JP2018121430A - Bidirectional insulation type dc/dc converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。 The present invention relates to a bidirectional insulated DC / DC converter.
近年、地球温暖化対策として循環型社会の実現のため、電源機器の省エネルギー化、高効率化の実現が急務となっている。その中でも、太陽光発電装置、家庭用蓄電池、電気自動車等に搭載されるＤＣ／ＤＣコンバータは、電源機器の中核として多様な用途に用いられている。特に、位相シフトフルブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータは、数キロから数十キロワットの中型高効率で、幅広い電圧に対応できる。 In recent years, in order to realize a recycling society as a measure against global warming, it is urgently necessary to realize energy saving and high efficiency of power supply equipment. Among them, a DC / DC converter mounted on a solar power generation device, a household storage battery, an electric vehicle or the like is used for various applications as a core of power supply equipment. In particular, the phase shift full-bridge type DC / DC converter has a medium size and high efficiency of several kilos to several tens of kilowatts and can correspond to a wide range of voltages.
位相シフトフルブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータとしては、例えば、非特許文献１に記載のものが知られている。図１３に示すように、非特許文献１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、フルブリッジ回路を含む電圧型の１次側回路と、プッシュプル回路とチョークコイルとを含む電流型の２次側回路と、を備える。フルブリッジ回路を構成するスイッチＱＡ〜ＱＤは、位相シフト制御され、プッシュプル回路を構成するスイッチＱＥ、ＱＦは、同期整流制御される。このＤＣ／ＤＣコンバータは、１次側回路から２次側回路への順方向電力変換を行う。
As a phase shift full bridge type DC / DC converter, for example, the one described in Non-Patent
図１４に、非特許文献１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの起動時のタイミングチャートを示す。図１４から分かるように、このＤＣ／ＤＣコンバータは、起動すると、位相シフト制御および同期整流制御を行うとともに、起動時には位相シフト量を最小値から徐々に増加させるソフトスタート制御を行う。
FIG. 14 shows a timing chart when the DC / DC converter described in Non-Patent
図１３に示す非特許文献１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、２次側出力電圧ＶＯＵＴが目標電圧より高いと同期整流により２次側から１次側への逆電力変換が生じるが、起動時に２次側回路から１次側回路への逆方向電力変換を行う場合、位相シフト量が最小値になっているため、２次側回路に含まれるチョークコイルへのエネルギー蓄積期間は最大になる。その結果、過大な電流がプッシュプル回路を構成するスイッチＱＥ、ＱＦに流れ、スイッチＱＥ、ＱＦが破損するおそれがある。
In the DC / DC converter described in
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、過大な電流による２次側のスイッチの破損を抑制できる双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a bidirectional insulation type DC / DC converter capable of suppressing damage to the secondary side switch due to excessive current. .
上記課題を解決するために、本発明に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、
絶縁変圧部と、
前記絶縁変圧部の１次側に設けられた、第１スイッチ回路を含む電圧型の第１回路と、
前記絶縁変圧部の２次側に設けられた、第２スイッチ回路とチョークコイルとを含む電流型の第２回路と、
前記第１スイッチ回路に対して位相シフト制御を行う一方、前記第２スイッチ回路に対して同期整流制御を行う制御部と、を備え、
前記第１回路から前記第２回路への順方向電力変換と、前記第２回路から前記第１回路への逆方向電力変換と、を行う双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記制御部は、
前記位相シフト制御および前記同期整流制御を行うスイッチ制御回路と、
前記第１スイッチ回路または前記第２スイッチ回路に含まれる少なくとも１つのスイッチをオフさせて、位相シフト量の時間差に相当するシフト期間とは別に、前記チョークコイルにエネルギーが蓄積されないようにするオフ期間を発生させるオフ期間発生回路と、を備える
ことを特徴とする。
In order to solve the above problems, a bidirectional insulated DC / DC converter according to the present invention is
An insulation transformer,
A voltage-type first circuit including a first switch circuit provided on the primary side of the insulating transformer;
A current-type second circuit including a second switch circuit and a choke coil provided on the secondary side of the insulating transformer;
A control unit for performing phase shift control on the first switch circuit and performing synchronous rectification control on the second switch circuit,
A bidirectional insulated DC / DC converter that performs forward power conversion from the first circuit to the second circuit and reverse power conversion from the second circuit to the first circuit,
The controller is
A switch control circuit for performing the phase shift control and the synchronous rectification control;
An off period in which at least one switch included in the first switch circuit or the second switch circuit is turned off so that energy is not accumulated in the choke coil, apart from a shift period corresponding to a time difference in phase shift amount. And an off-period generation circuit for generating.
この構成によれば、オフ期間発生回路が、チョークコイルにエネルギーが蓄積されないようにするオフ期間を発生させるので、チョークコイルへのエネルギー蓄積期間が最大になるのを防ぐことができる。その結果、過大な電流による２次側のスイッチの破損を抑制できる。 According to this configuration, the off period generation circuit generates an off period that prevents energy from being accumulated in the choke coil, so that the energy accumulation period in the choke coil can be prevented from being maximized. As a result, it is possible to suppress damage to the secondary side switch due to an excessive current.
上記双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記スイッチ制御回路は、前記位相シフト制御を開始すると、前記位相シフト量を最小値から徐々に増加させるソフトスタート制御を行い、
前記オフ期間発生回路は、前記同期整流制御が開始されると前記オフ期間を発生させ、かつ前記オフ期間を徐々に減少させる
ように構成できる。
In the bidirectional insulated DC / DC converter,
When the phase shift control is started, the switch control circuit performs soft start control that gradually increases the phase shift amount from a minimum value,
The off period generation circuit can be configured to generate the off period when the synchronous rectification control is started and to gradually decrease the off period.
上記双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記第１スイッチ回路は、フルブリッジ回路であり、
前記第２スイッチ回路は、プッシュプル回路であり、
前記オフ期間発生回路は、前記フルブリッジ回路に含まれる一のスイッチと前記プッシュプル回路に含まれる一のスイッチとをオフさせて前記オフ期間を発生させる
ように構成できる。
In the bidirectional insulated DC / DC converter,
The first switch circuit is a full-bridge circuit;
The second switch circuit is a push-pull circuit;
The off period generation circuit can be configured to generate the off period by turning off one switch included in the full bridge circuit and one switch included in the push-pull circuit.
上記双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記第１スイッチ回路は、第１フルブリッジ回路であり、
前記第２スイッチ回路は、第２フルブリッジ回路であり、
前記オフ期間発生回路は、前記第１フルブリッジ回路に含まれる一のスイッチをオフさせて前記オフ期間を発生させる
ように構成できる。
In the bidirectional insulated DC / DC converter,
The first switch circuit is a first full-bridge circuit;
The second switch circuit is a second full-bridge circuit;
The off period generation circuit may be configured to generate the off period by turning off one switch included in the first full bridge circuit.
上記双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記オフ期間発生回路は、
三角波信号を出力する三角波発生回路と、
所定の時定数で充電され、充電量に応じた出力信号を出力するＲＣ充電回路と、
前記同期整流制御が開始されると前記ＲＣ充電回路を充電する同期発振回路と、
前記三角波信号と前記出力信号との大小関係に応じて、第１レベルの第１信号または第２レベルの第２信号を出力する比較回路と、
前記第１信号が入力された場合、前記スイッチ制御回路から出力された制御信号をオフにして出力する一方、前記第２信号が入力された場合、前記制御信号をそのまま出力するゲート回路と、を備える
ように構成できる。
In the bidirectional insulated DC / DC converter,
The off period generation circuit includes:
A triangular wave generating circuit for outputting a triangular wave signal;
An RC charging circuit that is charged with a predetermined time constant and outputs an output signal corresponding to the amount of charge;
A synchronous oscillation circuit that charges the RC charging circuit when the synchronous rectification control is started;
A comparison circuit that outputs a first signal of a first level or a second signal of a second level according to a magnitude relationship between the triangular wave signal and the output signal;
When the first signal is input, the control signal output from the switch control circuit is turned off and output, while when the second signal is input, the gate circuit outputs the control signal as it is. It can be configured to provide.
