JP2019080390A

JP2019080390A - Switching power supply device

Info

Publication number: JP2019080390A
Application number: JP2017203949A
Authority: JP
Inventors: 俊之渡邉; Toshiyuki Watanabe; 松田　善秋; Yoshiaki Matsuda; 善秋松田
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2017-10-20
Filing date: 2017-10-20
Publication date: 2019-05-23
Anticipated expiration: 2037-10-20
Also published as: JP7094685B2

Abstract

To enable reduction of the number of used components and downsizing of the entire exterior shape of a switching power supply device without increasing copper loss or iron loss of a transformer.SOLUTION: A switching device includes switching circuits 20-1, 20-2 that convert inputted DC voltage Vi to AC voltage, resonance circuits 30-1, 30-2 that resonate with the AC voltage, a transformer 40 that converts the output voltage of the resonance circuits 30-1, 30-2 to predetermined voltage, and rectifying-and-smoothing circuits 60, 70 that generate DC output voltage Vo by rectifying and smoothing the predetermined voltage. The resonance circuits 30-1, 30-2 have resonance capacitors 31-1, 31-2 and resonance inductors 32-1, 32-2 which are connected in series, and further, an inductor 50 is connected in parallel between the output side of the transformer 40 and the input side of the rectifying-and-smoothing circuits 60, 70.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、スイッチング電源装置（例えば、ＬＬＣ共振コンバータ等の共振形コンバータ）に関するものである。 The present invention relates to a switching power supply (for example, a resonant converter such as an LLC resonant converter).

図２は、特許文献１〜３等に記載された従来のＬＬＣ共振コンバータの概略の構成図である。 FIG. 2 is a schematic block diagram of a conventional LLC resonant converter described in Patent Documents 1 to 3 and the like.

このＬＬＣ共振コンバータは、直流電圧を入力する正負一対の入力端子１ａ，１ｂを有し、この入力端子１ａ，１ｂ間に、入力キャパシタ２とスイッチング回路３が並列に接続されている。スイッチング回路３は、交互にオン／オフ動作する２つのスイッチング素子３ａ，３ｂの直列回路により構成され、この出力側に、共振回路４が接続されている。共振回路４は、共振キャパシタ４ａ、共振インダクタ４ｂ及び励磁インダクタ４ｃの直列回路により構成され、その励磁インダクタ４ｃに、変圧器（以下「トランス」という。）５の１次巻線５ａが並列に接続されている。トランス５の２次巻線５ｂには、整流回路６が接続されている。整流回路６は、４つのスイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄがブリッジ接続されて構成され、この出力側に、出力キャパシタ７が並列に接続されている。出力キャパシタ７の両電極間には、正負一対の出力端子８ａ，８ｂが接続されている。 The LLC resonant converter has a pair of positive and negative input terminals 1a and 1b for inputting a DC voltage, and an input capacitor 2 and a switching circuit 3 are connected in parallel between the input terminals 1a and 1b. The switching circuit 3 is constituted by a series circuit of two switching elements 3a and 3b which are alternately turned on / off, and a resonant circuit 4 is connected to this output side. The resonance circuit 4 is formed of a series circuit of a resonance capacitor 4a, a resonance inductor 4b and an excitation inductor 4c, and the primary winding 5a of a transformer (hereinafter referred to as "transformer") 5 is connected in parallel to the excitation inductor 4c. It is done. A rectifier circuit 6 is connected to the secondary winding 5 b of the transformer 5. The rectifier circuit 6 is configured by bridge-connecting four switching elements 6a, 6b, 6c and 6d, and an output capacitor 7 is connected in parallel to this output side. A pair of positive and negative output terminals 8a and 8b are connected between both electrodes of the output capacitor 7.

このような構成のＬＬＣ共振コンバータでは、入力端子１ａ，１ｂに入力された直流電圧が、スイッチング回路３によって交流電圧に変換され、共振回路４がその交流電圧に共振する。共振した交流電圧は、トランス５で電圧変換され、整流回路６で整流され、出力キャパシタ７で平滑された後、出力端子８ａ，８ｂから出力される。 In the LLC resonant converter having such a configuration, the DC voltage input to the input terminals 1a and 1b is converted into an AC voltage by the switching circuit 3, and the resonance circuit 4 resonates with the AC voltage. The resonated AC voltage is voltage-converted by the transformer 5, rectified by the rectifier circuit 6, smoothed by the output capacitor 7, and then output from the output terminals 8a and 8b.

この種のＬＬＣ共振コンバータにおいて、共振回路４中の励磁インダクタ４ｃは、トランス５の励磁インダクタンスを利用する場合と、外付けする場合が一般的に知られている。
又、ＬＬＣ共振コンバータの出力電力が大電力になった場合、回路を並列化して電流や熱を分散させる場合がある。 In this type of LLC resonant converter, it is generally known that the excitation inductor 4c in the resonance circuit 4 utilizes the excitation inductance of the transformer 5 and is externally attached.
In addition, when the output power of the LLC resonant converter becomes large, the circuit may be paralleled to disperse current and heat.

図３は、トランスの１次側を２並列化した場合の従来の他のＬＬＣ共振コンバータの概略の構成図である。 FIG. 3 is a schematic configuration diagram of another conventional LLC resonant converter in the case where two primary sides of a transformer are parallelized.

この図３のＬＬＣ共振コンバータでは、入力端子１ａ，１ｂに対して２つのスイッチング回路３−１，３−２が並列に接続されている。一方のスイッチング回路３−１は、交互にオン／オフ動作する２つのスイッチング素子３ａ１，３ｂ１の直列回路により構成され、他方のスイッチング回路３−２も、交互にオン／オフ動作する２つのスイッチング素子３ａ２，３ｂ２の直列回路により構成されている。一方のスイッチング素子３ｂ１には、共振回路４−１が並列に接続され、他方のスイッチング素子３ｂ２にも、共振回路４−２が並列に接続されている。一方の共振回路４−１は、共振キャパシタ４ａ１、共振インダクタ４ｂ１及び励磁インダクタ４ｃ１（巻数Ｎ１、インピーダンスＬｍ１）の直列回路により構成され、他方の共振回路４−２も、共振キャパシタ４ａ２、共振インダクタ４ｂ２及び励磁インダクタ４ｃ２（巻数Ｎ１、インピーダンスＬｍ１）の直列回路により構成されている。 In the LLC resonant converter of FIG. 3, two switching circuits 3-1 and 3-2 are connected in parallel to input terminals 1a and 1b. One switching circuit 3-1 is constituted by a series circuit of two switching elements 3a1 and 3b1 alternately turned on / off, and the other switching circuit 3-2 is alternately turned on / off two switching elements It is comprised by the series circuit of 3a2, 3b2. The resonance circuit 4-1 is connected in parallel to one switching element 3b1, and the resonance circuit 4-2 is connected in parallel to the other switching element 3b2. One resonance circuit 4-1 is formed by a series circuit of a resonance capacitor 4a1, a resonance inductor 4b1 and an excitation inductor 4c1 (number of turns N1, impedance Lm1), and the other resonance circuit 4-2 also includes a resonance capacitor 4a2 and a resonance inductor 4b2 And an excitation inductor 4c2 (number of turns N1, impedance Lm1) in series.

一方の励磁インダクタ４ｃ１には、トランス５Ａの１次巻線５ａ１（巻数ｎ１）が並列に接続され、他方の励磁インダクタ４ｃ２にも、トランス５Ａの１次巻線５ａ２（巻数ｎ１）が並列に接続されている。トランス５Ａの２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）には、図２と同様に、整流回路６が接続され、その出力側に、出力キャパシタ７及び出力端子８ａ，８ｂが接続されている。 The primary winding 5a1 (turn number n1) of the transformer 5A is connected in parallel to one excitation inductor 4c1, and the primary winding 5a2 (turn number n1) of the transformer 5A is also connected in parallel to the other excitation inductor 4c2. It is done. The secondary winding 5b (number of turns n2) of the transformer 5A is connected to the rectifier circuit 6 as in FIG. 2, and the output capacitor 7 and the output terminals 8a and 8b are connected to the output side thereof.

この図３のＬＬＣ共振コンバータでは、スイッチング回路３−１及び共振回路４−１とスイッチング回路３−２及び共振回路４−２とが、並列に動作するため、出力電力が大電力になった場合に、電流や熱を１／２に分散させることができる。 In the LLC resonant converter of FIG. 3, when the switching circuit 3-1 and the resonance circuit 4-1, and the switching circuit 3-2 and the resonance circuit 4-2 operate in parallel, the output power becomes large. Current and heat can be dispersed in half.

特許文献１〜３において、特許文献１には、図２に示すように、励磁インダクタ４ｃがトランス５と分離された回路構成が開示されているが、その励磁インダクタ４ｃがトランス５と分離している利点の記載はない。特許文献２には、励磁インダクタ４ｃとして、トランス５の励磁インダクタンスを利用してもよいし、あるいは、外付けでもよい、との記載のみがある。又、特許文献３には、励磁インダクタ４ｃがトランス５と分離された回路構成が開示されているが、その励磁インダクタ４ｃがトランス５と分離している利点の記載はない。 In Patent Documents 1 to 3, as shown in FIG. 2, Patent Document 1 discloses a circuit configuration in which the exciting inductor 4c is separated from the transformer 5, but the exciting inductor 4c is separated from the transformer 5 There is no description of the benefits. Patent Document 2 only describes that the excitation inductance of the transformer 5 may be used as the excitation inductor 4c or may be externally provided. Patent Document 3 discloses a circuit configuration in which the excitation inductor 4c is separated from the transformer 5, but there is no description of the advantage that the excitation inductor 4c is separated from the transformer 5.

特開２０１１−２５９５６０号公報JP, 2011-259560, A ＷＯ２０１５１３７０６９Ａ１号公報WO2015137069A1 gazette 特開２０１６−６３７４５号公報JP, 2016-63745, A

従来の特許文献１〜３等のＬＬＣ共振コンバータでは、次の（Ａ）〜（Ｃ）のような課題がある。 Conventional LLC resonant converters such as Patent Documents 1 to 3 have the following problems (A) to (C).

