JP2018093686A - Dc power supply - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a DC power supply which sets the peak of an input current before 65°.SOLUTION: The DC power supply includes: a full-wave rectifier circuit DB1 which rectifies the AC voltage of an AC power supply AC to output a pulsating voltage; a smoothing capacitor C1 having one end connected with one output end of the full-wave rectifier circuit; and a constant-current charge circuit 10 connected between the other output end of the full-wave rectifier circuit and the other end of the smoothing capacitor. The constant-current charge circuit 10 includes: a constant-current charge unit 11 which charges the smoothing capacitor with a constant current; and a peak generator circuit 12 which, when the pulsating voltage exceeds a both-end voltage of the smoothing capacitor, sets an input current, which flows from the AC power supply to the full-wave rectifier circuit, to be increased to the peak and thereafter decreased to a constant current, and further sets the peak to be earlier than the norm angle, so as to delay the constant current operation of the constant-current charge unit.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、ＬＥＤ照明用電源等に用いられる直流電源装置に関する。   The present invention relates to a DC power supply device used for a power source for LED lighting and the like.

従来、アクティブ方式の力率改善回路は、スイッチング回路の規模が大きくなる。このため、パッシブタイプの力率改善回路として、特許文献１に記載された電源装置が知られている。   Conventionally, an active power factor correction circuit has a large switching circuit. For this reason, the power supply device described in Patent Document 1 is known as a passive type power factor correction circuit.

この電源装置は、ブリッジダイオードの１つの素子の両端に力率改善用の平滑コンデンサが接続され、交流電源とブリッジダイオードとの間にも力率改善用のリアクトルが接続されている。リアクトルとコンデンサとを用いることで、力率を改善することができる。   In this power supply device, a smoothing capacitor for power factor improvement is connected to both ends of one element of the bridge diode, and a reactor for power factor improvement is also connected between the AC power supply and the bridge diode. The power factor can be improved by using the reactor and the capacitor.

特許第３３７７９５９号公報Japanese Patent No. 3377959

しかしながら、商用周波数のリアクトルとコンデンサとが大きくなり、電源装置の実装スペースが大きくなってしまう。   However, the commercial frequency reactor and the capacitor become large, and the mounting space for the power supply device becomes large.

また、ＪＩＳＣ６１０００−３−２の電磁両立性−第３−２部；限界値−高調波電流発生限度値（１相当たりの入力電流が２０Ａ以下の機器）クラスＣ（照明機器）の機器に対しては、入力電流のピークを６５°よりも前にする必要がある。しかし、従来の電源装置では、入力電流のピークが９０°付近になっていたため、入力電流のピークが６５°よりも前にする規格を満たしていなかった。   Also, for electromagnetic compatibility of JISC61000-3-2-Part 3-2; Limit value-Harmonic current generation limit value (equipment whose input current per phase is 20A or less) Class C (lighting equipment) Therefore, the peak of the input current needs to be before 65 °. However, in the conventional power supply device, since the peak of the input current is around 90 °, the standard that the peak of the input current is before 65 ° is not satisfied.

本発明の課題は、小型化するとともに、入力電流のピークを６５°よりも前にすることができる直流電源装置を提供することにある。   An object of the present invention is to provide a DC power supply device that can be miniaturized and that can make the peak of the input current before 65 °.

本発明に係る直流電源装置は、交流電源の交流電圧を整流して脈流電圧を出力する整流器と、前記整流器出力の一端に一端が接続された平滑コンデンサと、前記整流器出力の他端と前記平滑コンデンサの他端との間に接続された定電流充電回路とを備え、前記定電流充電回路は、定電流により前記平滑コンデンサを充電する定電流充電部と、前記脈流電圧が前記平滑コンデンサの両端電圧を超えたとき、前記交流電源から前記整流器に流れる入力電流をピークまで上昇させた後該ピークから前記定電流に下降するように設定し且つ前記ピークが規格角度より前になるように設定することにより、前記定電流充電部の定電流動作を遅延させるピーク設定回路とを備えることを特徴とする。   A DC power supply according to the present invention includes a rectifier that rectifies an AC voltage of an AC power supply and outputs a pulsating voltage, a smoothing capacitor having one end connected to one end of the rectifier output, the other end of the rectifier output, and the A constant current charging circuit connected between the other end of the smoothing capacitor, the constant current charging circuit charging the smoothing capacitor with a constant current; and the pulsating voltage is the smoothing capacitor The input current flowing from the AC power supply to the rectifier is raised to a peak and then lowered from the peak to the constant current, and the peak is before the standard angle. And a peak setting circuit that delays the constant current operation of the constant current charging unit.