本発明によれば、過大な電流による２次側のスイッチの破損を抑制できる双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the bidirectional | two-way insulation type DC / DC converter which can suppress the damage of the switch of the secondary side by an excessive electric current can be provided.
以下、添付図面を参照して、本発明に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態について説明する。 Embodiments of a bidirectional insulated DC / DC converter according to the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.
［第１実施形態］
図１に、本発明の第１実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を示す。双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、本発明の「絶縁変圧部」に相当するトランスＴＲ１を備え、トランスＴＲ１の１次側に設けられた第１回路からトランスＴＲ１の２次側に設けられた第２回路に電力を供給する順方向電力変換と、第２回路から第１回路に電力を供給する逆方向電力変換と、を行う。
[First Embodiment]
FIG. 1 shows a bidirectional insulated DC /
順方向電力変換では、１次側の入出力端Ｔ１１、Ｔ１２から供給された電力が、２次側の入出力端Ｔ１３、Ｔ１４に接続された回路に供給される。一方、逆方向電力変換では、２次側の入出力端Ｔ１３、Ｔ１４から供給された電力が、１次側の入出力端Ｔ１１、Ｔ１２に接続された回路に供給される。例えば、第１回路は電力回路に接続され、第２回路は蓄電池等の回生機能を有する回路や、負荷と発電機能を有する回路と接続される。双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、例えば、入出力端Ｔ１３、Ｔ１４間の電圧が目標電圧以下のときに、順方向電力変換を行い、入出力端Ｔ１３、Ｔ１４間の電圧が目標電圧を超えているときに、逆方向電力変換を行う。
In forward power conversion, power supplied from the primary input / output terminals T11 and T12 is supplied to a circuit connected to the secondary input / output terminals T13 and T14. On the other hand, in the reverse power conversion, the power supplied from the secondary input / output terminals T13 and T14 is supplied to a circuit connected to the primary input / output terminals T11 and T12. For example, the first circuit is connected to a power circuit, and the second circuit is connected to a circuit having a regeneration function such as a storage battery or a circuit having a load and a power generation function. For example, when the voltage between the input / output terminals T13 and T14 is equal to or lower than the target voltage, the bidirectional insulated DC /
双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、電圧型の上記第１回路と、電流型の上記第２回路と、制御部１３と、を備える。第１回路は、入出力端Ｔ１１、Ｔ１２間に設けられたコンデンサＣ０１１と、本発明の「第１スイッチ回路」に相当するフルブリッジ回路１１と、共振コイルＬ１１と、を備える。共振コイルＬ１１は、トランスＴＲ１の漏れリアクタンスで代用してもよいし、別途設けてもよい。第２回路は、本発明の「第２スイッチ回路」に相当するプッシュプル回路１２と、チョークコイルＬ１２と、入出力端Ｔ１３、Ｔ１４間に設けられたコンデンサＣ０１２と、を備える。
The bidirectional insulated DC /
フルブリッジ回路１１は、スイッチＱ１１〜Ｑ１４を含む。スイッチＱ１１は第１レグの上アームを構成し、スイッチＱ１２は第１レグの下アームを構成し、スイッチＱ１３は第２レグの上アームを構成し、スイッチＱ１４は第２レグの下アームを構成する。スイッチＱ１１およびスイッチＱ１２の接続点は、コイルＬ１１を介してトランスＴＲ１の１次巻線の一端に接続され、スイッチＱ１３およびスイッチＱ１４の接続点は、トランスＴＲ１の１次巻線の他端に接続される。スイッチＱ１１〜Ｑ１４としては、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のパワー半導体を用いることができる。 Full bridge circuit 11 includes switches Q11 to Q14. Switch Q11 constitutes the upper arm of the first leg, switch Q12 constitutes the lower arm of the first leg, switch Q13 constitutes the upper arm of the second leg, and switch Q14 constitutes the lower arm of the second leg To do. The connection point of the switch Q11 and the switch Q12 is connected to one end of the primary winding of the transformer TR1 via the coil L11, and the connection point of the switch Q13 and the switch Q14 is connected to the other end of the primary winding of the transformer TR1. Is done. For example, power semiconductors such as IGBTs and MOSFETs can be used as the switches Q11 to Q14.
スイッチＱ１１〜Ｑ１４には、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４が逆並列接続されている。ダイオードとしては、スイッチＱ１１〜Ｑ１４の寄生ダイオード、または外付けダイオードを用いることができる。さらに、スイッチＱ１１〜Ｑ１４には、コンデンサＣ１１〜Ｃ１４が並列接続されている。コンデンサＣ１１〜Ｃ１４としては、スイッチＱ１１〜Ｑ１４の寄生キャパシタ、または外付け共振コンデンサを用いることができる。 Diodes D11 to D14 are connected in reverse parallel to the switches Q11 to Q14. As the diode, a parasitic diode of the switches Q11 to Q14 or an external diode can be used. Further, capacitors C11 to C14 are connected in parallel to the switches Q11 to Q14. As the capacitors C11 to C14, parasitic capacitors of the switches Q11 to Q14 or external resonance capacitors can be used.
プッシュプル回路１２は、スイッチＱ１５、Ｑ１６を含む。スイッチＱ１５の電流路の一端は、トランスＴＲ１の２次巻線の一端に接続される。スイッチＱ１６の電流路の一端は、トランスＴＲ１の２次巻線の他端に接続される。スイッチＱ１５の電流路の他端は、スイッチＱ１６の電流路の他端に接続される。スイッチＱ１５、Ｑ１６としては、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のパワー半導体を用いることができる。
Push-
スイッチＱ１５、Ｑ１６には、ダイオードＤ１５、Ｄ１６が逆並列接続されている。ダイオードとしては、スイッチＱ１５、Ｑ１６の寄生ダイオード、または外付けダイオードを用いることができる。さらに、スイッチＱ１５、Ｑ１６には、コンデンサＣ１５、Ｃ１６が並列接続されている。コンデンサＣ１５、Ｃ１６としては、スイッチＱ１５、Ｑ１６の寄生キャパシタ、または外付け共振コンデンサを用いることができる。 Diodes D15 and D16 are connected in reverse parallel to the switches Q15 and Q16. As the diode, a parasitic diode of the switches Q15 and Q16 or an external diode can be used. Further, capacitors C15 and C16 are connected in parallel to the switches Q15 and Q16. As the capacitors C15 and C16, parasitic capacitors of the switches Q15 and Q16 or an external resonance capacitor can be used.
チョークコイルＬ１２は、コンデンサＣ０１２とともにＬＣ回路を構成する。チョークコイルＬ１２は、一端がトランスＴＲ１の２次巻線の中点に接続され、他端が入出力端Ｔ１３に接続される。 The choke coil L12 forms an LC circuit together with the capacitor C012. One end of the choke coil L12 is connected to the midpoint of the secondary winding of the transformer TR1, and the other end is connected to the input / output terminal T13.
