JP2018088575A - Class D power amplifier - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、オーディオ周波数帯域(20〜20kHz)の電気信号を増幅する自励発振型のD級電力増幅器、および、前記電力増幅器を用いる電力増幅装置に関する。 The present invention relates to a self-excited oscillation type class D power amplifier that amplifies an electric signal in an audio frequency band (20 to 20 kHz), and a power amplifying apparatus using the power amplifier.
増幅誤差を低減し、高品質オーディオ出力を得るために、その出力をフィードバックするシステム構成が普及し、一般化している。その細部についてみると、フィードバックシステムを構成するにも2つの方法がある。
(方法1)
方法1は図7に示されるように、オーディオ入力信号11をD級電力増幅器13に入力し、D級電力増幅器13によりD級電力増幅し、D級電力増幅器13の出口から抵抗15(Rf)を介して、D級電力増幅器13にフィードバックする構成となっている。D級電力増幅器13でD級増幅されたオーディオ信号は、インダクタ16とコンデンサ17で構成されるローパスフィルタに入力し、前記ローパスフィルタを経て、スピーカZLからオーディオ出力信号12として出力される。
(方法2)
方法2は図8に示されるように、オーディオ入力信号21をD級電力増幅器23に入力し、D級電力増幅器23によりD級電力増幅し、D級電力増幅器23の出力を、インダクタ26とコンデンサ27で構成されるローパスフィルタに入力し、前記ローパスフィルタの出力からフィードバックする構成となっている。ローパスフィルタの出口すなわち負荷となるスピーカZLのポイントで、フィードバックの効果があり、特性がある程度改善される。特許文献1を参照。
In order to reduce the amplification error and obtain a high-quality audio output, a system configuration that feeds back the output is widespread and generalized. Looking at the details, there are two ways to construct a feedback system.
(Method 1)
As shown in FIG. 7, the method 1 inputs the
(Method 2)
As shown in FIG. 8, the method 2 inputs an
上述の2つの方法は、どちらも一般化しているが、高品質オーディオ特性というには、不十分な点がある。それは、オーディオ周波数帯域の高域部の位相特性である。 Both of the above two methods are generalized, but there are insufficient points for high quality audio characteristics. It is the phase characteristic of the high frequency part of the audio frequency band.
(方法1)
図9は図7に示されるD級電力増幅装置のゲイン・位相周波数特性の一例である。ローパスフィルタの入口のポイントでは、十分にフィードバックの効果があり、特性が改善される。しかし、負荷となるスピーカZLへは、ローパスフィルタを介して信号が供給されるため、ローパスフィルタの特性の影響を避けることができない。
(Method 1)
FIG. 9 is an example of the gain / phase frequency characteristics of the class D power amplifier shown in FIG. At the entrance point of the low-pass filter, there is a sufficient feedback effect and the characteristics are improved. However, since the signal is supplied to the load speaker ZL via the low-pass filter, the influence of the characteristics of the low-pass filter cannot be avoided.
ローパスフィルタのカットオフ周波数は、D級電力増幅器の高周波スイッチング波形を十分に減衰させるために、そのスイッチング周波数(400kHz程度)の、1/10程度(30kHz〜50kHz)の周波数に設定される。その結果、ゲイン周波数特性は、オーディオ周波数全域でほぼフラットにできる。しかし、位相特性は、数kHzから遅れが目立ち始め、20kHzでは、35度以上の遅れとなる。これでは、高品質なオーディオ信号波形を得るのに十分とは言えない。 The cut-off frequency of the low-pass filter is set to a frequency of about 1/10 (30 kHz to 50 kHz) of the switching frequency (about 400 kHz) in order to sufficiently attenuate the high-frequency switching waveform of the class D power amplifier. As a result, the gain frequency characteristic can be substantially flat over the entire audio frequency. However, in the phase characteristics, the delay starts to be noticeable from several kHz, and at 20 kHz, the delay is 35 degrees or more. This is not sufficient to obtain a high-quality audio signal waveform.
