JP2019024163A

JP2019024163A - Frequency conversion circuit

Info

Publication number: JP2019024163A
Application number: JP2017142639A
Authority: JP
Inventors: 竹太郎三柴; Taketaro Mitsushiba
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2017-07-24
Filing date: 2017-07-24
Publication date: 2019-02-14

Abstract

To provide a frequency conversion circuit which is capable of generating wide-band orthogonal signals without depending on frequencies and performs desired frequency conversion without requiring a signal of twice the frequency of a required signal as a local signal.SOLUTION: A frequency conversion circuit includes: a multiplier group 10 in which 2N-1 (N is an integer of 1 or more) first multipliers are connected in cascade and into which a first signal is input to generate a second signal; a frequency divider 4 which subjects a third signal to 2N frequency division and which generates a fourth signal and a fifth signal having phases orthogonal to each other; a second multiplier 2 to multiply the second signal and the fourth signal; and a third multiplier 3 to multiply the second signal and the fifth signal. The multiplier group is configured to generate the second signal by multiplying 2N-1 times the first signal by the fourth signal.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は入力信号の周波数を直交する関係にある２個の周波数に変換して出力する周波数変換回路に関する。 The present invention relates to a frequency conversion circuit that converts the frequency of an input signal into two frequencies that are orthogonal to each other and outputs the result.

通信システムにおいて、直交関係にあるＩチャネル信号とＱチャネル信号を用いて情報を送受信する場合、その際に使用される機能ブロックにＩ／Ｑ周波数変換回路がある（例えば、特許文献１）。この周波数変換回路は、一般的に図４に示すように、乗算器２、乗算器３及び９０度移相器４Ａで構成されている。９０度移相器４Ａは、ローカル信号Ｓ_LOを入力して９０度位相差を持ったＩチャネルのローカル信号Ｓ_LOIとＱチャネルのローカル信号Ｓ_LOQを生成する。乗算器２は高周波信号Ｓ_RFとＩチャネルのローカル信号Ｓ_LOIを乗算してＩチャネルのＩＦ信号Ｓ_IFIを生成し、乗算器３は高周波信号Ｓ_RFとＱチャネルのローカル信号Ｓ_LOQを乗算してＱチャネルのＩＦ信号Ｓ_IFQを生成する。 In a communication system, when information is transmitted and received using an I channel signal and a Q channel signal that are orthogonal to each other, there is an I / Q frequency conversion circuit as a functional block used at that time (for example, Patent Document 1). As shown in FIG. 4, this frequency conversion circuit generally includes a multiplier 2, a multiplier 3, and a 90-degree phase shifter 4A. The 90-degree phase shifter 4A receives the local signal S _LO and generates an I-channel local signal S _LOI and a Q-channel local signal S _LOQ having a 90-degree phase difference. Multiplier 2 multiplies high-frequency signal S _RF and I-channel local signal S _LOI to generate I-channel IF signal S _IFI , and multiplier 3 multiplies high-frequency signal S _RF and Q-channel local signal S _LOQ. To generate an IF signal S _IFQ of the Q channel.