（Ａ）従来の図２のＬＬＣ共振コンバータにおいて、励磁インダクタ４ｃとして、トランス５の励磁インダクタンスを利用する場合は、トランスコアのギャップ調整にて所望のインダクタンスを確保するのが主である。しかしながら、トランスコアにギャップがあると、そのギャップ断面から磁束が膨らみ、巻線５ａ，５ｂと鎖交することで、その巻線５ａ，５ｂの銅損が増加するという課題がある。
（Ｂ）前記（Ａ）に対して、励磁インダクタ４ｃをトランス５から独立させると、トランス５としてはノンギャップ化が可能なため、ギャップ影響による負荷電流に対する銅損低減が可能という利点がある。弊害としては、独立させた励磁インダクタ４ｃの鉄損が増加するが、大電力で負荷電流の銅損の割合が大きい場合に有効となる。
（Ｃ）大電力に対応するために、図３のように回路を並列化した場合、励磁インダクタ４ｃ１，４ｃ２をトランス５Ａから独立させて接続するには、その励磁インダクタ４ｃ１，４ｃ２に流れる電流も均等に分散させる必要がある。そのため、並列化した回路数分インダクタを接続する必要があり、使用部品数とＬＬＣ共振コンバータ全体の外形の大型化の課題が生じる。 (A) In the conventional LLC resonant converter of FIG. 2, when utilizing the excitation inductance of the transformer 5 as the excitation inductor 4c, it is mainly to secure a desired inductance by adjusting the gap of the transformer core. However, if there is a gap in the transformer core, the magnetic flux expands from the gap cross section, and interlinking with the windings 5a and 5b causes a problem that the copper loss of the windings 5a and 5b increases.
(B) With respect to the above (A), when the exciting inductor 4c is made independent of the transformer 5, the transformer 5 can be made non-gap, so that there is an advantage that copper loss can be reduced against the load current due to the gap effect. As an adverse effect, although the iron loss of the independent excitation inductor 4c increases, it becomes effective when the ratio of the copper loss of the load current is large with high power.
(C) When the circuits are paralleled as shown in FIG. 3 in order to cope with high power, in order to connect the exciting inductors 4c1 and 4c2 independently from the transformer 5A, the current flowing through the exciting inductors 4c1 and 4c2 is also It needs to be evenly distributed. Therefore, it is necessary to connect inductors for the number of circuits in parallel, which causes a problem of increasing the number of parts used and the overall size of the LLC resonant converter.

本発明のスイッチング電源装置は、直流の入力電圧をスイッチングして交流電圧に変換するスイッチング回路と、前記交流電圧に共振する共振回路と、前記共振回路から出力される電圧を所定電圧に変換するトランスと、前記所定電圧を整流及び平滑して直流の出力電圧を生成する整流平滑回路と、を備え、前記共振回路は、直列に接続された共振キャパシタ及び共振インダクタを有し、前記トランスの出力側と前記整流平滑回路の入力側との間に、インダクタが並列に接続されていることを特徴とする。
前記スイッチング電源装置において、例えば、前記スイッチング回路は、前記入力電圧がそれぞれ入力される、並列接続された複数のスイッチング回路を有し、前記共振回路は、前記複数のスイッチング回路の出力側に、それぞれ接続された複数の共振回路を有し、前記トランスは、前記複数の共振回路の出力側にそれぞれ接続された複数の１次巻線と前記複数の１次巻線に対して電磁結合される単一の２次巻線とを有している。 The switching power supply device according to the present invention includes a switching circuit that switches a DC input voltage to convert it into an AC voltage, a resonant circuit that resonates with the AC voltage, and a transformer that converts a voltage output from the resonant circuit to a predetermined voltage. And a rectifying and smoothing circuit that rectifies and smoothes the predetermined voltage to generate a DC output voltage, the resonant circuit includes a resonant capacitor and a resonant inductor connected in series, and the output side of the transformer An inductor is connected in parallel between the input terminal and the input side of the rectifying and smoothing circuit.
In the switching power supply device, for example, the switching circuit includes a plurality of switching circuits connected in parallel to each of which the input voltage is input, and the resonant circuit is connected to an output side of the plurality of switching circuits. And a plurality of primary circuits connected to the output side of the plurality of resonant circuits and a single electromagnetic circuit coupled to the plurality of primary circuits. And one secondary winding.

又、本発明の他のスイッチング電源装置は、直流の入力電圧をスイッチングして交流電圧に変換するスイッチング回路と、前記交流電圧を所定電圧に変換するトランスと、前記所定電圧に共振する共振回路と、前記共振回路から出力される電圧を整流及び平滑して直流の出力電圧を生成する整流平滑回路と、を備え、前記共振回路は、直列に接続された共振キャパシタ及び共振インダクタを有し、前記共振回路の出力側と前記整流平滑回路の入力側との間に、インダクタが並列に接続されていることを特徴とする。 Further, another switching power supply device according to the present invention includes a switching circuit which switches a DC input voltage to convert it into an AC voltage, a transformer which converts the AC voltage into a predetermined voltage, and a resonant circuit which resonates with the predetermined voltage. A rectification smoothing circuit which rectifies and smoothes a voltage output from the resonance circuit to generate a DC output voltage, the resonance circuit includes a resonance capacitor and a resonance inductor connected in series, An inductor is connected in parallel between the output side of the resonant circuit and the input side of the rectifying and smoothing circuit.

本発明のスイッチング電源装置及び本発明の他のスイッチング電源装置によれば、トランスの銅損や鉄損を増加させることなく、使用部品数とスイッチング電源装置全体の外形の小型化が可能になる。 According to the switching power supply device of the present invention and the other switching power supply device of the present invention, the number of parts used and the overall size of the switching power supply device can be reduced without increasing the copper loss and iron loss of the transformer.

本発明の実施例１におけるスイッチング電源装置（例えば、回路を２並列化したＬＬＣ共振コンバータ）を示す概略の構成図The schematic block diagram which shows the switching power supply device (for example, LLC resonant converter which paralleled the circuit 2 in parallel) in Example 1 of this invention 従来のＬＬＣ共振コンバータの概略の構成図Schematic block diagram of a conventional LLC resonant converter 従来の他のＬＬＣ共振コンバータの概略の構成図Schematic block diagram of another conventional LLC resonant converter 本発明の実施例２におけるスイッチング電源装置（例えば、ＬＬＣ共振コンバータ）を示す構成図The block diagram which shows the switching power supply device (for example, LLC resonant converter) in Example 2 of this invention 図４の比較例を示す従来の図２と略同様のＬＬＣ共振コンバータの構成図A configuration diagram of an LLC resonant converter substantially similar to that of the conventional FIG. 2 showing the comparative example of FIG. 図４のＬＬＣ共振コンバータにおける電圧・電流波形図Voltage and current waveform diagrams in the LLC resonant converter of FIG. 4 図５のＬＬＣ共振コンバータにおける電圧・電流波形図Voltage and current waveform diagrams in the LLC resonant converter of FIG. 5 本発明の実施例３におけるスイッチング電源装置（例えば、ＬＬＣ共振コンバータ）を示す構成図The block diagram which shows the switching power supply device (for example, LLC resonant converter) in Example 3 of this invention 本発明の実施例４におけるスイッチング電源装置（例えば、ＬＬＣ共振コンバータ）を示す構成図The block diagram which shows the switching power supply device (for example, LLC resonant converter) in Example 4 of this invention

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。 The mode for carrying out the present invention will be apparent from the following description of the preferred embodiment, when read in conjunction with the attached drawings. However, the drawings are for the purpose of illustration only and do not limit the scope of the present invention.

（実施例１の構成）
図１は、本発明の実施例１におけるスイッチング電源装置（例えば、回路を２並列化したＬＬＣ共振コンバータ）を示す概略の構成図である。 (Configuration of Example 1)
FIG. 1 is a schematic configuration view showing a switching power supply device (for example, an LLC resonant converter in which circuits are paralleled in two) according to a first embodiment of the present invention.

このＬＬＣ共振コンバータは、直流の入力電圧Ｖｉが供給される正負一対の入力端子１１ａ，１１ｂを有し、この入力端子１１ａ，１１ｂ間に、入力キャパシタ１２が接続されている。入力キャパシタ１２の両電極間には、２つのハーフブリッジ型のスイッチング回路２０−１，２０−２が並列に接続されている。スイッチング回路２０−１は、相互にオン／オフ動作する２つのスイッチング素子（例えば、ＭＯＳ型ＦＥＴ）２１−１，２１−２を有し、それらが直列に接続されている。同様に、スイッチング回路２０−２も、相互にオン／オフ動作する２つのスイッチング素子（例えば、ＭＯＳ型ＦＥＴ）２１−２，２２−２を有し、それらが直列に接続されている。 The LLC resonant converter has a pair of positive and negative input terminals 11a and 11b to which a DC input voltage Vi is supplied, and an input capacitor 12 is connected between the input terminals 11a and 11b. Two half bridge type switching circuits 20-1 and 20-2 are connected in parallel between both electrodes of the input capacitor 12. The switching circuit 20-1 includes two switching elements (for example, MOS type FETs) 21-1 and 21-2 which are mutually turned on / off, and they are connected in series. Similarly, the switching circuit 20-2 also includes two switching elements (for example, MOS type FETs) 21-2 and 22-2 that are mutually turned on / off, and they are connected in series.

スイッチング回路２０−１におけるＦＥＴ２２−１のドレイン・ソース間には、共振回路３０−１が並列に接続されている。スイッチング回路２０−２におけるＦＥＴ２２−２のドレイン・ソース間にも、共振回路３０−２が並列に接続されている。共振回路３０−１は、共振コンデンサ３１−１及び共振インダクタ３２−１を有し、それらが直列に接続されている。同様に、共振回路３０−２も、共振コンデンサ３１−２及び共振インダクタ３２−２を有し、それらが直列に接続されている。各共振インダクタ３２−１，３２−２は、例えば、コアを有するチョークコイルにより構成され、その各チョークコイルのコアが相互に接続されている。 The resonant circuit 30-1 is connected in parallel between the drain and source of the FET 22-1 in the switching circuit 20-1. The resonant circuit 30-2 is also connected in parallel between the drain and source of the FET 22-2 in the switching circuit 20-2. The resonant circuit 30-1 includes a resonant capacitor 31-1 and a resonant inductor 32-1, which are connected in series. Similarly, the resonant circuit 30-2 also includes a resonant capacitor 31-2 and a resonant inductor 32-2, which are connected in series. Each of the resonant inductors 32-1 and 32-2 is formed of, for example, a choke coil having a core, and the cores of the choke coils are connected to each other.