(方法2)
図10は図8のD級電力増幅装置のゲイン・位相周波数特性の一例である。この場合、フィードバックループにLCローパスフィルタが含まれる。ローパスフィルタの位相遅れによって発生する、望ましくない低い周波数(LCローパスフィルタのカットオフ周波数より少し高い周波数)での発振を避ける必要がある。このため、図8のコンデンサ29(Cc),抵抗20(Rc)の直列回路によってローパスフィルタの位相遅れを補償し、位相が180度遅れる周波数を所定の高い周波数(400kHz前後)にシフトし、高周波発振(自励発振)をさせる。
(Method 2)
FIG. 10 is an example of the gain / phase frequency characteristics of the class D power amplifier of FIG. In this case, the feedback loop includes an LC low-pass filter. It is necessary to avoid oscillation at an undesirably low frequency (a frequency slightly higher than the cut-off frequency of the LC low-pass filter) caused by the phase delay of the low-pass filter. For this reason, the phase delay of the low-pass filter is compensated by the series circuit of the capacitor 29 (Cc) and the resistor 20 (Rc) in FIG. 8, and the frequency whose phase is delayed by 180 degrees is shifted to a predetermined high frequency (around 400 kHz). Oscillate (self-excited oscillation).
したがって、フィードバックの抵抗(図8の抵抗25(Rf))に並列にコンデンサ29(Cc),抵抗20(Rc)の直列回路が接続される結果として、このシステムの周波数特性が、このコンデンサ29(Cc),抵抗20(Rc)の直列回路のインピーダンス周波数特性の影響を大きく受けることになる。しかも、このコンデンサ29(Cc),抵抗20(Rc)による位相補償回路の定数は、ローパスフィルタのカットオフ周波数より少し高い周波数で位相が進むような定数とすることが必要であり、ローパスフィルタのカットオフ周波数に無関係には定めることはできない。 Therefore, as a result of the series circuit of the capacitor 29 (Cc) and the resistor 20 (Rc) being connected in parallel with the feedback resistor (resistor 25 (Rf) in FIG. 8), the frequency characteristics of this system are such that the capacitor 29 (Cc) Cc) and the resistor 20 (Rc) are greatly affected by the impedance frequency characteristic of the series circuit. Moreover, the constant of the phase compensation circuit using the capacitor 29 (Cc) and the resistor 20 (Rc) needs to be a constant whose phase advances at a frequency slightly higher than the cutoff frequency of the low-pass filter. It cannot be determined regardless of the cut-off frequency.
その結果、図8に示される回路構成の周波数特性は、ローパスフィルタそのものよりは少し広帯域化され、ゲインの周波数特性はオーディオ周波数全域でほぼフラットにできるが、位相特性は、図7に示される回路構成と比べれば、ある程度の改善(20kHzで20度程度の遅れ)があるものの、やはり、高品質なオーディオ信号波形を得るのに十分とは言えないもの(図10を参照)となる。 As a result, the frequency characteristic of the circuit configuration shown in FIG. 8 is slightly wider than that of the low-pass filter itself, and the gain frequency characteristic can be made almost flat over the entire audio frequency, but the phase characteristic is the circuit shown in FIG. Compared to the configuration, although there is some improvement (delay of about 20 degrees at 20 kHz), it is still not sufficient to obtain a high-quality audio signal waveform (see FIG. 10).
そこで、本発明の目的は、上記のオーディオ周波数帯域の高域での位相遅れをゼロに近づけ、高品質なD級オーディオ電力増幅器を、より簡単な回路構成、ローコストで提供することにある。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a high-quality class D audio power amplifier with a simpler circuit configuration and low cost by bringing the phase delay in the high frequency range of the audio frequency band close to zero.
上記の従来技術の問題点は、ローパスフィルタの位相周波数特性をフィードバック回路網の特性で補償したことに起因するものである。したがって、本発明は、フィードバック回路網には周波数特性を持たせないで、D級オーディオ電力増幅器内に前記周波数特性と同等の機能を有する補償回路を構成することにより、上記問題点を解決する。 The above-described problem of the conventional technique is due to the fact that the phase frequency characteristic of the low-pass filter is compensated by the characteristic of the feedback network. Therefore, the present invention solves the above problem by configuring a compensation circuit having a function equivalent to the frequency characteristic in the class D audio power amplifier without giving the feedback circuit a frequency characteristic.
