phase difference control unit
A phase difference calculation unit that calculates the phase difference;
A correction value determination unit that determines a correction value based on the phase difference calculated by the phase difference calculation unit;
An adder configured to generate the target motor current by adding the correction value to a base value;
The motor control device according to claim 1. 前記補正値決定部は、演算された前記位相差が前記第１の角度よりも小さい場合、前記補正値を規定値だけ小さくし、演算された前記位相差が前記第２の角度よりも大きい場合、前記補正値を前記規定値だけ大きくする、
請求項３に記載のモータ制御装置。 When the calculated phase difference is smaller than the first angle, the correction value determination unit decreases the correction value by a specified value, and the calculated phase difference is larger than the second angle. , Increasing the correction value by the specified value,
The motor control device according to claim 3. 前記基礎値は、想定される負荷状態のなかでも最も負荷が重い重負荷状態において前記モータの前記ロータが回転可能な前記モータ電流に対応する値に設定され、
前記モータ制御装置は、前記ロータの位置を固定する位置決めモードから前記同期運転モードに切り替わったとき前記基礎値を前記目標モータ電流として設定する、
請求項３又は４に記載のモータ制御装置。 The base value is set to a value corresponding to the motor current at which the rotor of the motor can rotate in the heavy load state where the load is the heavyest among the assumed load states;
The motor control device sets the base value as the target motor current when switching from a positioning mode for fixing the position of the rotor to the synchronous operation mode.
The motor control device according to claim 3 or 4. 請求項１から５の何れか１項に記載のモータ制御装置と、
前記インバータと、
前記モータと、
前記モータにより駆動されるコンプレッサと、
前記コンプレッサにより圧縮された冷媒を利用して温度を調整する空調部と、
を備える、
空気調和装置。 A motor control device according to any one of claims 1 to 5,
The inverter,
The motor,
A compressor driven by the motor;
An air conditioning unit that adjusts the temperature using the refrigerant compressed by the compressor;
Equipped with
Air conditioner.
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