共振インダクタ３２−１において、チョークコイルの巻き初め（図１中の黒丸点側）は、共振コンデンサ３１−１に接続され、その巻き終わりに、トランス４０における１次巻線４１ａ（巻数ｎ１）の巻き初めが接続されている。１次巻線４１ａの巻き終わりは、ＦＥＴ２２−１のソースに接続されている。同様に、共振インダクタ３２−２において、チョークコイルの巻き初めは、共振コンデンサ３１−２に接続され、その巻き終わりに、トランス４０における１次巻線４１ｂ（巻数ｎ１）の巻き初めが接続されている。１次巻線４１ｂの巻き終わりは、ＦＥＴ２２−２のソースに接続されている。 In the resonant inductor 32-1, the winding start (black dot side in FIG. 1) of the choke coil is connected to the resonant capacitor 31-1, and at the end of the winding, the primary winding 41a (number of turns n1) of the transformer 40 is The winding beginning is connected. The winding end of the primary winding 41a is connected to the source of the FET 22-1. Similarly, in the resonant inductor 32-2, the winding start of the choke coil is connected to the resonant capacitor 31-2, and at the winding end, the winding start of the primary winding 41b (number of turns n1) in the transformer 40 is connected There is. The winding end of the primary winding 41b is connected to the source of the FET 22-2.

トランス４０は、複数（例えば、２つ）の１次巻線４１ａ，４１ｂと、これらの１次巻線４１ａ，４１ｂに対して磁気結合された単一の２次巻線４２（巻数ｎ２）と、を有している。２次巻線４２の巻き初めと巻き終わりとの間には、インダクタ５０が並列に接続されている。インダクタ５０は、例えば、コアを有するチョークコイル（巻数Ｎ２、インピーダンスＬｍ２）により構成され、そのチョークコイルの巻き初めが、２次巻線４２の巻き初めに接続され、そのチョークコイルの巻き終わりが、２次巻線４２の巻き終わりに接続されている。 The transformer 40 includes a plurality of (for example, two) primary windings 41a and 41b, and a single secondary winding 42 (number of turns n2) magnetically coupled to the primary windings 41a and 41b. ,have. An inductor 50 is connected in parallel between the winding start and the winding end of the secondary winding 42. The inductor 50 is formed of, for example, a choke coil (number of turns N2, impedance Lm2) having a core, the beginning of winding of the choke coil is connected to the beginning of winding of the secondary winding 42, and the end of winding of the choke coil is It is connected to the winding end of the secondary winding 42.

インダクタ５０には、フルブリッジ型の整流回路６０が並列に接続されている。整流回路６０は、ブリッジ接続された４つの整流用のスイッチング素子（例えば、ＭＯＳ型ＦＥＴ）により構成されている。この整流回路６０の出力側には、平滑回路を構成する出力キャパシタ７０が並列に接続され、その出力キャパシタ７０の両電極に、正負一対の出力端子７１ａ，７１ｂが接続されている。 A full bridge type rectifier circuit 60 is connected in parallel to the inductor 50. The rectifier circuit 60 is configured of four bridged switching elements (for example, MOS type FETs) for rectification. An output capacitor 70 constituting a smoothing circuit is connected in parallel to the output side of the rectifier circuit 60, and a pair of positive and negative output terminals 71a and 71b are connected to both electrodes of the output capacitor 70.

本実施例１のＬＬＣ共振コンバータでは、トランス４０の１次側のスイッチング回路２０−１，２０−２及び共振回路３０−１，３０−２が２並列化され、そのトランス４０の２次巻線４２に、インダクタ５０が並列に接続されていることが特徴である。 In the LLC resonant converter of the first embodiment, the switching circuits 20-1 and 20-2 and the resonant circuits 30-1 and 30-2 on the primary side of the transformer 40 are arranged in two parallel, and the secondary winding of the transformer 40 42 is characterized in that the inductor 50 is connected in parallel.

（実施例１の動作）
図１のＬＬＣ共振コンバータにおいて、直流の入力電圧Ｖｉが入力端子１１ａ，１１ｂに供給されると、その入力電圧Ｖｉが入力キャパシタ１２に充電された後、並列に接続された２つのスイッチング回路２０−１，２０−２へそれぞれ印加される。 (Operation of Embodiment 1)
In the LLC resonant converter of FIG. 1, when a DC input voltage Vi is supplied to the input terminals 11a and 11b, after the input voltage Vi is charged to the input capacitor 12, two switching circuits 20- connected in parallel are provided. The voltage is applied to 1 and 20-2, respectively.

一方のスイッチング回路２０−１において、図示しない制御部から供給されるスイッチングパルスにより、２つのＦＥＴ２１−１，２２−１が交互にオン／オフ動作する。ＦＥＴ２１−１がオン状態の時、入力端子１１ａに入力された直流電流が、ＦＥＴ２１−１→共振キャパシタ３１−１→共振インダクタ３２−１→１次巻線４１ａ→入力端子１１ｂ、の経路で流れる。次に、ＦＥＴ２１−１がオフ状態になると共に、ＦＥＴ２２−１がオン状態になると、共振キャパシタ３１−１に蓄積された電荷が、ＦＥＴ２２−１→１次巻線４１ａ→共振インダクタ３２−１→共振キャパシタ３１−１、の経路で流れる。このようなＦＥＴ２１−１，２２−１のオン／オフ動作により、入力端子１１ａ，１１ｂに供給された入力電圧Ｖｉが、交流電圧に変換され、その交流電圧が共振回路３０−１で共振する。 In one switching circuit 20-1, two FETs 21-1 and 22-1 are alternately turned on / off by switching pulses supplied from a control unit (not shown). When the FET 21-1 is in the on state, a direct current input to the input terminal 11a flows in the path of FET 21-1 → resonant capacitor 31-1 → resonant inductor 32-1 → primary winding 41a → input terminal 11b. . Next, when the FET 21-1 is turned off and the FET 22-1 is turned on, the charge stored in the resonant capacitor 31-1 is FET 22-1 → primary winding 41a → resonant inductor 32-1 → It flows along the path of the resonant capacitor 31-1. The on / off operation of the FETs 21-1 and 22-1 converts the input voltage Vi supplied to the input terminals 11a and 11b into an alternating voltage, and the alternating voltage resonates in the resonance circuit 30-1.

他方のスイッチング回路２０−２及び共振回路３０−２も、一方のスイッチング回路２０−１及び共振回路３０−１に対して並列に、同様の動作を行う。 The other switching circuit 20-2 and the resonance circuit 30-2 perform the same operation in parallel with one of the switching circuit 20-1 and the resonance circuit 30-1.

トランス４０の１次巻線４１ａ，４１ｂに交流電流が流れると、トランス４０の２次巻線４２に交流電圧が誘起され、インダクタ５０に電荷が蓄積されると共に、その交流電圧が整流回路６０へ印加される。整流回路６０において、図示しない制御部から供給されるスイッチングパルスにより、２つのＦＥＴ６１，６２が交互にオン／オフ動作すると共に、２つのＦＥＴ６３，６４が交互にオフ／オン動作する。 When an alternating current flows in the primary windings 41 a and 41 b of the transformer 40, an alternating voltage is induced in the secondary winding 42 of the transformer 40, and electric charges are accumulated in the inductor 50. Applied. In the rectifier circuit 60, two FETs 61 and 62 are alternately turned on and off by switching pulses supplied from a control unit (not shown), and two FETs 63 and 64 are alternately turned on and off.

２つのＦＥＴ６１，６４がオン状態になると共に、２つのＦＥＴ６２，６３がオフ状態になると、２次巻線４２の巻き始め→オン状態のＦＥＴ６１→出力キャパシタ７０→オン状態のＦＥＴ６４→２次巻線４２の巻き終わり、の経路で直流電流が流れる。次に、２つのＦＥＴ６１，６４がオフ状態になると共に、２つのＦＥＴ６２，６３がオン状態になると、２次巻線４２の巻き終わり→オン状態のＦＥＴ６３→出力キャパシタ７０→オン状態のＦＥＴ６２→２次巻線４２の巻き始め、の経路で直流電流が流れる。このように、２次巻線４２に誘起された交流電圧が、整流回路６０で整流され、出力キャパシタ７０で平滑された後、出力端子７１ａ，７１ｂから所望の直流出力電圧Ｖｏが出力される。 When the two FETs 61 and 64 are turned on and the two FETs 62 and 63 are turned off, the winding start of the secondary winding 42 → the on state FET 61 → the output capacitor 70 → the on state FET 64 → secondary winding A direct current flows in the path of the end of the 42 turns. Next, when the two FETs 61 and 64 are turned off and the two FETs 62 and 63 are turned on, the winding end of the secondary winding 42 → FET 63 on → output capacitor 70 → FET 62 on 2 → 2 A direct current flows in the path of the winding start of the winding 42. Thus, the AC voltage induced in the secondary winding 42 is rectified by the rectifier circuit 60 and smoothed by the output capacitor 70, and then the desired DC output voltage Vo is output from the output terminals 71a and 71b.

（実施例１の図１と従来の図３との構造上の対比）
図３において、トランス１次側並列回路数をｐ（＝２）、並列化された各回路に挿入された励磁インダクタ４ｃ１，４ｃ２のインダクタンスをＬｍ１、及び、励磁インダクタ４ｃ１，４ｃ２の巻数をＮ１とする。更に、トランス５Ａの１次巻線５ａ１，５ａ２の巻数をｎ１、２次巻線５ｂの巻数をｎ２とする。これに対し、図１において、トランス４０の１次巻線４１ａ，４１ｂの巻数をｎ１、トランス４０の単一の２次巻線４２の巻数をｎ２、その２次巻線４２に挿入されたインダクタ５０のインダクタンスをＬｍ２、及びそのインダクタ５０の巻数をＮ２とする。 (A structural comparison between FIG. 1 of the first embodiment and the conventional FIG. 3)
In FIG. 3, the number of transformer primary side parallel circuits is p (= 2), the inductance of the exciting inductors 4c1 and 4c2 inserted in each paralleled circuit is Lm1, and the number of turns of the exciting inductors 4c1 and 4c2 is N1. Do. Further, the number of turns of the primary windings 5a1 and 5a2 of the transformer 5A is n1, and the number of turns of the winding 5b is n2. On the other hand, in FIG. 1, the number of turns of the primary windings 41a and 41b of the transformer 40 is n1, the number of turns of the single secondary winding 42 of the transformer 40 is n2, and the inductor inserted in the secondary winding 42 Let Lm2 be the inductance of 50 and the number of turns of the inductor 50 be N2.