そして、本発明の一実施形態のD級電力増幅器は、信号入力端からのオーディオ入力信号を電力増幅してパルス幅変調信号を出力するD級電力増幅器と、前記D級電力増幅器から出力された前記パルス幅変調信号を復調して出力するインダクタとコンデンサを含むローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力から前記D級電力増幅器の入力へ帰還をかける第1帰還回路と、を備え、前記信号入力端に入力されるオーディオ入力信号の電力増幅を行う電力増幅装置に用いられる前記D級電力増幅器であって、前記D級電力増幅器は、前記オーディオ入力信号を入力する前置増幅器と、前記前置増幅器からの出力信号によりD級動作を行うスイッチング回路と、前記前置増幅器の出力から前記D級電力増幅器の入力であるところの前記前置増幅器の入力へ帰還をかける第2帰還回路と、を備えたことを特徴とするD級電力増幅器である。
他の実施形態のD級電力増幅器は、前記前置増幅器と前記スイッチング回路の間に、抵抗とコンデンサから構成される位相進み回路を備え、前記第2帰還回路は抵抗からなることを特徴とする。
A class D power amplifier according to an embodiment of the present invention is a class D power amplifier that amplifies an audio input signal from a signal input terminal and outputs a pulse width modulation signal, and is output from the class D power amplifier. A low-pass filter including an inductor and a capacitor for demodulating and outputting the pulse width modulation signal, and a first feedback circuit for feeding back the output of the low-pass filter to the input of the class D power amplifier, The class D power amplifier is used in a power amplifying apparatus for amplifying the power of an audio input signal input to the audio input signal, the class D power amplifier including a preamplifier for inputting the audio input signal and the preamplifier. A switching circuit that performs a class D operation in response to an output signal from the output of the preamplifier, and an input of the class D power amplifier from the output of the preamplifier It is a D-class power amplifier, characterized in that it comprises a second feedback circuit for applying a feedback to the input of a width unit, the.
In another embodiment, the class D power amplifier includes a phase advance circuit composed of a resistor and a capacitor between the preamplifier and the switching circuit, and the second feedback circuit is composed of a resistor. .
他の実施形態のD級電力増幅器において、前記第2帰還回路は、前記前置増幅器の入力端子および出力端子に接続される枝は共に抵抗からなり、接地される枝は抵抗とコンデンサの直列回路とからなるT型回路構造を備えたことを特徴とする。 In the class D power amplifier according to another embodiment, the second feedback circuit includes a resistor connected to both the input terminal and the output terminal of the preamplifier, and the grounded branch is a series circuit of a resistor and a capacitor. A T-type circuit structure comprising:
他の実施形態のD級電力増幅器において、前記第2帰還回路は、前記前置増幅器の入力端子に接続される枝は抵抗とコンデンサの直列回路と抵抗の並列回路からなり、前記前置増幅器の出力端子に接続される枝は抵抗からなり、接地される枝は抵抗とコンデンサの直列回路からなるT型回路構造を備えたことを特徴とする。 In the class D power amplifier of another embodiment, the second feedback circuit includes a series circuit of a resistor and a capacitor and a parallel circuit of a resistor, and the branch connected to the input terminal of the preamplifier. The branch connected to the output terminal is composed of a resistor, and the grounded branch is provided with a T-type circuit structure composed of a series circuit of a resistor and a capacitor.
他の実施形態のD級電力増幅器において、前記第2帰還回路は、前記前置増幅器の出力端子と第1節点とを抵抗で接続し、第1節点を抵抗とコンデンサの直列回路を介して接地し、前記前置増幅器の入力端子と第2節点とを抵抗で接続し、前記第1節点と前記第2節点とを、2つのコンデンサと1つの抵抗で構成したハイパス形T型回路を抵抗でブリッジした回路で接続した回路構造を備えたことを特徴とする。
そして、上記の何れか一つの実施形態のD級電力増幅器と、前記D級電力増幅器から出力された前記パルス幅変調信号を復調して出力するインダクタとコンデンサを含むローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力から前記D級電力増幅器の入力へ帰還をかける第1帰還回路と、を備えたオーディオ入力信号の電力増幅を行う電力増幅装置を構成できる。
In the class D power amplifier according to another embodiment, the second feedback circuit connects the output terminal of the preamplifier and the first node with a resistor, and the first node is grounded through a series circuit of a resistor and a capacitor. A high-pass T-type circuit in which the input terminal of the preamplifier and the second node are connected by a resistor, and the first node and the second node are configured by two capacitors and one resistor. A circuit structure connected by a bridged circuit is provided.