本発明によれば、ピーク設定回路は、脈流電圧が平滑コンデンサの両端電圧を超えたとき、交流電源から整流器に流れる入力電流をピークまで上昇させた後該ピークから定電流に下降するように設定し且つピークが規格角度より前になるように設定することにより、定電流充電部の定電流動作を遅延させるので、小型化でき、入力電流のピークを規格としての６５°よりも前にすることができる。   According to the present invention, when the pulsating voltage exceeds the voltage across the smoothing capacitor, the peak setting circuit increases the input current flowing from the AC power source to the rectifier to the peak and then decreases from the peak to the constant current. By setting and setting the peak to be before the standard angle, the constant current operation of the constant current charging unit is delayed, so that the size can be reduced and the peak of the input current is made to be before 65 ° as a standard. be able to.

本発明の実施例１に係る直流電源装置の回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the direct-current power supply device which concerns on Example 1 of this invention. 本発明の実施例１に係る直流電源装置の各部の動作を説明するためのタイミングチャートである。It is a timing chart for demonstrating operation | movement of each part of the direct-current power supply which concerns on Example 1 of this invention. 本発明の実施例１に係る直流電源装置の入力電流波形のタイミングチャートである。It is a timing chart of the input current waveform of the direct-current power supply device concerning Example 1 of the present invention. 本発明の実施例１に係る直流電源装置の入力電流波形の詳細を示す図である。It is a figure which shows the detail of the input current waveform of the DC power supply device which concerns on Example 1 of this invention. 本発明の実施例２に係る直流電源装置の回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the DC power supply device which concerns on Example 2 of this invention. 従来の直流電源装置の入力電流波形のタイミングチャートである。It is a timing chart of the input current waveform of the conventional DC power supply device.

以下、本発明の実施の形態の直流電源装置について、図面を参照しながら詳細に説明する。   Hereinafter, a direct-current power supply device according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

（実施例１）
図１は、本発明の実施例１に係る直流電源装置の回路構成を示す図である。直流電源装置は、ＬＥＤ照明用電源等に用いられる直流電源装置であり、交流電源ＡＣ、全波整流回路ＤＢ１、平滑コンデンサＣ１、ＭＯＳＦＥＴＱ１、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、バイポーラトランジスタＱ２、コンデンサＣ２、直列に接続された複数のＬＥＤ、集積回路ＩＣ１を備えて構成されている。なお、ＬＥＤは、直列に接続された複数のＬＥＤの代わりに、１個でも良い。集積回路ＩＣ１は、ＬＥＤに一定電流を流すように動作する。 Example 1
FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of a DC power supply device according to Embodiment 1 of the present invention. The DC power supply device is a DC power supply device used for an LED lighting power supply or the like, and is connected in series with an AC power supply AC, a full-wave rectifier circuit DB1, a smoothing capacitor C1, a MOSFET Q1, resistors R1 to R3, a bipolar transistor Q2, and a capacitor C2. The plurality of LEDs and the integrated circuit IC1 are provided. Note that the number of LEDs may be one instead of the plurality of LEDs connected in series. The integrated circuit IC1 operates so that a constant current flows through the LED.

全波整流回路ＤＢ１は、本発明の整流器に対応し、ブリッジ接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４を有し、交流電源ＡＣの交流電圧をダイオードＤ１〜Ｄ４により全波整流して脈流電圧を出力する。   The full-wave rectifier circuit DB1 corresponds to the rectifier of the present invention and includes bridge-connected diodes D1 to D4. .

全波整流回路ＤＢ１の一端には平滑コンデンサＣ１の一端が接続される。全波整流回路ＤＢ１出力の他端と平滑コンデンサＣ１の他端との間には、定電流充電回路１０が接続されている。   One end of the smoothing capacitor C1 is connected to one end of the full-wave rectifier circuit DB1. A constant current charging circuit 10 is connected between the other end of the output of the full-wave rectifier circuit DB1 and the other end of the smoothing capacitor C1.

