JP2018106353A

JP2018106353A - Error function circuit, temperature compensating circuit, and semiconductor device

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Publication number: JP2018106353A
Application number: JP2016250853A
Authority: JP
Inventors: 隆輔柴田; Takasuke Shibata; 研二平野; Kenji Hirano; 尚史福田; Naofumi Fukuda; 勇一大久保; Yuichi Okubo
Original assignee: Denso Corp; Toppan Printing Co Ltd
Current assignee: Denso Corp; Toppan Inc
Priority date: 2016-12-26
Filing date: 2016-12-26
Publication date: 2018-07-05

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To realize a temperature compensation on a sensor that has an output with a non-linear temperature dependency by a hardware process of an integrated circuit.SOLUTION: An error function circuit includes: an operation amplifier; a first rectifier provided one by one in the current path for each of multiple currents including at least one current in accordance with a sensor output signal; a first resistor provided between an input end of a rectifier belonging to a first group and an inverse phase input end of the operation amplifier; a second resistor provided between an input end of a rectifier belonging to a second group and a positive phase input end of the operation amplifier; and a field-effect transistor and a second rectifier provided in series between an output end of the error function circuit and a ground line. In the error function circuit, a gate of the transistor is connected to an output end of the operation amplifier and a common connection between the transistor and the second rectifier is connected to the inverse phase input end of the operation amplifier via a feedback resistor. The first and second rectifiers are realized by parasitic PNP transistors.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

この発明は、出力に温度依存性を有するセンサの温度補償技術に関する。 The present invention relates to a temperature compensation technique for a sensor having a temperature dependency on an output.

磁気センサや圧力センサは、計測対象の物理量（すなわち、センサに印加された物理量）を電流或いは電圧に変換して出力する。この種のセンサのなかには、計測対象の物理量と出力電流或いは出力電圧の変換特性に温度依存性を有するものがある。出力に温度依存性を有するセンサを比較的温度変動の大きな環境で使用する場合、温度変動に対して安定したセンサ出力、すなわち温度依存性のないセンサ出力が得られるようにするためには、センサ出力から温度依存分を除去する温度補償を行うことが必要となる（例えば、特許文献１参照）。 A magnetic sensor or a pressure sensor converts a physical quantity to be measured (that is, a physical quantity applied to the sensor) into a current or a voltage and outputs the current or voltage. Some sensors of this type have temperature dependence in the conversion characteristics between the physical quantity to be measured and the output current or output voltage. When using a sensor with temperature dependence in the environment where the temperature fluctuation is relatively large, in order to obtain a stable sensor output against temperature fluctuation, that is, a sensor output without temperature dependence, It is necessary to perform temperature compensation for removing the temperature-dependent component from the output (see, for example, Patent Document 1).

特開２００１−０９０５９９号公報JP 2001-090599 A 特開２００８−２０３２０１号公報Japanese Patent Laid-Open No. 2008-203201

出力に温度依存性を有するセンサのなかには、非線形の温度依存性を有するものがある。例えば、温度誤差（温度に依存する誤差）を含むセンサ出力が、図６にて実線グラフのような二次関数で表される場合、この温度誤差を補償して図６にて破線グラフで示すセンサ出力が得られるようにするには、センサの出力信号からこの温度誤差に近似する二次関数の誤差関数を減算する（或いは、温度誤差を含むセンサ出力（図７（Ａ）参照）からその逆特性に近似する二次関数の誤差関数（図７（Ｂ）参照）を生成し、両者を加算して温度誤差を補償する（図７（Ｃ）参照））必要がある。出力に温度依存性を有するセンサを機器制御等に利用する場合、制御応答性を考慮すると温度補償はソフトウェア処理ではなく、集積回路のハードウェア処理で実現することが好ましい。しかし、非線形の温度依存性を集積回路のハードウェエア処理で除去することは従来難しかった。例えば特許文献２には、温度補償抵抗器を用いた温度補償電流検出回路で温度補償を行うことが記載されているが、集積回路構成については記載されていない。 Some sensors that have temperature dependence on output have non-linear temperature dependence. For example, when a sensor output including a temperature error (temperature-dependent error) is represented by a quadratic function such as a solid line graph in FIG. 6, this temperature error is compensated and shown in a broken line graph in FIG. In order to obtain the sensor output, the error function of a quadratic function approximating this temperature error is subtracted from the sensor output signal (or the sensor output including the temperature error (see FIG. 7A)) It is necessary to generate an error function of a quadratic function that approximates the inverse characteristic (see FIG. 7B) and add both to compensate for the temperature error (see FIG. 7C)). When a sensor having temperature dependency in output is used for device control or the like, it is preferable to realize temperature compensation not by software processing but by hardware processing of an integrated circuit in consideration of control responsiveness. However, it has been difficult in the past to remove the nonlinear temperature dependence by the integrated circuit hardware processing. For example, Patent Document 2 describes that temperature compensation is performed by a temperature compensation current detection circuit using a temperature compensation resistor, but does not describe an integrated circuit configuration.

本発明は上記課題に鑑みて為されたものであり、出力に非線形の温度依存性を有するセンサについての温度補償を、集積回路のハードウェア処理で実現する技術を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a technique for realizing temperature compensation for a sensor having nonlinear temperature dependence in output by hardware processing of an integrated circuit.

上記課題を解決するために本発明は、非線形の温度依存性を有するセンサの出力信号に含まれる非線形ひずみに応じた誤差関数信号を発生させる誤差関数回路として、オペアンプ、複数の第１の整流素子、電界効果トランジスタおよび第２の整流素子を含む誤差関数回路を提供する。この誤差関数回路における各構成要素の接続関係は次の通りである。複数の第１の整流素子の各々は、上記センサの出力信号に応じた電流値の電流を少なくとも１つ含む複数の電流の電流経路に設けられており、第１および第２のグループにグループ分けされている。上記複数の電流の各々については例えばソース接地回路等を用いて発生させるようにすれば良い。第１のグループに属する第１の整流素子は、抵抗を介して入力端がオペアンプの正相入力端に接続されており、第２のグループに属する整流素子は抵抗を介して入力端がオペアンプの逆相入力端に接続されている。電界効果トランジスタと第２の整流素子は、誤差関数回路の出力端と接地線との間に直列に介挿されている。電界効果トランジスタのゲートはオペアンプの出力端に接続されており、電界効果トランジスタと第２の整流素子の共通接続点は帰還抵抗を介してオペアンプの逆相入力端に接続されている。 In order to solve the above-described problems, the present invention provides an operational amplifier, a plurality of first rectifier elements as an error function circuit that generates an error function signal corresponding to nonlinear distortion included in an output signal of a sensor having nonlinear temperature dependence. An error function circuit including a field effect transistor and a second rectifying element is provided. The connection relationship of each component in the error function circuit is as follows. Each of the plurality of first rectifying elements is provided in a current path of a plurality of currents including at least one current having a current value corresponding to the output signal of the sensor, and is grouped into first and second groups. Has been. Each of the plurality of currents may be generated using, for example, a common source circuit. The first rectifier element belonging to the first group has an input terminal connected to the positive-phase input terminal of the operational amplifier via a resistor, and the rectifier element belonging to the second group has an input terminal connected to the operational amplifier via the resistor. It is connected to the negative phase input terminal. The field effect transistor and the second rectifier element are interposed in series between the output terminal of the error function circuit and the ground line. The gate of the field effect transistor is connected to the output terminal of the operational amplifier, and the common connection point of the field effect transistor and the second rectifier element is connected to the negative phase input terminal of the operational amplifier via a feedback resistor.