制御部１３は、スイッチＱ１１〜Ｑ１６のスイッチング（オン／オフ）を制御するスイッチ制御回路１４と、本発明の特徴的部分であるオフ期間発生回路１５と、を含む。
The
スイッチ制御回路１４は、アナログＩＣ、マイコンやＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）等の制御用ＩＣによって構成される。スイッチ制御回路１４は、通常、２次側の入出力端Ｔ１３、Ｔ１４間の電圧等のフィードバック情報に基づき、フルブリッジ回路１１に対して位相シフト制御を行うとともに、プッシュプル回路１２に対して同期整流制御を行う。また、スイッチ制御回路１４は、起動時（位相シフト制御の開始時）に、位相シフト量を最小値から徐々に増加させるソフトスタート制御を行う。
The
オフ期間発生回路１５は、スイッチＱ１１〜Ｑ１４の一のスイッチおよびスイッチＱ１５、Ｑ１６の一のスイッチをオフさせて、位相シフト量の時間差に相当するシフト期間（ＴＤ）とは別に、チョークコイルＬ１２にエネルギーが蓄積されないようにするオフ期間（ＴＯＦＦ１、ＴＯＦＦ２）を発生させる。オフ期間発生回路１５の構成については、後述する。
The off
続いて、図２を参照しながら、スイッチＱ１１〜Ｑ１６の制御タイミングについて説明する。 Next, the control timing of the switches Q11 to Q16 will be described with reference to FIG.
スイッチ制御回路１４は、起動（位相シフト制御を開始）すると、スイッチＱ１１〜Ｑ１４のＰＷＭ信号（制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４）のデューティを５０％にするとともに、スイッチＱ１１のＰＷＭ信号に対してスイッチＱ１２のＰＷＭ信号の位相を反転させ、かつスイッチＱ１３のＰＷＭ信号に対してスイッチＱ１４のＰＷＭ信号の位相を反転させる。なお、本来は、ゼロ電圧スイッチングを行うための、スイッチＱ１１、Ｑ１２がともにオフになるデッドタイムと、スイッチＱ１３、Ｑ１４がともにオフになるデッドタイムとを設けているが、図２では省略する。
When activated (starting phase shift control), the
スイッチ制御回路１４は、スイッチＱ１１、Ｑ１２の位相に対してスイッチＱ１３、Ｑ１４の位相をシフトさせる。スイッチ制御回路１４は、位相シフト量を入出力端Ｔ１３、Ｔ１４間の電圧に応じて時々刻々と変化させるが、起動時においては、位相シフト量を最小化する。これにより、シフト期間ＴＤは最小になり、順方向電力変換量は最小になる。
The
スイッチ制御回路１４は、プッシュプル回路１２に対して起動時に同期整流制御を開始すると、スイッチＱ１３、Ｑ１４のＰＷＭ信号に同期して、スイッチＱ１５、Ｑ１６をオンさせる。具体的には、スイッチ制御回路１４は、スイッチＱ１３のオンに同期してスイッチＱ１５をオンさせ、スイッチＱ１２のオフに同期してスイッチＱ１５をオフさせ、スイッチＱ１４のオンに同期してスイッチＱ１６をオンさせ、スイッチＱ１１のオフに同期してスイッチＱ１６をオフさせる。これにより、スイッチＱ１１、Ｑ１４がともにオンのときにスイッチＱ１５がオフになり、スイッチＱ１２、Ｑ１３がともにオンのときにスイッチＱ１６がオフになる。
When the
オフ期間発生回路１５は、起動時に同期整流制御が開始されると、図２（ａ）に示すように、シフト期間ＴＤとは別に、スイッチＱ１１、Ｑ１６をオフさせるオフ期間ＴＯＦＦ１と、スイッチＱ１２、Ｑ１５をオフさせるオフ期間ＴＯＦＦ２と、を発生させる（破線で示した部分）。オフ期間発生回路１５は、オフ期間ＴＯＦＦ１、ＴＯＦＦ２を徐々に減少させる（ＴＯＦＦ１＞ＴＯＦＦ２＞ＴＯＦＦ１＞ＴＯＦＦ２・・・）。その結果、スイッチＱ１５、Ｑ１６が同時にオンするオン期間ＴＯＮ１、ＴＯＮ２は、徐々に増加する（ＴＯＮ１＜ＴＯＮ２＜ＴＯＮ１＜ＴＯＮ２・・・）。
When the synchronous rectification control is started at the start-up, the off-
オフ期間発生回路１５は、起動完了時にはオフ期間ＴＯＦＦ１、ＴＯＦＦ２を最終的にゼロにする（図２（ｂ）参照）。なお、図２（ａ）、（ｂ）では、ソフトスタート制御による位相シフト量の増加を考慮していないため、シフト期間ＴＤが一定になっている。
The off
図３〜図５に、図２（ａ）のタイミングチャートに従い逆方向電力変換を行ったときの、電流経路を示す。図３〜図５の各状態番号は、図２（ａ）に記載の状態番号に相当する。図３〜図５の各状態では、２次側の入出力端Ｔ１３、Ｔ１４間の電圧が、１次側の入出力端Ｔ１１、Ｔ１２間の電圧よりも高くなっているものとする。スイッチ制御回路１４は、逆方向電力変換時も、スイッチＱ１１〜Ｑ１４に対して位相シフト制御を行い、スイッチＱ１５、Ｑ１６に対して同期整流制御を行う。
3 to 5 show current paths when reverse power conversion is performed in accordance with the timing chart of FIG. Each of the state numbers in FIGS. 3 to 5 corresponds to the state number described in FIG. 3 to 5, it is assumed that the voltage between the input / output terminals T13 and T14 on the secondary side is higher than the voltage between the input / output terminals T11 and T12 on the primary side. The
図３（ａ）に示す状態２では、スイッチＱ１５、Ｑ１６がオンとなり、チョークコイルＬ１２にはトランスＴＲ１の２次巻線を経由した短絡電流が流れる。これにより、チョークコイルＬ１２にエネルギーが蓄積される。このときトランスＴＲ１の２次巻線に流れる電流が互いに打ち消し合うため、第１回路には電流が流れない。
In the
図３（ｂ）に示す状態２−１では、オフ期間発生回路１５がオフ期間ＴＯＦＦ１を発生させる。すなわち、スイッチ制御回路１４は、スイッチＱ１１〜Ｑ１４に対して位相シフト制御を行い、スイッチＱ１５、Ｑ１６に対して同期整流制御を行うが、オフ期間発生回路１５が、スイッチＱ１１、Ｑ１６を強制的にオフさせる。これにより、チョークコイルＬ１２へのエネルギーの蓄積が中断され、第１回路に電流が流れる。第１回路では、入出力端Ｔ１２からダイオードＤ１２、トランスＴＲ１の１次巻線、スイッチＱ１３を経由して入出力端Ｔ１１に電流が流れる。
In the state 2-1 shown in FIG. 3B, the off-
図４（ａ）に示す状態３では、スイッチＱ１２がオンする。これにより、入出力端Ｔ１２からスイッチＱ１２、トランスＴＲ１の１次巻線、スイッチＱ１３を経由して入出力端Ｔ１１に電流が流れる。
In the
図４（ｂ）に示す状態４では、スイッチＱ１５、Ｑ１６がオンとなり、チョークコイルＬ１２にはトランスＴＲ１の２次巻線を経由した短絡電流が流れる。これにより、チョークコイルＬ１２にエネルギーが蓄積される。このときトランスＴＲ１の２次巻線に流れる電流が互いに打ち消し合うため、第１回路には電流が流れない。
In the
図５（ａ）に示す状態４−１では、オフ期間発生回路１５がオフ期間ＴＯＦＦ２を発生させる。すなわち、スイッチ制御回路１４は、スイッチＱ１１〜Ｑ１４に対して位相シフト制御を行い、スイッチＱ１５、Ｑ１６に対して同期整流制御を行うが、オフ期間発生回路１５が、スイッチＱ１２、Ｑ１５を強制的にオフさせる。これにより、チョークコイルＬ１２へのエネルギーの蓄積が中断され、第１回路に電流が流れる。第１回路では、入出力端Ｔ１２からスイッチＱ１４、トランスＴＲ１の１次巻線、ダイオードＤ１１を経由して入出力端Ｔ１１に電流が流れる。
In the state 4-1 shown in FIG. 5A, the off
図５（ｂ）に示す状態１では、スイッチＱ１１がオンする。これにより、入出力端Ｔ１２からスイッチＱ１４、トランスＴＲ１の１次巻線、スイッチＱ１１を経由して入出力端Ｔ１１に電流が流れる。
In the
続いて、図６を参照しながら、オフ期間発生回路１５の構成について説明する。
Next, the configuration of the off
