JP2019015790A

JP2019015790A - MEMS mirror drive circuit

Info

Publication number: JP2019015790A
Application number: JP2017131292A
Authority: JP
Inventors: 小林　亮一; Ryoichi Kobayashi; 亮一小林
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 2017-07-04
Filing date: 2017-07-04
Publication date: 2019-01-31

Abstract

To provide a MEMS mirror drive circuit capable of controlling a change amount in an inclination angle of a reflection surface every one step of an input value into a D/A converter to be almost constant.SOLUTION: A drive circuit drives an electrostatic actuator that inclines the mirror surface of a MEMS mirror, and the drive circuit includes a D/A converter for converting a digital signal for controlling the inclination angle of the electrostatic actuator into a voltage signal, and an amplifying part having an input terminal electrically connected to the D/A converter and an output terminal electrically connected to the electrostatic actuator, for amplifying the voltage signal. The amplifying part has an amplification circuit. In the amplification circuit, an output voltage monotonously increases relative to an input voltage, and a ratio of a change amount in the output voltage to a change amount in the input voltage in a first in put voltage range is smaller than a ratio of a change amount in the output voltage to a change amount in the input voltage in a second input voltage range that is smaller than the first input voltage range.SELECTED DRAWING: Figure 2

Description

本発明は、ＭＥＭＳミラー駆動回路に関する。 The present invention relates to a MEMS mirror driving circuit.

特許文献１には、静電アクチュエータを備えるＭＥＭＳミラーを用いた光スイッチの制御装置に関する技術が記載されている。この制御装置は、ＭＥＭＳミラーを駆動する駆動部を備える。駆動部は、駆動回路及びＤ／Ａコンバータを有する。駆動回路は、静電アクチュエータに対して、Ｄ／Ａコンバータから出力されるアナログ信号に従った駆動電圧を供給して、ＭＥＭＳミラーの反射面の角度を調整する。 Patent Document 1 describes a technique related to an optical switch control device using a MEMS mirror including an electrostatic actuator. The control device includes a drive unit that drives the MEMS mirror. The drive unit includes a drive circuit and a D / A converter. A drive circuit supplies the drive voltage according to the analog signal output from a D / A converter with respect to an electrostatic actuator, and adjusts the angle of the reflective surface of a MEMS mirror.

特開２００４−２１９４６９号公報JP 2004-219469 A

静電アクチュエータを備えるＭＥＭＳミラーにおいては、反射面の傾斜角は駆動電圧の二乗に比例して変化する傾向がある。従って、駆動電圧が小さい場合には、駆動電圧の或る変化量に対する反射面の傾斜角の変化は小さくなり、駆動電圧が大きい場合には、駆動電圧の上記変化量に対する反射面の傾斜角の変化は大きくなる。一方、Ｄ／Ａコンバータの出力電圧は、入力ディジタル値の１ステップの変化に対して等間隔に変化する。故に、Ｄ／Ａコンバータへの入力値の１ステップ毎の反射面の傾斜角の変化量（分解能）は、入力値が大きくなるほど（すなわち反射面の傾斜角が大きくなるほど）大きくなる。従って、反射面の最大傾斜角付近における分解能が低下してしまい、高い精度での位置制御が難しくなる。或いは、反射面の最大傾斜角付近における分解能が所望の性能を満たすようなＤ／Ａコンバータを選択すると、ゼロ度付近の傾斜角における分解能が過剰となり、コスト増につながる。 In a MEMS mirror including an electrostatic actuator, the inclination angle of the reflecting surface tends to change in proportion to the square of the drive voltage. Therefore, when the driving voltage is small, the change in the tilt angle of the reflecting surface with respect to a certain amount of change in the driving voltage is small, and when the driving voltage is large, the tilt angle of the reflecting surface with respect to the change amount in the driving voltage is small. Change is bigger. On the other hand, the output voltage of the D / A converter changes at equal intervals with respect to the change of one step of the input digital value. Therefore, the amount of change (resolution) of the tilt angle of the reflecting surface for each step of the input value to the D / A converter increases as the input value increases (that is, the tilt angle of the reflecting surface increases). Therefore, the resolution in the vicinity of the maximum inclination angle of the reflecting surface is lowered, and position control with high accuracy becomes difficult. Alternatively, if a D / A converter is selected such that the resolution near the maximum tilt angle of the reflecting surface satisfies the desired performance, the resolution at the tilt angle near zero degrees becomes excessive, leading to an increase in cost.

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、Ｄ／Ａコンバータへの入力値の１ステップ毎の反射面の傾斜角の変化量を一定に近づけることができるＭＥＭＳミラー駆動回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such problems, and a MEMS mirror driving circuit capable of bringing the amount of change in the tilt angle of the reflecting surface for each step of the input value to the D / A converter close to a constant level. The purpose is to provide.

上述した課題を解決するために、一実施形態に係るＭＥＭＳミラー駆動回路は、ＭＥＭＳミラーのミラー面を傾斜させる静電アクチュエータを駆動する回路であって、静電アクチュエータの傾斜角度を制御するディジタル信号を電圧信号に変換するＤ／Ａコンバータと、Ｄ／Ａコンバータと電気的に接続された入力端、及び静電アクチュエータと電気的に接続された出力端を有し、電圧信号を増幅する増幅部と、を備える。増幅部は増幅回路を有し、増幅回路では、入力電圧に対して出力電圧が単調に増加するとともに、第１の入力電圧範囲における、入力電圧の変化量に対する出力電圧の変化量の比が、第１の入力電圧範囲よりも小さい第２の入力電圧範囲における、入力電圧の変化量に対する出力電圧の変化量の比よりも小さい。 In order to solve the above-described problem, a MEMS mirror drive circuit according to an embodiment is a circuit that drives an electrostatic actuator that tilts the mirror surface of the MEMS mirror, and is a digital signal that controls the tilt angle of the electrostatic actuator. A D / A converter that converts the signal into a voltage signal, an input terminal that is electrically connected to the D / A converter, and an output terminal that is electrically connected to the electrostatic actuator and amplifies the voltage signal And comprising. The amplification unit has an amplification circuit, and in the amplification circuit, the output voltage monotonously increases with respect to the input voltage, and the ratio of the change amount of the output voltage to the change amount of the input voltage in the first input voltage range is: It is smaller than the ratio of the change amount of the output voltage to the change amount of the input voltage in the second input voltage range smaller than the first input voltage range.

本発明によるＭＥＭＳミラー駆動回路によれば、Ｄ／Ａコンバータへの入力値の１ステップ毎の反射面の傾斜角の変化量を一定に近づけることができる。 According to the MEMS mirror driving circuit of the present invention, the amount of change in the tilt angle of the reflecting surface for each step of the input value to the D / A converter can be made close to constant.

図１は、一実施形態に係るＭＥＭＳミラー駆動回路によって駆動されるＭＥＭＳミラーの構成を示す平面図である。FIG. 1 is a plan view showing a configuration of a MEMS mirror driven by a MEMS mirror driving circuit according to an embodiment. 図２は、一実施形態に係る駆動回路の構成を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a drive circuit according to an embodiment. 図３は、増幅回路における入力電圧に対する出力電圧の変化を模式的に示すグラフである。FIG. 3 is a graph schematically showing changes in the output voltage with respect to the input voltage in the amplifier circuit. 図４は、増幅回路の構成例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the amplifier circuit. 図５は、ＭＥＭＳミラーを備える光スイッチの概略構成を示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a schematic configuration of an optical switch including a MEMS mirror. 図６は、ＭＥＭＳミラーを備える光スイッチの概略構成を示す図である。FIG. 6 is a diagram illustrating a schematic configuration of an optical switch including a MEMS mirror. 図７は、複数の出力ファイバにおける挿入損失等高線を示すグラフである。FIG. 7 is a graph showing insertion loss contour lines in a plurality of output fibers. 図８は、複数の出力ファイバにおける挿入損失等高線を示すグラフである。FIG. 8 is a graph showing insertion loss contour lines in a plurality of output fibers. 図９は、アッテネーション制御を説明する図である。FIG. 9 is a diagram for explaining attenuation control. 図１０（ａ）は、一変形例に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。図１０（ｂ）は、この増幅回路によって実現される増幅特性を示すグラフである。FIG. 10A is a block diagram illustrating a configuration of an amplifier circuit according to a modification. FIG. 10B is a graph showing amplification characteristics realized by this amplifier circuit.

［本発明の実施形態の説明］
最初に、本発明の実施形態の内容を列記して説明する。一実施形態に係るＭＥＭＳミラー駆動回路は、ＭＥＭＳミラーのミラー面を傾斜させる静電アクチュエータを駆動する回路であって、静電アクチュエータの傾斜角度を制御するディジタル信号を電圧信号に変換するＤ／Ａコンバータと、Ｄ／Ａコンバータと電気的に接続された入力端、及び静電アクチュエータと電気的に接続された出力端を有し、電圧信号を増幅する増幅部と、を備える。増幅部は増幅回路を有し、増幅回路では、入力電圧に対して出力電圧が単調に増加するとともに、第１の入力電圧範囲における、入力電圧の変化量に対する出力電圧の変化量の比が、第１の入力電圧範囲よりも小さい第２の入力電圧範囲における、入力電圧の変化量に対する出力電圧の変化量の比よりも小さい。 [Description of Embodiment of the Present Invention]
First, the contents of the embodiment of the present invention will be listed and described. A MEMS mirror drive circuit according to an embodiment is a circuit that drives an electrostatic actuator that tilts the mirror surface of the MEMS mirror, and converts a digital signal that controls the tilt angle of the electrostatic actuator into a voltage signal. A converter, an input end electrically connected to the D / A converter, and an output end electrically connected to the electrostatic actuator, and an amplifying unit that amplifies the voltage signal. The amplification unit has an amplification circuit, and in the amplification circuit, the output voltage monotonously increases with respect to the input voltage, and the ratio of the change amount of the output voltage to the change amount of the input voltage in the first input voltage range is: It is smaller than the ratio of the change amount of the output voltage to the change amount of the input voltage in the second input voltage range smaller than the first input voltage range.