本発明の誤差関数回路によれば、第１の抵抗の抵抗値、第２の抵抗の抵抗値、および帰還抵抗の抵抗値を適切に設定しておくことで上記複数の電流の各々のべき乗の乗除算で表現される出力電流を発生させること、すなわち指数関数の誤差関数を実現することができる。また、記誤差関数回路は集積回路で実現可能である。つまり、本発明によれば、出力に非線形の温度依存性を有するセンサについての温度補償を、集積回路のハードウェア処理で実現することが可能になる。 According to the error function circuit of the present invention, by appropriately setting the resistance value of the first resistor, the resistance value of the second resistor, and the resistance value of the feedback resistor, the power of each of the plurality of currents is set. An output current expressed by multiplication and division can be generated, that is, an exponential error function can be realized. The error function circuit can be realized by an integrated circuit. In other words, according to the present invention, it is possible to realize temperature compensation for a sensor having a nonlinear temperature dependence in output by hardware processing of an integrated circuit.

より好ましい態様においては、バイポーラトランジスタを用いて第１および第２の整流素子を構成する態様（例えば、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタを第１および第２の整流素子として用いる態様）が考えられる。さらに好ましい態様においては、寄生ＰＮＰトランジスタ（サブＰＮＰトランジスタとも呼ばれる）を第１および第２の整流素子として用いる態様が挙げられる。このような態様によれば、標準的なＣＭＯＳプロセスで上記誤差関数回路を生成することができ、特殊な半導体プロセスは要求されず、実現が容易となる、といった効果が奏される。 In a more preferable aspect, an aspect in which the first and second rectifier elements are configured using bipolar transistors (for example, an aspect in which diode-connected bipolar transistors are used as the first and second rectifier elements) can be considered. In a more preferable aspect, an aspect in which a parasitic PNP transistor (also referred to as a sub PNP transistor) is used as the first and second rectifying elements can be mentioned. According to such an embodiment, the error function circuit can be generated by a standard CMOS process, a special semiconductor process is not required, and an effect that the realization is easy is achieved.

上記誤差関数回路を用いた温度補償回路の具体例としては、非線形の温度依存性を有するセンサの出力信号を増幅する増幅器と、この増幅器による増幅を経た信号に応じて上記複数の電流を発生させる電圧―電流変換回路と、上記誤差関数回路と、逆相入力端が誤差関数回路の出力端に接続され、増幅器による増幅を経た信号が正相入力端に与えられる第２のオペアンプと、第２のオペアンプの出力端と当該第２のオペアンプの逆相入力端との間に介挿された第２の帰還抵抗と、を有する温度補償回路が挙げられる。この温度補償回路についても、集積回路で実現可能である。 As a specific example of the temperature compensation circuit using the error function circuit, an amplifier that amplifies an output signal of a sensor having non-linear temperature dependence, and the plurality of currents are generated according to the signal amplified by the amplifier. A voltage-current conversion circuit, the error function circuit, a second operational amplifier in which a negative phase input terminal is connected to an output terminal of the error function circuit, and a signal amplified by an amplifier is supplied to a positive phase input terminal; There is a temperature compensation circuit having a second feedback resistor interposed between the output terminal of the operational amplifier and the negative phase input terminal of the second operational amplifier. This temperature compensation circuit can also be realized by an integrated circuit.

また、各々の出力端が第２のオペアンプの逆相入力端に接続されている複数の誤差関数回路を設けることで、指数関数の加算または減算により表現される多様な誤差関数（すなわち、非線形の誤差関数）を実現することが可能になる。さらに第２の帰還抵抗を可変抵抗とすることで、さらに多様な誤差関数を実現することが可能になる。 Further, by providing a plurality of error function circuits, each output terminal being connected to the negative phase input terminal of the second operational amplifier, various error functions (that is, nonlinear functions) expressed by addition or subtraction of exponential functions are provided. Error function) can be realized. Furthermore, by making the second feedback resistor a variable resistor, it becomes possible to realize various error functions.

また、上記温度補償回路を含む集積回路の具体例としては、非線形の温度依存性を有するセンサを備え、さらに当該センサの出力信号に含まれる温度誤差を補償する回路として、上記温度補償回路を備える半導体装置が考えられる。ここで、上記センサを構成するセンサ素子の具体例として磁気抵抗効果素子或いはホール素子が挙げられる。また、上記センサについては、バイポーラトランジスタで構成する態様が考えられる。 As a specific example of the integrated circuit including the temperature compensation circuit, a sensor having nonlinear temperature dependence is provided, and the temperature compensation circuit is provided as a circuit for compensating for a temperature error included in the output signal of the sensor. A semiconductor device is conceivable. Here, a magnetoresistive effect element or a Hall element is mentioned as a specific example of the sensor element which comprises the said sensor. Moreover, about the said sensor, the aspect comprised with a bipolar transistor can be considered.

また、上記誤差関数回路を含む半導体装置の別の態様としては、温度依存性を有する三角波信号を発生させる温度依存三角波発生回路と、温度依存三角波発生回路の出力信号に応じて上記複数の電流を発生させる電圧―電流変換回路と、上記誤差関数回路と、逆相入力端が誤差関数回路の出力端に接続され、正相入力端に所定の定電圧が印加される第２のオペアンプと、第２のオペアンプの出力端と当該第２のオペアンプの逆相入力端との間に介挿された第２の帰還抵抗と、を有する半導体装置が挙げられる。非線形の温度依存性を有するセンサの出力信号の温度補償を上記温度補償回路を用いて行うには、上記誤差関数回路に含まれる抵抗（第１の帰還抵抗、第１および第２の抵抗）の抵抗値等を適切に設計しておく必要がある。本態様の半導体装置によれば、非線形の温度依存性を有するセンサの役割を温度依存三角波発生回路に代替させてシミュレーションを行うことができ、上記設計を円滑に進めることが可能になる。 As another aspect of the semiconductor device including the error function circuit, a temperature-dependent triangular wave generation circuit that generates a temperature-dependent triangular wave signal, and the plurality of currents according to an output signal of the temperature-dependent triangular wave generation circuit A voltage-current conversion circuit to be generated; the error function circuit; a second operational amplifier in which a negative phase input terminal is connected to an output terminal of the error function circuit and a predetermined constant voltage is applied to a positive phase input terminal; And a second feedback resistor interposed between the output terminal of the second operational amplifier and the negative phase input terminal of the second operational amplifier. In order to perform temperature compensation of the output signal of the sensor having nonlinear temperature dependence using the temperature compensation circuit, resistances (first feedback resistor, first and second resistors) included in the error function circuit are set. It is necessary to design the resistance value appropriately. According to the semiconductor device of this aspect, it is possible to perform a simulation by substituting the temperature-dependent triangular wave generation circuit for the role of a sensor having nonlinear temperature dependence, and the design can be smoothly advanced.

より好ましい態様においては、上記温度依存三角波発生回路は、上記三角波信号（すなわち、当該温度依存三角波発生回路の出力信号）の信号レベルが最大になる頂点温度を調整する頂点温度調整手段を含む。このような態様によれば、様々な温度依存性を有するセンサの出力信号の温度補償に関するシミュレーションを行うことが可能になる。 In a more preferred aspect, the temperature dependent triangular wave generating circuit includes apex temperature adjusting means for adjusting the apex temperature at which the signal level of the triangular wave signal (that is, the output signal of the temperature dependent triangular wave generating circuit) is maximized. According to such an aspect, it becomes possible to perform a simulation related to temperature compensation of an output signal of a sensor having various temperature dependencies.