定電流充電回路１０は、定電流充電部１１と、ピーク発生回路１２とを備えている。定電流充電部１１は、脈流電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧を超えたとき、定電流（実施例では、図４に示す定電流Ｉ２）により平滑コンデンサＣ１を充電する。   The constant current charging circuit 10 includes a constant current charging unit 11 and a peak generation circuit 12. When the pulsating voltage exceeds the voltage across the smoothing capacitor C1, the constant current charging unit 11 charges the smoothing capacitor C1 with a constant current (in the embodiment, the constant current I2 shown in FIG. 4).

ピーク発生回路１２は、脈流電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧を超えたとき、交流電源ＡＣから全波整流回路ＤＢ１に流れる入力電流をピークまで上昇させた後該ピークから定電流に下降するように設定し且つピークが６５°（規格角度に対応）より前になるように設定する。これにより、ピーク発生回路１２は、定電流充電部１１の定電流動作を遅延させる。   When the pulsating voltage exceeds the voltage across the smoothing capacitor C1, the peak generating circuit 12 increases the input current flowing from the AC power supply AC to the full-wave rectifier circuit DB1 to the peak and then decreases from the peak to a constant current. And the peak is set to be before 65 ° (corresponding to the standard angle). Thereby, the peak generation circuit 12 delays the constant current operation of the constant current charging unit 11.

定電流充電部１１は、平滑コンデンサＣ１の他端に一端が接続された抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ１の他端にソースが接続され且つ全波整流回路ＤＢ１の他端にドレインが接続されたＭＯＳＦＥＴＱ１との直列回路と、全波整流回路ＤＢ１の他端に一端が接続され且つＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに他端が接続された抵抗Ｒ３と、ＭＯＳＦＥＴＱ１のベースがソースに接続され且つエミッタが抵抗Ｒ１の一端に接続されたバイポーラトランジスタＱ２とを備えている。   The constant current charging unit 11 includes a resistor R1 having one end connected to the other end of the smoothing capacitor C1, and a MOSFET Q1 having a source connected to the other end of the resistor R1 and a drain connected to the other end of the full-wave rectifier circuit DB1. A resistor R3 having one end connected to the other end of the full wave rectifier circuit DB1 and the other end connected to the gate of the MOSFET Q1, a base of the MOSFET Q1 connected to the source, and an emitter connected to one end of the resistor R1. Bipolar transistor Q2.

抵抗Ｒ１は、本発明の第１抵抗に対応する。ＭＯＳＦＥＴＱ１は、本発明の第１トランジスタに対応する。ＭＯＳＦＥＴＱ１のソースは、本発明の第１主電極に対応する。ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインは、本発明の第２主電極に対応する。ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートは、本発明の第１制御電極に対応する。抵抗Ｒ３は、本発明の第２抵抗に対応する。バイポーラトランジスタＱ２は、本発明の第２トランジスタに対応する。バイポーラトランジスタＱ２のベースは、本発明の第２制御電極に対応する。バイポーラトランジスタＱ２のエミッタは、本発明の第３主電極に対応する。   The resistor R1 corresponds to the first resistor of the present invention. MOSFET Q1 corresponds to the first transistor of the present invention. The source of the MOSFET Q1 corresponds to the first main electrode of the present invention. The drain of the MOSFET Q1 corresponds to the second main electrode of the present invention. The gate of the MOSFET Q1 corresponds to the first control electrode of the present invention. The resistor R3 corresponds to the second resistor of the present invention. The bipolar transistor Q2 corresponds to the second transistor of the present invention. The base of the bipolar transistor Q2 corresponds to the second control electrode of the present invention. The emitter of the bipolar transistor Q2 corresponds to the third main electrode of the present invention.

ピーク発生回路１２は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに一端が接続され、他端が抵抗Ｒ１の一端に接続され、脈流電圧と平滑コンデンサＣ１の両端電圧との電位差により充電され、バイポーラトランジスタＱ２がオンしたときに放電するコンデンサＣ２と、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタに一端が接続され、他端がＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに接続された抵抗Ｒ２とを備えている。ピーク発生回路１２は、コンデンサＣ２を抵抗Ｒ２を介して放電させることにより入力電流のピークＩｐｋ（図４）を発生させた後、ピークＩｐｋから定電流に下降させる。   The peak generating circuit 12 has one end connected to the gate of the MOSFET Q1, the other end connected to one end of the resistor R1, and is charged by the potential difference between the pulsating voltage and the voltage across the smoothing capacitor C1, and the bipolar transistor Q2 is turned on. And a resistor R2 having one end connected to the collector of the bipolar transistor Q2 and the other end connected to the gate of the MOSFET Q1. The peak generation circuit 12 generates the input current peak Ipk (FIG. 4) by discharging the capacitor C2 via the resistor R2, and then drops the peak from the peak Ipk to a constant current.