乗算器２としては、例えば、図５に示すようなギルバートセルミキサ回路が使用されている。Ｑ１〜Ｑ６はＮＰＮトランジスタ、ＣＳは電流源である。乗算器３も同様な構成である。また、９０度移相器４Ａとしては、図６に示すようなポリフェーズフィルタ回路で構成されたものが使用されている。Ｒ１、Ｒ２は抵抗（Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ）、Ｃ１，Ｃ２はキャパシタ（Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ）であり、Ｒ，Ｃの値を適宜設定することで、周波数に依存せず９０度位相の異なる２個の信号を生成することができる。また、９０度移相器４Ａの別例として、図７に示すような２個のＤＦＦ回路ＦＦ１，ＦＦ２で構成される２分周回路を用いたものも使用されている。ＩＮＶ１はインバータである。図７の９０度移相器４Ａは比較的高精度な移相器であり、デューティ比が５０％の信号が入力されれば、広帯域に一定の振幅と９０度の位相差をもつ信号が得られる。 As the multiplier 2, for example, a Gilbert cell mixer circuit as shown in FIG. 5 is used. Q1 to Q6 are NPN transistors, and CS is a current source. The multiplier 3 has the same configuration. Further, as the 90-degree phase shifter 4A, one constituted by a polyphase filter circuit as shown in FIG. 6 is used. R1 and R2 are resistors (R1 = R2 = R), and C1 and C2 are capacitors (C1 = C2 = C). By appropriately setting the values of R and C, the phases differ by 90 degrees regardless of the frequency. Two signals can be generated. As another example of the 90-degree phase shifter 4A, a circuit using a divide-by-2 circuit composed of two DFF circuits FF1 and FF2 as shown in FIG. 7 is used. INV1 is an inverter. The 90-degree phase shifter 4A in FIG. 7 is a relatively high-accuracy phase shifter. If a signal with a duty ratio of 50% is input, a signal having a constant amplitude and a phase difference of 90 degrees is obtained in a wide band. It is done.

特開２００６−１４８６２７号公報JP 2006-148627 A

ところが、図６のポリフェーズフィルタ回路を使用した移相器は、振幅が周波数によって変動するため、これが直交信号の精度低下につながる問題がある。また、図７の移相器は、入力信号の周波数が１／２に分周されてしまうため、所望の周波数変換を行うためには、ローカル信号Ｓ_LOとして本来の２倍の周波数の信号が必要となる問題がある。 However, the phase shifter using the polyphase filter circuit of FIG. 6 has a problem that the amplitude varies depending on the frequency, which leads to a decrease in accuracy of the quadrature signal. Further, the phase shifter of FIG. 7 divides the frequency of the input signal by ½. Therefore, in order to perform a desired frequency conversion, a signal having a frequency twice the original frequency is used as the local signal _SLO. There is a problem that is needed.

本発明の目的は、周波数に依存せず広帯域な直交信号を生成でき、且つローカル信号として本来の周波数の信号を使用して所望の周波数変換を行うことができるようにした周波数変換回路を提供することである。 An object of the present invention is to provide a frequency conversion circuit capable of generating a wideband orthogonal signal independent of frequency and performing a desired frequency conversion using a signal of an original frequency as a local signal. That is.

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、２Ｎ−１（Ｎは１以上の整数）個の第１乗算器が縦続接続され第１信号を入力して第２信号を生成する乗算器群と、第３信号を２Ｎ分周にするとともに位相が直交する第４信号及び第５信号を生成する分周器と、前記第２信号と前記第４信号を乗算する第２乗算器と、前記第２信号と前記第５信号を乗算する第３乗算器とを備え、前記乗算器群は、前記第１信号に対して前記第４信号を２Ｎ−１回乗算して前記第２信号を生成することを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載の周波数変換回路において、前記第１信号が高周波信号、前記第３信号がローカル信号であり、前記第１信号と前記第３信号の周波数の差分信号が前記第２乗算器の出力信号と前記第３乗算器の出力信号にそれぞれ含まれることを特徴とする。 In order to achieve the above object, according to a first aspect of the present invention, 2N-1 (N is an integer of 1 or more) first multipliers are cascaded to input a first signal to generate a second signal. A multiplier group; a frequency divider that divides the third signal by 2N and generates fourth and fifth signals whose phases are orthogonal; and a second multiplier that multiplies the second signal and the fourth signal. And a third multiplier that multiplies the second signal and the fifth signal, and the multiplier group multiplies the fourth signal by 2N-1 times with respect to the first signal. A signal is generated.
According to a second aspect of the present invention, in the frequency conversion circuit according to the first aspect, the first signal is a high-frequency signal, the third signal is a local signal, and a frequency difference between the first signal and the third signal. Signals are included in the output signal of the second multiplier and the output signal of the third multiplier, respectively.