トランス１次巻線電圧をＶｎ１、電圧印加時間をＴｏｎ、インダクタンスＬｍ１の巻数をＮ１、磁束密度をＢｍ１、及びコア断面積をＡｅ１とすると、
Ｂｍ１＝（Ｖｎ１＊Ｔｏｎ）／（Ａｅ１＊Ｎ１）・・・（１）
が成り立つ。
同様に、トランス２次巻線電圧をＶｎ２、電圧印加時間をＴｏｎ、インダクタンスＬｍ２の巻数をＮ２、磁束密度をＢｍ２、及びコア断面積をＡｅ２とすると、
Ｂｍ２＝（Ｖｎ２＊Ｔｏｎ）／（Ａｅ２＊Ｎ２）・・・（２）
が成り立つ。 Assuming that the transformer primary winding voltage is Vn1, the voltage application time is Ton, the number of turns of the inductance Lm1 is N1, the magnetic flux density is Bm1, and the core cross-sectional area is Ae1,
Bm1 = (Vn1 * Ton) / (Ae1 * N1) (1)
Is true.
Similarly, assuming that the transformer secondary winding voltage is Vn2, the voltage application time is Ton, the number of turns of the inductance Lm2 is N2, the magnetic flux density is Bm2, and the core cross-sectional area is Ae2,
Bm2 = (Vn2 * Ton) / (Ae2 * N2) (2)
Is true.

ここで、励磁インダクタ４ｃ１，４ｃ２におけるコアの磁束密度Ｂｍ１と、インダクタ５０におけるコアの磁束密度Ｂｍ２とは、磁気飽和を考慮した利用率から上限値が決まる。又、トランス１次巻線電圧Ｖｎ１、トランス２次巻線電圧Ｖｎ２、及び電圧印加時間Ｔｏｎは、トランス４０，５Ａの条件から決まる。従って、トランス４０，５Ａの外形に関わるパラメータは、
コア断面積Ａｅ１＊励磁インダクタ４ｃ１，４ｃ２の巻数Ｎ１
コア断面積Ａｅ２＊インダクタ５０の巻数Ｎ２
となる。 Here, the upper limit value of magnetic flux density Bm1 of the core in exciting inductors 4c1 and 4c2 and magnetic flux density Bm2 of the core in inductor 50 is determined from the utilization factor in consideration of magnetic saturation. In addition, the transformer primary winding voltage Vn1, the transformer secondary winding voltage Vn2, and the voltage application time Ton are determined from the conditions of the transformers 40 and 5A. Therefore, the parameters relating to the external shape of the transformer 40, 5A are
Number of turns of core cross-sectional area Ae1 * exciting inductors 4c1 and 4c2 N1
Core cross section Ae2 * number of turns N2 of inductor 50
It becomes.

トランス５Ａの１次側でｐ（＝２）並列化した場合と、トランス４０の単一の２次巻線４２にインダクタ５０を挿入した場合と、を比較すると、次式（３）のようになる。
（ｐ＊Ａｅ１＊Ｎ１）：（Ａｅ２＊Ｎ２）
＝ｐ（Ｖｎ１＊Ｔｏｎ）／（Ｂｍ１）：（Ｖｎ２＊Ｔｏｎ）／（Ｂｍ２）
・・・（３） Comparing the case where p (= 2) paralleling is performed on the primary side of the transformer 5A and the case where the inductor 50 is inserted in the single secondary winding 42 of the transformer 40, the following equation (3) is obtained. Become.
(P * Ae1 * N1): (Ae2 * N2)
= P (Vn1 * Ton) / (Bm1): (Vn2 * Ton) / (Bm2)
... (3)

励磁インダクタ４ｃ１，４ｃ２におけるコアの磁束密度Ｂｍ１と、インダクタ５０におけるコアの磁束密度Ｂｍ２と、の上限値をそれぞれＢｍとすると、
Ｂｍ１＝Ｂｍ２＝Ｂｍ・・・（４）
となる。 Assuming that the upper limit values of the magnetic flux density Bm1 of the core in the exciting inductors 4c1 and 4c2 and the magnetic flux density Bm2 of the core in the inductor 50 are each Bm,
Bm1 = Bm2 = Bm (4)
It becomes.

トランス４０の１次巻数ｎ１及び２次巻数ｎ２と電圧Ｖｎ１，Ｖｎ２の関係から、次式（５）のようになる。
Ｖｎ１／Ｖｎ２＝ｎ１／ｎ２・・・（５） From the relationship between the primary winding number n1 and the secondary winding number n2 of the transformer 40 and the voltages Vn1 and Vn2, the following equation (5) is obtained.
Vn1 / Vn2 = n1 / n2 (5)

以上から、式（３）は、
（ｐ＊Ａｅ１＊Ｎ１）：（Ａｅ２＊Ｎ２）
＝ｐ（Ｖｎ１＊Ｔｏｎ）／（Ｂｍ１）：（Ｖｎ２＊Ｔｏｎ）／（Ｂｍ２）
＝ｐ（Ｖｎ１＊Ｔｏｎ）／（Ｂｍ）：
（（ｎ２／ｎ１）＊Ｖｎ１＊Ｔｏｎ）／（Ｂｍ）
＝ｐ：（ｎ２／ｎ１）・・・（６）
と表せる。従って、ｐ＞（ｎ２／ｎ１）の条件において、本実施例１の図１に示すように、トランス４０の単一の２次巻線４２側にインダクタ５０を挿入した場合、従来の図３の励磁インダクタ４ｃ１，４ｃ２に比べて、インダクタ５０の大きさを小さくできることになる。 From the above, equation (3) is
(P * Ae1 * N1): (Ae2 * N2)
= P (Vn1 * Ton) / (Bm1): (Vn2 * Ton) / (Bm2)
= P (Vn1 * Ton) / (Bm):
((N2 / n1) * Vn1 * Ton) / (Bm)
= P: (n2 / n1) (6)
It can be expressed. Therefore, under the condition of p> (n2 / n1), as shown in FIG. 1 of the first embodiment, when the inductor 50 is inserted in the single secondary winding 42 side of the transformer 40, the conventional FIG. The size of the inductor 50 can be made smaller than that of the exciting inductors 4c1 and 4c2.

また仮に、従来の図３の構成で、励磁インダクタ４ｃ１，４ｃ２を図１相当のインダクタ５０の外形に抑える場合、その外形に関わるパラメータＡｅ１＊Ｎ１の断面積Ａｅ１又は巻数Ｎ１を小さくする必要が生じ、式（１）からコアの磁束密度Ｂｍ１が大きくなり、鉄損の増加や飽和マージンの減少につながる。 If it is assumed that the excitation inductors 4c1 and 4c2 are limited to the outer shape of the inductor 50 corresponding to that of FIG. 1 in the conventional configuration of FIG. 3, it is necessary to reduce the cross sectional area Ae1 or the number of turns N1 From the equation (1), the magnetic flux density Bm1 of the core increases, leading to an increase in iron loss and a decrease in saturation margin.

逆に図１の構成において、従来の図３の構成と同等の外形でよいとすると、その分、外形に関わるパラメータＡｅ２＊Ｎ２の断面積Ａｅ２を大きくできるため、式（２）からコアの磁束密度Ｂｍ２を小さくでき、鉄損の抑制や磁気飽和マージンの拡大につながる。又、磁束密度Ｂｍ２を小さくしない場合では、断面積Ａｅ２を大きくできた分、巻数Ｎ２を小さくできるため、銅損の抑制も可能となる。 Conversely, in the configuration of FIG. 1, assuming that the outer shape is equivalent to that of the conventional FIG. 3, the cross-sectional area Ae2 of the parameter Ae2 * N2 related to the outer shape can be increased by that amount. The density Bm2 can be reduced, which leads to suppression of iron loss and expansion of the magnetic saturation margin. When the magnetic flux density Bm2 is not reduced, the number of turns N2 can be reduced as much as the cross-sectional area Ae2 can be increased, and therefore copper loss can be suppressed.

（実施例１の効果）
トランス４０の単一の２次巻線４２側にインダクタ５０を接続したので、従来に比べて、使用部品数とＬＬＣ共振コンバータ全体の外形の大型化を抑制することができる。 (Effect of Example 1)
Since the inductor 50 is connected to the side of the single secondary winding 42 of the transformer 40, it is possible to suppress the increase in the number of parts used and the overall size of the overall shape of the LLC resonant converter as compared with the prior art.

（実施例２の構成）
図４は、本発明の実施例２におけるスイッチング電源装置（例えば、ＬＬＣ共振コンバータ）を示す構成図であり、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
本実施例２のＬＬＣ共振コンバータでは、図１のスイッチング回路２０−２及び共振回路３０−２が削除され、トランス４０の入力側が１回路のみの構成になっている。 (Configuration of Example 2)
FIG. 4 is a block diagram showing a switching power supply (for example, an LLC resonant converter) according to a second embodiment of the present invention, and the elements common to the elements in FIG. 1 showing the first embodiment have the same reference numerals. ing.
In the LLC resonant converter of the second embodiment, the switching circuit 20-2 and the resonant circuit 30-2 in FIG. 1 are eliminated, and the input side of the transformer 40 is configured as only one circuit.

即ち、本実施例２のＬＬＣ共振コンバータでは、直流の入力電圧Ｖｉ（例えば、４００Ｖ）が供給される正負一対の入力端子１１ａ，１１ｂを有し、その入力端子１１ａ，１１ｂに、ハーフブリッジ型のスイッチング回路２０が接続されている。スイッチング回路２０は、図示しないスイッチングパルス（例えば、周波数ｆｓｗが６００ｋＨｚ、オンデューティＤｕｔｙが０．４５）によって交互にオン／オフ動作する２つのＦＥＴ２１，２２を有し、それらが直列に接続されている。 That is, the LLC resonant converter of the second embodiment has a pair of positive and negative input terminals 11a and 11b to which a DC input voltage Vi (for example, 400 V) is supplied, and the input terminals 11a and 11b have a half bridge type. The switching circuit 20 is connected. The switching circuit 20 has two FETs 21 and 22 alternately turned on and off by switching pulses (not shown) (for example, the frequency fsw is 600 kHz and the on duty Duty is 0.45), and they are connected in series .

ＦＥＴ２２のドレインには、共振回路３０が接続されている。共振回路３０は、共振キャパシタ３１（例えば、８８ｎＦ）と共振インダクタ３２とを有し、それらが直列に接続されている。共振インダクタ３２は、例えば、チョークコイル（インダクタンス１μＨ）により構成され、そこにはチョーク電流Ｉ３２が流れる。共振インダクタ３２とＦＥＴ２２のソースとの間には、トランス４０Ａの１次巻線４１（巻数ｎ１）が接続されている。トランス４０Ａの２次巻線４２（巻数ｎ２）には、インダクタ５０が並列に接続されている。インダクタ５０は、例えば、チョークコイル（インダクタンスＬｍ２が１５μＨ）により構成され、そこにはチョーク電流Ｉｍ２が流れる。 The resonant circuit 30 is connected to the drain of the FET 22. The resonant circuit 30 includes a resonant capacitor 31 (for example, 88 nF) and a resonant inductor 32, which are connected in series. The resonant inductor 32 is constituted by, for example, a choke coil (inductance 1 μH), and a choke current I32 flows there. The primary winding 41 (number of turns n1) of the transformer 40A is connected between the resonant inductor 32 and the source of the FET 22. An inductor 50 is connected in parallel to the secondary winding 42 (number of turns n2) of the transformer 40A. The inductor 50 is formed of, for example, a choke coil (inductance Lm2 is 15 μH), and a choke current Im2 flows therethrough.