オフ期間発生回路１５は、三角波発生回路１５Ａ、１５Ｂと、同期発振回路１５Ｃと、ＲＣ充電回路１５Ｄと、コンパレータ等のアナログ信号の比較回路１５Ｅ、１５Ｆと、本発明の「ゲート回路」に相当するゲート部Ｐ１１、Ｐ１２、Ｐ１５、Ｐ１６と、を備える。
The off
三角波発生回路１５Ａは、スイッチ制御回路１４から出力されたスイッチＱ１３の制御信号Ｓ１３に同期して三角波信号を生成し、当該三角波信号を比較回路１５Ｅに出力する。三角波発生回路１５Ｂは、スイッチ制御回路１４から出力されたスイッチＱ１４の制御信号Ｓ１４に同期して三角波信号を生成し、当該三角波信号を比較回路１５Ｆに出力する。三角波信号は、例えば、制御信号Ｓ１３、Ｓ１４がハイレベルになると立ち上がり、制御信号Ｓ１３、Ｓ１４がローレベルになると立ち下がる。
The triangular
同期発振回路１５Ｃは、同期整流制御時にスイッチ制御回路１４から出力される同期オン信号が入力されているときに、制御信号Ｓ１３または制御信号Ｓ１４がハイレベルになると、ソフトスタート制御に合わせた時定数でＲＣ充電回路１５Ｄを充電する。ＲＣ充電回路１５Ｄは、抵抗およびコンデンサを含み、充電電圧に応じた信号を比較回路１５Ｅ、１５Ｆに出力する。
When the synchronous ON signal output from the
比較回路１５Ｅは、三角波発生回路１５Ａの三角波信号とＲＣ充電回路１５Ｄの出力信号とを比較し、例えば、三角波信号がＲＣ充電回路１５Ｄの出力信号よりも大のときにローレベルの信号（本発明の「第１信号」に相当）を出力し、三角波信号がＲＣ充電回路１５Ｄの出力信号よりも小のときにハイレベルの信号（本発明の「第２信号」に相当）を出力する。比較回路１５Ｆは、三角波発生回路１５Ｂの三角波信号とＲＣ充電回路１５Ｄの出力信号とを比較し、例えば、三角波信号が出力信号よりも大のときにローレベルの信号を出力し、三角波信号が出力信号よりも小のときにハイレベルの信号を出力する。ＲＣ充電回路１５Ｄの出力信号は、上記のとおりソフトスタート制御に合わせた時定数で増大するので、比較回路１５Ｅ、１５Ｆのローレベルの出力信号期間は徐々に短くなる。
The
ゲート部Ｐ１１、Ｐ１２、Ｐ１５、Ｐ１６は、イネーブル端子付きの論理素子または論理回路（例えば、ＡＮＤ回路）で構成される。ゲート部Ｐ１１の出力信号はスイッチＱ１１の制御端子に入力され、ゲート部Ｐ１２の出力信号はスイッチＱ１２の制御端子に入力され、ゲート部Ｐ１５の出力信号はスイッチＱ１５の制御端子に入力され、ゲート部Ｐ１６の出力信号はスイッチＱ１６の制御端子に入力される。なお、スイッチＱ１３、Ｑ１４の制御端子には、スイッチ制御回路１４から出力された制御信号Ｓ１３、Ｓ１４がそのまま入力される。
The gate portions P11, P12, P15, and P16 are configured by a logic element or a logic circuit (for example, an AND circuit) with an enable terminal. The output signal of the gate part P11 is input to the control terminal of the switch Q11, the output signal of the gate part P12 is input to the control terminal of the switch Q12, the output signal of the gate part P15 is input to the control terminal of the switch Q15, and the gate part The output signal of P16 is input to the control terminal of the switch Q16. The control signals S13 and S14 output from the
ゲート部Ｐ１１は、スイッチＱ１１の制御信号Ｓ１１と比較回路１５Ｅの出力信号とが入力され、比較回路１５Ｅの出力信号がローレベルの場合に制御信号Ｓ１１をローレベル（オフ）にしてスイッチＱ１１に出力する一方、比較回路１５Ｅの出力信号がハイレベルの場合に制御信号Ｓ１１をそのままスイッチＱ１１に出力する。ゲート部Ｐ１１を介した制御信号Ｓ１１がハイレベルの場合、スイッチＱ１１はオンし、ゲート部Ｐ１１を介した制御信号Ｓ１１がローレベルの場合、スイッチＱ１１はオフする。
The gate part P11 receives the control signal S11 of the switch Q11 and the output signal of the
ゲート部Ｐ１２は、スイッチＱ１２の制御信号Ｓ１２と比較回路１５Ｆの出力信号とが入力され、比較回路１５Ｆの出力信号がローレベルの場合に制御信号Ｓ１２をローレベル（オフ）にしてスイッチＱ１２に出力する一方、比較回路１５Ｆの出力信号がハイレベルの場合に制御信号Ｓ１２をそのままスイッチＱ１２に出力する。ゲート部Ｐ１２を介した制御信号Ｓ１２がハイレベルの場合、スイッチＱ１２はオンし、ゲート部Ｐ１２を介した制御信号Ｓ１２がローレベルの場合、スイッチＱ１２はオフする。 The gate part P12 receives the control signal S12 of the switch Q12 and the output signal of the comparison circuit 15F, and when the output signal of the comparison circuit 15F is low level, sets the control signal S12 to low level (off) and outputs it to the switch Q12. On the other hand, when the output signal of the comparison circuit 15F is at a high level, the control signal S12 is output to the switch Q12 as it is. When the control signal S12 via the gate part P12 is at a high level, the switch Q12 is turned on, and when the control signal S12 via the gate part P12 is at a low level, the switch Q12 is turned off.
ゲート部Ｐ１５は、スイッチＱ１５の制御信号Ｓ１５と比較回路１５Ｆの出力信号とが入力され、比較回路１５Ｆの出力信号がローレベルの場合に制御信号Ｓ１５をローレベル（オフ）にしてスイッチＱ１５に出力する一方、比較回路１５Ｆの出力信号がハイレベルの場合に制御信号Ｓ１５をそのままスイッチＱ１５に出力する。ゲート部Ｐ１５を介した制御信号Ｓ１５がハイレベルの場合、スイッチＱ１５はオンし、ゲート部Ｐ１５を介した制御信号Ｓ１５がローレベルの場合、スイッチＱ１５はオフする。 The gate part P15 receives the control signal S15 of the switch Q15 and the output signal of the comparison circuit 15F, and when the output signal of the comparison circuit 15F is low level, sets the control signal S15 to low level (off) and outputs it to the switch Q15. On the other hand, when the output signal of the comparison circuit 15F is at the high level, the control signal S15 is output to the switch Q15 as it is. When the control signal S15 via the gate part P15 is at a high level, the switch Q15 is turned on, and when the control signal S15 via the gate part P15 is at a low level, the switch Q15 is turned off.
