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Abstract
Description
本発明の実施形態は、変換装置に関する。 Embodiments described herein relate generally to a conversion apparatus.
今後、例えば電気自動車への非接触給電などの高周波分野を中心として単相インバータの需要が拡大することが予想されている。単相インバータに供給される直流電圧を三相の交流電圧から生成する場合には三相コンバータが必要となり、これら三相コンバータおよび単相インバータにより、三相の交流電圧を単相の交流電圧に変換する変換装置が構成されることになる。 In the future, demand for single-phase inverters is expected to increase mainly in the high-frequency field such as non-contact power supply to electric vehicles. When generating the DC voltage supplied to the single-phase inverter from the three-phase AC voltage, a three-phase converter is required. With these three-phase converter and single-phase inverter, the three-phase AC voltage is converted into a single-phase AC voltage. A conversion device for conversion is configured.
このような構成において、高調波による誘導障害や電波障害などが問題となることが懸念される。現状、このような高調波による問題に対し、種々の対策が考案されつつあるが、それらの対策のほとんどはフィルタの作用により高調波電圧を除去する、といったものであった。フィルタの作用により、周波数の比較的低い高調波(例えば、5次や7次の高調波など)をも除去しようとすると、フィルタを構成する回路素子が大きくなり、その結果、装置の大型化やコストの増加を招く、などの問題が生じる。 In such a configuration, there is a concern that inductive interference due to harmonics, radio interference, or the like becomes a problem. At present, various countermeasures are being devised for the problem due to such harmonics, but most of those countermeasures are to remove the harmonic voltage by the action of the filter. If an attempt is made to remove harmonics having a relatively low frequency (for example, fifth-order or seventh-order harmonics) due to the action of the filter, the circuit elements constituting the filter become large. Problems such as an increase in cost occur.
そこで、装置の大型化やコストの増加を抑制しつつ、高調波による問題の発生を抑制することができる変換装置を提供する。 Therefore, a conversion device is provided that can suppress the occurrence of problems due to harmonics while suppressing the increase in size and cost of the device.
本実施形態の変換装置は、交流電源から出力される三相の交流電圧を単相の交流電圧に変換する変換装置であって、三相の交流電圧が入力される複数の変圧器と、それら複数の変圧器から出力される交流を直流に変換する複数のコンバータと、それら複数のコンバータから出力される直流電圧が入力される複数の単相フルブリッジ回路と、を備える。複数の変圧器のうち少なくとも2つは、互いに出力電圧の電圧値が異なる。複数の変圧器のうち少なくとも2つは、互いに出力電圧の位相が異なる。複数の単相フルブリッジ回路のうち少なくとも2つは、互いに供給される直流電圧の電圧値が異なる。複数の単相フルブリッジ回路のうち少なくとも2つは、互いに点弧位相が異なる。複数の単相フルブリッジ回路の各出力が多段に直列接続されている。直列接続された各出力の両端から単相の交流電圧が出力される。 The conversion device of the present embodiment is a conversion device that converts a three-phase AC voltage output from an AC power source into a single-phase AC voltage, a plurality of transformers to which the three-phase AC voltage is input, and those A plurality of converters that convert alternating current output from the plurality of transformers into direct current, and a plurality of single-phase full bridge circuits to which direct current voltages output from the plurality of converters are input. At least two of the plurality of transformers have different output voltage values. At least two of the plurality of transformers have different output voltage phases. At least two of the plurality of single-phase full bridge circuits have different voltage values of the DC voltage supplied to each other. At least two of the plurality of single-phase full bridge circuits have different firing phases. Outputs of a plurality of single-phase full bridge circuits are connected in series in multiple stages. A single-phase AC voltage is output from both ends of each output connected in series.
以下、一実施形態について図面を参照して説明する。
図1に示す変換装置1は、三相から単相への変換を行う装置であり、例えば商用電源である交流電源2から出力される三相の交流電圧を単相の交流電圧に変換する。変換装置1は、トランス3およびローパスフィルタ4(以下、LPF4と呼ぶ)とともに非接触給電装置5を構成している。非接触給電装置5は、例えば電気自動車への非接触給電を行う用途に用いられる。
Hereinafter, an embodiment will be described with reference to the drawings.