インダクタ５０の両電極間には、フルブリッジ型の整流回路６０が接続されている。整流回路６０は、４つのＦＥＴ６１，６２，６３，６４を有し、それらがブリッジ接続されている。ＦＥＴ６１，６４とＦＥＴ６２，６３とは、図示しないスイッチングパルス（例えば、オンデューティＤｕｔｙが０．４５）によって交互にオン／オフ動作する。 A full bridge type rectifier circuit 60 is connected between both electrodes of the inductor 50. The rectifier circuit 60 has four FETs 61, 62, 63, 64, which are bridge-connected. The FETs 61 and 64 and the FETs 62 and 63 are alternately turned on / off by switching pulses (for example, the on duty Duty is 0.45) not shown.

ＦＥＴ６３のドレインとＦＥＴ６４のソースとの間には、出力キャパシタ７０（例えば、１００μＦ）が並列に接続され、この出力キャパシタ７０の両電極に、正負一対の出力端子７１ａ，７１ｂが接続されている。出力端子７１ａ，７１ｂからは、直流の出力電圧Ｖｏ（例えば、３８３Ｖ）及び出力電流Ｉｏ（例えば、１３Ａ）が出力される。 An output capacitor 70 (for example, 100 μF) is connected in parallel between the drain of the FET 63 and the source of the FET 64. A pair of positive and negative output terminals 71a and 71b are connected to both electrodes of the output capacitor 70. A direct current output voltage Vo (for example, 383 V) and an output current Io (for example, 13 A) are output from the output terminals 71 a and 71 b.

図５は、図４の比較例を示す従来の図２と略同様のＬＬＣ共振コンバータの構成図であり、図４中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
図５のＬＬＣ共振コンバータでは、図４のトランス４０Ａの２次巻線４２側に挿入されたインダクタ５０（例えば、インダクタンスＬｍ２が１５μＨ）に代えて、トランス４０Ａの１次巻線４１側にインダクタ５０Ａが挿入されている。インダクタ５０Ａは、例えば、チョークコイル（インダクタンスＬｍ１が３．７５μＨ）により構成され、そこにはチョーク電流Ｉｍ１が流れる。インダクタ５０Ａは、トランス４０Ａの１次巻線４１と並列に接続されている。その他の構成は、図４と同様である。 FIG. 5 is a block diagram of an LLC resonant converter substantially similar to FIG. 2 of the prior art, showing a comparative example of FIG. 4, and the elements common to the elements in FIG.
In the LLC resonant converter of FIG. 5, the inductor 50A is inserted on the primary winding 41 side of the transformer 40A instead of the inductor 50 (for example, the inductance Lm2 is 15 μH) inserted in the secondary winding 42 side of the transformer 40A of FIG. Is inserted. The inductor 50A is formed of, for example, a choke coil (inductance Lm1 of 3.75 μH), and a choke current Im1 flows therethrough. The inductor 50A is connected in parallel to the primary winding 41 of the transformer 40A. The other configuration is the same as that shown in FIG.

（実施例２の動作）
図６は、図４のＬＬＣ共振コンバータにおける電圧・電流波形図である。更に、図７は、図５のＬＬＣ共振コンバータにおける電圧・電流波形図である。この図６及び図７において、横軸は時間、及び縦軸は電圧・電流値である。 (Operation of Embodiment 2)
FIG. 6 is a voltage / current waveform diagram in the LLC resonant converter of FIG. Further, FIG. 7 is a voltage / current waveform diagram in the LLC resonant converter of FIG. In FIGS. 6 and 7, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents voltage and current values.

図６及び図７では、ＦＥＴ２１，２２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、共振インダクタ３２を流れるチョーク電流Ｉ３２、トランス４０Ａの１次電圧及び１次電流、ＦＥＴ６１，６２，６３，６４のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、及びインダクタ５０，５０Ａをそれぞれ流れるチョーク電流Ｉｍ２，Ｉｍ１の動作波形が示されている。又、インダクタ５０，５０Ａをそれぞれ流れるチョーク電流Ｉｍ２，Ｉｍ１を比較しやすいように、出力電流Ｉｏ＝１００ｍＡ（軽負荷）時の波形が示されている。 6 and 7, drain-source voltage Vds of FETs 21 and 22, choke current I32 flowing through resonant inductor 32, primary voltage and primary current of transformer 40A, drain-source between FETs 61, 62, 63, 64 The operating waveforms of the voltage Vds and the choke currents Im2 and Im1 flowing through the inductors 50 and 50A are shown. Further, a waveform at an output current Io = 100 mA (light load) is shown so that the choke currents Im2 and Im1 flowing through the inductors 50 and 50A can be easily compared.

先ず、図４及び図６を参照して、トランス４０Ａの２次巻線４２側に挿入されたインダクタ５０におけるチョーク電流Ｉｍ２の供給経路について説明する。 First, with reference to FIGS. 4 and 6, the supply path of the choke current Im2 in the inductor 50 inserted in the secondary winding 42 side of the transformer 40A will be described.

スイッチング回路２０のＦＥＴ２１がオン状態及びＦＥＴ２２がオフ状態になると、入力電圧Ｖｉが供給される入力端子１１ａ→スイッチング回路２０のＦＥＴ２１→共振回路３０の共振キャパシタ３１及び共振インダクタ３２→トランス４０Ａの１次巻線４１→入力端子１１ｂ、の経路で電源電流が流れる。この時、共振インダクタ３２を流れるチョーク電流Ｉ３２は、上昇していく。トランス１次電圧は高レベル（以下「Ｈレベル」という。）になると共に、トランス１次電流は上昇していく。 When FET 21 of switching circuit 20 is turned on and FET 22 is turned off, input terminal 11a to which input voltage Vi is supplied → FET 21 of switching circuit 20 → resonant capacitor 31 of resonant circuit 30 and resonant inductor 32 → primary of transformer 40A A power supply current flows in the path of winding 41 → input terminal 11b. At this time, the choke current I32 flowing through the resonant inductor 32 rises. The transformer primary voltage becomes high level (hereinafter referred to as "H level"), and the transformer primary current rises.

１次巻線４１の巻き始めから巻き終わり方向へ流れる電流により、２次巻線４２に誘導起電力が発生する。この時、整流回路６０のＦＥＴ６１，６４がオン状態、及びＦＥＴ６２，６３がオフ状態になっている。そのため、２次巻線４２の巻き終わりから巻き始め方向へ流れる誘導電流は、インダクタ５０へ流れると共に、ＦＥＴ６１→出力キャパシタ７０→ＦＥＴ６４、の経路で流れ、インダクタ５０に流れるチョーク電流Ｉｍ２と合流して２次巻線４２の巻き終わりへ戻る。ここで、チョーク電流Ｉｍ２は、上昇していく。 An induced electromotive force is generated in the secondary winding 42 by the current flowing from the winding start to the winding end direction of the primary winding 41. At this time, the FETs 61 and 64 of the rectifier circuit 60 are in the on state, and the FETs 62 and 63 are in the off state. Therefore, the induced current flowing from the winding end of the secondary winding 42 toward the winding start direction flows to the inductor 50 and flows along the path of FET 61 → output capacitor 70 → FET 64 and merges with the choke current Im2 flowing to the inductor 50 It returns to the winding end of the secondary winding 42. Here, the choke current Im2 rises.

スイッチング回路２０のＦＥＴ２１がオフ状態及びＦＥＴ２２がオン状態に遷移すると、共振キャパシタ３１に蓄積された電荷が、オン状態のＦＥＴ２２→トランス４０Ａの１次巻線４１（巻き終わりから巻き始め方向）→共振インダクタ３２→共振キャパシタ３１、の経路で流れる。
この時、共振インダクタ３２に流れるチョーク電流Ｉ３２は、低下していく。トランス４０Ａの１次巻線４１側のトランス１次電圧は、低レベル（以下「Ｌレベル」という。）を維持し、トランス１次電流は、低下していく。 When the FET 21 of the switching circuit 20 transitions to the off state and the FET 22 to the on state, the charge stored in the resonant capacitor 31 is turned on: FET 22 → primary winding 41 of the transformer 40A (winding end to winding start direction) → resonance It flows along the path of inductor 32 → resonance capacitor 31.
At this time, the choke current I32 flowing to the resonant inductor 32 decreases. The transformer primary voltage on the primary winding 41 side of the transformer 40A maintains a low level (hereinafter referred to as "L level"), and the transformer primary current decreases.

トランス４０Ａの１次巻線４１に流れる巻き終わりから巻き始め方向の電流により、２次巻線４２に誘導起電力が発生する。この時、整流回路６０のＦＥＴ６１，６４がオフ状態、及びＦＥＴ６２，６３がオン状態になっている。そのため、２次巻線４２の巻き始めから巻き終わり方向へ流れる誘導電流は、インダクタ５０へ流れると共に、ＦＥＴ６３→出力キャパシタ７０→ＦＥＴ６２、の経路で流れ、インダクタ５０に流れるチョーク電流Ｉｍ２と合流して２次巻線４２の巻き始めへ戻る。ここで、チョーク電流Ｉｍ２は、低下していく。 An induced electromotive force is generated in the secondary winding 42 by the current flowing from the winding end to the winding start direction flowing through the primary winding 41 of the transformer 40A. At this time, the FETs 61 and 64 of the rectifier circuit 60 are in the off state, and the FETs 62 and 63 are in the on state. Therefore, the induced current flowing from the winding start to the winding end direction of the secondary winding 42 flows to the inductor 50 and flows along the path of FET 63 → output capacitor 70 → FET 62 and merges with the choke current Im2 flowing to the inductor 50. It returns to the winding start of the secondary winding 42. Here, the choke current Im2 decreases.

次に、図５及び図７を参照して、トランス４０Ａの１次巻線４１側に挿入されたインダクタ５０Ａにおけるチョーク電流Ｉｍ１の供給経路について説明する。 Next, with reference to FIGS. 5 and 7, the supply path of the choke current Im1 in the inductor 50A inserted in the primary winding 41 side of the transformer 40A will be described.