ゲート部Ｐ１６は、スイッチＱ１６の制御信号Ｓ１６と比較回路１５Ｅの出力信号とが入力され、比較回路１５Ｅの出力信号がローレベルの場合に制御信号Ｓ１６をローレベル（オフ）にしてスイッチＱ１６に出力する一方、比較回路１５Ｅの出力信号がハイレベルの場合に制御信号Ｓ１６をそのままスイッチＱ１６に出力する。ゲート部Ｐ１６を介した制御信号Ｓ１６がハイレベルの場合、スイッチＱ１６はオンし、ゲート部Ｐ１６を介した制御信号Ｓ１６がローレベルの場合、スイッチＱ１６はオフする。
The gate part P16 receives the control signal S16 of the switch Q16 and the output signal of the
上記のとおり、比較回路１５Ｅ、１５Ｆのローレベルの出力信号は徐々に短くなるので、スイッチＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１５、Ｑ１６が強制的にオフになるオフ期間（ＴＯＦＦ１、ＴＯＦＦ２）は徐々に短くなる。
As described above, since the low level output signals of the
結局、本実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０によれば、オフ期間発生回路１５が、チョークコイルＬ１２にエネルギーが蓄積されないようにするオフ期間（ＴＯＦＦ１、ＴＯＦＦ２）を発生させるので、起動時にチョークコイルＬ１２へのエネルギー蓄積期間が最大になるのを防ぐことができる。その結果、逆方向電力変換の起動時の過大な電流による２次側のスイッチＱ１５、Ｑ１６の破損を抑制できる。
Eventually, according to the bidirectional insulated DC /
［第２実施形態］
図７に、本発明の第２実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２０を示す。双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、本発明の「絶縁変圧部」に相当するトランスＴＲ２と、電圧型の第１回路と、電流型の第２回路と、制御部２３と、を備え、第１回路から第２回路に電力を供給する順方向電力変換と、第２回路から第１回路に電力を供給する逆方向電力変換と、を行う。
[Second Embodiment]
FIG. 7 shows a bidirectional insulated DC /
順方向電力変換では、１次側の入出力端Ｔ２１、Ｔ２２から供給された電力が、２次側の入出力端Ｔ２３、Ｔ２４に接続された回路に供給される。一方、逆方向電力変換では、２次側の入出力端Ｔ２３、Ｔ２４から供給された電力が、１次側の入出力端Ｔ２１、Ｔ２２に接続された回路に供給される。例として第１回路が電力回路に接続され、第２回路が蓄電池等の回生機能を有する回路や、負荷と発電機能を有する回路と接続されるのは第１実施形態と同様である。双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、例えば、入出力端Ｔ２３、Ｔ２４間の電圧が目標電圧以下のときに、順方向電力変換を行い、入出力端Ｔ２３、Ｔ２４間の電圧が目標電圧を超えているときに、逆方向電力変換を行う。
In forward power conversion, the power supplied from the primary input / output terminals T21 and T22 is supplied to the circuit connected to the secondary input / output terminals T23 and T24. On the other hand, in the reverse power conversion, power supplied from the secondary input / output terminals T23 and T24 is supplied to a circuit connected to the primary input / output terminals T21 and T22. As an example, the first circuit is connected to the power circuit, and the second circuit is connected to a circuit having a regeneration function such as a storage battery or a circuit having a load and a power generation function, as in the first embodiment. For example, when the voltage between the input / output terminals T23 and T24 is equal to or lower than the target voltage, the bidirectional insulated DC /
第１回路は、入出力端Ｔ２１、Ｔ２２間に設けられたコンデンサＣ０２１と、本発明の「第１スイッチ回路」に相当する第１フルブリッジ回路２１と、共振コイルＬ２１と、を備える。共振コイルＬ２１は、トランスＴＲ２の漏れリアクタンスで代用してもよいし、別途設けてもよい。
The first circuit includes a capacitor C021 provided between the input / output terminals T21 and T22, a first
第２回路は、本発明の「第２スイッチ回路」に相当する第２フルブリッジ回路２２と、チョークコイルＬ２２と、入出力端Ｔ２３、Ｔ２４間に設けられたコンデンサＣ０２２と、を備える。双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、上記のとおり第２フルブリッジ回路２２を備えるため、第１実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０に比べて高電圧に対応できる。
The second circuit includes a second
第１フルブリッジ回路２１は、スイッチＱ２１〜Ｑ２４を含み、第２フルブリッジ回路２２は、スイッチＱ２５〜Ｑ２８を含む。第１フルブリッジ回路２１および第２フルブリッジ回路２２の構成は、第１実施形態におけるフルブリッジ回路１１と共通している。
The first
チョークコイルＬ２２は、コンデンサＣ０２２とともにＬＣ回路を構成する。チョークコイルＬ２２は、一端がスイッチＱ２５またはＱ２７を介してトランスＴＲ２の２次巻線に接続され、他端が入出力端Ｔ２３に接続される。 The choke coil L22 forms an LC circuit together with the capacitor C022. One end of the choke coil L22 is connected to the secondary winding of the transformer TR2 via the switch Q25 or Q27, and the other end is connected to the input / output terminal T23.
制御部２３は、スイッチＱ２１〜Ｑ２８のスイッチング（オン／オフ）を制御するスイッチ制御回路２４と、本発明の特徴的部分であるオフ期間発生回路２５と、を含む。
The
スイッチ制御回路２４は、アナログＩＣ、マイコンやＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）等の制御用ＩＣによって構成される。スイッチ制御回路２４は、通常、２次側の入出力端Ｔ２３、Ｔ２４間の電圧等のフィードバック情報に基づき、第１フルブリッジ回路２１に対して位相シフト制御を行うとともに、第２フルブリッジ回路２２に対して同期整流制御を行う。また、スイッチ制御回路２４は、起動時（位相シフト制御の開始時）に、位相シフト量を最小値から徐々に増加させるソフトスタート制御を行う。
The
オフ期間発生回路２５は、スイッチＱ２１、Ｑ２２の一のスイッチをオフさせて、位相シフト量の時間差に相当するシフト期間（ＴＤ）とは別に、チョークコイルＬ２２にエネルギーが蓄積されないようにするオフ期間（ＴＯＦＦ１、ＴＯＦＦ２）を発生させる。オフ期間発生回路２５の構成については、後述する。
The off
続いて、図８を参照しながら、スイッチＱ２１〜Ｑ２８の制御タイミングについて説明する。 Next, the control timing of the switches Q21 to Q28 will be described with reference to FIG.