A
変換装置1は、交流電源2から出力される三相の交流電圧が入力される変圧器6〜9と、変圧器6〜9から出力される交流を直流に変換するコンバータ10〜13と、コンバータ10〜13から出力される直流電圧を単相の交流電圧に変換する単相インバータ14とを備えている。
変圧器6〜9は、三相交流を入出力とする三相の電源トランスである。変圧器6、7は、一次側がY結線されるとともに二次側がΔ結線された「Y−Δ」結線方式となっている。変圧器8、9は、一次側および二次側がともにY結線された「Y−Y」結線方式となっている。
The
変圧器6、7の変成比(巻数比)は「1:1」となっている。変圧器8、9の変成比(巻数比)は「1:31/2/2」となっている。なお、以下の説明においては、「31/2」を「√3」とも表す。変圧器6〜9の三相(U相、V相、W相)の出力は、それぞれコンバータ10〜13に入力されている。
The transformation ratio (turn ratio) of the
このような構成により、変圧器6、7のU相−V相の線間電圧、V相−W相の線間電圧およびW相−U相の線間電圧(以下、これらをまとめて線間電圧Eac1と称す)と、変圧器8、9のU相−V相の線間電圧、V相−W相の線間電圧およびW相−U相の線間電圧(以下、これらをまとめて線間電圧Eac2と称す)とは、下記(1)式の関係となる。
Eac1:Eac2=1:√3/2 …(1)
With such a configuration, the U-phase to V-phase line voltage, the V-phase to W-phase line voltage, and the W-phase to U-phase line voltage of the
Eac1: Eac2 = 1: √3 / 2 (1)
このように、本実施形態では、変圧器6、7と変圧器8、9とは、互いに出力電圧(線間電圧)の電圧値が異なっている。また、図2に示すように、変圧器6、7の線間電圧Eac1と変圧器8、9の線間電圧Eac2とは、30°の位相差がある。つまり、本実施形態では、変圧器6、7と変圧器8、9とは、互いに出力電圧(線間電圧)の位相が異なっている。
Thus, in the present embodiment, the
また、上記構成により、変圧器6、7の線電流Iac1と、変圧器8、9の線電流Iac2とは、下記(2)式の関係となる。
Iac1:Iac2=1:2/√3 …(2)
Further, with the above configuration, the line current Iac1 of the
Iac1: Iac2 = 1: 2 / √3 (2)
さらに、図3に示すように、変圧器6、7の線電流Iac1と変圧器8、9の線電流Iac2とは、30°の位相差がある。なお、図3において「S1、S2、…S6」という符号が付された各期間は、コンバータ10〜13を構成する6つのスイッチS1〜S6(後述する)のうち、その符号に対応したスイッチがオンしている期間を表している。
Further, as shown in FIG. 3, the line current Iac1 of the
コンバータ10〜13は、いずれも三相の交流を直流に変換するものであり、互いに同一の回路構成となっている。そのため、ここでは、コンバータ10の構成について説明を行い、コンバータ11〜13の各構成については、コンバータ10と同様の符号を付し、その説明を省略する。
コンバータ10は、整流回路15、直流リアクトル16およびコンデンサ17を備えている。整流回路15は、6つのスイッチS1〜S6が三相フルブリッジの形態となるように接続された構成であり、変圧器6から出力される三相の交流を全波整流する。スイッチS1〜S6としては、例えばパワーMOSFETやIGBTなどの半導体スイッチング素子を用いることができる。スイッチS1〜S6のオンオフは、スイッチ制御部18により制御される。
The
整流回路15の出力電源線19、20間には、スイッチS1、S2の直列回路、スイッチS3、S4の直列回路およびスイッチS5、S6の直列回路がそれぞれ接続されている。スイッチS1、S2の相互接続ノードNuは、変圧器6のU相の出力端子に接続されている。スイッチS3、S4の相互接続ノードNvは、変圧器6のV相の出力端子に接続されている。スイッチS5、S6の相互接続ノードNwは、変圧器6のU相の出力端子に接続されている。
A series circuit of switches S1 and S2, a series circuit of switches S3 and S4, and a series circuit of switches S5 and S6 are connected between the
直流リアクトル16の一方の端子は出力電源線19に接続され、その他方の端子はコンデンサ17を介して出力電源線20に接続されている。これら直流リアクトル16およびコンデンサ17により、整流回路15から出力される脈動のある直流電圧が平滑化される。コンデンサ17の端子間電圧、つまりコンバータ10から出力される直流電圧は、単相インバータ14に供給される。
One terminal of the
上記構成において、コンバータ10、11から出力される直流電圧の電圧値(第1電圧値Edc1)と、コンバータ12、13から出力される直流電圧の電圧値(第2電圧値Edc2)との関係は、変圧器6、7の線間電圧Eac1と変圧器8、9の線間電圧Eac2との関係と同様の関係、つまり下記(3)式の関係となる。
Edc1:Edc2=1:√3/2 …(3)
In the above configuration, the relationship between the DC voltage value (first voltage value Edc1) output from the
Edc1: Edc2 = 1: √3 / 2 (3)
また、コンバータ10、11の出力電流Idc1とコンバータ12、13の出力電流Idc2との関係は、変圧器6、7の線電流Iac1と変圧器8、9の線電流Iac2との関係と同様の関係、つまり下記(4)式の関係となる。
Idc1:Idc2=1:2/√3 …(4)
The relationship between the output current Idc1 of the
Idc1: Idc2 = 1: 2 / √3 (4)
単相インバータ14は、複数のインバータ部INV1〜INV4を備えている。インバータ部INV1〜INV4は、いずれも単相フルブリッジ回路として構成されており、入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力する。なお、本実施形態では、インバータ部INV1、INV2、INV3、INV4は、それぞれ第1フルブリッジ回路、第2フルブリッジ回路、第3フルブリッジ回路、第4フルブリッジ回路に相当する。
The single-
インバータ部INV1には、コンバータ10から電源線21、22を介して供給される第1電圧値Edc1の直流電圧が入力されている。インバータ部INV1は、4つのスイッチS11〜S14を備えている。スイッチS11〜S14としては、例えばパワーMOSFETやIGBTなどの半導体スイッチング素子を用いることができる。
A DC voltage having a first voltage value Edc1 supplied from the
電源線21、22間には、スイッチS11、S12の直列回路およびスイッチS13、S14の直列回路が接続されている。スイッチS11、S12の相互接続ノードN1aはインバータ部INV1の高電位側の出力ノードとなり、スイッチS13、S14の相互接続ノードN1bはインバータ部INV1の低電位側の出力ノードとなる。
A series circuit of switches S11 and S12 and a series circuit of switches S13 and S14 are connected between the
インバータ部INV2には、コンバータ11から電源線23、24を介して供給される第1電圧値Edc1の直流電圧が入力されている。インバータ部INV2は、4つのスイッチS21〜S24を備えている。スイッチS21〜S24としては、スイッチS11〜S14と同様の構成を採用することができる。
A DC voltage of the first voltage value Edc1 supplied from the
電源線23、24間には、スイッチS21、S22の直列回路およびスイッチS23、S24の直列回路が接続されている。スイッチS21、S22の相互接続ノードN2aはインバータ部INV2の高電位側の出力ノードとなり、スイッチS23、S24の相互接続ノードN2bはインバータ部INV2の低電位側の出力ノードとなる。
A series circuit of switches S21 and S22 and a series circuit of switches S23 and S24 are connected between the
インバータ部INV3には、コンバータ12から電源線25、26を介して供給される第2電圧値Edc2の直流電圧が入力されている。インバータ部INV3は、4つのスイッチS31〜S34を備えている。スイッチS31〜S34としては、スイッチS11〜S14などと同様の構成を採用することができる。