図４と同様に、スイッチング回路２０のＦＥＴ２１がオン状態及びＦＥＴ２２がオフ状態になると、入力電圧Ｖｉが供給される入力端子１１ａ→スイッチング回路２０のＦＥＴ２１→共振回路３０の共振キャパシタ３１及び共振インダクタ３２→インダクタ５０Ａ、の経路で流れる。更に、トランス４０Ａの１次巻線４１→入力端子１１ｂ、の経路で電源電流が流れる。この時、共振インダクタ３２を流れるチョーク電流Ｉ３２は上昇し、インダクタ５０Ａを流れるチョーク電流Ｉｍ１も上昇していく。トランス１次電圧はＨレベルになると共に、トランス１次電流は低下していく。 Similarly to FIG. 4, when the FET 21 of the switching circuit 20 is turned on and the FET 22 is turned off, the input terminal 11a to which the input voltage Vi is supplied → the FET 21 of the switching circuit 20 → the resonant capacitor 31 and resonant inductor 32 of the resonant circuit 30. → It flows along the path of the inductor 50A. Furthermore, a power supply current flows in the path of the primary winding 41 of the transformer 40A to the input terminal 11b. At this time, the choke current I32 flowing through the resonant inductor 32 rises, and the choke current Im1 flowing through the inductor 50A also rises. As the transformer primary voltage becomes H level, the transformer primary current decreases.

１次巻線４１の巻き始めから巻き終わり方向へ流れる電流により、２次巻線４２に誘導起電力が発生する。この時、整流回路６０のＦＥＴ６１，６４がオン状態、及びＦＥＴ６２，６３がオフ状態になっている。そのため、２次巻線４２の巻き終わりから巻き始め方向へ流れる誘導電流は、ＦＥＴ６１→出力キャパシタ７０→ＦＥＴ６４、の経路で２次巻線４２の巻き終わりへ戻る。 An induced electromotive force is generated in the secondary winding 42 by the current flowing from the winding start to the winding end direction of the primary winding 41. At this time, the FETs 61 and 64 of the rectifier circuit 60 are in the on state, and the FETs 62 and 63 are in the off state. Therefore, the induced current flowing from the winding end of the secondary winding 42 in the winding start direction returns to the winding end of the secondary winding 42 in the path of FET 61 → output capacitor 70 → FET 64.

スイッチング回路２０のＦＥＴ２１がオフ状態及びＦＥＴ２２がオン状態に遷移すると、共振キャパシタ３１に蓄積された電荷が、オン状態のＦＥＴ２２→インダクタ５０Ａ、の経路で流れると共に、トランス４０Ａの１次巻線４１（巻き終わりから巻き始め方向）、の経路で流れる。トランス４０Ａの１次巻線４１の巻き終わりから巻き初めへ流れた電流は、インダクタ５０Ａを流れるチョーク電流Ｉｍ１と合流し、共振インダクタ３２→共振キャパシタ３１、の経路で流れる。
この時、共振インダクタ３２に流れるチョーク電流Ｉ３２は低下し、更に、チョーク電流Ｉｍ１も低下していく。トランス４０Ａの１次巻線４１側のトランス１次電圧は、Ｌレベルを維持し、トランス１次電流は、上昇していく。 When the FET 21 of the switching circuit 20 transitions to the off state and the FET 22 to the on state, the charge accumulated in the resonant capacitor 31 flows through the path from the on state FET 22 to the inductor 50A and the primary winding 41 of the transformer 40A ( Flow from the end of winding to the direction from which winding starts). The current flowing from the winding end of the primary winding 41 of the transformer 40A to the winding start merges with the choke current Im1 flowing through the inductor 50A, and flows in the path of resonant inductor 32 → resonant capacitor 31.
At this time, the choke current I32 flowing to the resonant inductor 32 decreases, and the choke current Im1 also decreases. The transformer primary voltage on the primary winding 41 side of the transformer 40A maintains the L level, and the transformer primary current rises.

トランス４０Ａの１次巻線４１に流れる巻き終わりから巻き始め方向の電流により、２次巻線４２に誘導起電力が発生する。この時、整流回路６０のＦＥＴ６１，６４がオフ状態、及びＦＥＴ６２，６３がオン状態になっている。そのため、２次巻線４２の巻き始めから巻き終わり方向へ流れる誘導電流は、ＦＥＴ６３→出力キャパシタ７０→ＦＥＴ６２、の経路で２次巻線４２の巻き始めへ戻る。 An induced electromotive force is generated in the secondary winding 42 by the current flowing from the winding end to the winding start direction flowing through the primary winding 41 of the transformer 40A. At this time, the FETs 61 and 64 of the rectifier circuit 60 are in the off state, and the FETs 62 and 63 are in the on state. Therefore, the induced current flowing from the winding start to the winding end direction of the secondary winding 42 returns to the winding start of the secondary winding 42 in the path of FET 63 → output capacitor 70 → FET 62.

ここで、トランス４０Ａの２次巻線４２側にインダクタ５０が挿入された図６の電圧・電流波形図と、トランス４０Ａの１次巻線４１側にインダクタ５０Ａが挿入された図７の電圧・電流波形図と、を対比する。 Here, the voltage / current waveform diagram of FIG. 6 in which the inductor 50 is inserted on the secondary winding 42 side of the transformer 40A and the voltage of FIG. 7 in which the inductor 50A is inserted on the primary winding 41 side of the transformer 40A. Contrast the current waveform diagram.

図６のチョーク電流Ｉ３２と図７のチョーク電流Ｉ３２とは同等（８．４２Ａｒｍｓ）である。図６のトランス１次側電流は６．１２Ａｒｍｓ、これに対して、図７のトランス１次側電流は６．３４Ａｒｍｓとなる。又、図６のチョーク電流Ｉｍ２は６．１７Ａｒｍｓであり、これに対して、図７のチョーク電流Ｉｍ１は１２．４Ａｒｍｓとなる。 The choke current I32 of FIG. 6 and the choke current I32 of FIG. 7 are equivalent (8.42 Arms). The transformer primary current of FIG. 6 is 6.12 Arms, while the transformer primary current of FIG. 7 is 6.34 Arms. Also, the choke current Im2 in FIG. 6 is 6.17 Arms, while the choke current Im1 in FIG. 7 is 12.4 Arms.

なお、１次側、２次側それぞれにインダクタ５０Ａ，５０を挿入した場合でも、同等の特性を示す条件として、下記の式が成り立つことが前提となる。
Ｌｍ２＝（（ｎ２^２）／（ｎ１^２））＊（（Ｌｍ１）／ｐ）
Ｉｍ２＝（ｎ１／ｎ２）＊ｐ＊Ｉｍ１
但し、Ｌｍ２；図４のインダクタ５０のインダクタンス
Ｉｍ２；図４のインダクタ５０を流れるチョーク電流
Ｌｍ１；図５のインダクタ５０Ａのインダクタンス
Ｉｍ１；図５のインダクタ５０Ａを流れるチョーク電流
ｎ１；１次巻線４１の巻数
ｎ２；２次巻線４２の巻数
ｐ；トランス１次側の並列回路数（＝１）
そのため、チョーク電流Ｉｍ２，Ｉｍ１は巻数ｎ１，ｎ２の比となる。 Even when the inductors 50A and 50 are inserted in each of the primary side and the secondary side, it is premised that the following equation holds as a condition showing the same characteristics.
Lm2 = ((n2 ² ) / (n1 ² )) * ((Lm1) / p)
Im2 = (n1 / n2) * p * Im1
However, Lm2; inductance of the inductor 50 of FIG. 4
Im2; choke current flowing through the inductor 50 of FIG. 4
Lm1; inductance of inductor 50A in FIG. 5
Im1; choke current flowing through the inductor 50A of FIG. 5
n1: number of turns of primary winding 41
n2: number of turns of secondary winding 42
p: Number of parallel circuits on the transformer primary side (= 1)
Therefore, the choke currents Im2 and Im1 have a ratio of the number of turns n1 and n2.

（実施例２の効果）
本実施例２の図４と比較例の図５とを対比した場合、式（６）はトランス１次側並列回路数がｐ（＝１）から
（Ａｅ１＊Ｎ１）：（Ａｅ２＊Ｎ２）＝１：（ｎ２／ｎ１）・・・（７）
と表せる。従って、１＞（ｎ２／ｎ１）の条件において、本実施例２の図４に示すように、トランス４０Ａの２次巻線４２側にインダクタ５０を挿入した場合、比較例の図５の励磁インダクタ５０Ａに比べて、インダクタ５０の大きさを小さくできることになる。 (Effect of Example 2)
When comparing FIG. 4 of the second embodiment with FIG. 5 of the comparative example, the number of transformer primary side parallel circuits is p (= 1) to (Ae1 * N1): (Ae2 * N2) = 1: (n2 / n1) ... (7)
It can be expressed. Therefore, as shown in FIG. 4 of the second embodiment under the condition of 1> (n2 / n1), when the inductor 50 is inserted in the secondary winding 42 side of the transformer 40A, the excitation inductor of FIG. 5 of the comparative example The size of the inductor 50 can be reduced compared to 50A.

なお、図６及び図７に示されている通り、トランス１次電流は同等のため、本実施例２のように、トランス４０Ａの２次巻線４２側にインダクタ５０を挿入した場合のトランス４０Ａとしての損失増加は無い。但し、軽負荷時は、インダクタンスＬｍ２のチョーク電流Ｉｍ２が不連続にならないよう、トランス２次側を整流回路６０で同期整流を行っている場合に限られる。 As shown in FIGS. 6 and 7, since the transformer primary current is equal, as in the second embodiment, the transformer 40A when the inductor 50 is inserted on the secondary winding 42 side of the transformer 40A. There is no loss increase as However, at the time of light load, it is limited to the case where synchronous rectification is performed by the rectifier circuit 60 on the transformer secondary side so that the choke current Im2 of the inductance Lm2 does not become discontinuous.

図８は、本発明の実施例３におけるスイッチング電源装置（例えば、ＬＬＣ共振コンバータ）を示す構成図であり、実施例２を示す図４中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。 FIG. 8 is a block diagram showing a switching power supply device (for example, an LLC resonant converter) according to a third embodiment of the present invention, and the elements common to the elements in FIG. ing.

本実施例３のＬＬＣ共振コンバータでは、１次巻線４１及び２次巻線４２を有するトランス４０Ｂを備え、その１次巻線４１の中間タップ４１ｂが入力端子１１ａに接続されている。スイッチング回路２０は、図４と同様に、２つのＦＥＴ２１，２２を有し、そのＦＥＴ２１，２２が、１次巻線４１の巻き始めと巻き終わりとの間に、直列に接続されている。２つのＦＥＴ２１，２２の接続点は、入力端子１１ｂに接続されている。２次巻線４２の巻き始めには、図４と同様の共振回路３０が接続されている。共振回路３０は、共振キャパシタ３１及び共振インダクタ３２の直列回路により構成されている。 The LLC resonant converter according to the third embodiment includes a transformer 40B having a primary winding 41 and a secondary winding 42, and an intermediate tap 41b of the primary winding 41 is connected to the input terminal 11a. The switching circuit 20 includes two FETs 21 and 22 as in FIG. 4, and the FETs 21 and 22 are connected in series between the winding start and the winding end of the primary winding 41. The connection point of the two FETs 21 and 22 is connected to the input terminal 11 b. At the beginning of the winding of the secondary winding 42, the same resonant circuit 30 as in FIG. 4 is connected. The resonant circuit 30 is configured by a series circuit of a resonant capacitor 31 and a resonant inductor 32.