スイッチ制御回路２４は、起動（位相シフト制御を開始）すると、スイッチＱ２１〜Ｑ２４のＰＷＭ信号（制御信号Ｓ２１〜Ｓ２４）のデューティを５０％にするとともに、スイッチＱ２１のＰＷＭ信号に対してスイッチＱ２２のＰＷＭ信号の位相を反転させ、かつスイッチＱ２３のＰＷＭ信号に対してスイッチＱ２４のＰＷＭ信号の位相を反転させる。なお、本来は、ゼロ電圧スイッチングを行うための、スイッチＱ２１、Ｑ２２がともにオフになるデッドタイムと、スイッチＱ２３、Ｑ２４がともにオフになるデッドタイムとを設けているが、図８では省略する。
When the
スイッチ制御回路２４は、スイッチＱ２１、Ｑ２２の位相に対してスイッチＱ２３、Ｑ２４の位相をシフトさせる。スイッチ制御回路２４は、位相シフト量を入出力端Ｔ２３、Ｔ２４間の電圧に応じて時々刻々と変化させるが、起動時においては、位相シフト量を最小化する。これにより、シフト期間ＴＤは最小になり、順方向電力変換量は最小になる。
The
スイッチ制御回路２４は、第２フルブリッジ回路２２に対して起動時に同期整流制御を開始すると、スイッチＱ２３のＰＷＭ信号に同期してスイッチＱ２６、Ｑ２７をオン／オフさせ、スイッチＱ２４のＰＷＭ信号に同期してスイッチＱ２５、Ｑ２８をオン／オフさせる。
When the
オフ期間発生回路２５は、起動時に同期整流制御が開始されると、図８（ａ）に示すように、シフト期間ＴＤとは別に、スイッチＱ２１をオフさせるオフ期間ＴＯＦＦ１と、スイッチＱ２２をオフさせるオフ期間ＴＯＦＦ２と、を発生させる（破線で示した部分）。オフ期間発生回路２５は、オフ期間ＴＯＦＦ１、ＴＯＦＦ２を徐々に減少させる（ＴＯＦＦ１＞ＴＯＦＦ２＞ＴＯＦＦ１＞ＴＯＦＦ２・・・）。その結果、スイッチＱ２１、Ｑ２３が同時にオンするオン期間ＴＯＮ１およびスイッチＱ２２、Ｑ２４が同時にオンするオン期間ＴＯＮ２は、徐々に増加する（ＴＯＮ１＜ＴＯＮ２＜ＴＯＮ１＜ＴＯＮ２・・・）。
When the synchronous rectification control is started at the start-up, the off
オフ期間発生回路２５は、起動完了時にはオフ期間ＴＯＦＦ１、ＴＯＦＦ２を最終的にゼロにする（図８（ｂ）参照）。なお、図８（ａ）、（ｂ）では、ソフトスタート制御による位相シフト量の増加を考慮していないため、シフト期間ＴＤが一定になっている。
The off
図９〜図１１に、図８（ａ）のタイミングチャートに従い逆方向電力変換を行ったときの、電流経路を示す。図９〜図１１の各状態番号は、図８（ａ）に記載の状態番号に相当する。図９〜図１１の各状態では、２次側の入出力端Ｔ２３、Ｔ２４間の電圧が、１次側の入出力端Ｔ２１、Ｔ２２間の電圧よりも高くなっているものとする。スイッチ制御回路２４は、逆方向電力変換時も、スイッチＱ２１〜Ｑ２４に対して位相シフト制御を行い、スイッチＱ２５〜Ｑ２８に対して同期整流制御を行う。
9 to 11 show current paths when reverse power conversion is performed in accordance with the timing chart of FIG. Each state number in FIGS. 9 to 11 corresponds to the state number shown in FIG. 9 to 11, it is assumed that the voltage between the input / output terminals T23 and T24 on the secondary side is higher than the voltage between the input / output terminals T21 and T22 on the primary side. The
図９（ａ）に示す状態２では、スイッチＱ２６、Ｑ２７がオンとなり、かつスイッチＱ２１、Ｑ２３がオンとなるので、チョークコイルＬ２２にはトランスＴＲ２を経由した短絡電流が流れる。これにより、チョークコイルＬ２２にエネルギーが蓄積される。
In the
図９（ｂ）に示す状態２−２では、オフ期間発生回路２５がオフ期間ＴＯＦＦ１を発生させる。すなわち、スイッチ制御回路２４は、スイッチＱ２１〜Ｑ２４に対して位相シフト制御を行い、スイッチＱ２５〜Ｑ２８に対して同期整流制御を行うが、オフ期間発生回路２５が、スイッチＱ２１を強制的にオフさせる。これにより、チョークコイルＬ２２へのエネルギーの蓄積が中断する。このとき第１回路では、入出力端Ｔ２２からダイオードＤ２２、トランスＴＲ２の１次巻線、スイッチＱ２３を経由して入出力端Ｔ２１に電流が流れる。
In the state 2-2 shown in FIG. 9B, the off
図１０（ａ）に示す状態３では、スイッチＱ２２がオンする。これにより、入出力端Ｔ２２からスイッチＱ２２、トランスＴＲ２の１次巻線、スイッチＱ２３を経由して入出力端Ｔ２１に電流が流れる。
In the
図１０（ｂ）に示す状態４では、スイッチＱ２５、Ｑ２８がオンとなり、かつスイッチＱ２２、Ｑ２４がオンとなるので、チョークコイルＬ２２にはトランスＴＲ２を経由した短絡電流が流れる。これにより、チョークコイルＬ２２にエネルギーが蓄積される。
In the
図１１（ａ）に示す状態４−２では、オフ期間発生回路２５がオフ期間ＴＯＦＦ２を発生させる。すなわち、スイッチ制御回路２４は、スイッチＱ２１〜Ｑ２４に対して位相シフト制御を行い、スイッチＱ２５〜Ｑ２８に対して同期整流制御を行うが、オフ期間発生回路２５が、スイッチＱ２２を強制的にオフさせる。これにより、チョークコイルＬ２２へのエネルギーの蓄積が中断する。このとき第１回路では、入出力端Ｔ２２からスイッチＱ２４、トランスＴＲ２の１次巻線、ダイオードＤ２１を経由して入出力端Ｔ２１に電流が流れる。
In the state 4-2 shown in FIG. 11A, the off
図１１（ｂ）に示す状態１では、スイッチＱ２１がオンする。これにより、入出力端Ｔ２２からスイッチＱ２４、トランスＴＲ２の１次巻線、スイッチＱ２１を経由して入出力端Ｔ２１に電流が流れる。
In the
続いて、図１２を参照しながら、オフ期間発生回路２５の構成について説明する。
Next, the configuration of the off
オフ期間発生回路２５は、三角波発生回路２５Ａ、２５Ｂと、同期発振回路２５Ｃと、ＲＣ充電回路２５Ｄと、コンパレータ等のアナログ信号の比較回路２５Ｅ、２５Ｆと、本発明の「ゲート回路」に相当するゲート部Ｐ２１、Ｐ２２と、を備える。
The off
三角波発生回路２５Ａは、スイッチ制御回路２４から出力されたスイッチＱ２３の制御信号Ｓ２３に同期して三角波信号を生成し、当該三角波信号を比較回路２５Ｅに出力する。三角波発生回路２５Ｂは、スイッチ制御回路２４から出力されたスイッチＱ２４の制御信号Ｓ２４に同期して三角波信号を生成し、当該三角波信号を比較回路２５Ｆに出力する。三角波信号は、例えば、制御信号Ｓ２３、Ｓ２４がハイレベルになると立ち上がり、制御信号Ｓ２３、Ｓ２４がローレベルになると立ち下がる。
The triangular
同期発振回路２５Ｃは、同期整流制御時にスイッチ制御回路２４から出力される同期オン信号が入力されているときに、制御信号Ｓ２３または制御信号Ｓ２４がハイレベルになると、ソフトスタート制御に合わせた時定数でＲＣ充電回路２５Ｄを充電する。ＲＣ充電回路２５Ｄは、抵抗およびコンデンサを含み、充電電圧に応じた信号を比較回路２５Ｅ、２５Ｆに出力する。
When the synchronous ON signal output from the
比較回路２５Ｅは、三角波発生回路２５Ａの三角波信号とＲＣ充電回路２５Ｄの出力信号とを比較し、例えば、三角波信号がＲＣ充電回路２５Ｄの出力信号よりも大のときにローレベルの信号（本発明の「第１信号」に相当）を出力し、三角波信号がＲＣ充電回路２５Ｄの出力信号よりも小のときにハイレベルの信号（本発明の「第２信号」に相当）を出力する。比較回路２５Ｆは、三角波発生回路２５Ｂの三角波信号とＲＣ充電回路２５Ｄの出力信号とを比較し、例えば、三角波信号が出力信号よりも大のときにローレベルの信号を出力し、三角波信号が出力信号よりも小のときにハイレベルの信号を出力する。ＲＣ充電回路２５Ｄの出力信号は、上記のとおりソフトスタート制御に合わせた時定数で増大するので、比較回路２５Ｅ、２５Ｆのローレベルの出力信号期間は徐々に短くなる。
The
ゲート部Ｐ２１、Ｐ２２は、イネーブル端子付きの論理素子または論理回路（例えば、ＡＮＤ回路）で構成される。ゲート部Ｐ２１の出力信号はスイッチＱ２１の制御端子に入力され、ゲート部Ｐ２２の出力信号はスイッチＱ２２の制御端子に入力される。なお、スイッチＱ２３〜Ｑ２８の制御端子には、スイッチ制御回路２４から出力されたスイッチＱ２３〜Ｑ２８の制御信号Ｓ２３〜Ｓ２８がそのまま入力される。
The gate portions P21 and P22 are configured by a logic element or a logic circuit (for example, an AND circuit) with an enable terminal. The output signal of the gate part P21 is input to the control terminal of the switch Q21, and the output signal of the gate part P22 is input to the control terminal of the switch Q22. The control signals S23 to S28 of the switches Q23 to Q28 output from the