バイポーラトランジスタＱ２のコレクタは、本発明の第４主電極に対応する。コンデンサＣ２は、本発明の第１コンデンサに対応する。抵抗Ｒ２は、本発明の第３抵抗に対応する。   The collector of the bipolar transistor Q2 corresponds to the fourth main electrode of the present invention. The capacitor C2 corresponds to the first capacitor of the present invention. The resistor R2 corresponds to the third resistor of the present invention.

また、入力電流のピークを規格角度より前になるように抵抗Ｒ３の値とコンデンサＣ２の値とが設定されている。全波整流回路ＤＢ１の出力の両端には、直列に接続された複数のＬＥＤと、集積回路ＩＣ１との直列回路が接続されている。複数のＬＥＤの順方向電圧の総和が規格角度である６５°における脈流電圧よりも小さくなるように設定されている。   Further, the value of the resistor R3 and the value of the capacitor C2 are set so that the peak of the input current is before the standard angle. A series circuit of a plurality of LEDs connected in series and the integrated circuit IC1 is connected to both ends of the output of the full-wave rectifier circuit DB1. The sum of the forward voltages of the plurality of LEDs is set to be smaller than the pulsating voltage at the standard angle of 65 °.

次にこのように構成された実施例１に係る直流電源装置の動作を図２乃至図４に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する。図２において、ＡＣは、全波整流回路ＤＢ１の脈流電圧に相当し、Ｖｃ１は、平滑コンデンサＣ１の両端電圧、入力電流Ｉｉは、交流電源ＡＣから全波整流回路ＤＢ１に流れる電流である。ＶＱ１ｇは、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧、ＶＱ２ｃは、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電圧、ＩＱ１ｄは、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電流である。 Next, the operation of the DC power supply apparatus according to the first embodiment configured as described above will be described in detail with reference to the timing charts shown in FIGS. In FIG. 2, AC corresponds to the pulsating voltage of the full-wave rectifier circuit DB1, Vc1 is the voltage across the smoothing capacitor C1, and the input current Ii is a current that flows from the AC power supply AC to the full-wave rectifier circuit DB1. V Q1 g is the gate voltage of MOSFET Q1, V Q2 c is the collector voltage of bipolar transistor Q2, and I Q1 d is the drain current of MOSFET Q1.

まず、時刻ｔ０（脈流電圧ＡＣの角度０°）〜時刻ｔ１において、脈流電圧よりも平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が大きいので、入力電流Ｉｉ及びＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電流ＩＱ１ｄは、流れない。このため、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧ＶＱ１ｇ、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電圧ＶＱ２ｃも、ゼロである。 First, from time t0 (angle 0 ° of the pulsating voltage AC) to time t1, the voltage Vc1 across the smoothing capacitor C1 is greater than the pulsating voltage, so the input current Ii and the drain current I Q1d of the MOSFET Q1 do not flow. . For this reason, the gate voltage V Q1 g of the MOSFET Q1 and the collector voltage V Q2 c of the bipolar transistor Q2 are also zero.

次に、脈流電圧の角度４５°の時刻を経過した時刻ｔ１〜ｔ２において、脈流電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１を超えるので、入力電流Ｉｉが複数のＬＥＤと集積回路ＩＣ１に流れて、入力電流Ｉｉは、定電流Ｉ１となる。   Next, at the time t1 to t2 when the time of the pulsating voltage angle of 45 ° has elapsed, the pulsating voltage exceeds the voltage Vc1 across the smoothing capacitor C1, so that the input current Ii flows to the plurality of LEDs and the integrated circuit IC1. The input current Ii becomes a constant current I1.