共振インダクタ３２と２次巻線４２の巻き終わりとの間には、図４と同様のインダクタ５０が接続されている。インダクタ５０の両電極には、図４と同様の整流回路６０が接続されている。整流回路６０の出力側には、図４と同様の出力キャパシタ７０及び出力端子７１ａ，７１ｂが接続されている。 An inductor 50 similar to that shown in FIG. 4 is connected between the resonant inductor 32 and the winding end of the secondary winding 42. A rectifier circuit 60 similar to that shown in FIG. 4 is connected to both electrodes of the inductor 50. The output capacitor 70 and output terminals 71a and 71b similar to those in FIG. 4 are connected to the output side of the rectifier circuit 60.

図示しない制御部から供給されるスイッチングパルスによってスイッチング回路２０のＦＥＴ２１，２２がオン／オフ動作する。ＦＥＴ２１がオン状態、及びＦＥＴ２２がオフ状態になると、入力電圧Ｖｉが供給される入力端子１１ａ→トランス４０Ｂの１次巻線４１における中間タップ４１ｂ→１次巻線４１の巻き始め→ＦＥＴ２１→入力端子１１ｂ、の経路で電源電流が流れる。この時、図示しない制御部から供給されるスイッチングパルスにより、整流回路６０のＦＥＴ６１，６４がオフ状態、ＦＥＴ６２，６３がオン状態になっているとする。 The FETs 21 and 22 of the switching circuit 20 are turned on / off by switching pulses supplied from a control unit (not shown). When the FET 21 is turned on and the FET 22 is turned off, the input terminal 11a to which the input voltage Vi is supplied → the intermediate tap 41b in the primary winding 41 of the transformer 40B → the winding of the primary winding 41 starts → FET21 → input terminal The supply current flows in the path of 11b. At this time, it is assumed that the FETs 61 and 64 of the rectifier circuit 60 are in the off state and the FETs 62 and 63 are in the on state by switching pulses supplied from a control unit (not shown).

トランス４０Ｂの２次巻線４２に逆起電力が生じ、その２次巻線４２の巻き始めから巻き終わり方向へ誘導電流が流れる。その誘導電流は、インダクタ５０へ流れると共に、オン状態のＦＥＴ６３→出力キャパシタ７０→オン状態のＦＥＴ６２、の経路で流れ、インダクタ５０を流れるチョーク電流と合流する。合流した電流は、共振回路３０の共振インダクタ３２及び共振キャパシタ３１を経由して、２次巻線４２の巻き始めへ戻る。 A back electromotive force is generated in the secondary winding 42 of the transformer 40B, and an induced current flows from the winding start of the secondary winding 42 toward the winding end. The induced current flows to the inductor 50, flows in the path of the FET 63 in the on state → the output capacitor 70 → the FET 62 in the on state, and merges with the choke current flowing through the inductor 50. The merged current returns to the winding start of the secondary winding 42 via the resonant inductor 32 and the resonant capacitor 31 of the resonant circuit 30.

次に、ＦＥＴ２１がオフ状態、及びＦＥＴ２２がオン状態になると、入力電圧Ｖｉが供給される入力端子１１ａ→トランス４０Ｂの１次巻線４１における中間タップ４１ｂ→１次巻線４１の巻き終わり→ＦＥＴ２２→入力端子１１ｂ、の経路で電源電流が流れる。この時、図示しない制御部から供給されるスイッチングパルスにより、整流回路６０のＦＥＴ６１，６４がオン状態、ＦＥＴ６２，６３がオフ状態になっているとする。 Next, when the FET 21 is turned off and the FET 22 is turned on, the input terminal 11a to which the input voltage Vi is supplied → intermediate tap 41b in the primary winding 41 of the transformer 40B → end of winding of the primary winding 41 → FET22 A power supply current flows through the path of the input terminal 11b. At this time, it is assumed that the FETs 61 and 64 of the rectifier circuit 60 are in the on state and the FETs 62 and 63 are in the off state by switching pulses supplied from a control unit (not shown).

トランス４０Ｂの２次巻線４２に逆起電力が生じ、その２次巻線４２の巻き終わりから巻き始め方向へ誘導電流が流れる。その誘導電流は、共振回路３０の共振キャパシタ３１及び共振インダクタ３２を経由して、インダクタ５０へ流れると共に、オン状態のＦＥＴ６１→出力キャパシタ７０→オン状態のＦＥＴ６４、の経路で流れ、インダクタ５０を流れるチョーク電流と合流する。合流した電流は、２次巻線４２の巻き終わりへ戻る。 A back electromotive force is generated in the secondary winding 42 of the transformer 40B, and an induced current flows from the winding end of the secondary winding 42 in the direction of the winding start. The induced current flows to the inductor 50 via the resonant capacitor 31 and the resonant inductor 32 of the resonant circuit 30, and flows along the path of the FET 61 in the on state → the output capacitor 70 → the FET 64 in the on state. Merge with choke current. The combined current returns to the end of the secondary winding 42.

このような電流の流れにより、直流の入力電圧Ｖｉがスイッチング回路２０によって交流電圧に変換され、トランス４０Ｂで電圧が変換される。変換された電圧は、共振回路３０で共振し、インダクタ５０を介して、整流回路６０で整流され、出力キャパシタ７０で平滑されて、所望の直流出力電圧Ｖｏが出力端子７１ａ，７１ｂから出力される。 By the flow of such current, the DC input voltage Vi is converted into an AC voltage by the switching circuit 20, and the voltage is converted by the transformer 40B. The converted voltage is resonated by the resonance circuit 30, rectified by the rectifier circuit 60 through the inductor 50, smoothed by the output capacitor 70, and the desired DC output voltage Vo is output from the output terminals 71a and 71b. .

（実施例３の効果）
本実施例３では、実施例２と略同様の効果がある。 (Effect of Example 3)
The third embodiment has substantially the same effect as the second embodiment.

（実施例４の構成）
図９は、本発明の実施例４におけるスイッチング電源装置（例えば、ＬＬＣ共振コンバータ）を示す構成図であり、実施例２を示す図４中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。 (Configuration of Example 4)
FIG. 9 is a block diagram showing a switching power supply (for example, an LLC resonant converter) according to a fourth embodiment of the present invention, and the elements common to the elements in FIG. 4 showing the second embodiment have the same reference numerals. ing.

本実施例４のＬＬＣ共振コンバータでは、入力電圧Ｖｉが供給される正負一対の入力端子１１ａ，１１ｂのうちの入力端子１１ｂに、スイッチング回路２０が接続されている。スイッチング回路２０は、直列に接続された２つのＦＥＴ２１，２２を有し、そのＦＥＴ２１，２２の接続点が、入力端子１１ｂに接続されている。ＦＥＴ２１のドレインとＦＥＴ２２のソースとには、励磁インダクタ（例えば、直列接続された２つのチョークコイル）３３，３４を介して、共振キャパシタ３１及び共振インダクタ３２を有する共振回路３０Ａが接続されている。２つのチョークコイル３３，３４の直列接続点は、入力端子１１ａに接続されている。チョークコイル３３の巻き終わりには、共振キャパシタ３１の一方の電極が接続されている。チョークコイル３４の巻き始めには、共振インダクタ３２の一方の電極が接続されている。共振キャパシタ３１の他方の電極には、トランス４０Ｃの１次巻線４１における巻き始めが接続され、その１次巻線４１の巻き終わりが、共振インダクタ３２の他方の電極に接続されている。 In the LLC resonant converter of the fourth embodiment, the switching circuit 20 is connected to the input terminal 11b of the pair of positive and negative input terminals 11a and 11b to which the input voltage Vi is supplied. The switching circuit 20 has two FETs 21 and 22 connected in series, and the connection point of the FETs 21 and 22 is connected to the input terminal 11 b. A resonant circuit 30A having a resonant capacitor 31 and a resonant inductor 32 is connected to the drain of the FET 21 and the source of the FET 22 via exciting inductors (for example, two choke coils connected in series) 33 and 34. The series connection point of the two choke coils 33 and 34 is connected to the input terminal 11a. At the end of winding of the choke coil 33, one electrode of the resonant capacitor 31 is connected. At the beginning of winding of the choke coil 34, one electrode of the resonant inductor 32 is connected. The other electrode of the resonant capacitor 31 is connected to the winding start of the primary winding 41 of the transformer 40C, and the winding end of the primary winding 41 is connected to the other electrode of the resonant inductor 32.

トランス４０Ｃにおける２次巻線４２の巻き始めと巻き終わりには、インダクタ５０が並列に接続されている。インダクタ５０の両電極には、図４と同様の整流回路６０が接続され、その整流回路６０の出力側に、図４と同様の出力キャパシタ７０及び出力端子７１ａ，７１ｂが接続されている。 At the beginning and end of winding of the secondary winding 42 in the transformer 40C, an inductor 50 is connected in parallel. A rectifier circuit 60 similar to that of FIG. 4 is connected to both electrodes of the inductor 50, and an output capacitor 70 and output terminals 71a and 71b similar to those of FIG. 4 are connected to the output side of the rectifier circuit 60.

（実施例４の動作）
図示しない制御部から供給されるスイッチングパルスによってスイッチング回路２０のＦＥＴ２１，２２がオン／オフ動作する。ＦＥＴ２１がオン状態、及びＦＥＴ２２がオフ状態になると、入力電圧Ｖｉが供給される入力端子１１ａ→チョークコイル３３→ＦＥＴ２１→入力端子１１ｂ、の経路で電源電流が流れる。チョークコイル３３に流れる電流によりチョークコイル３４に逆起電力が生じ、このチョークコイル３４の巻き終わりから巻き始め方向へ誘起電流が流れる。この誘起電流は、共振インダクタ３２→トランス４０Ｃの１次巻線４１→共振キャパシタ３１→ＦＥＴ２１→入力端子１１ｂ、の経路で流れる。この時、図示しない制御部から供給されるスイッチングパルスにより、整流回路６０のＦＥＴ６１，６４がオフ状態、ＦＥＴ６２，６３がオン状態になっているとする。 (Operation of Embodiment 4)
The FETs 21 and 22 of the switching circuit 20 are turned on / off by switching pulses supplied from a control unit (not shown). When the FET 21 is turned on and the FET 22 is turned off, a power supply current flows in the path of the input terminal 11 a → the choke coil 33 → the FET 21 → the input terminal 11 b to which the input voltage Vi is supplied. The current flowing through the choke coil 33 generates a back electromotive force in the choke coil 34, and an induced current flows from the winding end of the choke coil 34 in the direction of the winding start. The induced current flows in the path of resonant inductor 32 → primary winding 41 of transformer 40C → resonance capacitor 31 → FET 21 → input terminal 11b. At this time, it is assumed that the FETs 61 and 64 of the rectifier circuit 60 are in the off state and the FETs 62 and 63 are in the on state by switching pulses supplied from a control unit (not shown).