A DC voltage of the second voltage value Edc2 supplied from the
電源線25、26間には、スイッチS31、S32の直列回路およびスイッチS33、S34の直列回路が接続されている。スイッチS31、S32の相互接続ノードN3aはインバータ部INV3の高電位側の出力ノードとなり、スイッチS33、S34の相互接続ノードN3bはインバータ部INV3の低電位側の出力ノードとなる。
Between the
インバータ部INV4には、コンバータ13から電源線27、28を介して供給される第2電圧値Edc2の直流電圧が入力されている。インバータ部INV4は、4つのスイッチS41〜S44を備えている。スイッチS41〜S44としては、スイッチS11〜S14などと同様の構成を採用することができる。
A DC voltage of the second voltage value Edc2 supplied from the
電源線27、28間には、スイッチS41、S42の直列回路およびスイッチS43、S44の直列回路が接続されている。スイッチS41、S42の相互接続ノードN4aはインバータ部INV4の高電位側の出力ノードとなり、スイッチS43、S44の相互接続ノードN4bはインバータ部INV4の低電位側の出力ノードとなる。
A series circuit of switches S41 and S42 and a series circuit of switches S43 and S44 are connected between the
このように、インバータ部INV1およびINV2と、インバータ部INV3およびINV4とは、互いに供給される直流電圧の電圧値が異なっている。具体的には、インバータ部INV1およびINV2に供給される直流電圧の電圧値である第1電圧値Edc1と、インバータ部INV3およびINV4に供給される直流電圧の電圧値である第2電圧値Edc2とは、上記した(3)式の関係となっている。 Thus, the inverter units INV1 and INV2 and the inverter units INV3 and INV4 have different voltage values of the DC voltage supplied to each other. Specifically, the first voltage value Edc1 that is the voltage value of the DC voltage supplied to the inverter units INV1 and INV2, and the second voltage value Edc2 that is the voltage value of the DC voltage supplied to the inverter units INV3 and INV4, Is the relationship of the above-mentioned formula (3).
スイッチ制御部18は、インバータ部INV1〜INV4の各スイッチのオンオフを制御する。各スイッチのオンオフの詳細なタイミングは後述するが、インバータ部INV1とインバータ部INV2の点弧位相は、互いに異なる点弧位相となる。また、インバータ部INV3とインバータ部INV4の点弧位相は、同一の点弧位相となる。また、インバータ部INV1とインバータ部INV3、INV4の点弧位相は、互いに異なる点弧位相となる。また、インバータ部INV2とインバータ部INV3、INV4の点弧位相は、互いに異なる点弧位相となる。
The
上記構成において、インバータ部INV1の低電位側の出力ノードN1bは、インバータ部INV2の高電位側の出力ノードN2aに接続されている。また、インバータ部INV2の低電位側の出力ノードN2bは、インバータ部INV3の高電位側の出力ノードN3aに接続されている。また、インバータ部INV3の低電位側の出力ノードN3bは、インバータ部INV4の高電位側の出力ノードN4aに接続されている。 In the above configuration, the output node N1b on the low potential side of the inverter unit INV1 is connected to the output node N2a on the high potential side of the inverter unit INV2. The output node N2b on the low potential side of the inverter unit INV2 is connected to the output node N3a on the high potential side of the inverter unit INV3. The output node N3b on the low potential side of the inverter unit INV3 is connected to the output node N4a on the high potential side of the inverter unit INV4.
そして、インバータ部INV1の高電位側の出力ノードN1aと、インバータ部INV4の低電位側の出力ノードN4bとの間から出力される交流電圧が、トランス3の一次側巻線3aに印加される。つまり、上記構成の単相インバータ14では、インバータ部INV1〜INV4の各出力が多段で直列接続され、その直列接続された各出力の両端から交流電圧が出力されるようになっている。
Then, an AC voltage output from between the output node N1a on the high potential side of the inverter unit INV1 and the output node N4b on the low potential side of the inverter unit INV4 is applied to the primary winding 3a of the transformer 3. That is, in the single-
単相インバータ1から出力される単相の交流電圧は、トランス3の一次側巻線3aに印加される。本実施形態では、トランス3の変圧比は、例えば「1:1」となっている。トランス3の二次側巻線3bから出力される交流電圧Ehfは、LPF4に入力されている。LPF4は、例えばインダクタおよびキャパシタからなるL型やπ型のLCフィルタとして構成されている。
A single-phase AC voltage output from the single-
LPF4は、交流電圧Ehfに含まれる高調波の最低次数以上の成分を阻止するように設計されている。なお、この場合、詳細は後述するが、交流電圧Ehfに含まれる高調波の最低次数は「11」である。そのため、本実施形態では、LPF4は、交流電圧Ehfに含まれる11次以上の高調波成分を阻止するように設計されている。LPF4の出力電圧は、給電対象の負荷(図示略)に供給される。
The
次に、上記構成の作用について図4および図5も参照して説明する。なお、図4および図5では、単相インバータ14から出力される交流電圧の1周期の開始時点を0°とし、その終了時点を360°として示している。また、図5における縦軸は、各電圧を電圧Edc1で除算したもの、つまり電圧Edc1で正規化した各電圧を示している。
Next, the operation of the above configuration will be described with reference to FIGS. 4 and FIG. 5, the start point of one cycle of the AC voltage output from the single-
[1]インバータ部INV1の動作
交流電圧の1周期において、インバータ部INV1のスイッチS11〜S14のオンオフは、次のように制御される。すなわち、0°〜120°では、スイッチS11、S14がオンされるとともにスイッチS12、S13がオフされる。また、120°〜180°および300°〜360°では全てのスイッチS11〜S14がオフされる。また、180°〜300°では、スイッチS11、S14がオフされるとともにスイッチS12、S13がオンされる。
[1] Operation of Inverter Unit INV1 In one cycle of the AC voltage, on / off of the switches S11 to S14 of the inverter unit INV1 is controlled as follows. That is, from 0 ° to 120 °, the switches S11 and S14 are turned on and the switches S12 and S13 are turned off. In addition, all the switches S11 to S14 are turned off at 120 ° to 180 ° and 300 ° to 360 °. Further, at 180 ° to 300 °, the switches S11 and S14 are turned off and the switches S12 and S13 are turned on.