本発明によれば、ローカル信号として本来の周波数の信号をそのまま使用でき、また、広帯域且つ高精度に直交関係をもつ周波数信号を得ることができる。 According to the present invention, a signal having an original frequency can be used as it is as a local signal, and a frequency signal having an orthogonal relationship with a wide band and high accuracy can be obtained.

本発明の周波数変換回路の原理を説明する回路図である。It is a circuit diagram explaining the principle of the frequency conversion circuit of this invention. 本発明の第１実施例の周波数変換回路の回路図である。1 is a circuit diagram of a frequency conversion circuit according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第２実施例の周波数変換回路の回路図である。It is a circuit diagram of the frequency converter circuit of 2nd Example of this invention. 従来の周波数変換回路の回路図である。It is a circuit diagram of the conventional frequency conversion circuit. 図４の周波数変換回路の乗算器２の具体的回路図である。FIG. 5 is a specific circuit diagram of a multiplier 2 of the frequency conversion circuit of FIG. 4. 図４の周波数変換回路の移相器４Ａの具体的回路図である。FIG. 5 is a specific circuit diagram of a phase shifter 4A of the frequency conversion circuit of FIG. 図４の周波数変換回路の移相器４Ａの別の具体的回路図である。FIG. 5 is another specific circuit diagram of the phase shifter 4A of the frequency conversion circuit of FIG.

＜原理説明＞
図１に本発明の周波数変換回路の原理構成を示す。１０は２Ｎ−１個（Ｎは１以上の整数）の乗算器１を縦続接続した乗算器群であり、高周波信号Ｓ_RFが入力する。２はＩチャネルのＩＦ信号Ｉ_IFIを生成する乗算器、３はＱチャネルのＩＦ信号Ｓ_IFQを生成する乗算器である。４は分周比が２Ｎの分周器である。 <Principle explanation>
FIG. 1 shows the principle configuration of the frequency conversion circuit of the present invention. Reference numeral 10 denotes a multiplier group in which 2N-1 (N is an integer of 1 or more) multipliers 1 are connected in cascade, and a high frequency signal _SRF is input thereto. A multiplier 2 generates an I-channel IF signal I _IFI, and a multiplier 3 generates a Q-channel IF signal S _IFQ . Reference numeral 4 denotes a frequency divider having a frequency division ratio of 2N.

分周器４は、入力するローカル信号Ｓ_LOの周波数を２Ｎだけ分周したＩチャネルのローカル信号Ｓ_LOIと、そのＩチャネルのローカル信号Ｓ_LOIと９０度の位相差をもつＱチャネルのローカル信号Ｓ_LOQを生成する。乗算器群１０では、入力する高周波信号Ｓ_RFに対して、分周器４から出力するＩチャネルのローカル信号Ｓ_LOIを２Ｎ−１回だけ乗算することで、高周波信号Ｓ_RFOを出力する。乗算器２は高周波信号Ｓ_RFOとＩチャネルのローカル信号Ｓ_LOIを乗算してＩチャネルのＩＦ信号Ｓ_IFIを生成し、乗算器３は高周波信号Ｓ_RFOとＱチャネルのローカル信号Ｓ_LOQを乗算してＱチャネルのＩＦ信号Ｓ_IFQを生成する。 The frequency divider 4 is an I-channel local signal S _{LOI obtained by dividing} the frequency of the input local signal S _LO by 2N, and a Q-channel local signal having a phase difference of 90 degrees with _respect to the I-channel local signal S _LOI. Generate an S _LOQ . The multiplier group 10 outputs the high frequency signal S _RFO by multiplying the input high frequency signal S _RF by 2N−1 times the I channel local signal S _LOI output from the frequency divider 4. Multiplier 2 multiplies high-frequency signal S _RFO and I-channel local signal S _LOI to generate I-channel IF signal S _IFI , and multiplier 3 multiplies high-frequency signal S _RFO and Q-channel local signal S _LOQ. To generate an IF signal S _IFQ of the Q channel.