以上説明したように、本発明によれば、出力信号に非線形の温度依存性を有するセンサについての温度補償を、集積回路のハードウェア処理で実現することが可能になる。また、本発明によれば、各種のセンサの非線形部分を線形性に近い特性を持たせることが可能となり、センサ出力が線形性を持たせることにより、センサを用いた制御性が容易になり、制御の精度向上を図れる、といった効果が奏される。 As described above, according to the present invention, it is possible to realize temperature compensation for a sensor having nonlinear temperature dependence in an output signal by hardware processing of an integrated circuit. In addition, according to the present invention, it is possible to give the nonlinear part of various sensors a characteristic close to linearity, and by making the sensor output linear, controllability using the sensor becomes easy. There is an effect that the accuracy of control can be improved.

本発明の一実施形態による誤差関数回路４０を有する半導体装置１の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the semiconductor device 1 which has the error function circuit 40 by one Embodiment of this invention. 複数の誤差関数回路４０を用いて構成される電流−電流変換回路４００の構成例を示す図である。2 is a diagram illustrating a configuration example of a current-current conversion circuit 400 configured using a plurality of error function circuits 40. FIG. 半導体装置１の他の構成例を示す図である。FIG. 6 is a diagram illustrating another configuration example of the semiconductor device 1. 誤差関数回路４０を有する他の半導体装置の構成例を示す図である。5 is a diagram illustrating a configuration example of another semiconductor device having an error function circuit 40. FIG. 同半導体装置に含まれる温度依存三角波発生回路６０が発生させる三角波の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the triangular wave which the temperature dependent triangular wave generation circuit 60 contained in the semiconductor device generates. 出力に温度依存性を有するセンサの出力信号に含まれる温度誤差およびその補償例を説明する図である。It is a figure explaining the temperature error contained in the output signal of the sensor which has temperature dependence in an output, and its compensation example. 出力に温度依存性を有するセンサの出力信号に含まれる温度誤差の補償手順の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the compensation procedure of the temperature error contained in the output signal of the sensor which has temperature dependence in an output.

以下、図面を参照しつつ本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の一実施形態による温度補償回路を含む半導体装置１の構成例を示す図である。半導体装置１は、センサ１０の出力電圧を表す信号を増幅し、当該増幅された信号に電圧−電流変換を施し、その変換結果である電流に電流−電流変換を施して波形整形し、波形整形済の電流に電流-電圧変換を施して出力する集積回路である。図１では、電圧−電流変換は「Ｖ−Ｉ変換」と、電流−電圧変換は「Ｉ−Ｖ変換」とそれぞれ表記されている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a semiconductor device 1 including a temperature compensation circuit according to an embodiment of the present invention. The semiconductor device 1 amplifies a signal representing the output voltage of the sensor 10, performs voltage-current conversion on the amplified signal, performs current-current conversion on the current that is the conversion result, shapes the waveform, and shapes the waveform. It is an integrated circuit that performs current-voltage conversion on the finished current and outputs it. In FIG. 1, voltage-current conversion is expressed as “V-I conversion”, and current-voltage conversion is expressed as “IV conversion”.

センサ１０は、ＭＲ素子（磁気抵抗効果素子）やホール素子など、印加された磁界に応じて抵抗値が変化するセンサ素子を、図１に示すようにブリッジ接続して構成されている。本実施形態のセンサ１０は磁気センサであり、その出力には非線形の（本実施形態では、指数関数により表現される）温度誤差が含まれている。本実施形態では、センサ１０が磁気センサである場合について説明するが、センサ１０は感圧センサであっても良い。要は、センサ１０は、磁気や圧力など計測対象の物理量に応じた電圧値の信号を出力するセンサであって、その出力信号に指数関数により表現される温度誤差が含まれているセンサであれば良い。 The sensor 10 is configured by bridging sensor elements, such as MR elements (magnetoresistance effect elements) and Hall elements, whose resistance values change according to an applied magnetic field, as shown in FIG. The sensor 10 of this embodiment is a magnetic sensor, and its output includes a non-linear temperature error (expressed by an exponential function in this embodiment). In the present embodiment, the case where the sensor 10 is a magnetic sensor will be described, but the sensor 10 may be a pressure-sensitive sensor. In short, the sensor 10 is a sensor that outputs a signal having a voltage value corresponding to a physical quantity to be measured such as magnetism or pressure, and the output signal includes a temperature error expressed by an exponential function. It ’s fine.

図１に示すように半導体装置１は、センサ１０の他に、増幅器２０と、電圧−電流変換回路３０と、誤差関数回路４０と、電流−電圧変換回路５０と、を有する。本実施形態では、増幅器２０、電圧−電流変換回路３０、誤差関数回路４０、および電流−電圧変換回路５０により、センサ１０の温度依存性を補償する温度補償回路が形成される。 As shown in FIG. 1, the semiconductor device 1 includes an amplifier 20, a voltage-current conversion circuit 30, an error function circuit 40, and a current-voltage conversion circuit 50 in addition to the sensor 10. In the present embodiment, the amplifier 20, the voltage-current conversion circuit 30, the error function circuit 40, and the current-voltage conversion circuit 50 form a temperature compensation circuit that compensates for the temperature dependence of the sensor 10.

増幅器２０はセンサ１０の出力信号を差動増幅して電圧―電流変換回路３０と電流−電圧変換回路５０へ出力する。電圧−電流変換回路３０は、増幅器２０による増幅を経たセンサ１０の出力信号（以下、センサ出力増幅信号）の電圧値に応じた電流値の電流を少なくとも１つ含む複数の電流を発生させ、誤差関数回路４０に与える。 The amplifier 20 differentially amplifies the output signal of the sensor 10 and outputs it to the voltage-current conversion circuit 30 and the current-voltage conversion circuit 50. The voltage-current conversion circuit 30 generates a plurality of currents including at least one current having a current value corresponding to the voltage value of the output signal of the sensor 10 (hereinafter referred to as a sensor output amplification signal) that has been amplified by the amplifier 20, and generates an error. This is given to the function circuit 40.

図１では詳細な図示を省略したが、電圧−電流変換回路３０は、電流Ｉｘ、Ｉｙ、Ｉｚ、ＩａおよびＩｂの５種類の電流を発生させ、誤差関数回路４０へ与える。これら５種類の電流の各々は、センサ出力増幅信号の電圧値に応じた電流値の電流、または当該電圧値によらない電流値の定電流の何れかであるが、少なくとも１つは前者である。なお、センサ出力増幅信号の電圧値に応じた電流値の電流の発生については、ソース接地回路などの既存技術を適宜用いるようにすれば良い。また、電圧−電流変換回路３０により発生させる電流の種類は５種類に限定される訳ではなく、２〜４種類或いは６種類以上であっても良い。 Although not shown in detail in FIG. 1, the voltage-current conversion circuit 30 generates five types of currents Ix, Iy, Iz, Ia, and Ib and supplies them to the error function circuit 40. Each of these five types of current is either a current having a current value corresponding to the voltage value of the sensor output amplification signal or a constant current having a current value not depending on the voltage value, but at least one is the former. . In addition, what is necessary is just to use the existing techniques, such as a source grounding circuit, suitably about the generation | occurrence | production of the electric current value according to the voltage value of a sensor output amplification signal. Further, the type of current generated by the voltage-current conversion circuit 30 is not limited to five, and may be two to four or six or more.