スイッチS11〜S14が上述したように制御されることにより、インバータ部INV1の出力ノードN1a、N1b間には、図4(a)に示すような交流電圧が現れる。すなわち、インバータ部INV1から出力される交流電圧は、0°〜120°では+Edc1となり、120°〜180°では0となり、180°〜300°では−Edc1となり、300°〜360°では0となる。 By controlling the switches S11 to S14 as described above, an AC voltage as shown in FIG. 4A appears between the output nodes N1a and N1b of the inverter unit INV1. That is, the AC voltage output from the inverter unit INV1 is + Edc1 at 0 ° to 120 °, 0 at 120 ° to 180 °, −Edc1 at 180 ° to 300 °, and 0 at 300 ° to 360 °. .
[2]インバータ部INV2の動作
交流電圧の1周期において、インバータ部INV2のスイッチS21〜S24のオンオフは、次のように制御される。すなわち、0°〜60°および180°〜240°では全てのスイッチS21〜S24がオフされる。また、60°〜180°では、スイッチS21、S24がオンされるとともにスイッチS22、S23がオフされる。また、240°〜360°では、スイッチS21、S24がオフされるとともにスイッチS22、S23がオンされる。
[2] Operation of Inverter Unit INV2 In one cycle of the AC voltage, on / off of the switches S21 to S24 of the inverter unit INV2 is controlled as follows. That is, all the switches S21 to S24 are turned off at 0 ° to 60 ° and 180 ° to 240 °. Further, at 60 ° to 180 °, the switches S21 and S24 are turned on and the switches S22 and S23 are turned off. Further, at 240 ° to 360 °, the switches S21 and S24 are turned off and the switches S22 and S23 are turned on.
スイッチS21〜S24が上述したように制御されることにより、インバータ部INV2の出力ノードN2a、N2b間には、図4(b)に示すような交流電圧が現れる。すなわち、インバータ部INV2から出力される交流電圧は、0°〜60°では0となり、60°〜180°では+Edc1となり、180°〜240°では0となり、240°〜360°では−Edc1となる。 By controlling the switches S21 to S24 as described above, an AC voltage as shown in FIG. 4B appears between the output nodes N2a and N2b of the inverter unit INV2. That is, the AC voltage output from the inverter unit INV2 is 0 at 0 ° to 60 °, + Edc1 at 60 ° to 180 °, 0 at 180 ° to 240 °, and −Edc1 at 240 ° to 360 °. .
[3]インバータ部INV3の動作
交流電圧の1周期において、インバータ部INV3のスイッチS31〜S34のオンオフは、次のように制御される。すなわち、0°〜30°および150°〜210°では全てのスイッチS31〜S34がオフされる。また、30°〜150°では、スイッチS31、S34がオンされるとともにスイッチS32、S33がオフされる。また、210°〜330°では、スイッチS31、S34がオフされるとともにスイッチS32、S33がオンされる。
[3] Operation of Inverter Unit INV3 In one cycle of the AC voltage, on / off of the switches S31 to S34 of the inverter unit INV3 is controlled as follows. That is, all the switches S31 to S34 are turned off at 0 ° to 30 ° and 150 ° to 210 °. Further, at 30 ° to 150 °, the switches S31 and S34 are turned on and the switches S32 and S33 are turned off. Further, at 210 ° to 330 °, the switches S31 and S34 are turned off and the switches S32 and S33 are turned on.
スイッチS31〜S34が上述したように制御されることにより、インバータ部INV3の出力ノードN3a、N3b間には、図4(c)に示すような交流電圧が現れる。すなわち、インバータ部INV3から出力される交流電圧は、0°〜30°では0となり、30°〜150°では+Edc2となり、150°〜210°では0となり、210°〜330°では−Edc2となり、330°〜360°では0となる。 By controlling the switches S31 to S34 as described above, an AC voltage as shown in FIG. 4C appears between the output nodes N3a and N3b of the inverter unit INV3. That is, the AC voltage output from the inverter unit INV3 is 0 at 0 ° to 30 °, + Edc2 at 30 ° to 150 °, 0 at 150 ° to 210 °, and −Edc2 at 210 ° to 330 °. It is 0 at 330 ° to 360 °.