この駆動回路では、Ｄ／Ａコンバータにディジタル信号が入力されると、該ディジタル信号に応じた大きさの電圧信号がＤ／Ａコンバータから出力される。そして、この電圧信号は、増幅部において増幅され、駆動電圧として静電アクチュエータに提供される。このとき、電圧信号の大きさが第２の入力電圧範囲に含まれる場合、電圧信号の大きさが変化すると増幅部からの出力電圧は大きく変化する。一方、電圧信号の大きさが第２の入力電圧範囲よりも大きい第１の入力電圧範囲に含まれる場合、電圧信号の大きさが同じ量だけ変化しても、増幅部からの出力電圧の変化量は、第２の入力電圧範囲に含まれる場合の出力電圧の変化量と比べて小さい。従って、反射面の傾斜角が小さい場合には、Ｄ／Ａコンバータへの入力値の１ステップあたりの駆動電圧の変化が大きくなり、反射面の傾斜角が大きい場合には、Ｄ／Ａコンバータへの入力値の１ステップあたりの駆動電圧の変化が小さくなる。故に、この駆動回路によれば、駆動電圧の二乗に比例して変化する反射面の傾斜角の動作特性と、Ｄ／Ａコンバータへの入力値の１ステップ毎の駆動電圧の変化とを相殺して、Ｄ／Ａコンバータへの入力値の１ステップ毎の反射面の傾斜角の変化量を一定に近づけることができる。 In this drive circuit, when a digital signal is input to the D / A converter, a voltage signal having a magnitude corresponding to the digital signal is output from the D / A converter. Then, this voltage signal is amplified in the amplifying section and provided to the electrostatic actuator as a drive voltage. At this time, when the magnitude of the voltage signal is included in the second input voltage range, when the magnitude of the voltage signal changes, the output voltage from the amplifying unit changes greatly. On the other hand, when the magnitude of the voltage signal is included in the first input voltage range that is larger than the second input voltage range, even if the magnitude of the voltage signal changes by the same amount, the change in the output voltage from the amplification unit The amount is smaller than the amount of change in the output voltage when included in the second input voltage range. Therefore, when the angle of inclination of the reflecting surface is small, the change in the drive voltage per step of the input value to the D / A converter becomes large, and when the angle of inclination of the reflecting surface is large, to the D / A converter. The change in the drive voltage per step of the input value becomes small. Therefore, according to this drive circuit, the operating characteristic of the tilt angle of the reflecting surface, which changes in proportion to the square of the drive voltage, and the change in the drive voltage for each step of the input value to the D / A converter are canceled out. Thus, the amount of change in the angle of inclination of the reflecting surface for each step of the input value to the D / A converter can be made closer to a constant.

上記のＭＥＭＳ駆動回路の増幅回路において、入力電圧の変化量に対する出力電圧の変化量の比は、入力電圧が大きくなるに従って次第に小さくなってもよい。このように、増幅回路の増幅率が連続的に変化することにより、駆動電圧の二乗に比例して連続的に変化する反射面の傾斜角の動作特性に増幅回路の増幅率の変化を更に精度良く対応させることができ、Ｄ／Ａコンバータへの入力値の１ステップ毎の反射面の傾斜角の変化量をより一定に近づけることができる。 In the amplifying circuit of the MEMS drive circuit, the ratio of the change amount of the output voltage to the change amount of the input voltage may gradually decrease as the input voltage increases. In this way, the amplification factor of the amplifier circuit continuously changes, so that the change in the amplification factor of the amplifier circuit is more accurate to the operating characteristics of the tilt angle of the reflecting surface that continuously changes in proportion to the square of the drive voltage. Therefore, the amount of change in the tilt angle of the reflecting surface for each step of the input value to the D / A converter can be made closer to a constant value.

上記のＭＥＭＳ駆動回路において、増幅回路は平方根回路を含んでもよい。これにより、Ｄ／Ａコンバータへの入力値の１ステップ毎の反射面の傾斜角の変化量をほぼ一定とすることができる。 In the above MEMS driving circuit, the amplifier circuit may include a square root circuit. Thereby, the amount of change in the tilt angle of the reflecting surface for each step of the input value to the D / A converter can be made substantially constant.

上記のＭＥＭＳ駆動回路において、第１の入力電圧範囲における、入力電圧の変化量に対する出力電圧の変化量の比は一定値Ａ１であり、第２の入力電圧範囲における、入力電圧の変化量に対する出力電圧の変化量の比は一定値Ａ２（＞Ａ１）であってもよい。このような場合であっても、Ｄ／Ａコンバータへの入力値の１ステップ毎の反射面の傾斜角の変化量を一定に近づけることができる。 In the above MEMS drive circuit, the ratio of the change amount of the output voltage to the change amount of the input voltage in the first input voltage range is a constant value A1, and the output with respect to the change amount of the input voltage in the second input voltage range. The ratio of the amount of change in voltage may be a constant value A2 (> A1). Even in such a case, the amount of change in the tilt angle of the reflecting surface for each step of the input value to the D / A converter can be made close to constant.

上記のＭＥＭＳ駆動回路において、増幅部は、増幅回路の後段に接続され、増幅回路の増幅率よりも大きい増幅率を有する別の増幅回路を更に有してもよい。これにより、静電アクチュエータに高電圧を印加することができるとともに、増幅回路を低電圧の回路によって構成することができ、増幅回路の規模を小さく抑えることができる。 In the above MEMS drive circuit, the amplification unit may further include another amplification circuit that is connected to the subsequent stage of the amplification circuit and has an amplification factor larger than that of the amplification circuit. As a result, a high voltage can be applied to the electrostatic actuator, and the amplifier circuit can be configured with a low voltage circuit, thereby reducing the scale of the amplifier circuit.

［本願発明の実施形態の詳細］
本発明の実施形態に係るＭＥＭＳミラー駆動回路の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。以下の説明では、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。 [Details of the embodiment of the present invention]
A specific example of the MEMS mirror driving circuit according to the embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. In addition, this invention is not limited to these illustrations, is shown by the claim, and intends that all the changes within the meaning and range equivalent to the claim are included. In the following description, the same reference numerals are given to the same elements in the description of the drawings, and redundant descriptions are omitted.

図１は、本発明の一実施形態に係るＭＥＭＳミラー駆動回路（以下、単に駆動回路という）によって駆動されるＭＥＭＳミラー１０の構成を示す平面図である。このＭＥＭＳミラー１０は、いわゆるジンバル型のチルトミラーの構成を備えており、例えば光ネットワークを構成する光スイッチに用いられる。図１に示されるように、ＭＥＭＳミラー１０は、ミラー面（反射面）１１を有しており第１揺動軸１２ａの周りに揺動する第１揺動部１３と、第１揺動部１３を揺動可能に支持するとともに第２揺動軸１２ｂの周りに揺動する第２揺動部１４とを備えている。 FIG. 1 is a plan view showing a configuration of a MEMS mirror 10 driven by a MEMS mirror driving circuit (hereinafter simply referred to as a driving circuit) according to an embodiment of the present invention. The MEMS mirror 10 has a configuration of a so-called gimbal type tilt mirror, and is used, for example, in an optical switch constituting an optical network. As shown in FIG. 1, the MEMS mirror 10 has a mirror surface (reflection surface) 11, a first swing portion 13 that swings around a first swing shaft 12 a, and a first swing portion. And a second oscillating portion 14 that oscillates around the second oscillating shaft 12b.

ミラー面１１の平面形状は円形状、四角形状など様々であり、第１揺動軸１２ａは、ミラー面１１の中心を通りＹ軸方向に沿って延びている。第１揺動部１３は、第１揺動軸１２ａを中心軸線とする円柱状の一対の軸部１３ａ，１３ｂを有しており、該一対の軸部１３ａ，１３ｂが第２揺動部１４に揺動自在に支えられている。また、第１揺動部１３は、静電アクチュエータ１５を構成する一方の櫛歯状電極１５ａと、静電アクチュエータ１６を構成する一方の櫛歯状電極１６ａとを有する。 The planar shape of the mirror surface 11 is various such as a circular shape and a quadrangular shape, and the first swing shaft 12a extends through the center of the mirror surface 11 along the Y-axis direction. The first oscillating portion 13 has a pair of cylindrical shaft portions 13 a and 13 b with the first oscillating shaft 12 a as a central axis, and the pair of shaft portions 13 a and 13 b are the second oscillating portion 14. Is supported in a swingable manner. Further, the first oscillating portion 13 has one comb-like electrode 15 a constituting the electrostatic actuator 15 and one comb-like electrode 16 a constituting the electrostatic actuator 16.

第２揺動軸１２ｂは、ミラー面１１の中心を通りＸ軸方向に沿って延びている。第２揺動部１４は、第２揺動軸１２ｂを中心軸線とする円柱状の一対の軸部１４ａ，１４ｂを有しており、該一対の軸部１４ａ，１４ｂがＭＥＭＳミラー１０の枠体１９に揺動自在に支えられている。また、第２揺動部１４は、静電アクチュエータ１５を構成する他方の櫛歯状電極１５ｂと、静電アクチュエータ１６を構成する他方の櫛歯状電極１６ｂとを有する。 The second oscillating shaft 12b passes through the center of the mirror surface 11 and extends along the X-axis direction. The second oscillating portion 14 has a pair of cylindrical shaft portions 14 a and 14 b having the second oscillating shaft 12 b as a central axis, and the pair of shaft portions 14 a and 14 b is a frame body of the MEMS mirror 10. 19 is swingably supported. Further, the second oscillating portion 14 has the other comb-like electrode 15 b constituting the electrostatic actuator 15 and the other comb-like electrode 16 b constituting the electrostatic actuator 16.