A class D power amplifier according to any one of the above embodiments, a low pass filter including an inductor and a capacitor for demodulating and outputting the pulse width modulation signal output from the class D power amplifier, and the low pass filter A power amplifying apparatus for amplifying the power of an audio input signal, comprising: a first feedback circuit that feeds back from an output to an input of the class D power amplifier.
本発明により、上記のオーディオ周波数帯域の高域での位相遅れをゼロに近づけ、高品質なD級オーディオ電力増幅器を、より簡単な回路構成、ローコストで提供できる。 According to the present invention, it is possible to provide a high-quality class D audio power amplifier with a simpler circuit configuration and low cost by bringing the phase delay in the high frequency range of the audio frequency band close to zero.
以下、本発明の実施形態1〜4を図面と共に説明する。図1は実施形態1、図2は実施形態2、図3は実施形態3、図4は実施形態4を説明する図である。まず、図1〜図4に共通する構成を説明する。 Embodiments 1 to 4 of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram for explaining a first embodiment, FIG. 2 is a diagram for explaining a second embodiment, FIG. 3 is a diagram for explaining a third embodiment, and FIG. First, a configuration common to FIGS. 1 to 4 will be described.
前置増幅器(512,601,701,801)は、各図面に共通で、同じ特性をもつ前置増幅器である。帯域幅が10MHz以上の高速OPアンプと言われるものであれば前置増幅器として用いることができる。 The preamplifiers (512, 601, 701, 801) are preamplifiers common to the drawings and having the same characteristics. Any so-called high-speed OP amplifier having a bandwidth of 10 MHz or more can be used as a preamplifier.
513,602,702,802の符号で示されるものは、D級動作を行うスイッチング回路である。図5はその内部の基本構成を示す図である。スイッチング回路513,602,702,802の入力信号は、コンパレータ91によって、レベルの正負が判別され出力される。その出力は、所定の信号処理に伴う遅延回路92によりディレイタイム(100〜200ns程度)が付加されて、スイッチ部93を制御する。直列に接続されたスイッチは制御信号Viに従って交互にON・OFFすることにより正(+Vcc)または負(−Vcc)の電圧を出力する。この機能を有する回路ブロックは、一般的なもので容易に入手できるものである。
What is indicated by
(実施形態1)
図1は本発明によるD級電力増幅装置の第1の実施形態を説明する図である。D級電力増幅器33は、前置増幅器512、スイッチング回路513を備えている。D級電力増幅器33は、オーディオ入力信号501を入力しパルス幅変調信号を出力する。D級電力増幅器33の出力信号であるパルス幅変調信号は、インダクタ510とコンデンサ511で構成されるLCローパスフィルタを介してスピーカZLに入力する。スピーカZLからオーディオ出力信号502が出力される。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a diagram for explaining a first embodiment of a class D power amplifier according to the present invention. The class
図1に示す本発明の実施形態は、インダクタ510とコンデンサ511で構成されるLCローパスフィルタとスピーカZLの間から、D級電力増幅器33の入力(つまり、前置増幅器512の負の入力端)へ帰還する抵抗505からなるフィードバック回路を備えている。このフィードバック回路を第1帰還回路という。
In the embodiment of the present invention shown in FIG. 1, the input of the class D power amplifier 33 (that is, the negative input terminal of the preamplifier 512) is between the LC low-pass filter composed of the
オーディオ入力信号501は、D級電力増幅器33の前置増幅器512の信号入力端(正入力端)に入力される。D級電力増幅器33において、前置増幅器512の出力とスイッチング回路513の間に、抵抗506,507,508、コンデンサ509による、図8に示されるフィードバック回路網と同等の特性を有する位相進み回路を挿入する。これにより、図8に示される回路構成と同等のループ特性を実現できる。なお、この抵抗504を含む回路を第2帰還回路という。
The
そして、全体としてのオーディオ周波数帯域のゲイン周波数特性は、ほぼ(抵抗503+抵抗505)/抵抗503で決まることから、周波数に関係する要素であるインダクタとコンデンサを含まないので、問題となる位相遅れが改善される。しかし、理論的には実現可能であるが、実際には、抵抗507と抵抗508による信号電圧分割による減衰分を補うために、前置増幅器512には、大きな出力振幅が要求される。