センサ出力増幅信号には、計測対象の物理量に応じた目標信号成分と、温度誤差に応じた非線形誤差成分と、温度誤差以外のノイズ成分とが含まれている、と考えられる。誤差関数回路４０は、電圧−電流変換回路３０から与えられる上記５種類の電流から上記非線形誤差成分に近似した電流Ｉｏｕｔを作り出し、電流−電圧変換回路５０に与える電流−電流変換回路である。詳細については後述するが本実施形態の特徴は誤差関数回路４０にある。 It is considered that the sensor output amplification signal includes a target signal component corresponding to the physical quantity to be measured, a nonlinear error component corresponding to the temperature error, and a noise component other than the temperature error. The error function circuit 40 is a current-current conversion circuit that generates a current Iout approximated to the nonlinear error component from the five types of currents supplied from the voltage-current conversion circuit 30 and applies the current Iout to the current-voltage conversion circuit 50. Although details will be described later, the feature of this embodiment resides in the error function circuit 40.

電流-電圧変換回路５０は、図１に示すように、オペアンプ５１０と抵抗５２０とを有する。オペアンプ５１０の正相入力端には、センサ出力増幅信号が与えられ、オペアンプ５１０の逆相入力端には、誤差関数回路４０の出力電流Ｉｏｕｔに応じた電圧値が与えられる。また、抵抗５２０は、オペアンプ５１０の逆相入力端と同オペアンプ５１０の出力端の間に介挿されており、同オペアンプ５１０の出力端は、本実施形態の温度補償回路の出力端（半導体装置１の出力端）となっている。オペアンプ５１０の出力信号Ｖｏｕｔは、以下の数１で表される。なお、数１右辺のＲ１は、抵抗５２０の抵抗値である。

上記の要領でセンサ１０の出力信号の温度補償が実現される。 As illustrated in FIG. 1, the current-voltage conversion circuit 50 includes an operational amplifier 510 and a resistor 520. A sensor output amplification signal is given to the positive phase input terminal of the operational amplifier 510, and a voltage value corresponding to the output current Iout of the error function circuit 40 is given to the negative phase input terminal of the operational amplifier 510. The resistor 520 is inserted between the negative phase input terminal of the operational amplifier 510 and the output terminal of the operational amplifier 510. The output terminal of the operational amplifier 510 is the output terminal (semiconductor device) of the temperature compensation circuit of this embodiment. 1 output end). The output signal Vout of the operational amplifier 510 is expressed by the following formula 1. Note that R1 on the right side of Equation 1 is the resistance value of the resistor 520.

The temperature compensation of the output signal of the sensor 10 is realized in the manner described above.

次いで、誤差関数回路４０の構成を図１を参照しつつ説明する。なお、図１では、電圧−電流変換回路３０から誤差関数回路４０に与えられる５種類の電流は、定電流源の出力電流として図示されている。図１に示すように、誤差関数回路４０は、オペアンプＯＰ１１と、整流素子Ｑ１１〜Ｑ１６と、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６と、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ１１と、を有する。図１では、整流素子Ｑ１１〜Ｑ１６の各々はダイオード接続されたバイポーラトランジスタとして図示されているが、実際には寄生ＰＮＰトランジスタで実現されている。これは、本実施形態の半導体装置１を、特殊な半導体プロセルを用いることなく、標準的なＣＭＯＳプロセスで製造できるようにするためである。 Next, the configuration of the error function circuit 40 will be described with reference to FIG. In FIG. 1, the five types of current given from the voltage-current conversion circuit 30 to the error function circuit 40 are shown as output currents of the constant current source. As shown in FIG. 1, the error function circuit 40 includes an operational amplifier OP11, rectifier elements Q11 to Q16, resistors R11 to R16, and an N-channel field effect transistor M11. In FIG. 1, each of the rectifying elements Q11 to Q16 is illustrated as a diode-connected bipolar transistor, but is actually realized by a parasitic PNP transistor. This is because the semiconductor device 1 of this embodiment can be manufactured by a standard CMOS process without using a special semiconductor process.

図１に示すように、整流素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４およびＱ１５の各々は、それぞれ、電流Ｉｘ、Ｉｙ、Ｉｚ、ＩａおよびＩｂの各々が流れる電流経路に設けられている。これら５つの整流素子は、以下のように第１のグループに属するものと第２のグループに属するものとにグループ分けされる。第１のグループに属する整流素子の入力端は抵抗を介してオペアンプＯＰ１１の逆相入力端に接続されている。これに対して第２のグループに属する整流素子の入力端は抵抗を介してオペアンプＯＰ１１の正相入力端に接続されている。 As shown in FIG. 1, each of rectifying elements Q11, Q12, Q13, Q14, and Q15 is provided in a current path through which each of currents Ix, Iy, Iz, Ia, and Ib flows. These five rectifying elements are grouped into those belonging to the first group and those belonging to the second group as follows. The input terminal of the rectifying element belonging to the first group is connected to the negative phase input terminal of the operational amplifier OP11 via a resistor. On the other hand, the input terminal of the rectifying element belonging to the second group is connected to the positive phase input terminal of the operational amplifier OP11 through a resistor.

図１に示す例では、整流素子Ｑ１１〜Ｑ１３が第１のグループに属する整流素子であり、整流素子Ｑ１４およびＱ１５が第２のグループに属する整流素子である。図１に示すように、整流素子Ｑ１１の入力端は抵抗Ｒ１１を介して、整流素子Ｑ１２の入力端は抵抗Ｒ１２を介して、整流素子Ｑ１３の入力端は抵抗Ｒ１３を介して、それぞれオペアンプＯＰ１１の逆相入力端に接続されている。整流素子Ｑ１４の入力端は抵抗Ｒ１４を介して、整流素子Ｑ１５の入力端は抵抗Ｒ１５を介して、それぞれオペアンプＯＰ１１の正相入力端に接続されている。本実施形態では、第１のグループに３つの整流素子が属し、第２のグループに２つの整流素子が属する場合について説明するが、第１のグループに属する整流素子の数は１〜２個、または４個以上であっても良いし、第１のグループに属する整流素子の数についても１個、または３個以上であっても良い。 In the example shown in FIG. 1, the rectifying elements Q11 to Q13 are rectifying elements belonging to the first group, and the rectifying elements Q14 and Q15 are rectifying elements belonging to the second group. As shown in FIG. 1, the input terminal of the rectifier element Q11 is connected through the resistor R11, the input terminal of the rectifier element Q12 is connected through the resistor R12, and the input terminal of the rectifier element Q13 is connected through the resistor R13. It is connected to the negative phase input terminal. The input terminal of the rectifier element Q14 is connected to the positive phase input terminal of the operational amplifier OP11 via the resistor R14, and the input terminal of the rectifier element Q15 is connected to the positive phase input terminal of the operational amplifier OP11. In the present embodiment, a case where three rectifying elements belong to the first group and two rectifying elements belong to the second group will be described. However, the number of rectifying elements belonging to the first group is 1 to 2, Alternatively, the number of rectifying elements belonging to the first group may be one or three or more.