静電アクチュエータ１５，１６は、第１揺動軸１２ａを挟んで第１揺動軸１２ａの両側に配置される。静電アクチュエータ１５は、第１揺動軸１２ａ周りの順回転方向にミラー面１１を動作させる。櫛歯状電極１５ａと櫛歯状電極１５ｂとは交互に噛み合うように配置され、櫛歯状電極１５ａと櫛歯状電極１５ｂとの間で電位差に応じた静電気力が発生することにより、該静電気力に応じた（正確には、電位差の２乗に比例する）正の傾斜角度をミラー面１１に与える。また、静電アクチュエータ１６は、第１揺動軸１２ａ周りの逆回転方向にミラー面１１を動作させる。櫛歯状電極１６ａと櫛歯状電極１６ｂとは交互に噛み合うように配置され、櫛歯状電極１６ａと櫛歯状電極１６ｂとの間で電位差に応じた静電気力が発生することにより、該静電気力に応じた（正確には、電位差の２乗に比例する）負の傾斜角度をミラー面１１に与える。なお、ミラー面１１の傾斜角度範囲は例えば±数度であり、一例では±１．５°である。 The electrostatic actuators 15 and 16 are disposed on both sides of the first swing shaft 12a with the first swing shaft 12a interposed therebetween. The electrostatic actuator 15 moves the mirror surface 11 in the forward rotation direction around the first swing shaft 12a. The comb-like electrode 15a and the comb-like electrode 15b are alternately arranged so that the electrostatic force corresponding to the potential difference is generated between the comb-like electrode 15a and the comb-like electrode 15b. A positive tilt angle corresponding to the force (exactly proportional to the square of the potential difference) is given to the mirror surface 11. The electrostatic actuator 16 operates the mirror surface 11 in the reverse rotation direction around the first swing shaft 12a. The comb-like electrode 16a and the comb-like electrode 16b are alternately arranged so that the electrostatic force corresponding to the potential difference is generated between the comb-like electrode 16a and the comb-like electrode 16b. A negative tilt angle corresponding to the force (exactly proportional to the square of the potential difference) is given to the mirror surface 11. Note that the tilt angle range of the mirror surface 11 is, for example, ± several degrees, and is ± 1.5 ° in one example.

第２揺動部１４は、静電アクチュエータ１７を構成する一方の櫛歯状電極１７ａと、静電アクチュエータ１８を構成する一方の櫛歯状電極１８ａとを更に有する。枠体１９は、静電アクチュエータ１７を構成する他方の櫛歯状電極１７ｂと、静電アクチュエータ１８を構成する他方の櫛歯状電極１８ｂとを有する。 The second oscillating portion 14 further includes one comb-like electrode 17 a constituting the electrostatic actuator 17 and one comb-like electrode 18 a constituting the electrostatic actuator 18. The frame body 19 includes the other comb-like electrode 17 b constituting the electrostatic actuator 17 and the other comb-like electrode 18 b constituting the electrostatic actuator 18.

静電アクチュエータ１７，１８は、第２揺動軸１２ｂを挟んで第２揺動軸１２ｂの両側に配置される。静電アクチュエータ１７は、第２揺動軸１２ｂ周りの順回転方向にミラー面１１を動作させる。櫛歯状電極１７ａと櫛歯状電極１７ｂとは交互に噛み合うように配置され、櫛歯状電極１７ａと櫛歯状電極１７ｂとの間で電位差に応じた静電気力が発生することにより、該静電気力に応じた（正確には、電位差の２乗に比例する）正の傾斜角度をミラー面１１に与える。また、静電アクチュエータ１８は、第２揺動軸１２ｂ周りの逆回転方向にミラー面１１を動作させる。櫛歯状電極１８ａと櫛歯状電極１８ｂとは交互に噛み合うように配置され、櫛歯状電極１８ａと櫛歯状電極１８ｂとの間で電位差に応じた静電気力が発生することにより、該静電気力に応じた（正確には、電位差の２乗に比例する）負の傾斜角度をミラー面１１に与える。 The electrostatic actuators 17 and 18 are disposed on both sides of the second swing shaft 12b with the second swing shaft 12b interposed therebetween. The electrostatic actuator 17 moves the mirror surface 11 in the forward rotation direction around the second swing shaft 12b. The comb-like electrode 17a and the comb-like electrode 17b are arranged so as to alternately mesh with each other, and an electrostatic force corresponding to a potential difference is generated between the comb-like electrode 17a and the comb-like electrode 17b. A positive tilt angle corresponding to the force (exactly proportional to the square of the potential difference) is given to the mirror surface 11. Further, the electrostatic actuator 18 operates the mirror surface 11 in the reverse rotation direction around the second swing shaft 12b. The comb-shaped electrodes 18a and the comb-shaped electrodes 18b are arranged so as to alternately mesh with each other, and an electrostatic force corresponding to a potential difference is generated between the comb-shaped electrodes 18a and the comb-shaped electrodes 18b. A negative tilt angle corresponding to the force (exactly proportional to the square of the potential difference) is given to the mirror surface 11.

図２は、本実施形態の駆動回路１Ａの構成を示す回路図である。なお、図２には、ＭＥＭＳミラー１０の各静電アクチュエータ１５〜１８を模擬する回路部分が併せて示されている。静電アクチュエータ１５〜１８は、互いに並列に接続された抵抗Ｒａ及び容量Ｃａによって模擬される。抵抗Ｒａの抵抗値は、例えば数ＧΩといった極めて大きな値である。容量Ｃａの容量値は、例えば数十ｐＦといった小さな値である。この例で示されるＭＥＭＳミラー１０は、４つの入力端子１０ａ〜１０ｄと１つの共通端子１０ｅとを備える。４つの入力端子１０ａ〜１０ｄは、それぞれ対応する静電アクチュエータ１５〜１８の一方の櫛歯状電極に接続されている。１つの共通端子１０ｅは、４つの静電アクチュエータ１５〜１８の他方の櫛歯状電極に接続され、ＭＥＭＳミラー１０の外部において基準電位線ＧＮＤに接続される。 FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the drive circuit 1A of the present embodiment. FIG. 2 also shows a circuit portion that simulates the electrostatic actuators 15 to 18 of the MEMS mirror 10. The electrostatic actuators 15 to 18 are simulated by a resistor Ra and a capacitor Ca connected in parallel to each other. The resistance value of the resistor Ra is an extremely large value such as several GΩ. The capacitance value of the capacitor Ca is a small value such as several tens of pF. The MEMS mirror 10 shown in this example includes four input terminals 10a to 10d and one common terminal 10e. The four input terminals 10a to 10d are connected to one comb-like electrodes of the corresponding electrostatic actuators 15 to 18, respectively. One common terminal 10 e is connected to the other comb-like electrodes of the four electrostatic actuators 15 to 18, and is connected to the reference potential line GND outside the MEMS mirror 10.

駆動回路１Ａは、静電アクチュエータ１５〜１８をそれぞれ駆動する正の駆動電圧ＶＤ１〜ＶＤ４を静電アクチュエータ１５〜１８の一方の櫛歯状電極に印加する駆動電圧生成部２０を備える。駆動電圧生成部２０は、制御部としてのマイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）２１と、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄと、増幅部２３ａ〜２３ｄと、フィルタ回路２６ａ〜２６ｄと、電流制限抵抗２７ａ〜２７ｄと、を有する。 The drive circuit 1 </ b> A includes a drive voltage generation unit 20 that applies positive drive voltages VD <b> 1 to VD <b> 4 that drive the electrostatic actuators 15 to 18 to one comb-like electrodes of the electrostatic actuators 15 to 18, respectively. The drive voltage generation unit 20 includes a micro control unit (MCU) 21 as a control unit, D / A converters 22a to 22d, amplification units 23a to 23d, filter circuits 26a to 26d, and current limiting resistors 27a to 27d. Have.

ＭＣＵ２１は、中央演算処理回路及びメモリを有しており、予め記憶されたプログラムに従って動作する。ＭＣＵ２１は、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄの入力端と電気的に接続されている。ＭＣＵ２１は、静電アクチュエータ１５を駆動するためのディジタル信号Ｄ１をＤ／Ａコンバータ２２ａに対して出力し、静電アクチュエータ１６を駆動するためのディジタル信号Ｄ２をＤ／Ａコンバータ２２ｂに対して出力し、静電アクチュエータ１７を駆動するためのディジタル信号Ｄ３をＤ／Ａコンバータ２２ｃに対して出力し、静電アクチュエータ１８を駆動するためのディジタル信号Ｄ４をＤ／Ａコンバータ２２ｄに対して出力する。ＭＣＵ２１とＤ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄとの間の配線は、例えばデータバスである。なお、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄは、ＭＣＵ２１に内蔵されていてもよい。また、ミラー面１１の傾斜角とディジタル信号Ｄ１〜Ｄ４との関係に関するデータは、予め記憶装置に格納されている。ＭＣＵ２１は、上位のホストコントローラから接続先の光パスの要求を受け付けると、記憶装置のデータに応じてディジタル信号Ｄ１〜Ｄ４を変更する。 The MCU 21 has a central processing circuit and a memory, and operates according to a program stored in advance. The MCU 21 is electrically connected to the input ends of the D / A converters 22a to 22d. The MCU 21 outputs a digital signal D1 for driving the electrostatic actuator 15 to the D / A converter 22a, and outputs a digital signal D2 for driving the electrostatic actuator 16 to the D / A converter 22b. The digital signal D3 for driving the electrostatic actuator 17 is output to the D / A converter 22c, and the digital signal D4 for driving the electrostatic actuator 18 is output to the D / A converter 22d. The wiring between the MCU 21 and the D / A converters 22a to 22d is, for example, a data bus. The D / A converters 22a to 22d may be built in the MCU 21. Further, data relating to the relationship between the tilt angle of the mirror surface 11 and the digital signals D1 to D4 is stored in advance in a storage device. When the MCU 21 receives a request for the optical path of the connection destination from the host controller, the MCU 21 changes the digital signals D1 to D4 according to the data in the storage device.

Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄの出力端は、増幅部２３ａ〜２３ｄと電気的にそれぞれ接続されている。Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄは、ＭＣＵ２１から出力されたディジタル信号Ｄ１〜Ｄ４を、電圧信号Ｖ１〜Ｖ４にそれぞれ変換する。Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄからの出力電圧は、例えば下限値が出力オフセット電圧、上限値が数Ｖである範囲内である。オフセット電圧は、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄそれぞれが有する固有のオフセット電圧である。 Output terminals of the D / A converters 22a to 22d are electrically connected to the amplification units 23a to 23d, respectively. The D / A converters 22a to 22d convert the digital signals D1 to D4 output from the MCU 21 into voltage signals V1 to V4, respectively. The output voltages from the D / A converters 22a to 22d are, for example, within a range where the lower limit value is an output offset voltage and the upper limit value is several volts. The offset voltage is a unique offset voltage that each of the D / A converters 22a to 22d has.

増幅部２３ａ〜２３ｄの入力端は、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄと電気的に接続されている。また、増幅部２３ａ〜２３ｄの出力端は、静電アクチュエータ１５〜１８と電気的に接続されている。これらの増幅部２３ａ〜２３ｄは、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄから得られた電圧信号Ｖ１〜Ｖ４を、例えば上限値が数十Ｖないし数百Ｖ（例えば２００Ｖ）である電圧範囲内において増幅し、駆動電圧ＶＤ１〜ＶＤ４を生成する。 Input ends of the amplifying units 23a to 23d are electrically connected to the D / A converters 22a to 22d. The output ends of the amplifying units 23a to 23d are electrically connected to the electrostatic actuators 15 to 18. These amplifying units 23a to 23d amplify the voltage signals V1 to V4 obtained from the D / A converters 22a to 22d, for example, within a voltage range in which the upper limit value is several tens to several hundreds V (for example, 200V). , Drive voltages VD1 to VD4 are generated.