Since the gain frequency characteristic of the audio frequency band as a whole is substantially determined by (
(実施形態2)
図2は本発明によるD級電力増幅装置の第2の実施形態を説明する図である。D級電力増幅器43は、前置増幅器601、スイッチング回路602を備えている。D級電力増幅器43は、オーディオ入力信号61を入力しパルス幅変調信号を出力する。オーディオ入力信号61が、D級電力増幅器43の前置増幅器601の正の信号入力端に入力される。
(Embodiment 2)
FIG. 2 is a diagram for explaining a second embodiment of the class D power amplifier according to the present invention. The class
D級電力増幅器43の出力信号であるパルス幅変調信号は、インダクタ65とコンデンサ60で構成されるLCローパスフィルタを介してスピーカZLに入力する。スピーカZLからオーディオ出力信号62が出力される。
A pulse width modulation signal that is an output signal of the class
図2に示す本発明の実施形態は、インダクタ65とコンデンサ60で構成されるフィルタとスピーカZLの間から、D級電力増幅器43の入力(つまり、前置増幅器601の負の入力端)へ帰還する抵抗68からなるフィードバック回路を備えている。このフィードバック回路を第1帰還回路という。
The embodiment of the present invention shown in FIG. 2 feeds back from the filter constituted by the
オーディオ入力信号61が、D級電力増幅器43の前置増幅器601に入力される。D級電力増幅器43において、前置増幅器601には、抵抗64,66,69とコンデンサ67によって、部分的なフィードバック回路が構成されている。このフィードバック回路を第2帰還回路という。
第2帰還回路は、前置増幅器601の入力端子に接続される枝は抵抗64からなり、前置増幅器601の出力端子に接続される枝は抵抗66からなり、接地される枝は抵抗69とコンデンサ67の直列回路からなるT型回路構造を備えている。
The
In the second feedback circuit, the branch connected to the input terminal of the
前置増幅器601には、抵抗66、コンデンサ67等による遅れ位相回路網になって、部分的なフィードバックがかかっている。その結果、前置増幅器601の入力端子の出力端子までの周波数特性は、主として抵抗66とコンデンサ67により決まる周波数から、周波数の増加に伴いゲインが上昇し同時に位相が進む。そして、抵抗69により、ゲインは一定値に近づき、位相は元に戻る特性となる。
The
この回路は、図1に示す回路が持つ信号の減衰がないので、前置増幅器601に、過大な出力振幅が要求されることはない。また、この回路の位相進み特性で、インダクタ65とコンデンサ60で構成されるローパスフィルタの位相遅れを補償することにより、ローパスフィルタを含むフィードバックループの位相遅れが180度になる周波数を、400kHz前後にまでシフトする。
Since this circuit does not attenuate the signal of the circuit shown in FIG. 1, the
その結果、400kHz前後で自励発振することにより、この発振矩形波がローパスフィルタ、前置増幅器601を通過して減衰し、正弦波に近い波形になった信号が、オーディオ入力信号61のオーディオ信号とともに、スイッチング回路602に入力されることにより、PWM変調されて出力され、LCローパスフィルタ(65,60)を通してオーディオ信号が復調、出力されるというD級電力増幅器が得られる。
As a result, the self-excited oscillation at around 400 kHz causes the oscillation rectangular wave to pass through the low-pass filter and the
この増幅器のオーディオ周波数帯域ゲインは、ほぼ(抵抗63+抵抗68)/抵抗63で決まり、周波数に関係する要素を含まないので、問題となる位相遅れが改善される。その一例として図6のような特性が得られ、オーディオ周波数帯域における位相遅れは無視できる程度となる。
The audio frequency band gain of this amplifier is substantially determined by (
(実施形態3)
図3は本発明によるD級電力増幅装置の第3の実施形態を説明する図である。D級電力増幅器53は、前置増幅器701、スイッチング回路702を備えている。D級電力増幅器53は、オーディオ入力信号703を入力しパルス幅変調信号を出力する。オーディオ入力信号703が、D級電力増幅器53の前置増幅器701の正の信号入力端に入力される。
(Embodiment 3)
FIG. 3 is a diagram for explaining a third embodiment of a class D power amplifier according to the present invention. The class
図3に示す本発明の実施形態は、インダクタ713とコンデンサ714で構成されるフィルタとスピーカZLの間から、D級電力増幅器53の入力(つまり、前置増幅器701の負の入力端)へ帰還する抵抗712からなるフィードバック回路を備えている。このフィードバック回路を第1帰還回路という。
The embodiment of the present invention shown in FIG. 3 feeds back from the filter constituted by the
オーディオ入力信号703が、D級電力増幅53の前置増幅器701に入力される。前置増幅器701には、図2と同様に抵抗とコンデンサによる回路網によって、部分的なフィードバック回路が構成されている。この回路の周波数特性も、主として抵抗710とコンデンサ709により決まる周波数から、周波数の増加に伴いゲインが上昇し同時に位相が進む。
An