また、平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１と脈流電圧との差電圧ΔＶが抵抗Ｒ３によりＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに印加される。このため、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧ＶＱ１ｇが上昇してＭＯＳＦＥＴＱ１がオンしてＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電流ＩＱ１ｄが流れる。ドレイン電流ＩＱ１ｄが抵抗Ｒ１を流れて平滑コンデンサＣ１が充電される。 Further, a voltage difference ΔV between the voltage Vc1 across the smoothing capacitor C1 and the pulsating voltage is applied to the gate of the MOSFET Q1 by the resistor R3. For this reason, the gate voltage V Q1 g of the MOSFET Q1 rises, the MOSFET Q1 is turned on, and the drain current I Q1 d of the MOSFET Q1 flows. The drain current I Q1 d flows through the resistor R1, and the smoothing capacitor C1 is charged.

また、上記動作と同時に差電圧ΔＶによりコンデンサＣ２が充電されてバイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電圧ＶＱ２ｃが上昇する。 Simultaneously with the above operation, the capacitor C2 is charged by the differential voltage ΔV, and the collector voltage V Q2 c of the bipolar transistor Q2 rises.

次に、時刻ｔ２において、抵抗Ｒ１の両端電圧がバイポーラトランジスタＱ２のベース−エミッタの順方向電圧を超えると、バイポーラトランジスタＱ２がオンする。これにより、コンデンサＣ２は、抵抗Ｒ３で充電されながら、抵抗Ｒ２を介して放電する。   Next, when the voltage across the resistor R1 exceeds the forward voltage of the base-emitter of the bipolar transistor Q2 at time t2, the bipolar transistor Q2 is turned on. As a result, the capacitor C2 is discharged through the resistor R2 while being charged by the resistor R3.

時刻ｔ３直後において、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電圧ＶＱ２ｃがゼロとなるがＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧は最大となり、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電流ＩＱ１ｄもピークとなるとともに、入力電流ＩｉもピークＩｐｋとなる。入力電流ＩｉのピークＩｐｋは、６５°前になっている。 Immediately after time t3, the collector voltage V Q2 c of the bipolar transistor Q2 becomes zero, but the gate voltage of the MOSFET Q1 becomes maximum, the drain current I Q1 d of the MOSFET Q1 also peaks, and the input current Ii also reaches the peak Ipk. The peak Ipk of the input current Ii is 65 ° before.

次に、時刻ｔ３〜ｔ４において、脈流電圧と平滑コンデンサＣ１との電位差ΔＶが小さくなるので、入力電流Ｉｉは下降していき、同様に、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧ＶＱ１ｇ、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電流ＩＱ１ｄも下降していく。なお、この期間では、バイポーラトランジスタＱ２がオンしているため、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電圧ＶＱ２ｃがゼロである。 Next, at time t3 to t4, the potential difference ΔV between the pulsating voltage and the smoothing capacitor C1 becomes small, so the input current Ii decreases, and similarly, the gate voltage V Q1 g of the MOSFET Q1 and the drain current I of the MOSFET Q1. Q1 d also decreases. In this period, since the bipolar transistor Q2 is turned on, the collector voltage V Q2 c of the bipolar transistor Q2 is zero.

次に、時刻ｔ４〜ｔ６において、脈流電圧と平滑コンデンサＣ１との電位差ΔＶが低下し、バイポーラトランジスタＱ２の制御が可能な状態となり、定電流充電回路１０が正常に動作するので、入力電流Ｉｉは定電流Ｉ２となる。定電流Ｉ２は、抵抗Ｒ１とバイポーラトランジスタＱ２によって決定される電流である。   Next, at time t4 to t6, the potential difference ΔV between the pulsating voltage and the smoothing capacitor C1 decreases, the bipolar transistor Q2 can be controlled, and the constant current charging circuit 10 operates normally, so that the input current Ii Becomes a constant current I2. The constant current I2 is a current determined by the resistor R1 and the bipolar transistor Q2.

次に、時刻ｔ６において、バイポーラトランジスタＱ２がオフするが脈流電圧と平滑コンデンサＣ１との電位差ΔＶがゼロになるので、コレクタ電圧ＶＱ２ｃが低下していく。 Next, at time t6, the bipolar transistor Q2 is turned off, but the potential difference ΔV between the pulsating voltage and the smoothing capacitor C1 becomes zero, so the collector voltage V Q2 c decreases.