ゲート部Ｐ２１は、スイッチＱ２１の制御信号Ｓ２１と比較回路２５Ｅの出力信号とが入力され、比較回路２５Ｅの出力信号がローレベルの場合に制御信号Ｓ２１をローレベル（オフ）にしてスイッチＱ２１に出力する一方、比較回路２５Ｅの出力信号がハイレベルの場合に制御信号Ｓ２１をそのままスイッチＱ２１に出力する。ゲート部Ｐ２１を介した制御信号Ｓ２１がハイレベルの場合、スイッチＱ２１はオンし、ゲート部Ｐ２１を介した制御信号Ｓ２１がローレベルの場合、スイッチＱ２１はオフする。
The gate part P21 receives the control signal S21 of the switch Q21 and the output signal of the
ゲート部Ｐ２２は、スイッチＱ２２の制御信号Ｓ２２と比較回路２５Ｆの出力信号とが入力され、比較回路２５Ｆの出力信号がローレベルの場合に制御信号Ｓ２２をローレベル（オフ）にしてスイッチＱ２２に出力する一方、比較回路２５Ｆの出力信号がハイレベルの場合に制御信号Ｓ２２をそのままスイッチＱ２２に出力する。ゲート部Ｐ２２を介した制御信号Ｓ２２がハイレベルの場合、スイッチＱ２２はオンし、ゲート部Ｐ２２を介した制御信号Ｓ２２がローレベルの場合、スイッチＱ２２はオフする。
The gate part P22 receives the control signal S22 of the switch Q22 and the output signal of the
上記のとおり、比較回路２５Ｅ、２５Ｆのローレベルの出力信号は徐々に短くなるので、スイッチＱ２１、Ｑ２２が強制的にオフになるオフ期間（ＴＯＦＦ１、ＴＯＦＦ２）は徐々に短くなる。
As described above, since the low level output signals of the
結局、本実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２０によれば、オフ期間発生回路２５が、チョークコイルＬ２２にエネルギーが蓄積されないようにするオフ期間（ＴＯＦＦ１、ＴＯＦＦ２）を発生させるので、起動時にチョークコイルＬ２２へのエネルギー蓄積期間が最大になるのを防ぐことができる。その結果、逆方向電力変換の起動時の過大な電流による２次側のスイッチＱ２５〜Ｑ２８の破損を抑制できる。
Eventually, according to the bidirectional insulated DC /
以上、本発明に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態について説明したが、本発明は上記各実施形態に限定されるものではない。 As mentioned above, although embodiment of the bidirectional | two-way insulation type DC / DC converter which concerns on this invention was described, this invention is not limited to said each embodiment.
本発明の第１回路は、複数のスイッチからなる第１スイッチ回路を含む電圧型の回路であれば、適宜構成を変更することができる。本発明の第２回路は、複数のスイッチからなる第２スイッチ回路とチョークコイルとを含む電流型の回路であれば、適宜構成を変更することができる。例えば、第１スイッチ回路または第２スイッチ回路は、ハーフブリッジ回路でもよい。 If the first circuit of the present invention is a voltage-type circuit including a first switch circuit composed of a plurality of switches, the configuration can be changed as appropriate. If the second circuit of the present invention is a current type circuit including a second switch circuit composed of a plurality of switches and a choke coil, the configuration can be changed as appropriate. For example, the first switch circuit or the second switch circuit may be a half bridge circuit.
本発明のスイッチ制御回路は、第１スイッチ回路に対して位相シフト制御を行う一方、第２スイッチ回路に対して同期整流制御を行うのであれば、適宜構成を変更することができる。また、位相シフト制御におけるスイッチングパターンおよび同期整流制御におけるスイッチングパターンは、適宜変更することができる。 The switch control circuit of the present invention can be appropriately changed in configuration as long as it performs phase shift control on the first switch circuit and synchronous rectification control on the second switch circuit. The switching pattern in the phase shift control and the switching pattern in the synchronous rectification control can be changed as appropriate.
本発明のオフ期間発生回路は、第１スイッチ回路または第２スイッチ回路に含まれる少なくとも１つのスイッチをオフさせて、位相シフト量の時間差に相当するシフト期間とは別に、チョークコイルにエネルギーが蓄積されないようにするオフ期間を発生させるのであれば、適宜構成を変更することができる。 The off period generation circuit of the present invention turns off at least one switch included in the first switch circuit or the second switch circuit, and stores energy in the choke coil separately from the shift period corresponding to the time difference of the phase shift amount. The configuration can be changed as appropriate as long as an off period is set so as not to occur.
また、上記の実施形態では、説明のためにオフ期間発生回路をスイッチ制御回路とは別に設けたが、スイッチ制御回路に含めてもよい。 In the above embodiment, the off period generation circuit is provided separately from the switch control circuit for the sake of explanation, but may be included in the switch control circuit.
また、上記の実施形態では、オフ期間の発生をオフ期間発生回路で説明したが、マイコン等のデジタル制御で行う場合は、同等の機能をソフト処理で行ってもよい。この場合、ソフト処理を行うマイコン等がオフ期間発生回路に相当する。 In the above-described embodiment, the off-period generation is described by the off-period generation circuit. However, when digital control such as a microcomputer is performed, an equivalent function may be performed by software processing. In this case, a microcomputer or the like that performs software processing corresponds to the off period generation circuit.
絶縁変圧部は、複数のトランスで構成されていてもよい。 The insulation transformer may be composed of a plurality of transformers.