図１に示すように、誤差関数回路４０の出力端と接地線の間には、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ１１と整流素子Ｑ１６が直列に介挿されている。本実施形態では、電流Ｉｘ、Ｉｙ、Ｉｚ、ＩａおよびＩｂの電流経路に設けられる整流素子Ｑ１１〜Ｑ１５とＱ１６とを区別するために前者を「第１の整流素子」と呼び、後者を「第２の整流素子」と呼ぶ。図１に示すように、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ１１のゲートはオペアンプＯＰ１１の出力端に接続されており、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ１１と整流素子Ｑ１６との共通接続点は抵抗Ｒ１６を介してオペアンプＯＰ１１の逆相入力端に接続されている。つまり、抵抗Ｒ１６は、オペアンプＯＰ１１の出力に応じた電圧を当該オペアンプＯＰ１１の逆相入力端へ帰還させる際の帰還抵抗の役割を果たす。 As shown in FIG. 1, an N-channel field effect transistor M11 and a rectifier element Q16 are interposed in series between the output terminal of the error function circuit 40 and the ground line. In the present embodiment, the former is referred to as “first rectifier element” and the latter is referred to as “first rectifier element” in order to distinguish the rectifier elements Q11 to Q15 and Q16 provided in the current paths of the currents Ix, Iy, Iz, Ia, and Ib. 2 rectifier ". As shown in FIG. 1, the gate of the N-channel field effect transistor M11 is connected to the output terminal of the operational amplifier OP11, and the common connection point between the N-channel field effect transistor M11 and the rectifier element Q16 is connected to the operational amplifier OP11 via the resistor R16. Is connected to the negative phase input terminal. That is, the resistor R16 serves as a feedback resistor when a voltage corresponding to the output of the operational amplifier OP11 is fed back to the negative phase input terminal of the operational amplifier OP11.

誤差関数回路４０は、電流Ｉｘ、Ｉｙ、Ｉｚ、ＩａおよびＩｂの各々を整流素子Ｑ１１〜Ｑ１５を負荷として受け、整流素子Ｑ１１〜Ｑ１３の各々の入力端の電圧はオペアンプＯＰ１１の逆相入力端に入力され、それらは加算される。整流素子Ｑ１１〜Ｑ１３の各々の入力端の電圧はオペアンプＯＰ１１の逆相入力端に入力され、それらは加算される。整流素子Ｑ１４〜Ｑ１５の各々の入力端の電圧はオペアンプＯＰ１１の正相入力端に入力され、それらは加算されるが、上記逆相入力端への入力信号に対しては減算となる。それらがそれぞれの抵抗Ｒ１１〜Ｒ１５と抵抗Ｒ１６の比によって増幅され、それらの総和が整流素子Ｑ１６のエミッタに出力され、整流素子Ｑ１６によって電流Ｉｏｕｔに変換される。 The error function circuit 40 receives each of the currents Ix, Iy, Iz, Ia, and Ib with the rectifying elements Q11 to Q15 as loads, and the voltages at the input terminals of the rectifying elements Q11 to Q13 are applied to the negative phase input terminals of the operational amplifier OP11. They are input and they are added. The voltages at the input terminals of the rectifier elements Q11 to Q13 are input to the negative phase input terminal of the operational amplifier OP11, and they are added. The voltages at the input terminals of the rectifier elements Q14 to Q15 are input to the positive phase input terminal of the operational amplifier OP11, and they are added, but are subtracted from the input signal to the negative phase input terminal. They are amplified by the ratio of each of the resistors R11 to R15 and the resistor R16, and the sum of them is output to the emitter of the rectifier element Q16 and converted into a current Iout by the rectifier element Q16.

誤差関数回路４０の伝達式は次のように求めることができる。ここでＮを数２のように定義しておく。なお、数２以降の数式において抵抗Ｒ１ｊ（ｊ＝１〜６）の抵抗値はＲ１ｊと表記されている。

The transfer equation of the error function circuit 40 can be obtained as follows. Here, N is defined as in Equation 2. It should be noted that the resistance value of the resistor R1j (j = 1 to 6) is expressed as R1j in the mathematical expressions after Formula 2.

誤差関数回路４０では、以下の数３が成立する。

In the error function circuit 40, the following equation 3 is established.

数３を整理して以下の数４の出力式が得られる。なお、数４における各指数は下記の数５で与えられる。

The following Expression 4 is obtained by rearranging Expression 3. Each index in Equation 4 is given by Equation 5 below.

ここで、Ｒ１４＝Ｒ１５、Ｒ１６／Ｒ１１＝１、Ｒ１６／Ｒ１２＝２、Ｒ１６／Ｒ１３＝４であるとすると、数６に示す関数が得られる。

Here, assuming that R14 = R15, R16 / R11 = 1, R16 / R12 = 2, and R16 / R13 = 4, the function shown in Equation 6 is obtained.

電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｘ、およびＩｙが一定電流であり、電流Ｉｚのみセンサ出力増幅信号に応じた電流（すなわち、入力依存性を有する電流）であるとすると、誤差関数回路４０の出力電流Ｉｏｕｔは−４乗の関数となる。電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｘ、ＩｙおよびＩｚ、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６の抵抗値は、以上に説明した条件を満たせば、自由に設定できる定数であり、各種の指数関数を得ることができる。上記伝達式の導出において整流素子Ｑ１１〜Ｑ１６の面積比については述べていないが、整流素子Ｑ１１〜Ｑ１６の面積比を変えることでも関数の係数を変えることができる。
以上が誤差関数回路４０の構成である。 If the currents Ia, Ib, Ix, and Iy are constant currents, and only the current Iz is a current corresponding to the sensor output amplification signal (that is, a current having input dependency), the output current Iout of the error function circuit 40 is It is a function of the fourth power. The resistance values of the currents Ia, Ib, Ix, Iy and Iz, and the resistors R11 to R16 are constants that can be freely set as long as the above-described conditions are satisfied, and various exponential functions can be obtained. Although the area ratio of the rectifying elements Q11 to Q16 is not described in the derivation of the transmission equation, the function coefficient can be changed by changing the area ratio of the rectifying elements Q11 to Q16.
The above is the configuration of the error function circuit 40.

以上説明したように本実施形態によれば、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６の抵抗値等を適切に設計しておくことで、指数関数の誤差関数を実現することができる。このように本実施形態によれば、出力に指数関数状の温度依存性を有するセンサ１０についての温度補償を、集積回路のハードウェア処理で実現することが可能になる。加えて、本実施形態によれば、整流素子Ｑ１１〜Ｑ１６は何れも寄生ＰＮＰトランジスタであるため、特殊な半導体プロセスを用いることなく、標準的なＣＭＯＳプロセスで半導体装置１を製造することができる。 As described above, according to the present embodiment, an error function of an exponential function can be realized by appropriately designing the resistance values of the resistors R11 to R16. As described above, according to the present embodiment, it is possible to realize temperature compensation for the sensor 10 having an exponential temperature dependency in output by hardware processing of an integrated circuit. In addition, according to the present embodiment, since all of the rectifying elements Q11 to Q16 are parasitic PNP transistors, the semiconductor device 1 can be manufactured by a standard CMOS process without using a special semiconductor process.

以上、本発明の一実施形態について説明したが、この実施形態に以下の変形を加えても勿論良い。
（１）上記実施形態では、半導体装置１を特殊な半導体プロセスを用いることなく、標準的なＣＭＯＳプロセスで製造できるようにするために、整流素子Ｑ１１〜Ｑ１６を寄生ＰＮＰトランジスタで実現したが、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタで実現しても良く、ダイオードで実現しても良い。上記実施形態におけるものと同様の伝達式が導かれることは自明だからである。 Although one embodiment of the present invention has been described above, it is needless to say that the following modifications may be added to this embodiment.
(1) In the above embodiment, the rectifier elements Q11 to Q16 are realized by parasitic PNP transistors so that the semiconductor device 1 can be manufactured by a standard CMOS process without using a special semiconductor process. It may be realized by a connected bipolar transistor or may be realized by a diode. This is because it is obvious that the same transmission formula as that in the above embodiment is derived.