そして、抵抗711により、ゲインは一定値に近づき、位相は元に戻る特性となる。この位相進み特性で、インダクタ713とコンデンサ714で構成されるLCローパスフィルタの位相遅れを補償することにより、ローパスフィルタを含むフィードバックループの位相遅れが180度になる周波数が、400kHz前後にまでシフトする。このフィードバックループを第2帰還回路という。
第2帰還回路は、実施形態2の第2帰還回路において、前置増幅器601の入力端子に接続される枝を、抵抗706とコンデンサ707の直列回路と抵抗708の並列回路に置き換えている。
Then, the
In the second feedback circuit of the second feedback circuit of the second embodiment, the branch connected to the input terminal of the
第2帰還回路において、抵抗706とコンデンサ707を直列に接続した回路を抵抗708に並列となるように接続している。実施形態2の図2に示す回路構成との相違点は、抵抗706,708とコンデンサ707と図2の回路の抵抗64との機能差である。
In the second feedback circuit, a circuit in which a resistor 706 and a capacitor 707 are connected in series is connected to the
図3においては、オーディオ周波数帯域の低域でのループゲインを十分に大きくし、電源電圧変動などに対してその影響を低減するフィードバック量を確保することを狙っている。したがって、抵抗、コンデンサの定数は、抵抗710とコンデンサ709による位相補償帯域においては、図2と同等の回路動作となるように定めることが必要となる。
In FIG. 3, the loop gain in the low frequency range of the audio frequency band is sufficiently increased, and the aim is to secure a feedback amount that reduces the influence on power supply voltage fluctuation and the like. Therefore, it is necessary to determine the constants of the resistor and the capacitor so that the circuit operation equivalent to that in FIG. 2 is performed in the phase compensation band of the
すなわち、上記の位相補償帯域においては、コンデンサ707はほぼ短絡とみなせるような容量にする。(ωC707・R706>>1)抵抗706は図2の抵抗64とほぼ同じ値である。抵抗708は、いくら大きくても良い。概略、この特性は、1次の積分回路のそれに近いものとなる。
That is, in the phase compensation band, the capacitor 707 has a capacity that can be regarded as a short circuit. (ΩC707 · R706 >> 1) The resistance 706 has substantially the same value as the
この結果、得られる特性は、やはり図6のようなものとなり、オーディオ周波数帯域における位相遅れは無視できる程度となる。さらに、オーディオ周波数帯域の低域で、特性が大きく改善されていて、スピーカZLからオーディオ出力信号704として高品質オーディオ出力が得られる。
As a result, the obtained characteristics are as shown in FIG. 6, and the phase delay in the audio frequency band is negligible. Further, the characteristics are greatly improved in the low frequency band of the audio frequency band, and a high quality audio output can be obtained as the
(実施形態4)
図4は本発明によるD級電力増幅装置の第4の実施形態を説明する図である。D級電力増幅器73は、前置増幅器801、スイッチング回路802を備えている。D級電力増幅器73は、オーディオ入力信号803を入力しパルス幅変調信号を出力する。
(Embodiment 4)
FIG. 4 is a diagram for explaining a fourth embodiment of the class D power amplifier according to the present invention. The class
図4に示す本発明の実施形態は、インダクタ815とコンデンサ816で構成されるLCローパスフィルタとスピーカZLの間から、D級電力増幅器73の入力(つまり、前置増幅器801の負の入力端)へ帰還する抵抗810からなるフィードバック回路を備えている。このフィードバック回路を第1帰還回路という。
In the embodiment of the present invention shown in FIG. 4, the input of the class D power amplifier 73 (that is, the negative input terminal of the preamplifier 801) is between the LC low-pass filter composed of the
オーディオ入力信号803が、D級電力増幅器73の前置増幅器801の正の信号入力端に入力する。前置増幅器801には、図2と同様に抵抗とコンデンサによる回路網によって、部分的なフィードバック回路が構成されている。この回路の周波数特性も、主として抵抗812とコンデンサ813により決まる周波数から、周波数の増加に伴いゲインが上昇し同時に位相が進む。
The
そして、抵抗814により、ゲインは一定値に近づき、位相は元に戻る特性となる。この位相進み特性で、ローパスフィルタ(815,816)の位相遅れを補償することにより、ローパスフィルタを含むフィードバックループの位相遅れが180度になる周波数を、400kHz前後にまでシフトする。このフィードバックループを第2帰還回路という。
The
