JP2017208634A - Op amplifier and electronic circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、OPアンプ、および上記OPアンプを用いた電子回路に関し、例えば、温度調節器や流量調節器等の計装機器において、センサからのアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログ/ディジタル変換回路の入力インターフェースとして用いられるバッファ回路用OPアンプに関する。 The present invention relates to an OP amplifier and an electronic circuit using the OP amplifier. For example, an analog / digital conversion circuit that converts an analog signal from a sensor into a digital signal in an instrument such as a temperature controller or a flow controller. The present invention relates to an OP amplifier for a buffer circuit used as an input interface of the buffer circuit.
プラントやビルの空調設備等に設けられる温度調節器や流量調節器等の計装機器は、温度や流量等をセンサによって検出し、センサからの検出結果に基づいてフィードバック制御を行うことにより、制御対象の温度や流量が目標値になるように制御している。 Instrumentation equipment such as temperature controllers and flow controllers installed in plant and building air-conditioning equipment, etc. can be controlled by detecting temperature, flow rate, etc. with sensors and performing feedback control based on the detection results from the sensors. Control is performed so that the target temperature and flow rate become target values.
一般に、計装機器は、アナログ信号をディジタル信号に変換するアナログ/ディジタル変換回路(以下、「A/D変換回路」とも称する。)を備えており、A/D変換回路によって、センサからのアナログ形式の検出信号をディジタル信号に変換し、そのディジタル信号を用いて各種データ処理を実行する。計装機器に搭載されるA/D変換回路としては、スイッチトキャパシタ回路を用いたΔΣ型のA/D変換回路等が知られている(例えば、特許文献1参照)。 In general, instrumentation equipment includes an analog / digital conversion circuit (hereinafter also referred to as an “A / D conversion circuit”) that converts an analog signal into a digital signal. The detection signal in the format is converted into a digital signal, and various data processing is executed using the digital signal. As an A / D conversion circuit mounted on an instrumentation device, a ΔΣ type A / D conversion circuit using a switched capacitor circuit is known (for example, see Patent Document 1).
計装機器では、上述したように取り込んだセンサの検出結果に基づいてフィードバック制御を行っているので、制御対象の温度や流量を高精度にコントロールするためには、センサの検出結果を確実に取り込み、且つA/D変換を高精度に行う必要がある。
例えば、スイッチトキャパシタ回路を用いたΔΣ型のA/D変換回路の場合、センサの出力信号に応じた電荷を入力容量に蓄積することによって、センサの検出結果をサンプリングし、そのサンプリング結果を用いてA/D変換を行っている。しかしながら、このようなスイッチトキャパシタ回路を用いたA/D変換回路の場合、センサの出力信号を入力容量に直接入力すると、センサの出力インピーダンスが大きいため、入力容量を十分に充電することができず、センサの検出結果を正確に取り込むことができない。
In instrumentation equipment, feedback control is performed based on the sensor detection results acquired as described above. Therefore, in order to control the temperature and flow rate of the controlled object with high accuracy, the sensor detection results are reliably acquired. In addition, it is necessary to perform A / D conversion with high accuracy.
For example, in the case of a ΔΣ type A / D converter circuit using a switched capacitor circuit, the sensor detection result is sampled by accumulating charges corresponding to the sensor output signal in the input capacitance, and the sampling result is used. A / D conversion is performed. However, in the case of an A / D conversion circuit using such a switched capacitor circuit, if the sensor output signal is directly input to the input capacitor, the output impedance of the sensor is large, so that the input capacitor cannot be charged sufficiently. The detection result of the sensor cannot be captured accurately.
そこで、従来の計装機器では、センサとA/D変換回路の入力段のスイッチトキャパシタ回路との間に、OPアンプから成るバッファ回路を設け、センサの出力信号を上記バッファ回路を介してスイッチトキャパシタ回路に入力していた。 Therefore, in the conventional instrumentation equipment, a buffer circuit composed of an OP amplifier is provided between the sensor and the switched capacitor circuit at the input stage of the A / D conversion circuit, and the output signal of the sensor is switched via the buffer circuit. I was entering the circuit.
計装機器のA/D変換回路の入力段のバッファ回路として用いられるOPアンプは、センサの検出結果を確実に取り込むために、より小さい出力インピーダンスと、より広い出力電圧範囲が求められる。 An OP amplifier used as an input stage buffer circuit of an A / D conversion circuit of an instrumentation device is required to have a smaller output impedance and a wider output voltage range in order to reliably capture the detection result of the sensor.