ＩチャネルのＩＦ信号Ｓ_IFI、ＱチャネルのＩＦ信号Ｓ_IFQの位相精度は、回路を構成する素子（寄生素子を含む）の相対的な遅延時間の差などの影響を受けるが、その位相精度は分周されたＩチャネルのローカル信号Ｓ_LOI、Ｑチャネルのローカル信号Ｓ_LOQの位相精度で決まる。これらのＩチャネルのローカル信号Ｓ_LOI、Ｑチャネルのローカル信号Ｓ_LOQは分周されることでより低周波となるので、位相精度を高くすることでき、高精度なＩチャネルのＩＦ信号Ｓ_IFI、ＱチャネルのＩＦ信号Ｓ_IFQを得ることができる。 The phase accuracy of the I-channel IF signal S _IFI and the Q-channel IF signal S _IFQ is affected by the difference in relative delay time of elements (including parasitic elements) constituting the circuit. It is determined by the phase accuracy of the _divided I channel local signal S _LOI and the Q channel local signal S _LOQ . These I-channel local signal S _LOI and Q-channel local signal S _LOQ are frequency- _{divided to} have a lower frequency, so that the phase accuracy can be increased, and the high-accuracy I-channel IF signal S _IFI , The Q channel IF signal S _IFQ can be obtained.

また、ローカル信号Ｓ_LOの周波数は、目標とするＩＦ信号Ｓ_IFI、Ｓ_IFQの周波数と入力信号Ｓ_RFの周波数との差分の周波数に設定することができ、従来のような本来の周波数の２倍の周波数のローカル信号を使用する必要はない。 The frequency of the local signal S _LO is, IF signals S _IFI a target can be set to a frequency of a difference between the frequency and the input signal S _RF frequency S _IFQ, conventional natural frequencies, such as 2 There is no need to use a local signal of double frequency.

＜第１実施例＞
図２に本発明の第１実施例の周波数変換回路を示す。本実施例は図１の周波数変換回路においてＮ＝１とした場合の回路である。乗算器１、２、３としては、図５で説明したギルバートセルミキサ回路を使用することができる。また、分周器４としては、図７で説明したＤＦＦ回路を用いた２分周回路を使用することができる。 <First embodiment>
FIG. 2 shows a frequency conversion circuit according to the first embodiment of the present invention. This embodiment is a circuit when N = 1 in the frequency conversion circuit of FIG. As the multipliers 1, 2, and 3, the Gilbert cell mixer circuit described in FIG. 5 can be used. Further, as the frequency divider 4, a divide-by-2 circuit using the DFF circuit described in FIG. 7 can be used.

本実施例では、乗算器群１０は１個の乗算器１で構成される。また、分周器４の分周比は２となるので、入力する高周波信号Ｓ_RF＝sin（ω_RFｔ）、Ｉチャネルのローカル信号Ｓ_LOI＝sin（ω_LOｔ/２）とすると、乗算器１から出力する高周波信号Ｓ_RFOは、

となる。 In the present embodiment, the multiplier group 10 includes one multiplier 1. Further, since the frequency division ratio of the frequency divider 4 is 2, if the input high-frequency signal S _RF = sin (ω _RF t) and the I-channel local signal S _LOI = sin (ω _LO t / 2), multiplication is performed. The high frequency signal S _RFO output from the device 1 is

It becomes.

また、ＩチャネルのＩＦ信号Ｓ_IFIは、

となる。そして、図示しない後段のＩチャネルの中間周波数フィルタ回路によって、この式（２）中からsin（ω_RFt−ω_LOｔ）の信号成分が取り出される。 The I channel IF signal S _IFI is

It becomes. Then, a signal component of sin (ω _RF t−ω _LO t) is extracted from the equation (2) by an I-channel intermediate frequency filter circuit in the latter stage (not shown).