１０、２０ 双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１ フルブリッジ回路（第１スイッチ回路）
２１ 第１フルブリッジ回路（第１スイッチ回路）
１２ プッシュプル回路（第２スイッチ回路）
２２ 第２フルブリッジ回路（第２スイッチ回路）
１３、２３ 制御部
１４、２４ スイッチ制御回路
１５、２５ オフ期間発生回路
10, 20 Bidirectional insulated DC / DC converter 11 Full bridge circuit (first switch circuit)
21 First full bridge circuit (first switch circuit)
12 Push-pull circuit (second switch circuit)
22 Second full-bridge circuit (second switch circuit)
13, 23
Claims (5)
前記絶縁変圧部の１次側に設けられた、第１スイッチ回路を含む電圧型の第１回路と、
前記絶縁変圧部の２次側に設けられた、第２スイッチ回路とチョークコイルとを含む電流型の第２回路と、
前記第１スイッチ回路に対して位相シフト制御を行う一方、前記第２スイッチ回路に対して同期整流制御を行う制御部と、を備え、
前記第１回路から前記第２回路への順方向電力変換と、前記第２回路から前記第１回路への逆方向電力変換と、を行う双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記制御部は、
前記位相シフト制御および前記同期整流制御を行うスイッチ制御回路と、
前記第１スイッチ回路または前記第２スイッチ回路に含まれる少なくとも１つのスイッチをオフさせて、位相シフト量の時間差に相当するシフト期間とは別に、前記チョークコイルにエネルギーが蓄積されないようにするオフ期間を発生させるオフ期間発生回路と、を備える
ことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。 An insulation transformer,
A voltage-type first circuit including a first switch circuit provided on the primary side of the insulating transformer;
A current-type second circuit including a second switch circuit and a choke coil provided on the secondary side of the insulating transformer;
A control unit for performing phase shift control on the first switch circuit and performing synchronous rectification control on the second switch circuit,
A bidirectional insulated DC / DC converter that performs forward power conversion from the first circuit to the second circuit and reverse power conversion from the second circuit to the first circuit,
The controller is
A switch control circuit for performing the phase shift control and the synchronous rectification control;
An off period in which at least one switch included in the first switch circuit or the second switch circuit is turned off so that energy is not accumulated in the choke coil, apart from a shift period corresponding to a time difference in phase shift amount. An off-period generation circuit for generating a bidirectional isolation type DC / DC converter.
前記オフ期間発生回路は、前記同期整流制御が開始されると前記オフ期間を発生させ、かつ前記オフ期間を徐々に減少させる
ことを特徴とする請求項１に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。 When the phase shift control is started, the switch control circuit performs soft start control that gradually increases the phase shift amount from a minimum value,
2. The bidirectionally isolated DC / DC according to claim 1, wherein the off-period generation circuit generates the off-period when the synchronous rectification control is started and gradually decreases the off-period. converter.
前記第２スイッチ回路は、プッシュプル回路であり、
前記オフ期間発生回路は、前記フルブリッジ回路に含まれる一のスイッチと前記プッシュプル回路に含まれる一のスイッチとをオフさせて前記オフ期間を発生させる
ことを特徴とする請求項１または２に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。 The first switch circuit is a full-bridge circuit;
The second switch circuit is a push-pull circuit;
3. The off-period generation circuit generates the off-period by turning off one switch included in the full-bridge circuit and one switch included in the push-pull circuit. The bidirectional insulated DC / DC converter described.
前記第２スイッチ回路は、第２フルブリッジ回路であり、
前記オフ期間発生回路は、前記第１フルブリッジ回路に含まれる一のスイッチをオフさせて前記オフ期間を発生させる
ことを特徴とする請求項１または２に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。 The first switch circuit is a first full-bridge circuit;
The second switch circuit is a second full-bridge circuit;
3. The bidirectionally isolated DC / DC converter according to claim 1, wherein the off-period generation circuit generates the off-period by turning off one switch included in the first full-bridge circuit. 4. .
三角波信号を出力する三角波発生回路と、
所定の時定数で充電され、充電量に応じた出力信号を出力するＲＣ充電回路と、
前記同期整流制御が開始されると前記ＲＣ充電回路を充電する同期発振回路と、
前記三角波信号と前記出力信号との大小関係に応じて、第１レベルの第１信号または第２レベルの第２信号を出力する比較回路と、
前記第１信号が入力された場合、前記スイッチ制御回路から出力された制御信号をオフにして出力する一方、前記第２信号が入力された場合、前記制御信号をそのまま出力するゲート回路と、を備える
ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。 The off period generation circuit includes:
A triangular wave generating circuit for outputting a triangular wave signal;
An RC charging circuit that is charged with a predetermined time constant and outputs an output signal corresponding to the amount of charge;
A synchronous oscillation circuit that charges the RC charging circuit when the synchronous rectification control is started;
A comparison circuit that outputs a first signal of a first level or a second signal of a second level according to a magnitude relationship between the triangular wave signal and the output signal;
When the first signal is input, the control signal output from the switch control circuit is turned off and output, while when the second signal is input, the gate circuit outputs the control signal as it is. The bidirectional insulated DC / DC converter according to any one of claims 1 to 4, wherein the bidirectional insulated DC / DC converter is provided.
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Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110474571A (en) * | 2019-08-28 | 2019-11-19 | 广东华邦创科智能技术有限公司 | A kind of single phase ac phase shift starter |
| WO2020250500A1 (en) * | 2019-06-11 | 2020-12-17 | 住友電気工業株式会社 | Power conversion device, vehicle including same, and control method |
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| JP2021016246A (en) * | 2019-07-11 | 2021-02-12 | 富士電機株式会社 | Power semiconductor module and leakage-current test method therefor |
| CN114430235A (en) * | 2022-04-01 | 2022-05-03 | 浙江富特科技股份有限公司 | Power conversion device and system |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016131446A (en) * | 2015-01-14 | 2016-07-21 | Ｍｙｗａｙプラス株式会社 | Full bridge system bidirectional insulation dc/dc converter |
| JP2016226252A (en) * | 2015-06-01 | 2016-12-28 | 住友電気工業株式会社 | Power conversion device and method of controlling the same |
| JP2017509306A (en) * | 2014-03-26 | 2017-03-30 | ロベルト・ボッシュ・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクテル・ハフツングＲｏｂｅｒｔ Ｂｏｓｃｈ Ｇｍｂｈ | Method for modulating the boost converter mode of a push-pull converter |
-
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Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017509306A (en) * | 2014-03-26 | 2017-03-30 | ロベルト・ボッシュ・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクテル・ハフツングＲｏｂｅｒｔ Ｂｏｓｃｈ Ｇｍｂｈ | Method for modulating the boost converter mode of a push-pull converter |
| JP2016131446A (en) * | 2015-01-14 | 2016-07-21 | Ｍｙｗａｙプラス株式会社 | Full bridge system bidirectional insulation dc/dc converter |
| JP2016226252A (en) * | 2015-06-01 | 2016-12-28 | 住友電気工業株式会社 | Power conversion device and method of controlling the same |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2020250500A1 (en) * | 2019-06-11 | 2020-12-17 | 住友電気工業株式会社 | Power conversion device, vehicle including same, and control method |
| JPWO2020250500A1 (en) * | 2019-06-11 | 2021-10-21 | 住友電気工業株式会社 | Power converter, vehicle including it and control method |
| JP2021016246A (en) * | 2019-07-11 | 2021-02-12 | 富士電機株式会社 | Power semiconductor module and leakage-current test method therefor |
| JP7338279B2 (en) | 2019-07-11 | 2023-09-05 | 富士電機株式会社 | Power semiconductor module and its leakage current test method |
| CN110474571A (en) * | 2019-08-28 | 2019-11-19 | 广东华邦创科智能技术有限公司 | A kind of single phase ac phase shift starter |
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