しかしながら、一般なCMOSプロセスのOPアンプの場合、出力回路として、出力インピーダンスは小さいが出力電圧範囲の狭いソースフォロア回路、または出力電圧範囲は広いが出力インピーダンスが大きい(同サイズのトランジスタを用いたソースフォロア回路と比較して10倍〜100倍程度の出力インピーダンス)ソース接地回路が採用されており、小さい出力インピーダンスと広い出力電圧範囲とを両立するバッファ回路を実現することは容易ではない。 However, in the case of a general CMOS process OP amplifier, as an output circuit, a source follower circuit having a small output impedance but a narrow output voltage range, or a wide output voltage range but a large output impedance (a source using transistors of the same size) The source grounded circuit) is employed, and it is not easy to realize a buffer circuit that achieves both a small output impedance and a wide output voltage range.
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、OPアンプを利用したバッファ回路の低出力インピーダンス化と出力電圧範囲の拡大を実現することにある。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to realize a low output impedance of a buffer circuit using an OP amplifier and an expansion of an output voltage range.
本発明に係るOPアンプ(1,1A)は、第1入力端子(INn)および第2入力端子(INp)と、第1入力端子に入力された信号と第2入力端子に入力された信号の差分に基づく差動出力信号を生成する差動増幅回路(10)と、第1導電型のトランジスタ(MN1)を出力トランジスタとするソースフォロア回路またはエミッタフォロア回路を含む第1出力回路(11)と、第2導電型のトランジスタ(MP1)を出力トランジスタとするソースフォロア回路またはエミッタフォロア回路を含む第2出力回路(12)と、第1出力回路の出力ノードおよび第2出力回路の出力ノードに接続された出力端子(OUT)と、差動出力信号を第1出力回路と第2出力回路の何れか一方に入力する選択回路(13)とを有することを特徴とする。 The OP amplifier (1, 1A) according to the present invention includes a first input terminal (INn), a second input terminal (INp), a signal input to the first input terminal, and a signal input to the second input terminal. A differential amplifier circuit (10) for generating a differential output signal based on the difference, and a first output circuit (11) including a source follower circuit or an emitter follower circuit using the first conductivity type transistor (MN1) as an output transistor; A second output circuit (12) including a source follower circuit or an emitter follower circuit using the second conductivity type transistor (MP1) as an output transistor, and an output node of the first output circuit and an output node of the second output circuit And a selection circuit (13) for inputting a differential output signal to one of the first output circuit and the second output circuit.
上記OPアンプにおいて、選択回路は、第1入力端子または第2入力端子に入力された信号の直流成分の大きさに応じて差動出力信号の入力先を切り替えてもよい。 In the OP amplifier, the selection circuit may switch the input destination of the differential output signal according to the magnitude of the DC component of the signal input to the first input terminal or the second input terminal.
本発明に係る電子回路は、第1入力端子と出力端子とが接続されたOPアンプ(1A)と、OPアンプの出力端子から出力された信号をサンプリングするスイッチトキャパシタ回路(2)とを備えることを特徴とする。 An electronic circuit according to the present invention includes an OP amplifier (1A) in which a first input terminal and an output terminal are connected, and a switched capacitor circuit (2) that samples a signal output from the output terminal of the OP amplifier. It is characterized by.
上記電子回路において、スイッチトキャパシタ回路は、OPアンプの出力端子から出力された信号(Vout)に基づく電荷を容量(Cin)に充電するサンプリング期間(TΦ1)と、サンプリング期間に上記容量に充電された電荷を保持するホールド期間(TΦ2)とを交互に繰り返し、選択回路は、ホールド期間において、第1入力端子に入力された信号の直流成分が閾値(VT)よりも小さい場合に、差動増幅回路の出力ノード(n0)を第1出力回路の入力ノード(n1)に接続し、第1入力端子に入力された信号の直流成分が上記閾値よりも大きい場合に、差動増幅回路の出力ノードを第2出力回路の入力ノード(n2)に接続し、サンプリング期間において、直前のホールド期間における差動出力回路の出力ノードと第1出力回路の入力ノードおよび第1出力回路の入力ノードとの接続関係を維持してもよい。 In the electronic circuit, the switched capacitor circuit is charged in the capacitor during the sampling period (T Φ1 ) for charging the capacitor (Cin) with the charge based on the signal (Vout) output from the output terminal of the OP amplifier. The holding circuit (T Φ2 ) for holding the stored charge alternately repeats, and the selection circuit performs differential when the DC component of the signal input to the first input terminal is smaller than the threshold value (VT) during the holding period. When the output node (n0) of the amplifier circuit is connected to the input node (n1) of the first output circuit and the DC component of the signal input to the first input terminal is larger than the threshold value, the output of the differential amplifier circuit The node is connected to the input node (n2) of the second output circuit, and in the sampling period, the output node and the first output circuit of the differential output circuit in the immediately preceding hold period The connection relationship between the input node of the path and the input node of the first output circuit may be maintained.