増幅部２３ａ〜２３ｄは、増幅回路２４及び２５をそれぞれ有する。増幅回路２４は、増幅部２３ａ〜２３ｄの入力端に接続され、電圧信号Ｖ１〜Ｖ４を受ける。増幅回路２４は、後述する増幅特性を有する。増幅回路２５は、増幅回路２４の後段において、増幅回路２４と増幅部２３ａ〜２３ｄの出力端との間に接続されている。増幅回路２５は、増幅回路２４の増幅率よりも大きい増幅率を有し、増幅回路２４からの出力電圧を線形に増幅して駆動電圧ＶＤ１〜ＶＤ４を生成する。 The amplifiers 23a to 23d have amplifier circuits 24 and 25, respectively. The amplifier circuit 24 is connected to the input ends of the amplifiers 23a to 23d and receives the voltage signals V1 to V4. The amplifier circuit 24 has amplification characteristics described later. The amplifying circuit 25 is connected between the amplifying circuit 24 and the output ends of the amplifying units 23a to 23d in the subsequent stage of the amplifying circuit 24. The amplifier circuit 25 has an amplification factor larger than that of the amplifier circuit 24, and linearly amplifies the output voltage from the amplifier circuit 24 to generate drive voltages VD1 to VD4.

図３は、増幅回路２４における入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔの変化（増幅回路２４の増幅特性）を模式的に示すグラフである。図３に示されるように、増幅回路２４では、入力電圧Ｖｉｎの増加に対して出力電圧Ｖｏｕｔが単調に増加する。また、増幅回路２４では、入力電圧範囲ＶＡ（第１の入力電圧範囲）における入力電圧Ｖｉｎの増加量（変化量）に対する出力電圧Ｖｏｕｔの増加量（変化量）の比（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）が、入力電圧範囲ＶＡよりも小さい入力電圧範囲ＶＢ（第２の入力電圧範囲）における入力電圧Ｖｉｎの増加量（変化量）に対する出力電圧Ｖｏｕｔの増加量（変化量）の比（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）よりも小さい。本実施形態では、増幅回路２４において、入力電圧Ｖｉｎの増加量に対する出力電圧Ｖｏｕｔの増加量の比（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）は、入力電圧Ｖｉｎが大きくなるに従って次第に小さくなる。 FIG. 3 is a graph schematically showing changes in the output voltage Vout with respect to the input voltage Vin in the amplifier circuit 24 (amplification characteristics of the amplifier circuit 24). As shown in FIG. 3, in the amplifier circuit 24, the output voltage Vout increases monotonously with the increase of the input voltage Vin. In the amplifier circuit 24, the ratio (ΔVout / ΔVin) of the increase amount (change amount) of the output voltage Vout to the increase amount (change amount) of the input voltage Vin in the input voltage range VA (first input voltage range) is More than the ratio (ΔVout / ΔVin) of the increase amount (change amount) of the output voltage Vout to the increase amount (change amount) of the input voltage Vin in the input voltage range VB (second input voltage range) smaller than the input voltage range VA. small. In the present embodiment, in the amplifier circuit 24, the ratio of the increase amount of the output voltage Vout to the increase amount of the input voltage Vin (ΔVout / ΔVin) gradually decreases as the input voltage Vin increases.

図４は、増幅回路２４の構成例を示す回路図である。図４に示される回路は、平方根回路である。この増幅回路２４は、オペアンプ３１と、乗算回路３２とを含む。オペアンプ３１は、非反転入力端３１ａと、反転入力端３１ｂと、出力端３１ｃとを有する。乗算回路３２は、２つの入力端３２ａ，３２ｂと、出力端３２ｃとを有する。乗算回路３２は、入力端３２ａ，３２ｂから入力された電圧の大きさを乗算した大きさの電圧を出力端３２ｃから出力する。 FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the amplifier circuit 24. The circuit shown in FIG. 4 is a square root circuit. The amplifier circuit 24 includes an operational amplifier 31 and a multiplier circuit 32. The operational amplifier 31 has a non-inverting input terminal 31a, an inverting input terminal 31b, and an output terminal 31c. The multiplication circuit 32 has two input terminals 32a and 32b and an output terminal 32c. The multiplication circuit 32 outputs a voltage having a magnitude obtained by multiplying the magnitude of the voltage input from the input terminals 32a and 32b from the output terminal 32c.

オペアンプ３１の非反転入力端３１ａは、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄの出力端に接続される。オペアンプ３１の反転入力端３１ｂは、乗算回路３２の出力端３２ｃに接続される。オペアンプ３１の出力端３１ｃは、ノードＮ１に接続される。ノードＮ１は、乗算回路３２の２つの入力端３２ａ，３２ｂと、増幅回路２５とに接続される。 The non-inverting input terminal 31a of the operational amplifier 31 is connected to the output terminals of the D / A converters 22a to 22d. The inverting input terminal 31 b of the operational amplifier 31 is connected to the output terminal 32 c of the multiplication circuit 32. The output terminal 31c of the operational amplifier 31 is connected to the node N1. The node N1 is connected to the two input terminals 32a and 32b of the multiplication circuit 32 and the amplifier circuit 25.

この増幅回路２４においては、オペアンプ３１からの出力電圧を二乗した大きさの電圧がオペアンプ３１の反転入力端３１ｂに入力される。そして、オペアンプ３１の非反転入力端３１ａと反転入力端３１ｂとの仮想ショートにより、オペアンプ３１からの出力電圧Ｖｏｕｔの大きさは、非反転入力端３１ａへの入力電圧Ｖｉｎの大きさの平方根となる。 In the amplifier circuit 24, a voltage having a magnitude obtained by squaring the output voltage from the operational amplifier 31 is input to the inverting input terminal 31 b of the operational amplifier 31. Then, due to a virtual short between the non-inverting input terminal 31a and the inverting input terminal 31b of the operational amplifier 31, the magnitude of the output voltage Vout from the operational amplifier 31 becomes the square root of the magnitude of the input voltage Vin to the non-inverting input terminal 31a. .

再び図２を参照する。フィルタ回路２６ａ〜２６ｄは、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄと静電アクチュエータ１５〜１８との間（本実施形態では増幅部２３ａ〜２３ｄと静電アクチュエータ１５〜１８との間）にそれぞれ電気的に接続されている。これらのフィルタ回路２６ａ〜２６ｄは、駆動電圧ＶＤ１〜ＶＤ４に含まれるノイズやＭＥＭＳミラー１０の共振周波数成分を低減する（好ましくは除去する）ための回路である。一例では、フィルタ回路２６ａ〜２６ｄは、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄと静電アクチュエータ１５〜１８との間に接続された抵抗Ｒｂ、及び、抵抗Ｒｂの静電アクチュエータ１５〜１８側の一端と基準電位線ＧＮＤとの間に接続された容量素子Ｃｂを有する。なお、フィルタ回路２６ａ〜２６ｄは、必要に応じて省略されてもよい。 Refer to FIG. 2 again. The filter circuits 26a to 26d are electrically connected between the D / A converters 22a to 22d and the electrostatic actuators 15 to 18 (in the present embodiment, between the amplification units 23a to 23d and the electrostatic actuators 15 to 18), respectively. It is connected. These filter circuits 26a to 26d are circuits for reducing (preferably removing) noise included in the drive voltages VD1 to VD4 and the resonance frequency component of the MEMS mirror 10. In one example, the filter circuits 26a to 26d include a resistor Rb connected between the D / A converters 22a to 22d and the electrostatic actuators 15 to 18, and one end of the resistor Rb on the electrostatic actuator 15 to 18 side and a reference. The capacitor Cb is connected between the potential line GND. Note that the filter circuits 26a to 26d may be omitted as necessary.

電流制限抵抗２７ａ〜２７ｄは、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄと静電アクチュエータ１５〜１８との間にそれぞれ電気的に接続されている。電流制限抵抗２７ａ〜２７ｄは、ＭＥＭＳミラー１０を保護するための抵抗であって、静電アクチュエータ１５〜１８に流れる電流を制限する。なお、電流制限抵抗は、共通端子１０ｅと基準電位線ＧＮＤとの間に接続されてもよい。なお、電流制限抵抗２７ａ〜２７ｄは、必要に応じて省略されてもよい。 The current limiting resistors 27a to 27d are electrically connected between the D / A converters 22a to 22d and the electrostatic actuators 15 to 18, respectively. The current limiting resistors 27a to 27d are resistors for protecting the MEMS mirror 10, and limit the current flowing through the electrostatic actuators 15 to 18. Note that the current limiting resistor may be connected between the common terminal 10e and the reference potential line GND. The current limiting resistors 27a to 27d may be omitted as necessary.

以上に説明した構成を備える駆動回路１Ａでは、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄにディジタル信号Ｄ１〜Ｄ４が入力されると、該ディジタル信号Ｄ１〜Ｄ４に応じた大きさの電圧信号Ｖ１〜Ｖ４がＤ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄから出力される。そして、この電圧信号Ｖ１〜Ｖ４は、増幅部２３ａ〜２３ｄにおいて増幅され、駆動電圧ＶＤ１〜ＶＤ４として静電アクチュエータ１５〜１８に提供される。 In the drive circuit 1A having the configuration described above, when the digital signals D1 to D4 are input to the D / A converters 22a to 22d, the voltage signals V1 to V4 having magnitudes corresponding to the digital signals D1 to D4 are D. / A is output from the converters 22a to 22d. The voltage signals V1 to V4 are amplified by the amplifying units 23a to 23d and provided to the electrostatic actuators 15 to 18 as drive voltages VD1 to VD4.