トランス４０Ｃの２次巻線４２に逆起電力が生じ、その２次巻線４２の巻き初めから巻き終わり方向へ誘導電流が流れる。その誘導電流は、インダクタ５０へ流れると共に、オン状態のＦＥＴ６３→出力キャパシタ７０→オン状態のＦＥＴ６２、の経路で流れ、インダクタ５０を流れるチョーク電流と合流する。合流した電流は、２次巻線４２の巻き初めへ戻る。 A back electromotive force is generated in the secondary winding 42 of the transformer 40C, and an induced current flows from the winding start of the secondary winding 42 toward the winding end. The induced current flows to the inductor 50, flows in the path of the FET 63 in the on state → the output capacitor 70 → the FET 62 in the on state, and merges with the choke current flowing through the inductor 50. The merged current returns to the beginning of the secondary winding 42.

次に、ＦＥＴ２１がオフ状態、及びＦＥＴ２２がオン状態になると、入力電圧Ｖｉが供給される入力端子１１ａ→チョークコイル３４→ＦＥＴ２２→入力端子１１ｂ、の経路で電源電流が流れる。チョークコイル３４に流れる電流によりチョークコイル３３に逆起電力が生じ、このチョークコイル３３の巻き初めから巻き終わり方向へ誘起電流が流れる。この誘起電流は、共振キャパシタ３１→トランス４０Ｃの１次巻線４１→共振インダクタ３２→ＦＥＴ２２→入力端子１１ｂの経路で流れる。この時、図示しない制御部から供給されるスイッチングパルスにより、整流回路６０のＦＥＴ６１，６４がオン状態、ＦＥＴ６２，６３がオフ状態になっているとする。 Next, when the FET 21 is turned off and the FET 22 is turned on, a power supply current flows in the path of the input terminal 11 a → the choke coil 34 → the FET 22 → the input terminal 11 b to which the input voltage Vi is supplied. The back electromotive force is generated in the choke coil 33 by the current flowing through the choke coil 34, and the induced current flows from the winding start of the choke coil 33 in the winding end direction. The induced current flows in the path of the resonance capacitor 31 → the primary winding 41 of the transformer 40C → the resonance inductor 32 → the FET 22 → the input terminal 11b. At this time, it is assumed that the FETs 61 and 64 of the rectifier circuit 60 are in the on state and the FETs 62 and 63 are in the off state by switching pulses supplied from a control unit (not shown).

トランス４０Ｃの２次巻線４２に逆起電力が生じ、その２次巻線４２の巻き終わりから巻き初め方向へ誘導電流が流れる。その誘導電流は、インダクタ５０へ流れると共に、オン状態のＦＥＴ６１→出力キャパシタ７０→オン状態のＦＥＴ６４、の経路で流れ、インダクタ５０を流れるチョーク電流と合流する。合流した電流は、２次巻線４２の巻き終わりへ戻る。 A back electromotive force is generated in the secondary winding 42 of the transformer 40C, and an induced current flows from the winding end of the secondary winding 42 toward the winding start direction. The induced current flows to the inductor 50, flows in the path of the FET 61 in the on state → the output capacitor 70 → the FET 64 in the on state, and merges with the choke current flowing through the inductor 50. The combined current returns to the end of the secondary winding 42.

このような電流の流れにより、直流の入力電圧Ｖｉがスイッチング回路２０によって交流電圧に変換され、その交流電圧が、チョークコイル３３，３４を介して、共振回路３０Ａで共振した後、トランス４０Ｃで電圧が変換される。変換された電圧は、インダクタ５０を介して、整流回路６０で整流され、出力キャパシタ７０で平滑されて、所望の直流出力電圧Ｖｏが出力端子７１ａ，７１ｂから出力される。 By the flow of such current, the DC input voltage Vi is converted to an AC voltage by the switching circuit 20, and the AC voltage resonates in the resonance circuit 30A via the choke coils 33 and 34, and then the voltage is detected by the transformer 40C. Is converted. The converted voltage is rectified by the rectifier circuit 60 through the inductor 50, smoothed by the output capacitor 70, and the desired DC output voltage Vo is output from the output terminals 71a and 71b.

（実施例４の効果）
本実施例４では、実施例２と略同様の効果がある。 (Effect of Example 4)
The fourth embodiment has substantially the same effect as the second embodiment.

（実施例１〜４の変形例）
本発明は、上記実施例１〜４に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ａ）〜（ｄ）のようなものがある。 (Modification of Embodiments 1 to 4)
This invention is not limited to the said Examples 1-4, A various utilization form and deformation | transformation are possible. For example, the following (a) to (d) may be used as this usage form or modification.

（ａ）共振インダクタ３２，３２−１，３２−２は、トランス４０，４０Ａ，４０Ｂ，４０Ｃの漏れインダクタンスによりそれぞれ構成してもよい。これにより、スイッチング電源装置全体の外形のより小型化が可能になる。
（ｂ）スイッチング回路２０，２０−１，２０−２は、ハーフブリッジ型の構成になっているが、フルブリッジ型の構成に変形しても、上記実施例１〜４と略同様の作用効果を奏することができる。
（ｃ）整流回路６０は、複数のＦＥＴ６１〜６４を用いたブリッジ構成になっているが、これに限定されない。例えば、複数のＦＥＴ６１〜６４としては、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の他のスイッチング素子を用いてもよい。又、整流回路６０は、複数の整流用ダイオードを用いた構成、あるいは、複数の整流スイッチ素子及び整流用ダイオードを用いた構成等に変形しても、上記実施例１〜４と略同様の作用効果を奏することができる。
（ｄ）上記実施例１〜４では、スイッチング電源装置として、ＬＬＣ共振コンバータについて説明したが、他の構成の共振形コンバータについても、本発明を適用することができる。 (A) The resonant inductors 32, 32, 3-1, and 2-2 may be configured by the leakage inductances of the transformers 40, 40A, 40B, and 40C, respectively. This makes it possible to reduce the overall size of the overall switching power supply device.
(B) The switching circuits 20, 20-1 and 20-2 have a half bridge type configuration. However, even when the switching circuits 20, 20-1 and 20-2 are modified to a full bridge type configuration, substantially the same effects as the first to fourth embodiments Can be played.
(C) The rectifier circuit 60 has a bridge configuration using a plurality of FETs 61 to 64, but is not limited thereto. For example, as the plurality of FETs 61 to 64, other switching elements such as an insulated gate bipolar transistor (IGBT) may be used. Further, even if the rectifying circuit 60 is transformed into a configuration using a plurality of rectifying diodes or a configuration using a plurality of rectifying switch elements and rectifying diodes, the same function as in the first to fourth embodiments is substantially achieved. It can produce an effect.
(D) In the first to fourth embodiments, the LLC resonant converter is described as the switching power supply device. However, the present invention can be applied to resonant type converters having other configurations.

２０，２０−１，２０−２スイッチング回路
２１，２１−１，２１−２，２２，２２−１，２２−２ＦＥＴ
３０，３０−１，３０−２共振回路
３１，３１−１，３１−２共振キャパシタ
３２，３２−１，３２−２共振インダクタ
３３，３４チョークコイル
４０，４０Ａ，４０Ｂ，４０Ｃトランス
４１，４１ａ，４１ｂ１次巻線
４２２次巻線
５０，５０Ａインダクタ
６０整流回路
７０出力キャパシタ 20, 20-1, 20-2 switching circuit 21, 21-1, 21-2, 22, 22, 21-2, 22-2 FET
30, 30-1, 30-2 Resonant circuit 31, 31-1, 31-2 Resonant capacitor 32, 32-1, 32-2 Resonant inductor 33, 34 Choke coil 40, 40A, 40B, 40C Transformer 41, 41a, 41b Primary winding 42 Secondary winding 50, 50A Inductor 60 Rectifier circuit 70 Output capacitor

Claims

A switching circuit that switches a DC input voltage to convert it into an AC voltage;
A resonant circuit that resonates with the alternating voltage;
A transformer for converting the voltage output from the resonant circuit into a predetermined voltage;
A rectifying and smoothing circuit that rectifies and smoothes the predetermined voltage to generate a DC output voltage;
Equipped with
The resonant circuit comprises a resonant capacitor and a resonant inductor connected in series;
An inductor is connected in parallel between the output side of the transformer and the input side of the rectifying and smoothing circuit.

A switching circuit that switches a DC input voltage to convert it into an AC voltage;
A transformer for converting the alternating voltage to a predetermined voltage;
A resonant circuit that resonates with the predetermined voltage;
A rectifying and smoothing circuit that rectifies and smoothes a voltage output from the resonant circuit to generate a DC output voltage;
Equipped with
The resonant circuit comprises a resonant capacitor and a resonant inductor connected in series;
An inductor is connected in parallel between the output side of the resonant circuit and the input side of the rectifying and smoothing circuit.

The switching circuit includes a plurality of switching circuits connected in parallel, to which the input voltage is input, respectively.
The resonant circuit has a plurality of resonant circuits respectively connected to the output side of the plurality of switching circuits,
The transformer has a plurality of primary windings respectively connected to the output side of the plurality of resonant circuits, and a single secondary winding electromagnetically coupled to the plurality of primary windings.
The switching power supply device according to claim 1, characterized in that:

The resonant inductor is
The switching power supply device according to any one of claims 1 to 3, wherein the switching power supply device is configured by a leakage inductance of the transformer.

The switching circuit is
The switching power supply device according to any one of claims 1 to 4, which is a half bridge type or a full bridge type switching circuit having a plurality of switching elements.

The rectifying and smoothing circuit is
A rectification circuit having a plurality of rectification diodes and / or a plurality of rectification switching elements;
A smoothing circuit for smoothing the voltage output from the rectifier circuit to generate the output voltage;
The switching power supply according to any one of claims 1 to 5, characterized in that