（２）上記実施形態では、１つの誤差関数回路４０により電流−電流変換を実現したが、ｎ（ｎは２以上の自然数）個の誤差関数回路４０を並列接続して構成された電流―電流変換回路４００（図２参照）により電流−電流変換を実現しても良い。このようにすることで、指数関数の乗除算で表現される誤差関数だけでなく、それらの加算減算で表される誤差関数を生成することが可能になる。例えば、ｎ＝２の場合、電流−電流変換回路４００の出力信号Ｉｏｕｔは以下の数７および数８で表される。図６に示したセンサの温度依存性は、２乗関数だけ或いは４乗関数だけは補正しきれない。このような場合には、２個の誤差関数回路４０の並列接続により、数９に示すように２乗関数＋４乗関数の誤差関数を実現し、補正精度を向上させることができる。なお、複数の誤差関数回路４０の並列接続により実現される誤差関数は、指数関数＋指数関数に限定されるものではなく、指数関数＋一次関数であっても良い。目的に応じて関数の組み合わせを選択すれば良い。

(2) In the above embodiment, the current-current conversion is realized by one error function circuit 40. However, a current-current formed by connecting n (n is a natural number of 2 or more) error function circuits 40 in parallel. Current-to-current conversion may be realized by the conversion circuit 400 (see FIG. 2). In this way, it is possible to generate not only an error function expressed by exponential multiplication / division but also an error function expressed by adding and subtracting them. For example, when n = 2, the output signal Iout of the current-current conversion circuit 400 is expressed by the following equations 7 and 8. The temperature dependence of the sensor shown in FIG. 6 cannot be corrected with only the square function or the fourth power function. In such a case, the error function of the square function + the fourth power function can be realized as shown in Equation 9 by connecting the two error function circuits 40 in parallel, and the correction accuracy can be improved. The error function realized by parallel connection of the plurality of error function circuits 40 is not limited to exponential function + exponential function, but may be exponential function + primary function. What is necessary is just to select the combination of functions according to the objective.

また、図２に示す電流−電流変換回路４００を用いる場合、誤差関数回路４０＿ｋ（ｋは１〜ｎの何れか）に与える電流Ｉｘ、Ｉｙ、Ｉｚ、ＩａおよびＩｂと、誤差関数回路４０＿ｍ（ｍ≠ｋ）に与える電流Ｉｘ、Ｉｙ、Ｉｚ、ＩａおよびＩｂは同じであっても良いし、異なっていても良い。誤差関数回路４０＿ｋと誤差関数回路４０＿ｍとで電圧−電流変換回路３０から与えられる電流の数が異なっていても良い。抵抗Ｒｋ１〜Ｒｋ６とＲｍ１〜Ｒｍ６の抵抗値についても同じであっても良いし、異なっていても良い。さらに、整流素子Ｑｋ１〜Ｑｋ６とＱｍ１〜Ｑｍ６の面積比も同じであっても良いし、異なっていても良い。オペアンプＯＰ１１〜ＯＰｎ１については、全て同じ構成のオペアンプを使用するのが通常であるが、オペアンプＯＰ１１〜ＯＰｎ１の各々の構成が同一である必要はない。同様に、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍｎ１についても、サイズが全て同じであっても良いし、サイズの異なるものが含まれていても良い。また、図２に示す例では、整流素子Ｑ１１〜Ｑ１６、Ｑｎ１〜Ｑｎ６の各々を単独の寄生ＰＮＰトランジスタで構成したが、伝達関数は異なるもののダーリントン接続により構成することも可能である。 When the current-current conversion circuit 400 shown in FIG. 2 is used, the currents Ix, Iy, Iz, Ia, and Ib given to the error function circuit 40_k (k is any one of 1 to n) and the error function circuit 40_m (m ≠ k), currents Ix, Iy, Iz, Ia and Ib may be the same or different. The number of currents supplied from the voltage-current conversion circuit 30 may be different between the error function circuit 40_k and the error function circuit 40_m. The resistance values of the resistors Rk1 to Rk6 and Rm1 to Rm6 may be the same or different. Furthermore, the area ratios of the rectifying elements Qk1 to Qk6 and Qm1 to Qm6 may be the same or different. As for the operational amplifiers OP11 to OPn1, it is usual to use operational amplifiers having the same configuration, but the operational amplifiers OP11 to OPn1 need not have the same configuration. Similarly, the N-channel field effect transistors M11 to Mn1 may all have the same size or may include different sizes. In the example shown in FIG. 2, each of the rectifying elements Q11 to Q16 and Qn1 to Qn6 is configured by a single parasitic PNP transistor, but may be configured by Darlington connection although the transfer function is different.

図２に示す回路の作用は、入力信号を圧縮する場合でも伸長する場合でも対応可能ということになる。入力信号の電圧出力を出力に加算しない場合は、信号の圧縮、伸張器としての動作になるが、入力信号に対して電流‐電流変換された信号を加算あるいは減算する場合は、信号の波形整形器としての動作になる。これらのいずれの用途にも対応することができる。また、図２に示す回路構成はｎ段の誤差関数回路を並列接続して多様な指数関数を実現しているが、各出力段を導通、非導通とスイッチ動作をさせても同様な各種の指数関数を構成することができる。 The operation of the circuit shown in FIG. 2 can be handled both when the input signal is compressed and when it is expanded. If the voltage output of the input signal is not added to the output, it will operate as a signal compression / expansion device. However, if the current-to-current converted signal is added to or subtracted from the input signal, the signal waveform will be shaped. It becomes operation as a container. Any of these applications can be supported. The circuit configuration shown in FIG. 2 realizes various exponential functions by connecting n stages of error function circuits in parallel, but various kinds of similar functions can be achieved even if each output stage is switched on and off. An exponential function can be constructed.

（３）上記実施形態の半導体装置１にはセンサが１つだけ含まれていたが、複数のセンサが含まれていても良い。例えば、センサ１０Ａとセンサ１０Ｂの２つを有する半導体装置であれば、図１に示す増幅器２０、電圧−電流変換回路３０、誤差関数回路４０および電流−電圧変換回路５０をＡ系とＢ系の２系統設ける構成が考えられる。また、Ａ系から入力される電流とＢ系から入力される電流をスイッチ動作で切り換えて電流−電流変換を行う誤差関数回路４０´を用いて図３に示すように半導体装置１を構成する態様も考えられる。図３の誤差関数回路４０´は上記スイッチ動作を行う構成と、増幅器２０Ａおよび増幅器２０Ｂからセンサ出力増幅信号が入力される点が上記実施形態の誤差関数回路４０と異なる。誤差関数回路４０´へ入力されたセンサ出力増幅信号については特段の演算を施すことなくそのまま電流−電圧変換回路５０へ出力しても良いし、何らかの演算を施して電流−電圧変換回路５０へ出力しても良い。後者の態様であれば、前者に比較して多様な温度補償を行うことが可能になる。 (3) Although only one sensor is included in the semiconductor device 1 of the above embodiment, a plurality of sensors may be included. For example, in the case of a semiconductor device having two sensors 10A and 10B, the amplifier 20, the voltage-current conversion circuit 30, the error function circuit 40, and the current-voltage conversion circuit 50 shown in FIG. A configuration in which two systems are provided is conceivable. Further, as shown in FIG. 3, the semiconductor device 1 is configured using an error function circuit 40 ′ that performs current-current conversion by switching a current input from the A system and a current input from the B system by a switch operation. Is also possible. The error function circuit 40 ′ of FIG. 3 differs from the error function circuit 40 of the above embodiment in that the switch operation is performed and the sensor output amplified signal is input from the amplifier 20A and the amplifier 20B. The sensor output amplified signal input to the error function circuit 40 ′ may be output to the current-voltage conversion circuit 50 as it is without performing any special calculation, or may be output to the current-voltage conversion circuit 50 after performing some calculation. You may do it. With the latter mode, it becomes possible to perform various temperature compensations compared to the former mode.