続いて、ＭＥＭＳミラー１０の動作の例について説明する。図５及び図６は、ＭＥＭＳミラー１０を備える光スイッチ４０の概略構成を示す図である。この光スイッチ４０は、入力ファイバ４１と、複数の出力ファイバ４２と、レンズ４３とを備えている。なお、光スイッチ４０はＸＹ平面においてＭ行Ｎ列（Ｍ，ＮはＭ×Ｎ≧２を満たす正の整数）の二次元状に配列された多数の出力ファイバ４２を備えているが、説明を簡単にするため、図５及び図６では１本の軸上に並ぶ２つの出力ファイバ４２のみを代表して示している。入力ファイバ４１及び複数の出力ファイバ４２の各光軸は互いに平行とされる。入力ファイバ４１及び複数の出力ファイバ４２の各一端とミラー面１１とは互いに対向して配置される。レンズ４３は、入力ファイバ４１及び複数の出力ファイバ４２の各一端とミラー面１１との間の光路上に配置される。入力ファイバ４１及び複数の出力ファイバ４２の各一端とレンズ４３との距離ｆは、レンズ４３の焦点距離と一致する。距離ｆは、例えば５ｍｍである。 Next, an example of the operation of the MEMS mirror 10 will be described. 5 and 6 are diagrams illustrating a schematic configuration of the optical switch 40 including the MEMS mirror 10. The optical switch 40 includes an input fiber 41, a plurality of output fibers 42, and a lens 43. The optical switch 40 includes a large number of output fibers 42 arranged two-dimensionally in M rows and N columns (M and N are positive integers satisfying M × N ≧ 2) in the XY plane. For simplicity, FIGS. 5 and 6 show only two output fibers 42 arranged on one axis as a representative. The optical axes of the input fiber 41 and the plurality of output fibers 42 are parallel to each other. Each end of the input fiber 41 and the plurality of output fibers 42 and the mirror surface 11 are arranged to face each other. The lens 43 is disposed on the optical path between each end of the input fiber 41 and the plurality of output fibers 42 and the mirror surface 11. The distance f between each end of the input fiber 41 and the plurality of output fibers 42 and the lens 43 coincides with the focal length of the lens 43. The distance f is 5 mm, for example.

入力ファイバ４１からミラー面１１に向けて出射された光Ｌは、レンズ４３において曲折しながらコリメートされ、平行光としてミラー面１１上の点Ｐに達する。そして、光Ｌは、ミラー面１１上の点Ｐにおいて反射し、レンズ４３において再び曲折し、集光されつつ一の出力ファイバ４２に入射する。ここで、入力ファイバ４１及び複数の出力ファイバ４２の各光軸と平行であり点Ｐを通る仮想軸線Ａを設定する。入力ファイバ４１の一端における光軸の位置とレンズ４３の中心点とを結ぶ線の仮想軸線Ａに対する角度をθとすると、入力ファイバ４１の光軸と仮想軸線Ａとの距離はｆ・ｔａｎθで表される。 The light L emitted from the input fiber 41 toward the mirror surface 11 is collimated while being bent in the lens 43 and reaches a point P on the mirror surface 11 as parallel light. The light L is reflected at a point P on the mirror surface 11, is bent again at the lens 43, and is incident on one output fiber 42 while being condensed. Here, a virtual axis A that is parallel to the optical axes of the input fiber 41 and the plurality of output fibers 42 and passes through the point P is set. Assuming that the angle of the line connecting the position of the optical axis at one end of the input fiber 41 and the center point of the lens 43 with respect to the virtual axis A is θ, the distance between the optical axis of the input fiber 41 and the virtual axis A is expressed by f · tan θ. Is done.

図５は、ミラー面１１の法線が仮想軸線Ａに対して平行な状態、すなわちミラー面１１の傾斜角が０°である状態を示している。この状態では、ミラー面１１で反射した光Ｌが入射する出力ファイバ４２の一端における光軸の位置とレンズ４３の中心点を結ぶ線（即ち、レンズ中心を通る仮想反射光線）と仮想軸線Ａの成す角はθとなり、ミラー面１１において反射した光Ｌは、仮想軸線Ａから入力ファイバ４１とは反対側にｘ０＝ｆ・ｔａｎθの距離にある出力ファイバ４２に入射する。 FIG. 5 shows a state in which the normal line of the mirror surface 11 is parallel to the virtual axis A, that is, a state in which the tilt angle of the mirror surface 11 is 0 °. In this state, a line connecting the position of the optical axis at one end of the output fiber 42 where the light L reflected by the mirror surface 11 enters and the center point of the lens 43 (that is, a virtual reflected ray passing through the center of the lens) and the virtual axis A The angle formed is θ, and the light L reflected on the mirror surface 11 is incident on the output fiber 42 at a distance of x0 = f · tan θ from the virtual axis A on the side opposite to the input fiber 41.

また、図６は、ミラー面１１の法線が仮想軸線Ａに対して角度φだけ傾いている状態、すなわちミラー面１１の傾斜角がφである状態を示している。この状態では、ミラー面１１に対する仮想軸線Ａと平行に進む光Ｌの入射角及び出射角はともにθ＋φとなるが、ミラー面１１に入射する光Ｌと仮想軸線Ａとのなす角はθで変わらないので、ミラー面１１から出射する光Ｌと仮想軸線Ａとのなす角はθ＋２φとなる。従って、ミラー面１１において反射した光Ｌは、仮想軸線Ａから入力ファイバ４１とは反対側にｘ＝ｆ・ｔａｎ（θ＋２φ）の距離にある出力ファイバ４２に入射する。 FIG. 6 shows a state where the normal of the mirror surface 11 is inclined with respect to the virtual axis A by an angle φ, that is, a state where the inclination angle of the mirror surface 11 is φ. In this state, the incident angle and the emission angle of the light L traveling parallel to the virtual axis A with respect to the mirror surface 11 are both θ + φ, but the angle formed between the light L incident on the mirror surface 11 and the virtual axis A varies with θ. Therefore, the angle formed between the light L emitted from the mirror surface 11 and the virtual axis A is θ + 2φ. Therefore, the light L reflected on the mirror surface 11 is incident on the output fiber 42 at a distance of x = f · tan (θ + 2φ) on the opposite side of the input fiber 41 from the virtual axis A.

以上の構成を備える本実施形態の駆動回路１Ａによる効果について、従来の課題とともに説明する。通常、静電アクチュエータにより駆動されるＭＥＭＳミラーの傾斜角φは、駆動電圧Ｖの二乗に比例し、φ＝α・Ｖ^２として表される。但し、αはＭＥＭＳミラーの構造によって決まる定数であり、αの値は例えば２．０×１０^−３である。 The effect of the drive circuit 1A of the present embodiment having the above configuration will be described together with the conventional problems. Usually, the tilt angle φ of the MEMS mirror driven by the electrostatic actuator is proportional to the square of the drive voltage V and is expressed as φ = α · V ² . However, α is a constant determined by the structure of the MEMS mirror, and the value of α is, for example, 2.0 × 10 ⁻³ .

複数の出力ファイバ４２の各一端を含む面内における反射光の到達位置ｘは、上述したように、ミラー面１１が傾いていない時、即ち傾斜角φ＝０の時に光が入射する出力ファイバ４２の位置ｘ０を基準としてｘ＝ｆ・ｔａｎ（θ＋２φ）−ｘ０＝ｆ・｛ｔａｎ（θ＋２φ）−ｔａｎθ｝で表される。θ，φは微小であるため、ｔａｎ（θ＋２φ）、ｔａｎθはそれぞれ（θ＋２φ）、θに近似でき、ミラー面１１が傾いていない時を基準とする反射光の到達位置ｘは、ｘ＝ｆ・２φ＝２αｆＶ^２と表される。従って、反射光の到達位置ｘを駆動電圧Ｖで微分すると、ｄｘ／ｄＶ＝４αｆＶとなる。このことから、駆動電圧Ｖが小さい場合には、駆動電圧Ｖの単位変化に対する到達位置ｘの変化は小さくなり、駆動電圧Ｖが大きい場合には、駆動電圧Ｖの単位変化に対する到達位置ｘの変化は大きくなることがわかる。一方、Ｄ／Ａコンバータの出力電圧は、入力ディジタル値の１ステップの変化に対して等間隔に変化する。故に、Ｄ／Ａコンバータの出力電圧を増幅部において線形に増幅する従来の駆動回路では、Ｄ／Ａコンバータへの入力値の１ステップ毎の反射面の傾斜角の変化量（分解能）が、入力値が大きくなるほど（すなわち反射面の傾斜角が大きくなるほど）大きくなる。従って、反射面の最大傾斜角付近における分解能が低下してしまい、高い精度での位置制御が難しくなる。或いは、反射面の最大傾斜角付近における分解能が所望の性能を満たすようなＤ／Ａコンバータを選択すると、ゼロ度付近の傾斜角における分解能が過剰となり、コスト増につながる。 As described above, the arrival position x of the reflected light in the plane including each end of the plurality of output fibers 42 is the output fiber 42 on which light is incident when the mirror surface 11 is not tilted, that is, when the tilt angle φ = 0. X = f · tan (θ + 2φ) −x0 = f · {tan (θ + 2φ) −tan θ} with reference to the position x0 of Since θ and φ are very small, tan (θ + 2φ) and tan θ can be approximated to (θ + 2φ) and θ, respectively, and the arrival position x of the reflected light with respect to the time when the mirror surface 11 is not inclined is x = f · 2φ = 2αfV ² . Therefore, when the arrival position x of the reflected light is differentiated by the drive voltage V, dx / dV = 4αfV is obtained. Therefore, when the drive voltage V is small, the change in the arrival position x with respect to the unit change of the drive voltage V is small, and when the drive voltage V is large, the change in the arrival position x with respect to the unit change of the drive voltage V. Can be seen to grow. On the other hand, the output voltage of the D / A converter changes at equal intervals with respect to the change of one step of the input digital value. Therefore, in the conventional driving circuit that linearly amplifies the output voltage of the D / A converter in the amplification unit, the change amount (resolution) of the tilt angle of the reflecting surface for each step of the input value to the D / A converter is input. The larger the value (that is, the larger the tilt angle of the reflecting surface), the larger the value. Therefore, the resolution in the vicinity of the maximum inclination angle of the reflecting surface is lowered, and position control with high accuracy becomes difficult. Alternatively, if a D / A converter is selected such that the resolution near the maximum tilt angle of the reflecting surface satisfies the desired performance, the resolution at the tilt angle near zero degrees becomes excessive, leading to an increase in cost.