第2帰還回路は、実施形態2の第2帰還回路において、コンデンサ2個、抵抗1個で構成された、ハイパス形T型回路を抵抗でブリッジしたもので置き換え、抵抗を介して前置増幅器801の入力端子に帰還する構造となっている。換言すると、第2帰還回路は、前置増幅器801の出力端子と第1節点821とを抵抗812で接続し、第1節点821を抵抗814とコンデンサ813の直列回路を介して接地し、前置増幅器801の入力端子と第2節点822とを抵抗806で接続し、第1節点821と第2節点822とを、2つのコンデンサ808,811と1つの抵抗809で構成したハイパス形T型回路を抵抗807で架橋した回路で接続した回路構造を備えている。
The second feedback circuit in the second feedback circuit of the second embodiment is replaced with a high-pass type T-type circuit composed of two capacitors and one resistor bridged by a resistor, and the
実施形態4のフィードバックループでは、コンデンサ808とコンデンサ811とを直列に接続した回路に、抵抗807が並列になるように接続している。なお、図2との相違点は、抵抗(806,807,809)とコンデンサ(808,811)と図2の抵抗64との機能差である。
In the feedback loop of the fourth embodiment, a
図4においては、オーディオ周波数帯域の中低域でのループゲインを十分に大きくし、電源電圧変動などに対してその影響を低減するフィードバック量を確保することを狙っている。したがって、抵抗、コンデンサの定数は、抵抗812とコンデンサ813による位相補償帯域においては、図2と同等の回路動作となるように定めることが必要となる。すなわち、この帯域においては、コンデンサ(808、811)は、ほぼ短絡とみなせるような容量にする。(ωC808・R806>>1、ωC811・R806>>1)
In FIG. 4, the loop gain in the middle and low frequencies of the audio frequency band is sufficiently increased, and the aim is to secure a feedback amount that reduces the influence on power supply voltage fluctuations and the like. Therefore, it is necessary to determine the constants of the resistor and the capacitor so that the circuit operation equivalent to that in FIG. 2 is performed in the phase compensation band of the
抵抗806は、図2の抵抗64とほぼ同じ値である。抵抗807は、いくら大きくても良い。抵抗809は、概略、2次の積分回路のそれに近いものとするためのものであり、その特性が上記の位相補償帯域に影響しないように決める。この結果、得られる特性は、やはり図6のようなものとなり、オーディオ周波数帯域における位相遅れは無視できる程度となる。さらに、オーディオ周波数帯域の中低域で、特性が大きく改善されていて、スピーカZLからオーディオ出力信号804として、高品質オーディオ出力が得られる。
The
13,23,33,43,53,73 D級電力増幅器
11,21,501,61,703,803 オーディオ入力信号
12,22,502,62,704,804 オーディオ出力信号
512,601,701,801 前置増幅器
513,602,702,802 スイッチング回路
14,15,20,24,63,64,66,68,69,503,504,505,506,507,508,706,708,710,711,712,805,806,807,809,810,812 814 抵抗
16,26,510,65,713,815 インダクタ
17,27,29,60,67,509,511,707,711,714,816 コンデンサ
821 第1節点
822 第2節点
91 コンパレータ
92 遅延回路
93 スイッチ部
Vi 制御信号
ZL スピーカ
13, 23, 33, 43, 53, 73 Class
Claims (6)
前記D級電力増幅器は、
前記オーディオ入力信号を入力する前置増幅器と、
前記前置増幅器からの出力信号によりD級動作を行うスイッチング回路と、
前記前置増幅器の出力から前記D級電力増幅器の入力であるところの前記前置増幅器の入力へ帰還をかける第2帰還回路と、
を備えたことを特徴とするD級電力増幅器。 A class-D power amplifier that amplifies the audio input signal from the signal input terminal and outputs a pulse width modulation signal; an inductor and a capacitor that demodulates and outputs the pulse width modulation signal output from the class D power amplifier; And a first feedback circuit that feeds back an output of the low-pass filter to an input of the class D power amplifier, and amplifies the power of an audio input signal input to the signal input terminal. Said class D power amplifier used in
The class D power amplifier is:
A preamplifier for inputting the audio input signal;
A switching circuit that performs a class D operation by an output signal from the preamplifier;
A second feedback circuit for applying feedback from the output of the preamplifier to the input of the preamplifier, which is the input of the class D power amplifier;