[4]インバータ部INV4の動作
交流電圧の1周期において、インバータ部INV4のスイッチS41〜S44のオンオフは、次のように制御される。すなわち、0°〜30°および150°〜210°では全てのスイッチS41〜S44がオフされる。また、30°〜150°では、スイッチS41、S44がオンされるとともにスイッチS42、S43がオフされる。また、210°〜330°では、スイッチS41、S44がオフされるとともにスイッチS42、S43がオンされる。
[4] Operation of Inverter Unit INV4 In one cycle of the AC voltage, ON / OFF of the switches S41 to S44 of the inverter unit INV4 is controlled as follows. That is, all the switches S41 to S44 are turned off at 0 ° to 30 ° and 150 ° to 210 °. Further, at 30 ° to 150 °, the switches S41 and S44 are turned on and the switches S42 and S43 are turned off. Further, at 210 ° to 330 °, the switches S41 and S44 are turned off and the switches S42 and S43 are turned on.
スイッチS41〜S44が上述したように制御されることにより、インバータ部INV4の出力ノードN4a、N4b間には、図4(d)に示すような交流電圧が現れる。すなわち、インバータ部INV4から出力される交流電圧は、0°〜30°では0となり、30°〜150°では+Edc2となり、150°〜210°では0となり、210°〜330°では−Edc2となり、330°〜360°では0となる。 By controlling the switches S41 to S44 as described above, an AC voltage as shown in FIG. 4D appears between the output nodes N4a and N4b of the inverter unit INV4. That is, the AC voltage output from the inverter unit INV4 is 0 at 0 ° to 30 °, + Edc2 at 30 ° to 150 °, 0 at 150 ° to 210 °, and −Edc2 at 210 ° to 330 °. It is 0 at 330 ° to 360 °.
[5]全体の動作
インバータ部INV1、INV2が上述したような動作を行うことにより、ノードN1a、N2b間に図5(a)に示すような電圧が現れる。すなわち、ノードN1a、N2b間の電圧Ehf1は、0°〜60°では1となり、60°〜120°では2となり、120°〜180°では1となり、180°〜240°では−1となり、240°〜300°では−2となり、300°〜360°では−1となる。
[5] Overall Operation When the inverter units INV1 and INV2 perform the operation as described above, a voltage as shown in FIG. 5A appears between the nodes N1a and N2b. That is, the voltage Ehf1 between the nodes N1a and N2b is 1 at 0 ° to 60 °, 2 at 60 ° to 120 °, 1 at 120 ° to 180 °, −1 at 180 ° to 240 °, 240 It becomes -2 at 300 ° to 300 °, and -1 at 300 ° to 360 °.
また、インバータ部INV3、INV4が上述したような動作を行うことにより、ノードN3a、N4b間に図5(b)に示すような電圧が現れる。すなわち、ノードN3a、N4b間の電圧Ehf2は、0°〜30°では0となり、30°〜150°では√3となり、150°〜210°では0となり、210°〜330°では−√3となり、330°〜360°では0となる。 Further, when the inverter units INV3 and INV4 perform the operation as described above, a voltage as shown in FIG. 5B appears between the nodes N3a and N4b. That is, the voltage Ehf2 between the nodes N3a and N4b is 0 at 0 ° to 30 °, √3 at 30 ° to 150 °, 0 at 150 ° to 210 °, and −√3 at 210 ° to 330 °. , 330 ° to 360 ° is zero.
なお、この場合、電圧Ehf1の実効値と電圧Ehf2の実効値とは、下記(5)式に示すように互いに等しい値となる。
Ehf1:Ehf2=1:1 …(5)
単相インバータ14から出力される交流電圧、ひいてはトランス3の二次側巻線3bから出力される交流電圧Ehfは、図5(c)に示すように、電圧Ehf1と電圧Ehf2が合成された階段状の波形となる。すなわち、交流電圧Ehfは、0°〜30°では1となり、30°〜60°では1+√3となり、60°〜120°では2+√3となり、120°〜150°では1+√3となり、150°〜180°では1となる。また、交流電圧Ehfは、180°〜210°では−1となり、210°〜240°では−1+√3となり、240°〜300°では−2+√3となり、300°〜330°では−1+√3となり、330°〜360°では1となる。
In this case, the effective value of the voltage Ehf1 and the effective value of the voltage Ehf2 are equal to each other as shown in the following equation (5).
Ehf1: Ehf2 = 1: 1 (5)
As shown in FIG. 5 (c), the AC voltage output from the single-
また、トランス3の二次側巻線3bに流れる電流Ihfは、LPF4の作用により、交流電圧Ehfの波形を鈍らせた波形となる。すなわち、電流Ihfは、図5(c)に示すような正弦波状の波形となる。
Further, the current Ihf flowing through the secondary winding 3b of the transformer 3 has a waveform in which the waveform of the AC voltage Ehf is blunted by the action of the
以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
一般的な単相インバータから出力される電圧は、矩形波状の波形となる。このような矩形波状の出力電圧には、非常に多くの高調波成分が含まれている。そのような高調波電圧を除去するためには、低次数の高調波をも除去する仕様のフィルタが必要であり、装置の大型化やコストの増加などの問題が発生する。そこで、本実施形態の単相インバータ1は、一般的な単相インバータと同様の構成の4つのインバータ部INV1〜INV4を備え、インバータ部INV1〜INV4のうち少なくとも2つについて互いに供給される直流電圧の電圧値を異ならせるとともに、インバータ部INV1〜INV4のうち少なくとも2つについて互いに点弧位相を異ならせている。そして、4つのインバータ部INV1〜INV4の各出力が多段で直列接続されており、その直列接続された各出力の両端から交流電圧が出力される。
According to this embodiment described above, the following effects can be obtained.