このような課題に対し、本実施形態の駆動回路１Ａでは、増幅部２３ａ〜２３ｄの増幅回路２４が、図３に示されたような増幅特性を有する。すなわち、増幅回路２４では、入力電圧Ｖｉｎに対して出力電圧Ｖｏｕｔが単調に増加し、また、入力電圧範囲ＶＡにおける増幅率（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）が、入力電圧範囲ＶＡよりも小さい入力電圧範囲ＶＢにおける増幅率（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）よりも小さい。従って、電圧信号Ｖ１〜Ｖ４の大きさが入力電圧範囲ＶＢに含まれる場合、電圧信号Ｖ１〜Ｖ４の大きさが変化すると駆動電圧ＶＤ１〜ＶＤ４は大きく変化する。一方、電圧信号Ｖ１〜Ｖ４の大きさが入力電圧範囲ＶＡに含まれる場合、電圧信号Ｖ１〜Ｖ４の大きさが変化しても駆動電圧ＶＤ１〜ＶＤ４の変化は小さい。従って、ミラー面１１の傾斜角φが小さい場合には、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄへの入力値の１ステップあたりの駆動電圧ＶＤ１〜ＶＤ４の変化が大きくなり、ミラー面１１の傾斜角φが大きい場合には、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄへの入力値の１ステップあたりの駆動電圧ＶＤ１〜ＶＤ４の変化が小さくなる。故に、本実施形態の駆動回路１Ａによれば、駆動電圧ＶＤ１〜ＶＤ４の二乗に比例して変化するミラー面１１の傾斜角φの動作特性と、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄへの入力値の１ステップ毎の駆動電圧ＶＤ１〜ＶＤ４の変化とを相殺して、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄへの入力値の１ステップ毎のミラー面１１の傾斜角φの変化量を一定に近づけることができる。これにより、過剰な分解能を有するＤ／Ａコンバータを用いる必要がなくなり、駆動回路１Ａの製造コストを低減できる。 For such a problem, in the drive circuit 1A of the present embodiment, the amplifier circuit 24 of the amplifiers 23a to 23d has an amplification characteristic as shown in FIG. That is, in the amplifier circuit 24, the output voltage Vout monotonously increases with respect to the input voltage Vin, and the amplification factor (ΔVout / ΔVin) in the input voltage range VA is smaller in the input voltage range VA than in the input voltage range VA. It is smaller than the amplification factor (ΔVout / ΔVin). Accordingly, when the magnitudes of the voltage signals V1 to V4 are included in the input voltage range VB, the drive voltages VD1 to VD4 change greatly when the magnitudes of the voltage signals V1 to V4 change. On the other hand, when the magnitudes of the voltage signals V1 to V4 are included in the input voltage range VA, changes in the drive voltages VD1 to VD4 are small even if the magnitudes of the voltage signals V1 to V4 change. Therefore, when the tilt angle φ of the mirror surface 11 is small, changes in the drive voltages VD1 to VD4 per step of the input values to the D / A converters 22a to 22d become large, and the tilt angle φ of the mirror surface 11 is When it is large, changes in the drive voltages VD1 to VD4 per step of the input values to the D / A converters 22a to 22d are small. Therefore, according to the drive circuit 1A of the present embodiment, the operating characteristics of the tilt angle φ of the mirror surface 11 that changes in proportion to the squares of the drive voltages VD1 to VD4 and the input values to the D / A converters 22a to 22d The amount of change in the tilt angle φ of the mirror surface 11 for each step of the input values to the D / A converters 22a to 22d can be made close to constant by canceling out the change in the drive voltages VD1 to VD4 for each step. . Thereby, it is not necessary to use a D / A converter having excessive resolution, and the manufacturing cost of the drive circuit 1A can be reduced.

また、光スイッチ４０を製造する際には、入力ファイバ４１と各出力ファイバ４２とを光結合するための駆動電圧Ｖの大きさを調べ（キャリブレーション）、得られた駆動電圧Ｖの大きさをＭＣＵ２１に記憶させる。光スイッチ４０のキャリブレーションを行う際には、入力ファイバ４１に検査用の光を入力し、ミラー面１１の傾斜角を変化させつつ、出力ファイバ４２から出力される光強度を検出する。そして、出力ファイバ４２から出力される光強度が最も大きくなる位置を探索する（ピークサーチ）ことにより、出力ファイバ４２の位置を調べることができる。探索アルゴリズムとしては様々なアルゴリズムが適用可能であるが、例えば、まず探索のステップを大きくしてピーク付近の駆動電圧Ｖを求め、その後、ピーク付近においてステップを小さくして更に探索を行ってもよい。このような方法により、探索時間を短くすることができる。 Further, when manufacturing the optical switch 40, the magnitude of the drive voltage V for optically coupling the input fiber 41 and each output fiber 42 is examined (calibration), and the magnitude of the obtained drive voltage V is determined. The data is stored in the MCU 21. When calibrating the optical switch 40, inspection light is input to the input fiber 41, and the light intensity output from the output fiber 42 is detected while changing the tilt angle of the mirror surface 11. Then, the position of the output fiber 42 can be examined by searching for a position where the light intensity output from the output fiber 42 is the highest (peak search). Various algorithms can be applied as the search algorithm. For example, the search step may be first enlarged to obtain the driving voltage V near the peak, and then the step may be reduced near the peak to further search. . By such a method, the search time can be shortened.

図７は、複数の出力ファイバ４２における挿入損失等高線を示すグラフである。図７において、横軸はＹ軸まわりのミラー面１１の揺動のための（すなわち図１に示された静電アクチュエータ１５，１６を駆動するための）駆動電圧Ｖｘを表し、縦軸はＸ軸まわりのミラー面１１の揺動のための（すなわち図１に示された静電アクチュエータ１７，１８を駆動するための）駆動電圧Ｖｙを表す。また、挿入損失等高線において、線Ｇ１は損失が最も小さい範囲（例えば０〜１ｄＢ）を示し、線Ｇ３は損失が最も大きい範囲（例えば２〜３ｄＢ）を示し、線Ｇ２はそれらの中間の損失の範囲（例えば１〜２ｄＢ）を示す。 FIG. 7 is a graph showing insertion loss contour lines in the plurality of output fibers 42. In FIG. 7, the horizontal axis represents the drive voltage Vx for swinging the mirror surface 11 around the Y axis (that is, for driving the electrostatic actuators 15 and 16 shown in FIG. 1), and the vertical axis represents X The driving voltage Vy for swinging the mirror surface 11 around the axis (that is, for driving the electrostatic actuators 17 and 18 shown in FIG. 1) is shown. In addition, in the insertion loss contour line, the line G1 shows the range with the smallest loss (for example, 0 to 1 dB), the line G3 shows the range with the largest loss (for example, 2 to 3 dB), and the line G2 shows the intermediate loss. A range (for example, 1-2 dB) is shown.

通常、このようなグラフにおいては、挿入損失等高線は出力ファイバ４２の中心軸線を中心とする同心円状となり、その直径は各出力ファイバ４２においてそれぞれ等しくなるのが好ましい。しかし、駆動電圧Ｖｘ，Ｖｙの大きさによって反射光の変位量が変化する場合、図７に示されるように、駆動電圧Ｖｘ，Ｖｙが大きくなるほど挿入損失等高線の直径が小さくなる。このような場合、駆動電圧の探索ステップを駆動電圧Ｖｘ，Ｖｙの大きさに応じて変更する必要が生じる。例えば、図７の最も左下に位置する（駆動電圧Ｖｘ，Ｖｙが小さい）出力ファイバ４２に対しては０．１Ｖ刻みで探索し、最も右上に位置する（駆動電圧Ｖｘ，Ｖｙが大きい）出力ファイバ４２に対しては０．０５Ｖ刻みで探索するなどである。また、駆動電圧Ｖｘが大きく駆動電圧Ｖｙが小さい場合、もしくは駆動電圧Ｖｘが小さく駆動電圧Ｖｙが大きい場合には、挿入損失等高線が楕円形となる。このような場合、駆動電圧Ｖｘと駆動電圧Ｖｙとで探索ステップを異ならせる必要がある。 In general, in such a graph, it is preferable that the insertion loss contour line is concentric with the center axis of the output fiber 42 as the center, and the diameter of each output fiber 42 is equal. However, when the amount of displacement of the reflected light varies depending on the magnitudes of the drive voltages Vx and Vy, as shown in FIG. 7, the diameter of the insertion loss contour line decreases as the drive voltages Vx and Vy increase. In such a case, it is necessary to change the drive voltage search step according to the magnitudes of the drive voltages Vx and Vy. For example, the output fiber 42 located in the lower leftmost position (the drive voltages Vx, Vy are small) in FIG. 7 is searched in increments of 0.1 V, and the output fiber located in the uppermost position (the drive voltages Vx, Vy are large). For 42, search is performed in increments of 0.05V. In addition, when the drive voltage Vx is large and the drive voltage Vy is small, or when the drive voltage Vx is small and the drive voltage Vy is large, the insertion loss contour line is elliptical. In such a case, it is necessary to make the search step different between the drive voltage Vx and the drive voltage Vy.

このように、駆動電圧Ｖｘ，Ｖｙの大きさによって反射光の変位量が変化する場合、キャリブレーションの際の探索アルゴリズムが複雑になってしまう。或いは、探索アルゴリズムを簡単にするために探索ステップを一定とすると、挿入損失等高線の直径が最も小さい出力ファイバ４２に探索ステップを合わせることとなるので、挿入損失等高線の直径が比較的大きい出力ファイバ４２に対しては探索回数が過剰となり、キャリブレーションに要する時間が長くなってしまうという問題がある。 Thus, when the amount of displacement of the reflected light changes depending on the magnitudes of the drive voltages Vx and Vy, the search algorithm at the time of calibration becomes complicated. Alternatively, if the search step is constant in order to simplify the search algorithm, the search step is matched with the output fiber 42 having the smallest diameter of the insertion loss contour line, and therefore the output fiber 42 having a relatively large diameter of the insertion loss contour line. However, there is a problem that the number of searches becomes excessive and the time required for calibration becomes long.

上述した問題に対し、本実施形態の駆動回路１Ａによれば、駆動電圧Ｖｘ，Ｖｙの大きさにかかわらず反射光の変位量を一定に近づけることができるので、図８に示されるように、挿入損失等高線は出力ファイバ４２の中心軸線を中心とする同心円状となり、その直径は各出力ファイバ４２においてそれぞれ等しくなる。従って、キャリブレーションの際の探索アルゴリズムを簡単にすることができる。また、探索ステップを一定としても探索回数が過剰とならず、キャリブレーションに要する時間を短くすることができる。 In response to the above-described problem, according to the drive circuit 1A of the present embodiment, the amount of displacement of the reflected light can be made almost constant regardless of the magnitudes of the drive voltages Vx and Vy, and as shown in FIG. The insertion loss contour lines are concentric with the center axis of the output fiber 42 as the center, and the diameters are equal in each output fiber 42. Accordingly, the search algorithm for calibration can be simplified. Even if the search step is constant, the number of searches does not become excessive, and the time required for calibration can be shortened.