次に、時刻ｔ７〜ｔ８において、入力電流Ｉｉが複数のＬＥＤと集積回路ＩＣ１に流れて、入力電流Ｉｉは、定電流Ｉ１となる。   Next, at times t7 to t8, the input current Ii flows through the plurality of LEDs and the integrated circuit IC1, and the input current Ii becomes the constant current I1.

次に、時刻ｔ９において、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電荷を抵抗Ｒ１、ＭＯＳＦＥＴＱ１のボディダイオード、複数のＬＥＤに放電する。このため、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電流ＩＱ１ｄは負電流になる。 Next, at time t9, the electric charge accumulated in the smoothing capacitor C1 is discharged to the resistor R1, the body diode of the MOSFET Q1, and the plurality of LEDs. For this reason, the drain current I Q1 d of the MOSFET Q1 becomes a negative current.

図３に、実施例１の入力電流波形のタイミングチャートを示した。図６に、従来のコンデンサインプット型の入力電流波形のタイミングチャートを示した。図３、図６ともに、商用周波数５０Ｈｚの周期で記載している。図６に示す従来の回路では、定電流充電回路がないため、入力電流にピークはあるが、導通角が狭い。   FIG. 3 shows a timing chart of the input current waveform of the first embodiment. FIG. 6 shows a timing chart of a conventional capacitor input type input current waveform. Both FIG. 3 and FIG. 6 are described with a period of a commercial frequency of 50 Hz. In the conventional circuit shown in FIG. 6, since there is no constant current charging circuit, the input current has a peak, but the conduction angle is narrow.

これに対して、図３に示す実施例１では、ピーク発生回路１２により入力電流のピークを６５°前に設定し、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の遅延機能により定電流充電部１１の定電流動作を遅延させるので、導通角を９０°よりも後まで広げることができる。   On the other hand, in the first embodiment shown in FIG. 3, the peak generation circuit 12 sets the peak of the input current to 65 ° before, and the constant current operation of the constant current charging unit 11 is performed by the delay function of the resistor R2 and the capacitor C2. Since the delay is made, the conduction angle can be expanded beyond 90 °.

このように実施例１に係る直流電源装置によれば、ピーク発生回路１２は、脈流電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧を超えたとき、交流電源ＡＣから全波整流回路ＤＢ１に流れる入力電流をピークまで上昇させた後該ピークから定電流に下降するように設定し且つピークが規格角度より前になるように設定することにより、定電流充電部の定電流動作を遅延させるので、小型化でき、入力電流のピークを６５°よりも前にすることができるとともに、導通角を９０°よりも後まで広げることができる。   As described above, according to the DC power supply device according to the first embodiment, the peak generation circuit 12 generates the input current that flows from the AC power supply AC to the full-wave rectifier circuit DB1 when the pulsating voltage exceeds the voltage across the smoothing capacitor C1. Since the constant current operation of the constant current charging unit is delayed by setting the peak current so that it drops from the peak to the constant current and setting the peak to be before the standard angle, the size can be reduced. The peak of the input current can be made before 65 °, and the conduction angle can be extended to after 90 °.

また、入力電流のピークを６５°より前になるように抵抗Ｒ３の値とコンデンサＣ２の値とが設定されているので、ＪＩＳＣ６１０００−３−２の電磁両立性−第３−２部；限界値−高調波電流発生限度値（１相当たりの入力電流が２０Ａ以下の機器）クラスＣ（照明機器）の機器に対する規格を満足させることができる。   Moreover, since the value of the resistor R3 and the value of the capacitor C2 are set so that the peak of the input current is before 65 °, the electromagnetic compatibility of JISC61000-3-2—Part 3-2; limit value -Harmonic current generation limit value (equipment with an input current per phase of 20 A or less per phase) Class C (lighting equipment) standards for equipment can be satisfied.

また、複数のＬＥＤの順方向電圧の総和が６５°における脈流電圧よりも小さくなるように設定されているので、確実に規格を満足させることができる。   In addition, since the sum of the forward voltages of the plurality of LEDs is set to be smaller than the pulsating voltage at 65 °, the standard can be reliably satisfied.