A voltage output from a general single-phase inverter has a rectangular waveform. Such a rectangular wave output voltage includes a large number of harmonic components. In order to remove such a harmonic voltage, a filter having a specification for removing low-order harmonics is necessary, which causes problems such as an increase in the size of the apparatus and an increase in cost. Therefore, the single-
このような構成の単相インバータ1から出力される交流電圧は、図4(a)〜(d)に示したインバータ部INV1〜INV4の各出力電圧を組み合わせて得られる波形であり、図5(c)に示したような階段状の波形となる。このような階段状の電圧波形は、矩形波状の電圧波形に比べ、正弦波に近い波形となっているため、これに含まれる高調波成分が少なくなる。したがって、LPF4としては、矩形波状の電圧に含まれる高調波成分を除去するためのフィルタに比べ、小型且つ安価なものを用いることができる。したがって、本実施形態によれば、装置の大型化やコストの増加を抑制しつつ、高調波による問題の発生を抑制することができるという効果が得られる。
The AC voltage output from the single-
単相インバータ14から出力される交流電圧の高調波成分を低減する効果は、その電圧波形のパルス数pを増加するほど顕著に得られる。なお、パルス数pは、交流電圧の1周期中に同時に生じることのない転流の数に相当する。交流電圧に含まれる高調波の次数nは、下記(6)式により表される。ただし、mは正の整数である。
n=p×m±1 …(6)
The effect of reducing the harmonic component of the AC voltage output from the single-
n = p × m ± 1 (6)
また、交流電圧に含まれる高調波の発生量Enは、基本波の大きさを1とすると、下記(7)式により表される。
En=1/n …(7)
Further, the generation amount En of harmonics included in the AC voltage is expressed by the following equation (7), where the magnitude of the fundamental wave is 1.
En = 1 / n (7)
上記(7)式から明らかなように、パルス数pが12の場合、交流電圧に含まれる高調波の次数nは、「11、13、23、25、…」となり、5次および7次の高調波は含まれない。また、上記(3)式から明らかなように、5次、7次の高調波の発生量Inは、それより高次の高調波の発生量Enに比べると大きい。 As is apparent from the above equation (7), when the number of pulses p is 12, the harmonic order n included in the AC voltage is “11, 13, 23, 25,. Harmonics are not included. As is clear from the above equation (3), the generation amount In of the fifth and seventh harmonics is larger than the generation amount En of higher harmonics.
そこで、本実施形態では、パルス数pが12となるように、インバータ部INV1〜INV4に供給される直流電圧の電圧値およびインバータ部INV1〜INV4の点弧位相が設定されている。具体的には、本実施形態では、インバータ部INV1、INV2に供給される直流電圧の電圧値Edc1とインバータ部INV3、INV4に供給される直流電圧の電圧値Edc2を、上記(3)式を満たすように設定している。 Therefore, in this embodiment, the voltage value of the DC voltage supplied to the inverter units INV1 to INV4 and the ignition phase of the inverter units INV1 to INV4 are set so that the number of pulses p is 12. Specifically, in this embodiment, the voltage value Edc1 of the DC voltage supplied to the inverter units INV1 and INV2 and the voltage value Edc2 of the DC voltage supplied to the inverter units INV3 and INV4 satisfy the above expression (3). It is set as follows.
また、本実施形態では、インバータ部INV1の点弧位相を基準とすると、インバータ部INV2の点弧位相を60°遅らせるとともに、インバータ部INV3、INV4の点弧位相を30°遅らせるようにしている。これにより、単相インバータ14から出力される交流電圧のパルス数pが12となり、その交流電圧には5次および7次の高調波が含まれない。そのため、単相インバータ14から出力される交流電圧に含まれる高調波の最低次数は11次となり、LPF4としては、11次の高調波成分を阻止することができるものであればよく、5次、7次の高調波成分を阻止できるフィルタに比べ、小型且つ安価なものを用いることができる。
In this embodiment, when the ignition phase of the inverter unit INV1 is used as a reference, the ignition phase of the inverter unit INV2 is delayed by 60 °, and the ignition phases of the inverter units INV3 and INV4 are delayed by 30 °. Thereby, the pulse number p of the AC voltage output from the single-
単相インバータ14は、一般的な単相インバータと同様の構成をなす4つのインバータ部INV1〜INV4を備えているが、それらを直列多段に接続することで所望する出力を得る構成となっているため、各インバータ部INV1〜INV4の容量は、単相インバータ14と同程度の出力を得ることができる一般的な単相インバータの容量の1/4程度でよい。したがって、本実施形態によれば、従来の一般的な単相インバータに対し、装置の大型化やコストの大幅な増加を招くことなく、上述した高調波を低減する効果が得られる。
The single-
高調波の低減効果を期待して、単相インバータ14の各スイッチS11〜S44の駆動制御として、PWM制御を採用することも考えられる。しかし、PWM制御を用いた場合、スイッチングロスが増大するおそれがある。本実施形態の単相インバータ14は、PWM制御を用いていないため、スイッチングロスの増大を招くことなく、上述した高調波の低減効果を得ることができる。
It is also conceivable to employ PWM control as drive control of the switches S11 to S44 of the single-
本実施形態の変換装置1は、交流電源2から出力される三相の交流電圧から単相インバータ14に供給する直流電圧を生成するための構成として、変圧器6〜9およびコンバータ10〜13を備えている。単相インバータ14による上述した効果を得るためには、インバータ部INV1〜INV4のうち少なくとも2つについて互いに供給される直流電圧の電圧値を異ならせる必要がある。具体的には、インバータ部INV1、INV2に供給される直流電圧の電圧値Edc1と、インバータ部INV3、INV4に供給される直流電圧の電圧値Edc2とが上記(3)式の関係を満たすようにする必要がある。
The
そこで、変圧器6〜9の結線方式および変成比などの仕様を上述したように設定することにより、変圧器6〜9のうち少なくとも2つについて互いに出力電圧の電圧値を異ならせるとともに、少なくとも2つについて互いに出力電圧の位相を異ならせている。具体的には、本実施形態では、変圧器6、7の線間電圧Eac1と変圧器8、9の線間電圧Eac2とが上記(1)式の関係を満たすようにするとともに、線間電圧Eac1と線間電圧Eac2とが30°の位相差を有するようにしている。