また、本実施形態の駆動回路１Ａによれば、光スイッチ４０のアッテネーション制御においても利点がある。アッテネーション制御とは、図９に示されるように、出力ファイバ４２への光Ｌの入射位置を、挿入損失等高線の中心から意図的にずらすことにより、光Ｌの光強度を減衰する手法である。従来のように駆動電圧の大きさによって光Ｌの変位量が変化する場合、光Ｌの入射位置のずれ量を出力ファイバ４２毎に調整する必要があり、アッテネーション制御が複雑となる。また、駆動電圧が大きい出力ファイバ４２では、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄへの入力値の１ステップあたりの駆動電圧ＶＤ１〜ＶＤ４の変化が大きくなるので、減衰量の制御精度が低下してしまう。これに対し、本実施形態の駆動回路１Ａによれば、駆動電圧の大きさにかかわらず光Ｌの変位量を一定に近づけることができるので、光Ｌの入射位置のずれ量を出力ファイバ４２毎に調整する必要がなく、アッテネーション制御が容易となる。また、駆動電圧が大きい出力ファイバ４２においても、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄへの入力値の１ステップあたりの駆動電圧ＶＤ１〜ＶＤ４の変化を小さくできるので、減衰量の制御精度を高めることができる。 Further, according to the drive circuit 1A of the present embodiment, there is an advantage in the attenuation control of the optical switch 40. As shown in FIG. 9, the attenuation control is a method of attenuating the light intensity of the light L by intentionally shifting the incident position of the light L to the output fiber 42 from the center of the insertion loss contour line. When the amount of displacement of the light L varies depending on the magnitude of the driving voltage as in the prior art, it is necessary to adjust the amount of deviation of the incident position of the light L for each output fiber 42, which complicates attenuation control. Moreover, in the output fiber 42 with a large drive voltage, since the change of the drive voltages VD1 to VD4 per step of the input values to the D / A converters 22a to 22d becomes large, the control accuracy of the attenuation amount is lowered. On the other hand, according to the drive circuit 1A of the present embodiment, the amount of displacement of the light L can be made to be constant regardless of the magnitude of the drive voltage. It is not necessary to make adjustments, and attenuation control becomes easy. Further, even in the output fiber 42 having a large drive voltage, the change in the drive voltages VD1 to VD4 per step of the input values to the D / A converters 22a to 22d can be reduced, so that the control accuracy of the attenuation can be increased. .

また、本実施形態のように、増幅回路２４において、増幅率（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）は、入力電圧Ｖｉｎが大きくなるに従って次第に小さくなってもよい。このように、増幅回路２４の増幅率（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）が連続的に変化することにより、駆動電圧ＶＤ１〜ＶＤ４の二乗に比例して連続的に変化するミラー面１１の傾斜角φの動作特性に増幅回路２４の増幅率（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）の変化を更に精度良く対応させることができる。従って、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄへの入力値の１ステップ毎のミラー面１１の傾斜角φの変化量をより一定に近づけることができる。 Further, as in this embodiment, in the amplifier circuit 24, the amplification factor (ΔVout / ΔVin) may gradually decrease as the input voltage Vin increases. As described above, when the amplification factor (ΔVout / ΔVin) of the amplifier circuit 24 continuously changes, the operating characteristic of the tilt angle φ of the mirror surface 11 that continuously changes in proportion to the square of the drive voltages VD1 to VD4. In addition, the change in the amplification factor (ΔVout / ΔVin) of the amplifier circuit 24 can be dealt with more accurately. Therefore, the amount of change in the tilt angle φ of the mirror surface 11 for each step of the input values to the D / A converters 22a to 22d can be made more constant.

また、本実施形態のように、増幅回路２４は平方根回路を含んでもよい。前述したように、ミラー面１１が傾いていない時に光が入射する出力ファイバ４２の位置を基準とする反射光の到達位置ｘは、ｘ＝ｆ・２φ＝２αｆＶ^２と表される。増幅回路２４が平方根回路を含む場合、駆動電圧Ｖは入力電圧Ｖｉｎの平方根Ｖｉｎ^１／２と等しくなる。従って、反射光の到達位置ｘは、ｘ＝２αｆ・Ｖｉｎと表すことができ、ｘを入力電圧Ｖｉｎで微分すると、ｄｘ／ｄＶｉｎ＝４αｆ（一定値）となる。すなわち、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄへの入力値の１ステップ毎のミラー面１１の傾斜角φの変化量をほぼ一定とすることができる。 Further, as in the present embodiment, the amplifier circuit 24 may include a square root circuit. As described above, the arrival position x of the reflected light with respect to the position of the output fiber 42 on which the light is incident when the mirror surface 11 is not tilted is expressed as x = f · 2φ = 2αfV ² . When the amplifier circuit 24 includes a square root circuit, the drive voltage V is equal to the square root Vin ^1/2 of the input voltage Vin. Therefore, the arrival position x of the reflected light can be expressed as x = 2αf · Vin. When x is differentiated by the input voltage Vin, dx / dVin = 4αf (a constant value) is obtained. That is, the amount of change in the tilt angle φ of the mirror surface 11 for each step of the input values to the D / A converters 22a to 22d can be made substantially constant.

また、本実施形態のように、増幅部２３ａ〜２３ｄは、増幅回路２４の後段に接続され、増幅回路２４の増幅率よりも大きい増幅率を有する別の増幅回路２５を更に有してもよい。これにより、静電アクチュエータ１５〜１８に高電圧を印加することができるとともに、増幅回路２４を低電圧の回路によって構成することができ、増幅回路２４の規模を小さく抑えることができる。 In addition, as in the present embodiment, the amplification units 23 a to 23 d may further include another amplification circuit 25 that is connected to the subsequent stage of the amplification circuit 24 and has an amplification factor larger than that of the amplification circuit 24. . As a result, a high voltage can be applied to the electrostatic actuators 15 to 18, and the amplifier circuit 24 can be configured with a low-voltage circuit, so that the scale of the amplifier circuit 24 can be kept small.

（変形例）
上記実施形態の一変形例について説明する。図１０（ａ）は、本変形例に係る増幅回路２８の構成を示すブロック図である。この増幅回路２８は、抵抗２８ａ〜２８ｅと、オペアンプ２９と、スイッチ３０とを有する。オペアンプ２９は、非反転入力端２９ａと、反転入力端２９ｂと、出力端２９ｃとを有する。非反転入力端２９ａは、抵抗２８ａを介してＤ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄの一の出力端に接続されており、且つ、抵抗２８ｂを介してＤ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄの別の出力端に接続されている。反転入力端２９ｂは、抵抗２８ｅを介して出力端２９ｃに接続されている。更に、反転入力端２９ｂは、互いに並列に接続された抵抗２８ｃ及び２９ｄを介して基準電位線ＧＮＤに接続されている。抵抗２８ｃと基準電位線ＧＮＤとは、スイッチ３０を介して接続されている。ＭＣＵ２１は、スイッチ３０を制御するための信号Ｓ１を出力する。 (Modification)
A modification of the above embodiment will be described. FIG. 10A is a block diagram showing a configuration of the amplifier circuit 28 according to this modification. The amplifier circuit 28 includes resistors 28a to 28e, an operational amplifier 29, and a switch 30. The operational amplifier 29 has a non-inverting input terminal 29a, an inverting input terminal 29b, and an output terminal 29c. The non-inverting input terminal 29a is connected to one output terminal of the D / A converters 22a to 22d via the resistor 28a, and is connected to another output terminal of the D / A converters 22a to 22d via the resistor 28b. It is connected. The inverting input terminal 29b is connected to the output terminal 29c through the resistor 28e. Further, the inverting input terminal 29b is connected to the reference potential line GND via resistors 28c and 29d connected in parallel to each other. The resistor 28c and the reference potential line GND are connected via the switch 30. The MCU 21 outputs a signal S1 for controlling the switch 30.

Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄから出力される電圧信号Ｖ１〜Ｖ４は、入力電圧Ｖｉｎとして増幅回路２８に入力される。入力電圧Ｖｉｎは、抵抗２８ａを介して非反転入力端２９ａに提供される。また、本変形例のＤ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄは、オフセット電圧Ｖ０１〜Ｖ０４をそれぞれ出力する。これらのオフセット電圧Ｖ０１〜Ｖ０４は、ＭＣＵ２１からのディジタル信号Ｄ０１〜Ｄ０４に基づいてそれぞれ生成される。オフセット電圧Ｖ０１〜Ｖ０４は、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして増幅回路２８に入力される。オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、抵抗２８ｂを介して非反転入力端２９ａに提供される。 Voltage signals V1 to V4 output from the D / A converters 22a to 22d are input to the amplifier circuit 28 as the input voltage Vin. The input voltage Vin is provided to the non-inverting input terminal 29a through the resistor 28a. Further, the D / A converters 22a to 22d of the present modification output offset voltages V01 to V04, respectively. These offset voltages V01 to V04 are generated based on digital signals D01 to D04 from the MCU 21, respectively. The offset voltages V01 to V04 are input to the amplifier circuit 28 as the offset voltage Voffset. The offset voltage Voffset is provided to the non-inverting input terminal 29a through the resistor 28b.