（実施例２）
図５は、本発明の実施例２に係る直流電源装置の回路構成を示す図である。図５に示す実施例２に係る直流電源装置は、図に示す実施例１に係る直流電源装置に対して、さらに、抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５、バイポーラトランジスタＱ３を追加したことを特徴とする。 (Example 2)
FIG. 5 is a diagram illustrating a circuit configuration of the DC power supply device according to the second embodiment of the present invention. The direct current power supply device according to the second embodiment shown in FIG. 5 is characterized in that a resistor R4, a resistor R5, and a bipolar transistor Q3 are further added to the direct current power supply device according to the first embodiment shown in the drawing.

抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５、バイポーラトランジスタＱ３は、ピーク発生回路１２により入力電流のピークが発生している期間中に、ＭＯＳＦＥＴＱ１に流れる充電電流を最大充電電流値に制限する充電電流制限部を構成する。   The resistor R4, the resistor R5, and the bipolar transistor Q3 constitute a charging current limiting unit that limits the charging current flowing through the MOSFET Q1 to the maximum charging current value during the period when the peak of the input current is generated by the peak generating circuit 12.

抵抗Ｒ４の一端はコンデンサＣ２の一端と抵抗Ｒ２の一端とＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートとに接続され、抵抗Ｒ４の他端はバイポーラトランジスタＱ３のコレクタに接続されている。   One end of the resistor R4 is connected to one end of the capacitor C2, one end of the resistor R2, and the gate of the MOSFET Q1, and the other end of the resistor R4 is connected to the collector of the bipolar transistor Q3.

バイポーラトランジスタＱ３のエミッタは、平滑コンデンサＣ１の他端とコンデンサＣ２の他端と抵抗Ｒ１の一端と抵抗Ｒ５の一端とに接続されている。バイポーラトランジスタＱ３のベースは、バイポーラトランジスタＱ３のエミッタと抵抗Ｒ５の他端とに接続されている。   The emitter of the bipolar transistor Q3 is connected to the other end of the smoothing capacitor C1, the other end of the capacitor C2, one end of the resistor R1, and one end of the resistor R5. The base of the bipolar transistor Q3 is connected to the emitter of the bipolar transistor Q3 and the other end of the resistor R5.

抵抗Ｒ５は、トランジスタＱ２を構成する定電流回路の動作する状態と、トランジスタＱ３の動作を切り分けるために設けられている。定電流回路動作時に、抵抗Ｒ５の電圧がバイポーラトランジスタＱ３のベース、エミッタ間電圧に達しない抵抗値を設定する。   The resistor R5 is provided to separate the operating state of the constant current circuit constituting the transistor Q2 from the operation of the transistor Q3. A resistance value is set so that the voltage of the resistor R5 does not reach the base-emitter voltage of the bipolar transistor Q3 during the operation of the constant current circuit.

なお、抵抗Ｒ４は、バイポーラトランジスタＱ３のコレクタ電流を制限するための抵抗であり、抵抗Ｒ２と比較して低抵抗値である。   The resistor R4 is a resistor for limiting the collector current of the bipolar transistor Q3, and has a lower resistance value than the resistor R2.

このように構成された実施例２に係る直流電源装置によれば、抵抗Ｒ１の電圧降下をバイポーラトランジスタＱ２，Ｑ３のベース、エミッタ間電圧で検出し、バイポーラトランジスタＱ３でＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧を制限する。   According to the DC power supply device according to the second embodiment configured as described above, the voltage drop of the resistor R1 is detected by the voltage between the base and emitter of the bipolar transistors Q2 and Q3, and the gate voltage of the MOSFET Q1 is limited by the bipolar transistor Q3. .

このため、ＭＯＳＦＥＴＱ１に流れる充電電流を最大充電電流値に制限することかできる。   For this reason, the charging current flowing through the MOSFET Q1 can be limited to the maximum charging current value.

ＡＣ 交流電源
Ｆ１ フューズ
ＤＢ１ 全波整流回路
Ｑ１ ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２，Ｑ３ バイポーラトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ５ 抵抗
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
ＬＥＤ 発光ダイオード
ＩＣ１ 集積回路 AC AC power supply F1 Fuse DB1 Full-wave rectifier circuit Q1 MOSFET
Q2, Q3 Bipolar transistors R1-R5 Resistor C1 Smoothing capacitor C2 Capacitor LED Light emitting diode IC1 Integrated circuit

Claims (5)