さらに、ＱチャネルのＩＦ信号Ｓ_IFQは、Ｓ_LOQ＝cos（ω_LOｔ/２）とすると、

となる。そして、図示しない後段のＱチャネルの中間周波数フィルタ回路によって、この式（３）中からcos（ω_RFt−ω_LOｔ）の信号成分が取り出される。 Further, if the IF signal S _IFQ of the Q channel is S _LOQ = cos (ω _LO t / 2),

It becomes. Then, a signal component of cos (ω _RF t−ω _LO t) is extracted from the equation (3) by an intermediate frequency filter circuit of the latter Q channel not shown.

このように、Ｉチャネルの中間周波数、Ｑチャネルの中間周波数は、いずれも高周波信号Ｓ_RFの周波数ω_RFとローカル信号Ｓ_LOの周波数ω_LOの差分の周波数（ω_RF−ω_LO）となり、ローカル信号に本来の周波数の２倍の周波数の信号を使用する必要はない。 Thus, intermediate frequency, intermediate frequency Q channels of the I-channel are all high-frequency signal S _RF frequency omega _RF and the local signal S _LO frequency omega _LO of the difference between the frequency (ω _RF -ω _LO), and the local It is not necessary to use a signal having a frequency twice the original frequency for the signal.

＜第２実施例＞
図３に本発明の第２実施例の周波数変換回路を示す。本実施例は図１の周波数変換回路においてＮ＝３とした場合の回路である。この場合は、乗算器群１０は乗算器１を５個縦続接続して構成される。また、分周器４の分周比は６となるので、Ｉチャネルのローカル信号Ｓ_LOI＝sin（ω_LOｔ/６）となる。乗算器１から出力する高周波信号Ｓ_RFOは、

となる。 <Second embodiment>
FIG. 3 shows a frequency conversion circuit according to the second embodiment of the present invention. This embodiment is a circuit when N = 3 in the frequency conversion circuit of FIG. In this case, the multiplier group 10 is configured by cascading five multipliers 1. Further, since the frequency division ratio of the frequency divider 4 is 6, the I channel local signal S _LOI = sin (ω _LO t / 6). The high frequency signal S _RFO output from the multiplier 1 is

It becomes.

また、ＩチャネルのＩＦ信号Ｓ_IFIは、

となる。そして、図示しない後段のＩチャネルの中間周波数フィルタ回路によって、この式（５）中からsin（ω_RFt−ω_LOｔ）の信号成分が取り出される。 The I channel IF signal S _IFI is

It becomes. Then, a signal component of sin (ω _RF t−ω _LO t) is extracted from the equation (5) by an I-channel intermediate frequency filter circuit in the latter stage (not shown).

さらに、ＱチャネルのＩＦ信号Ｓ_IFQは、Ｓ_LOQ＝cos（ω_LOｔ/６）となるので、

となる。そして、図示しない後段のＱチャネルの中間周波数フィルタ回路によって、この式（６）中からcos（ω_RFt−ω_LOｔ）の信号成分が取り出される。 Furthermore, since the IF signal S _IFQ of the Q channel is S _LOQ = cos (ω _LO t / 6),

It becomes. Then, a signal component of cos (ω _RF t−ω _LO t) is extracted from the equation (6) by an intermediate frequency filter circuit of a subsequent Q channel (not shown).

１，２，３：乗算器、４：分周器、４Ａ：９０度移相器
1, 2, 3: Multiplier, 4: Divider, 4A: 90 degree phase shifter

Claims

2N-1 (N is an integer equal to or greater than 1) first multipliers are connected in cascade to generate a second signal by inputting the first signal, and the third signal is divided by 2N and phase. , A fourth frequency divider for generating a fourth signal and a fifth signal, a second multiplier for multiplying the second signal and the fourth signal, and a third multiplier for multiplying the second signal and the fifth signal. And a multiplier, wherein the multiplier group generates the second signal by multiplying the first signal by 2N-1 times with respect to the first signal.

The frequency conversion circuit according to claim 1,
The first signal is a high-frequency signal, the third signal is a local signal, and a difference signal between the frequencies of the first signal and the third signal is an output signal of the second multiplier and an output signal of the third multiplier. Each of the frequency conversion circuits is included in each.