A class-D power amplifier comprising:
前記第2帰還回路は抵抗からなること特徴とする請求項1に記載のD級電力増幅器。 Between the preamplifier and the switching circuit, comprising a phase advance circuit composed of a resistor and a capacitor,
The class D power amplifier according to claim 1, wherein the second feedback circuit comprises a resistor.
前記D級電力増幅器から出力された前記パルス幅変調信号を復調して出力するインダクタとコンデンサを含むローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力から前記D級電力増幅器の入力へ帰還をかける第1帰還回路と、を備えたオーディオ入力信号の電力増幅を行う電力増幅装置。 The class D power amplifier according to any one of claims 1 to 5,
A low pass filter including an inductor and a capacitor for demodulating and outputting the pulse width modulation signal output from the class D power amplifier;
And a first feedback circuit that feeds back an output of the low-pass filter to an input of the class D power amplifier.
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Cited By (2)
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---|---|---|---|---|
CN114615595A (en) * | 2022-03-09 | 2022-06-10 | 深圳市火火兔智慧科技有限公司 | Circuit for solving self-oscillation of audio amplifier |
WO2022195995A1 (en) * | 2021-03-15 | 2022-09-22 | 株式会社Jvcケンウッド | Digital power amplifier, speaker driving system, and speaker driving method |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5639606A (en) * | 1979-09-07 | 1981-04-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Self-excited type d-class amplifier |
JPS57121308A (en) * | 1981-01-21 | 1982-07-28 | Hitachi Ltd | Power amplifier |
JP2005123949A (en) * | 2003-10-17 | 2005-05-12 | Yamaha Corp | Class d amplifier |
JP2007209038A (en) * | 2001-07-31 | 2007-08-16 | Yamaha Corp | Power amplifier circuit |
US20160268986A1 (en) * | 2015-03-13 | 2016-09-15 | Yamaha Corporation | Power amplifier and input signal adjusting method |
JP2016171559A (en) * | 2015-03-13 | 2016-09-23 | ヤマハ株式会社 | Power amplifier |
-
2016
- 2016-11-28 JP JP2016229877A patent/JP6809703B2/en active Active
Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5639606A (en) * | 1979-09-07 | 1981-04-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Self-excited type d-class amplifier |
JPS57121308A (en) * | 1981-01-21 | 1982-07-28 | Hitachi Ltd | Power amplifier |
JP2007209038A (en) * | 2001-07-31 | 2007-08-16 | Yamaha Corp | Power amplifier circuit |
JP2005123949A (en) * | 2003-10-17 | 2005-05-12 | Yamaha Corp | Class d amplifier |
US20160268986A1 (en) * | 2015-03-13 | 2016-09-15 | Yamaha Corporation | Power amplifier and input signal adjusting method |
JP2016171559A (en) * | 2015-03-13 | 2016-09-23 | ヤマハ株式会社 | Power amplifier |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2022195995A1 (en) * | 2021-03-15 | 2022-09-22 | 株式会社Jvcケンウッド | Digital power amplifier, speaker driving system, and speaker driving method |
CN114615595A (en) * | 2022-03-09 | 2022-06-10 | 深圳市火火兔智慧科技有限公司 | Circuit for solving self-oscillation of audio amplifier |
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