Therefore, by setting specifications such as the wiring method and the transformation ratio of the
このようにすることで、コンバータ10、11から出力される直流電圧、つまりインバータ部INV1、INV2に供給される直流電圧の電圧値Edc1と、コンバータ12、13から出力される直流電圧、つまりインバータ部INV3、INV4に供給される直流電圧の電圧値Edc2とが上記(3)式の関係を満たすような値となる。
By doing so, the DC voltage output from the
また、交流電源2に流れる電流に含まれる高調波の次数nは、下記(8)式により表される。
n=p×m±1 …(8)
Further, the harmonic order n included in the current flowing in the
n = p × m ± 1 (8)
さらに、交流電源2に流れる電流に含まれる高調波の発生量Inは、基本波の大きさを1とすると、下記(9)式により表される。
In=1/n …(9)
Furthermore, the harmonic generation amount In contained in the current flowing in the
In = 1 / n (9)
そこで、本実施形態では、パルス数pが12となるように、変圧器6〜9の出力電圧(線間電圧Eac1、Eac2)の電圧値および移相が設定されている。このようにすれば、変圧器6〜9の一次側の合成電流は、従来の12パルス整流回路と同様の波形となる。したがって、本実施形態によれば、変換装置1の出力側の高調波を低減するだけでなく、変換装置1の入力側における高調波についても低減することができる。
Therefore, in this embodiment, the voltage values and phase shifts of the output voltages (line voltages Eac1, Eac2) of the
(その他の実施形態)
変換装置1は、上記実施形態で例示した電気自動車への非接触給電を行う用途に限らず、例えば誘導加熱など、様々な用途に用いることができる。つまり、本発明は、三相の交流電圧を単相の交流電圧に変換する変換装置全般に適用することができる。したがって、トランス3、LPF4などは、必要に応じて設ければよい。
(Other embodiments)
The
上記実施形態では、インバータ部INV1〜INV4の各出力が多段で直列接続され、その直列接続された各出力の両端から得られる交流電圧がトランス3の一次側巻線3aに印加される構成、つまりトランス3の一次側で多重化される構成を採用していたが、インバータ部INV1〜INV4の各出力を入力とする4つのトランスを設け、それら4つのトランスの各出力(二次側)を多段で直列接続する構成、つまりトランスの二次側で多重化される構成に変更してもよい。 In the above embodiment, the outputs of the inverter units INV1 to INV4 are connected in series in multiple stages, and an AC voltage obtained from both ends of the serially connected outputs is applied to the primary side winding 3a of the transformer 3, that is, Although the configuration of multiplexing on the primary side of the transformer 3 was adopted, four transformers having inputs of the outputs of the inverter units INV1 to INV4 are provided, and the outputs (secondary side) of these four transformers are multistage. The configuration may be changed to a configuration in which they are connected in series, that is, a configuration in which they are multiplexed on the secondary side of the transformer.
インバータ部INV1〜INV4に供給される直流電圧の電圧値およびインバータ部INV1〜INV4の点弧位相は、上記実施形態で示したものに限らずともよく、単相インバータ14から出力される交流電圧が所望する階段状の波形、ひいては交流電圧のパルス数が所望する数となるように適宜設定すればよい。すなわち、インバータ部INV1〜INV4のうち少なくとも2つに供給される直流電圧の電圧値が異なるように設定するとともに、インバータ部INV1〜INV4のうち少なくとも2つの点弧位相が異なるように設定すればよい。
The voltage value of the DC voltage supplied to the inverter units INV1 to INV4 and the ignition phase of the inverter units INV1 to INV4 are not limited to those shown in the above embodiment, and the AC voltage output from the single-
インバータ部INV3、INV4は、1つのインバータ部に置き換えることが可能である。ただし、置き換えられるインバータ部としては、インバータ部INV3、INV4の容量に比べて2倍の容量が必要となる。また、上記インバータ部に供給される直流電圧の電圧値としては、インバータ部INV3、INV4に供給される直流電圧の電圧値Edc2の2倍の電圧値(=√3)が必要となる。そのため、このような変更に対応するように、変圧器6〜9の結線方式や変成比などの仕様も、これに合わせて変更すればよい。
The inverter units INV3 and INV4 can be replaced with one inverter unit. However, the inverter unit to be replaced requires twice the capacity of the inverter units INV3 and INV4. Further, as the voltage value of the DC voltage supplied to the inverter unit, a voltage value (= √3) twice the voltage value Edc2 of the DC voltage supplied to the inverter units INV3 and INV4 is required. Therefore, in order to cope with such a change, specifications such as the connection method and the transformation ratio of the
単相インバータ1は、4つの単相フルブリッジ回路(インバータ部INV1〜INV4)を備え、その各出力が多段で直列接続された構成となっていたが、単相フルブリッジ回路の数は、2つ、3つまたは5つ以上でもよい。
The single-
変圧器6〜9の結線方式や変成比などの仕様は、上記実施形態で示したものに限らずともよく、単相インバータ14に供給する直流電圧の電圧値Edc1、Edc2が所望する電圧値となるものであれば適宜変更可能である。例えば、変圧器6〜9の一次側をY結線からΔ結線に変更することが可能である。つまり、変圧器6、7を「Δ−Δ」結線方式にするとともに変圧器8、9を「Δ−Y」結線方式にすることが可能である。
コンバータ10〜13の6つのスイッチS1〜S6は、ダイオードなどの整流素子に置き換えることが可能である。
The specifications of the
The six switches S1 to S6 of the
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これら実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 As mentioned above, although some embodiment of this invention was described, these embodiment is shown as an example and is not intending limiting the range of invention. These novel embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.