交流電源の交流電圧を整流して脈流電圧を出力する整流器と、
前記整流器出力の一端に一端が接続された平滑コンデンサと、
前記整流器出力の他端と前記平滑コンデンサの他端との間に接続された定電流充電回路とを備え、
前記定電流充電回路は、
定電流により前記平滑コンデンサを充電する定電流充電部と、
前記脈流電圧が前記平滑コンデンサの両端電圧を超えたとき、前記交流電源から前記整流器に流れる入力電流をピークまで上昇させた後該ピークから前記定電流に下降するように設定し且つ前記ピークが規格角度より前になるように設定することにより、前記定電流充電部の定電流動作を遅延させるピーク設定回路と、
を備えることを特徴とする直流電源装置。 A rectifier that rectifies the AC voltage of the AC power source and outputs a pulsating voltage;
A smoothing capacitor having one end connected to one end of the rectifier output;
A constant current charging circuit connected between the other end of the rectifier output and the other end of the smoothing capacitor;
The constant current charging circuit includes:
A constant current charging unit that charges the smoothing capacitor with a constant current;
When the pulsating voltage exceeds the voltage across the smoothing capacitor, the input current flowing from the AC power source to the rectifier is increased to a peak, and then set to decrease from the peak to the constant current. A peak setting circuit that delays the constant current operation of the constant current charging unit by setting it to be before the standard angle; and
A DC power supply device comprising: 前記定電流充電部は、前記平滑コンデンサの他端に一端が接続された第１抵抗と、前記第１抵抗の他端に第１主電極が接続され且つ前記整流器の他端に第２主電極が接続された第１トランジスタと、前記整流器の他端に一端が接続され且つ前記第１トランジスタの第１制御電極に他端が接続された第２抵抗と、第２制御電極が前記第１主電極に接続され且つ第３主電極が前記第１抵抗の一端に接続された第２トランジスタとを備え、
前記ピーク設定回路は、前記第１トランジスタの第１制御電極に一端が接続され、他端が前記第１抵抗の一端に接続され、前記脈流電圧と前記平滑コンデンサの両端電圧との電位差により充電され、前記第２トランジスタがオンしたときに放電する第１コンデンサと、前記第２トランジスタの第４主電極に一端が接続され、他端が前記第１トランジスタの第１制御電極に接続される第３抵抗とを備えた充放電回路からなることを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。 The constant current charging unit includes a first resistor having one end connected to the other end of the smoothing capacitor, a first main electrode connected to the other end of the first resistor, and a second main electrode to the other end of the rectifier. , A second resistor having one end connected to the other end of the rectifier and the other end connected to the first control electrode of the first transistor, and a second control electrode being the first main electrode. A second transistor connected to the electrode and having a third main electrode connected to one end of the first resistor;
The peak setting circuit has one end connected to the first control electrode of the first transistor and the other end connected to one end of the first resistor, and is charged by a potential difference between the pulsating voltage and the voltage across the smoothing capacitor. A first capacitor that discharges when the second transistor is turned on, and a fourth main electrode of the second transistor, one end of which is connected to the first control electrode of the first transistor. 2. The DC power supply device according to claim 1, comprising a charge / discharge circuit having three resistors. 前記第２抵抗の値と前記第１コンデンサの値とは、前記入力電流のピークを規格角度より前になるように設定されることを特徴とする請求項２記載の直流電源装置。   3. The DC power supply apparatus according to claim 2, wherein the value of the second resistor and the value of the first capacitor are set so that the peak of the input current is before a standard angle. 前記整流器出力の両端に接続された１以上のＬＥＤを備え、
前記１以上のＬＥＤの順方向電圧の総和が前記規格角度における前記脈流電圧よりも小さくなるように設定されることを特徴とする請求項３記載の直流電源装置。 Comprising one or more LEDs connected across the rectifier output;
4. The DC power supply device according to claim 3, wherein a sum of forward voltages of the one or more LEDs is set to be smaller than the pulsating voltage at the standard angle. 前記ピーク設定回路により前記入力電流のピークが発生している期間中に、前記第１トランジスタに流れる充電電流を最大充電電流値に制限する充電電流制限部を備えることを特徴とする請求項２乃至請求項４のいずれか１項記載の直流電源装置。   3. A charging current limiting unit that limits a charging current flowing through the first transistor to a maximum charging current value during a period in which the peak of the input current is generated by the peak setting circuit. The direct-current power supply device according to claim 4.
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