この増幅回路２８によれば、図１０（ｂ）に示すような増幅特性を実現できる。図１０（ｂ）の増幅特性では、入力電圧範囲ＶＡにおける増幅率（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）は或る一定値Ａ１であり、入力電圧範囲ＶＢにおける増幅率（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）は或る一定値Ａ２（＞Ａ１）となっている。入力電圧範囲ＶＢでは、スイッチ３０が閉状態とされ、非反転入力端２９ａと基準電位線ＧＮＤとの間の抵抗値が抵抗２８ｃ及び抵抗２８ｄによって規定される。この場合、増幅率（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）は、抵抗２８ｅの抵抗値Ｒｆ、抵抗２８ａ，２８ｃの抵抗値Ｒ１、抵抗２８ｄの抵抗値Ｒ２を用いて１＋Ｒｆ／（Ｒ１//Ｒ２）として表される。Ｒ１//Ｒ２は、抵抗値Ｒ１と抵抗値Ｒ２とによる並列回路の抵抗値である。また、入力電圧範囲ＶＡでは、スイッチ３０が開状態とされ、非反転入力端２９ａと基準電位線ＧＮＤとの間の抵抗値が抵抗２８ｄのみによって規定される。この場合、増幅率（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）は１＋Ｒｆ／Ｒ２として表される。更に、入力電圧範囲ＶＡでは、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄから所定のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが増幅回路２８に入力される。これにより、入力電圧範囲ＶＡと入力電圧範囲ＶＢとの間における増幅率の不連続性を解消することができる。 According to the amplifier circuit 28, an amplification characteristic as shown in FIG. In the amplification characteristic of FIG. 10B, the amplification factor (ΔVout / ΔVin) in the input voltage range VA is a certain constant value A1, and the amplification factor (ΔVout / ΔVin) in the input voltage range VB is a certain constant value A2 ( > A1). In the input voltage range VB, the switch 30 is closed, and the resistance value between the non-inverting input terminal 29a and the reference potential line GND is defined by the resistor 28c and the resistor 28d. In this case, the amplification factor (ΔVout / ΔVin) is expressed as 1 + Rf / (R1 // R2) using the resistance value Rf of the resistor 28e, the resistance value R1 of the resistors 28a and 28c, and the resistance value R2 of the resistor 28d. R1 // R2 is a resistance value of the parallel circuit by the resistance value R1 and the resistance value R2. In the input voltage range VA, the switch 30 is opened, and the resistance value between the non-inverting input terminal 29a and the reference potential line GND is defined only by the resistor 28d. In this case, the amplification factor (ΔVout / ΔVin) is expressed as 1 + Rf / R2. Further, in the input voltage range VA, a predetermined offset voltage Voffset is input to the amplifier circuit 28 from the D / A converters 22a to 22d. Thereby, the discontinuity of the amplification factor between the input voltage range VA and the input voltage range VB can be eliminated.

本変形例のように、入力電圧範囲ＶＡにおける増幅率（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）は一定値Ａ１であり、入力電圧範囲ＶＢにおける増幅率（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）は一定値Ａ２（＞Ａ１）であってもよい。このような場合であっても、図３に示された平方根回路による増幅特性を近似することができ、Ｄ／Ａコンバータ２２ａ〜２２ｄへの入力値の１ステップ毎のミラー面１１の傾斜角φの変化量を一定に近づけることができる。なお、本変形例では増幅回路２８の増幅特性が２つの入力電圧範囲ＶＡ，ＶＢに分割され、各々の入力電圧範囲ＶＡ，ＶＢ毎に異なる増幅率（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）を有する場合を例示したが、増幅回路の増幅特性は３つの入力電圧範囲に分割されてもよい。その場合、入力電圧が大きくなるほど増幅率（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）が小さくなるように、入力電圧範囲毎に増幅率（ΔＶｏｕｔ／ΔＶｉｎ）が個別に設定されるとよい。 As in this modification, the amplification factor (ΔVout / ΔVin) in the input voltage range VA is a constant value A1, and the amplification factor (ΔVout / ΔVin) in the input voltage range VB is a constant value A2 (> A1). Good. Even in such a case, the amplification characteristic by the square root circuit shown in FIG. 3 can be approximated, and the inclination angle φ of the mirror surface 11 for each step of the input values to the D / A converters 22a to 22d. The amount of change can be made close to constant. In this modification, the amplification characteristic of the amplifier circuit 28 is divided into two input voltage ranges VA and VB, and the amplification factor (ΔVout / ΔVin) is different for each input voltage range VA and VB. The amplification characteristic of the amplifier circuit may be divided into three input voltage ranges. In that case, the amplification factor (ΔVout / ΔVin) may be set individually for each input voltage range so that the amplification factor (ΔVout / ΔVin) decreases as the input voltage increases.

本発明による駆動回路は、上述した実施形態に限られるものではなく、他に様々な変形が可能である。例えば、上述した実施形態及び各変形例を、必要な目的及び効果に応じて互いに組み合わせてもよい。例えば、上記実施形態では増幅部が２つの増幅回路（増幅回路２４，２５）を含んでいるが、増幅部は増幅回路２４，２５の機能を兼ねる増幅回路を１つのみ有してもよい。 The drive circuit according to the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various other modifications are possible. For example, the above-described embodiments and modifications may be combined with each other according to the necessary purpose and effect. For example, in the above embodiment, the amplification unit includes two amplification circuits (amplification circuits 24 and 25). However, the amplification unit may include only one amplification circuit that also functions as the amplification circuits 24 and 25.

また、上記実施形態では２本の揺動軸を備えるＭＥＭＳミラーを駆動する回路を例示したが、ＭＥＭＳミラーの揺動軸の本数は１以上の様々な本数であってもよい。或いは、揺動軸を備えておらず一つの静電アクチュエータで駆動するＭＥＭＳミラーにも、本発明を適用可能である。 Moreover, although the circuit which drives the MEMS mirror provided with two rocking | fluctuation shafts was illustrated in the said embodiment, the number of the rocking | fluctuation shafts of a MEMS mirror may be one or more various numbers. Alternatively, the present invention can be applied to a MEMS mirror that is not provided with a swing shaft and is driven by a single electrostatic actuator.

１Ａ…駆動回路、１０…ＭＥＭＳミラー、１０ａ〜１０ｄ…入力端子、１０ｅ…共通端子、１１…ミラー面、１２ａ，１２ｂ…揺動軸、１３…第１揺動部、１３ａ，１３ｂ…軸部、１４…第２揺動部、１４ａ，１４ｂ…軸部、１５〜１８…静電アクチュエータ、１５ａ，１５ｂ，１６ａ，１６ｂ，１７ａ，１７ｂ，１８ａ，１８ｂ…櫛歯状電極、１９…枠体、２０…駆動電圧生成部、２２ａ〜２２ｄ…Ｄ／Ａコンバータ、２３ａ〜２３ｄ…増幅部、２４，２５…増幅回路、２６ａ〜２６ｄ…フィルタ回路、２７ａ〜２７ｄ…電流制限抵抗、２８ａ〜２８ｅ…抵抗、２９…オペアンプ、２９ａ…非反転入力端、２９ｂ…反転入力端、２９ｃ…出力端、３０…スイッチ、３１…オペアンプ、３１ａ…非反転入力端、３１ｂ…反転入力端、３１ｃ…出力端、３２…乗算回路、３２ａ，３２ｂ…入力端、３２ｃ…出力端、４０…光スイッチ、４１…入力ファイバ、４２…出力ファイバ、４３…レンズ、Ａ…仮想軸線、Ｄ１〜Ｄ４…ディジタル信号、ＧＮＤ…基準電位線、Ｌ…光、Ｎ１…ノード、Ｐ…点、Ｖ１〜Ｖ４…電圧信号、ＶＡ，ＶＢ…入力電圧範囲、ＶＤ１〜ＶＤ４…駆動電圧、Ｖｉｎ…入力電圧、Ｖｏｆｆｓｅｔ…オフセット電圧、Ｖｏｕｔ…出力電圧、φ…傾斜角。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1A ... Drive circuit, 10 ... MEMS mirror, 10a-10d ... Input terminal, 10e ... Common terminal, 11 ... Mirror surface, 12a, 12b ... Swing axis, 13 ... First rocking part, 13a, 13b ... Shaft part, DESCRIPTION OF SYMBOLS 14 ... 2nd rocking | swiveling part, 14a, 14b ... Shaft part, 15-18 ... Electrostatic actuator, 15a, 15b, 16a, 16b, 17a, 17b, 18a, 18b ... Comb-like electrode, 19 ... Frame, 20 ... Driving voltage generator, 22a-22d ... D / A converter, 23a-23d ... Amplifier, 24,25 ... Amplifier circuit, 26a-26d ... Filter circuit, 27a-27d ... Current limiting resistor, 28a-28e ... Resistance, 29 ... Operational amplifier, 29a ... Non-inverting input terminal, 29b ... Inverting input terminal, 29c ... Output terminal, 30 ... Switch, 31 ... Operational amplifier, 31a ... Non-inverting input terminal, 31b ... Inverting input terminal, 31c ... Power end, 32... Multiplier circuit, 32a, 32b ... Input end, 32c ... Output end, 40 ... Optical switch, 41 ... Input fiber, 42 ... Output fiber, 43 ... Lens, A ... Virtual axis, D1-D4 ... Digital signal , GND ... reference potential line, L ... light, N1 ... node, P ... point, V1 to V4 ... voltage signal, VA, VB ... input voltage range, VD1-VD4 ... drive voltage, Vin ... input voltage, Voffset ... offset voltage , Vout: output voltage, φ: inclination angle.

Claims

A circuit that drives an electrostatic actuator that tilts the mirror surface of the MEMS mirror,
A D / A converter for converting a digital signal for controlling a tilt angle of the electrostatic actuator into a voltage signal;
An input unit electrically connected to the D / A converter, and an output unit electrically connected to the electrostatic actuator, and an amplifying unit for amplifying the voltage signal,
The amplification unit has an amplification circuit,
In the amplifier circuit, the output voltage monotonously increases with respect to the input voltage, and the ratio of the change amount of the output voltage to the change amount of the input voltage in the first input voltage range is larger than that of the first input voltage range. The MEMS mirror drive circuit, which is smaller than the ratio of the change amount of the output voltage to the change amount of the input voltage in the second input voltage range that is also smaller.

2. The MEMS mirror driving circuit according to claim 1, wherein in the amplifier circuit, the ratio of the change amount of the output voltage to the change amount of the input voltage gradually decreases as the input voltage increases.

The MEMS mirror driving circuit according to claim 2, wherein the amplifier circuit includes a square root circuit.

The ratio of the change amount of the output voltage to the change amount of the input voltage in the first input voltage range is a constant value A1, and the ratio of the change amount of the output voltage to the change amount of the input voltage in the second input voltage range is The MEMS mirror driving circuit according to claim 1, wherein the MEMS mirror driving circuit has a constant value A2 (> A1).

5. The MEMS mirror according to claim 1, wherein the amplifying unit further includes another amplifying circuit that is connected to a subsequent stage of the amplifying circuit and has an amplification factor larger than that of the amplifying circuit. Driving circuit.