（４）上記実施形態の半導体装置１には、出力に非線形の温度依存性を有するセンサ１０と、センサ１０の出力信号に含まれる温度誤差を補償する温度補償回路（増幅器２０、電圧−電流変換回路３０、誤差関数回路４０、および電流−電圧変換回路５０よりなる回路）とが含まれていた。誤差関数回路４０を用いて、センサ１０の出力信号に含まれる温度誤差の補償を行うには、電圧−電流変換回路３０に発生させる電流の電流値や誤差関数回路４０に含まれる抵抗（抵抗Ｒ１１〜１６）および抵抗５２０の抵抗値等を適切に設計しておく必要がある。例えば、センサ１０の温度依存性が図６に示す二次関数で表される場合には、その二次関数を近似した三角波を発生させてシミュレーションを行い、上記電流値等の適切な値を求めておく、といった具合である。 (4) In the semiconductor device 1 of the above embodiment, the sensor 10 having a nonlinear temperature dependency in the output and a temperature compensation circuit (amplifier 20, voltage-current conversion) that compensates for a temperature error included in the output signal of the sensor 10 Circuit 30, error function circuit 40, and current-voltage conversion circuit 50). In order to compensate for the temperature error included in the output signal of the sensor 10 using the error function circuit 40, the current value of the current generated in the voltage-current conversion circuit 30 and the resistance (resistor R11) included in the error function circuit 40 are used. -16) and the resistance value of the resistor 520 need to be designed appropriately. For example, when the temperature dependence of the sensor 10 is expressed by a quadratic function shown in FIG. 6, a simulation is performed by generating a triangular wave that approximates the quadratic function, and an appropriate value such as the current value is obtained. And so on.

このようなシミュレーションを円滑に進められるように、上記三角波を発生させる温度依存三角波発生回路６０と、電圧−電流変換回路３０、誤差関数回路４０、および電流−電圧変換回路５０と、を組み合わせて図４に示すように半導体装置を構成し、この半導体装置を用いて上記シミュレーションを行えば良い。図４では、温度依存三角波発生回路６０と電圧−電流変換回路３０の構成例が図示されており、誤差関数回路４０および電流−電圧変換回路５０の構成の図示は省略されている。図４では詳細な図示を省略したが、電流−電圧変換回路５０のオペアンプ５１０の正相入力端には所定の定電圧が印加される点も上記実施形態と異なる。以下、温度依存三角波発生回路６０の構成を、図４を、参照しつつ説明する。 A combination of the temperature-dependent triangular wave generation circuit 60 that generates the triangular wave, the voltage-current conversion circuit 30, the error function circuit 40, and the current-voltage conversion circuit 50 so that the simulation can proceed smoothly. A semiconductor device may be configured as shown in FIG. 4 and the simulation may be performed using this semiconductor device. In FIG. 4, configuration examples of the temperature-dependent triangular wave generation circuit 60 and the voltage-current conversion circuit 30 are illustrated, and the configuration of the error function circuit 40 and the current-voltage conversion circuit 50 is not illustrated. Although detailed illustration is omitted in FIG. 4, it is different from the above embodiment in that a predetermined constant voltage is applied to the positive phase input terminal of the operational amplifier 510 of the current-voltage conversion circuit 50. Hereinafter, the configuration of the temperature-dependent triangular wave generation circuit 60 will be described with reference to FIG.

図４に示すように温度依存三角波発生回路６０は、高電位電源線ＰＶＤＣと低電位電源線ＰＶＳＳとに接続されている。低電位電源線ＰＶＳＳは接地されており、高電位電源線ＰＶＤＣには電源８０によって電圧ＶＤＣが供給される。図４に示すように、温度依存三角波発生回路６０は、定電流源６１０と、ツェナーダイオード６２０〜６４０と、抵抗６５０〜７１０と、オペアンプ７２０〜７５０と、上記三角波信号（すなわち、当該温度依存三角波発生回の出力信号）の信号レベルが最大になる頂点温度を調整する頂点温度調整手段の役割を果たすＤＡＣ７６０とを含んでいる。 As shown in FIG. 4, the temperature dependent triangular wave generation circuit 60 is connected to the high potential power supply line PVDC and the low potential power supply line PVSS. The low potential power line PVSS is grounded, and the voltage VDC is supplied from the power source 80 to the high potential power line PVDC. As shown in FIG. 4, the temperature dependent triangular wave generating circuit 60 includes a constant current source 610, a Zener diode 620 to 640, resistors 650 to 710, operational amplifiers 720 to 750, and the triangular wave signal (that is, the temperature dependent triangular wave). A DAC 760 serving as an apex temperature adjusting means for adjusting an apex temperature at which the signal level of the generated output signal) is maximized.

図４に示すように高電位電源線ＰＶＤＣと低電位電源線ＰＶＳＳの間には、定電流源６１０、ツェナーダイオード６２０およびＤＡＣ７６０が直列に介挿されている。また、高電位電源線ＰＶＤＣと低電位電源線ＰＶＳＳの間には、抵抗６５０と抵抗６６０が直列に介挿されている。抵抗６５０と抵抗６６０の共通接続点は、オペアンプ７３０の正相入力端に接続されており、オペアンプ７３０の出力端は同オペアンプ７３０の逆相入力端に接続されている。高電位電源線ＰＶＤＣとオペアンプ７３０の出力端との間には、電圧−電流変換回路３０の構成要素であるＰチャネル電界効果トランジスタ３２０とＮチャネル電界効果トランジスタ３３０と抵抗３４０とが直列に介挿されている。Ｎチャネル電界効果トランジスタ３３０と抵抗３４０は、前述したソース接地回路を形成する。Ｐチャネル電界効果トランジスタ３２０は、上記ソース接地回路により発生させた電流を誤差関数回路４０へコピーするカレントミラー回路（図４では図示略）を構成する。 As shown in FIG. 4, a constant current source 610, a Zener diode 620, and a DAC 760 are interposed in series between the high potential power line PVDC and the low potential power line PVSS. A resistor 650 and a resistor 660 are interposed in series between the high potential power supply line PVDC and the low potential power supply line PVSS. A common connection point between the resistor 650 and the resistor 660 is connected to a positive phase input terminal of the operational amplifier 730, and an output terminal of the operational amplifier 730 is connected to a negative phase input terminal of the operational amplifier 730. Between the high-potential power line PVDC and the output terminal of the operational amplifier 730, a P-channel field effect transistor 320, an N-channel field effect transistor 330, and a resistor 340, which are components of the voltage-current conversion circuit 30, are inserted in series. Has been. N-channel field effect transistor 330 and resistor 340 form the above-mentioned source grounded circuit. The P-channel field effect transistor 320 constitutes a current mirror circuit (not shown in FIG. 4) that copies the current generated by the source ground circuit to the error function circuit 40.