図面中、1は変換装置、2は交流電源、4はローパスフィルタ、6〜9は変圧器、10〜13はコンバータ、INV1はインバータ部(単相フルブリッジ回路、第1フルブリッジ回路)、INV2はインバータ部(単相フルブリッジ回路、第2フルブリッジ回路)、INV3はインバータ部(単相フルブリッジ回路、第3フルブリッジ回路)、INV4はインバータ部(単相フルブリッジ回路、第4フルブリッジ回路)を示す。 In the drawings, 1 is a conversion device, 2 is an AC power supply, 4 is a low-pass filter, 6 to 9 are transformers, 10 to 13 are converters, INV1 is an inverter unit (single-phase full-bridge circuit, first full-bridge circuit), INV2 Is an inverter unit (single phase full bridge circuit, second full bridge circuit), INV3 is an inverter unit (single phase full bridge circuit, third full bridge circuit), and INV4 is an inverter unit (single phase full bridge circuit, fourth full bridge circuit). Circuit).
Claims (5)
前記三相の交流電圧が入力される複数の変圧器と、
前記複数の変圧器から出力される交流を直流に変換する複数のコンバータと、
前記複数のコンバータから出力される直流電圧が入力される複数の単相フルブリッジ回路と、
前記複数の変圧器のうち少なくとも2つは、互いに出力電圧の電圧値が異なり、
前記複数の変圧器のうち少なくとも2つは、互いに出力電圧の位相が異なり、
前記複数の単相フルブリッジ回路のうち少なくとも2つは、互いに供給される前記直流電圧の電圧値が異なり、
前記複数の単相フルブリッジ回路のうち少なくとも2つは、互いに点弧位相が異なり、
前記複数の単相フルブリッジ回路の各出力が多段に直列接続され、
前記直列接続された各出力の両端から単相の交流電圧が出力される変換装置。 A conversion device that converts a three-phase AC voltage output from an AC power source into a single-phase AC voltage,
A plurality of transformers to which the three-phase AC voltage is input;
A plurality of converters for converting alternating current output from the plurality of transformers into direct current;
A plurality of single-phase full bridge circuits to which DC voltages output from the plurality of converters are input;
At least two of the plurality of transformers have different output voltage values,
At least two of the plurality of transformers have different output voltage phases from each other,
At least two of the plurality of single-phase full bridge circuits have different voltage values of the DC voltage supplied to each other,
At least two of the plurality of single-phase full bridge circuits have different firing phases from each other,
Each output of the plurality of single-phase full bridge circuits is connected in series in multiple stages,
A converter that outputs a single-phase AC voltage from both ends of each of the series-connected outputs.
前記交流電源に流れる電流に含まれる高調波の次数nが次式
n=p×m±1
を満たすように、且つ
基本波の大きさを1とすると、前記交流電源に流れる電流に含まれる高調波の発生量Inが次式
In=1/n
を満たすように、前記変圧器の出力電圧の電圧値および位相が設定される請求項1に記載の変換装置。 If the harmonic order is n, the number of pulses is p, and the positive integer is m,
The harmonic order n included in the current flowing in the AC power supply is expressed by the following equation: n = p × m ± 1
Assuming that the fundamental wave magnitude is 1 and the harmonic generation amount In contained in the current flowing in the AC power supply is expressed by the following formula: In = 1 / n
The converter according to claim 1, wherein a voltage value and a phase of the output voltage of the transformer are set so as to satisfy the above.
前記単相の交流電圧に含まれる高調波の次数nが次式
n=p×m±1
を満たすように、且つ
基本波の大きさを1とすると、前記単相の交流電圧に含まれる高調波の発生量Enが次式
En=1/n
を満たすように、前記直流電圧の電圧値および前記点弧位相が設定される請求項1または2に記載の変換装置。 If the harmonic order is n, the number of pulses is p, and the positive integer is m,
The harmonic order n included in the single-phase AC voltage is expressed by the following equation: n = p × m ± 1
Assuming that the fundamental wave size is 1 and the harmonic generation amount En included in the single-phase AC voltage is expressed by the following formula: En = 1 / n
The converter according to claim 1 or 2, wherein a voltage value of the DC voltage and the ignition phase are set so as to satisfy the above.
前記第1フルブリッジ回路および前記第2フルブリッジ回路に供給される前記直流電圧の電圧値は、第1電圧値であり、
前記第3フルブリッジ回路および前記第4フルブリッジ回路に供給される前記直流電圧の電圧値は、前記第1電圧値とは異なる第2電圧値であり、
前記第1フルブリッジ回路と前記第2フルブリッジ回路の前記点弧位相は互いに異なる点弧位相であり、
前記第3フルブリッジ回路および前記第4フルブリッジ回路の前記点弧位相は同一の点弧位相である請求項1から4のいずれか一項に記載の変換装置。 The plurality of single-phase full bridge circuits are a first full bridge circuit, a second full bridge circuit, a third full bridge circuit, and a fourth full bridge circuit,
The voltage value of the DC voltage supplied to the first full bridge circuit and the second full bridge circuit is a first voltage value,
The voltage value of the DC voltage supplied to the third full bridge circuit and the fourth full bridge circuit is a second voltage value different from the first voltage value,
The firing phases of the first full bridge circuit and the second full bridge circuit are firing phases different from each other;
5. The conversion device according to claim 1, wherein the ignition phases of the third full bridge circuit and the fourth full bridge circuit are the same ignition phase. 6.
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