また、高電位電源線ＰＶＤＣには、オペアンプ７２０の正相入力端が接続されており、オペアンプ７２０の出力端は同オペアンプ７２０の逆相入力端に接続されている。オペアンプ７２０の出力端は、オペアンプ７４０の正相入力端と、オペアンプ７５０の正相入力端に接続されている。オペアンプ７４０の逆相入力端は、抵抗６７０を介して定電流源６１０とツェナーダイオード６２０の共通接続点に接続されており、オペアンプ７５０の逆相入力端は、抵抗６８０、６９０および６７０を介して同共通接続点に接続されている。 Further, the positive phase input terminal of the operational amplifier 720 is connected to the high potential power line PVDC, and the output terminal of the operational amplifier 720 is connected to the negative phase input terminal of the operational amplifier 720. The output terminal of the operational amplifier 720 is connected to the positive phase input terminal of the operational amplifier 740 and the positive phase input terminal of the operational amplifier 750. The negative phase input terminal of the operational amplifier 740 is connected to the common connection point of the constant current source 610 and the Zener diode 620 via the resistor 670, and the negative phase input terminal of the operational amplifier 750 is connected via the resistors 680, 690 and 670. It is connected to the common connection point.

オペアンプ７４０の出力端はツェナーダイオード６４０を介して、抵抗６８０と抵抗６９０の共通接続点に接続されている。また、オペアンプ７４０の逆相入力端と出力端との間には、ツェナーダイオード６３０が介挿されている。オペアンプ７５０の出力端は、抵抗７００および７１０を介して、定電流源６１０とツェナーダイオード６２０の共通接続点に接続されている。抵抗７００と抵抗７１０の共通接続点はオペアンプ７５０の逆相入力端に接続される。オペアンプ７５０の出力端は、電圧−電流変換回路３０の構成要素であるオペアンプ３１０の正相入力端に接続されている。オペアンプ３１０の出力端はＮチャネル電界効果トランジスタ３３０のゲートに接続されており、オペアンプ３１０は、オペアンプ７５０の出力信号に応じて前述したソース接地回路の作動制御を行う。本変形例の温度依存三角波発生回路６０によれば、図５に示す温度依存性を有する三角波信号がオペアンプ７５０の出力端から出力される。図５に示す三角波信号の頂点電圧ＴＰをＤＡＣ７６０により調整できることは前述した通りである。この三角波信号を用いてシミュレーションを行うことで、誤差関数回路４０に含まれる抵抗（抵抗Ｒ１１〜１６）および抵抗５２０の抵抗値や電圧−電流変換回路３０から誤差関数４０に与える電流の適切な値を求めることができる。 The output terminal of the operational amplifier 740 is connected to the common connection point of the resistor 680 and the resistor 690 via the Zener diode 640. Further, a Zener diode 630 is interposed between the negative phase input terminal and the output terminal of the operational amplifier 740. The output terminal of the operational amplifier 750 is connected to a common connection point between the constant current source 610 and the Zener diode 620 via resistors 700 and 710. A common connection point between the resistor 700 and the resistor 710 is connected to the negative phase input terminal of the operational amplifier 750. The output terminal of the operational amplifier 750 is connected to the positive phase input terminal of the operational amplifier 310 that is a component of the voltage-current conversion circuit 30. The output terminal of the operational amplifier 310 is connected to the gate of the N-channel field effect transistor 330, and the operational amplifier 310 controls the operation of the source grounded circuit described above according to the output signal of the operational amplifier 750. According to the temperature-dependent triangular wave generation circuit 60 of this modification, a triangular wave signal having temperature dependency shown in FIG. 5 is output from the output terminal of the operational amplifier 750. As described above, the peak voltage TP of the triangular wave signal shown in FIG. 5 can be adjusted by the DAC 760. By performing a simulation using this triangular wave signal, the resistance (resistors R11 to 16) included in the error function circuit 40, the resistance value of the resistor 520, and the appropriate value of the current given to the error function 40 from the voltage-current conversion circuit 30 Can be requested.

１…半導体装置、１０…センサ、２０…増幅器、３０…電圧―電流変換回路、４０，４０＿ｋ（ｋ＝１〜ｎ：以下同じ）、４０´…誤差関数回路、５０…電流−電圧変換回路、５１０、ＯＰｋ１…オペアンプ、Ｑｋ１〜Ｑｋ６…整流素子、Ｒｋ１〜Ｒｋ６，５２０…抵抗、Ｍｋ１…Ｎチャネル電界効果トランジスタ。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Semiconductor device, 10 ... Sensor, 20 ... Amplifier, 30 ... Voltage-current conversion circuit, 40, 40_k (k = 1-n: The same hereafter), 40 '... Error function circuit, 50 ... Current-voltage conversion circuit, 510, OPk1... Operational amplifier, Qk1 to Qk6... Rectifying element, Rk1 to Rk6, 520... Resistor, Mk1.

Claims

In an error function circuit that generates an error function signal corresponding to a temperature error included in an output signal of a sensor having nonlinear temperature dependence,
An operational amplifier,
A plurality of first rectifier elements each provided in a current path of a plurality of currents including at least one current having a current value corresponding to the output signal;
A first resistor interposed between a member belonging to a first group of the plurality of first rectifying elements and a negative phase input terminal of the operational amplifier;
A second resistor interposed between one of the plurality of first rectifying elements belonging to a second group and the positive phase input terminal of the operational amplifier;
A field effect transistor and a second rectifier element inserted in series between the output terminal of the error function circuit and the ground line;
The gate of the field effect transistor is connected to the output terminal of the operational amplifier, and the common connection point of the field effect transistor and the second rectifier element is connected to the negative phase input terminal of the operational amplifier via a feedback resistor. An error function circuit characterized by

The error function circuit according to claim 1, wherein the first and second rectifying elements are configured using bipolar transistors.

The error function circuit according to claim 2, wherein a parasitic PNP transistor is used as the first and second rectifying elements.

An amplifier for amplifying an output signal of a sensor having nonlinear temperature dependence;
A voltage-current conversion circuit for generating the plurality of currents in response to an output signal of the amplifier;
The error function circuit according to any one of claims 1 to 3,
A second operational amplifier in which a negative phase input terminal is connected to an output terminal of the error function circuit, and an output signal of the amplifier is supplied to a positive phase input terminal;
A second feedback resistor interposed between the output terminal of the second operational amplifier and the negative phase input terminal of the second operational amplifier;
A temperature compensation circuit comprising:

5. The temperature compensation circuit according to claim 4, further comprising a plurality of the error function circuits each having an output terminal connected to a negative phase input terminal of the second operational amplifier.

The temperature compensation circuit according to claim 5, wherein the second feedback resistor is a variable resistor.

A sensor having non-linear temperature dependence;
The temperature compensation circuit according to any one of claims 4 to 6, to which an output signal of the sensor is input,
A semiconductor device comprising:

The semiconductor device according to claim 7, wherein a sensor element included in the sensor is a magnetoresistive effect element.

The semiconductor device according to claim 7, wherein the sensor element included in the sensor is a Hall element.

The semiconductor device according to claim 7, wherein the sensor includes a bipolar transistor.

A temperature dependent triangular wave generating circuit for generating a triangular wave signal having temperature dependence;
A voltage-current conversion circuit for generating the plurality of currents in response to an output signal of the temperature-dependent triangular wave generation circuit;
The error function circuit according to any one of claims 1 to 3,
A second operational amplifier in which a negative phase input terminal is connected to an output terminal of the error function circuit, and a predetermined constant voltage is applied to the positive phase input terminal;
A second feedback resistor interposed between the output terminal of the second operational amplifier and the negative phase input terminal of the second operational amplifier;
A semiconductor device comprising:

The semiconductor device according to claim 11, wherein the temperature-dependent triangular wave generation circuit includes apex temperature adjusting means for adjusting an apex temperature at which a signal level of the triangular wave signal is maximized.