なお、上記説明では、一例として、発明の構成要素に対応する図面上の参照符号を括弧を付して記載している。 In the above description, as an example, reference numerals on the drawings corresponding to the constituent elements of the invention are shown in parentheses.
以上説明したことにより、本発明によれば、OPアンプを利用したバッファ回路の低出力インピーダンス化と出力電圧範囲の拡大が可能となる。 As described above, according to the present invention, it is possible to reduce the output impedance and expand the output voltage range of the buffer circuit using the OP amplifier.
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
≪OPアンプ≫
図1は、本発明の一実施の形態に係るOPアンプの構成を示す図である。
図1に示されるように、OPアンプ1は、入力端子INn,INp、差動増幅回路10、選択回路13、出力回路11、12、出力端子OUTを有している。
≪OP amplifier≫
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an OP amplifier according to an embodiment of the present invention.
As shown in FIG. 1, the OP amplifier 1 has input terminals INn and INp, a
差動増幅回路10は、入力端子INnに入力された信号と入力端子INpに入力された信号の差分に基づく差動出力信号を生成する回路である。
The
出力回路11は、第1導電型(例えば、Nチャネル型)のトランジスタを出力トランジスタとするソースフォロア回路を含む回路である。出力回路12は、第2導電型(例えば、Pチャネル型)のトランジスタを出力トランジスタとするソースフォロア回路を含む回路である。出力回路11の出力ノードおよび出力回路12の出力ノードは、出力端子OUTに夫々接続されている。
The
選択回路13は、差動増幅回路10によって生成された差動出力信号を、出力回路11と出力回路12の何れか一方に入力する回路である。
The
図2は、OPアンプ1によってバッファ回路を構成した場合の一例を示す図である。
図2に示すように、OPアンプ1は、差動増幅回路10の反転入力端子(INn,−)とOPアンプ1の出力ノードとを短絡することにより、差動増幅回路10の非反転入力端子(INp,+)に信号Vinを入力するバッファ回路(ボルテージフォロア)として機能させることができる。以下、差動増幅回路10の反転入力端子と出力ノードとを短絡した回路を、「ボルテージフォロア1A」と表記する。
FIG. 2 is a diagram illustrating an example in which a buffer circuit is configured by the OP amplifier 1.
As shown in FIG. 2, the OP amplifier 1 short-circuits the inverting input terminal (INn, −) of the
図2に示すボルテージフォロア1Aは、入力端子INpに入力された入力信号Vinの直流成分の大きさに応じて、OPアンプの出力回路として、出力回路11と出力回路12のどちらを使用するかを切り替える機能を有する。
The
以下、OPアンプ1の具体的な回路構成について説明する。ここでは、OPアンプ1が、例えば、公知のCMOSプロセスによって半導体基板に形成された半導体集積回路として実現されているものとして説明する。 Hereinafter, a specific circuit configuration of the OP amplifier 1 will be described. Here, description will be made assuming that the OP amplifier 1 is realized as a semiconductor integrated circuit formed on a semiconductor substrate by a known CMOS process, for example.
図3は、OPアンプ1の回路構成を示す図である。
図3に示すように、差動増幅回路10は、例えば、Pチャネル型のMOSトランジスタ(以下、「PMOSトランジスタ」と称する。)MP3,MP4,MP5、およびNチャネル型のMOSトランジスタ(以下、「NMOSトランジスタ」と称する。)MN3,MN4,MN5から構成された差動入力回路110と、PMOSトランジスタMP6,MP7,MP8,MP9、およびNMOSトランジスタMN6,MN7,MN8,MN9から構成されたカスコード増幅回路111と、PMOSトランジスタMP10、NMOSトランジスタMN10、容量C、および抵抗Rから構成されたソース接地増幅回路112とを含む。
FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration of the OP amplifier 1.
As shown in FIG. 3, the
差動増幅回路10の出力ノードn0は、後述するスイッチ回路130の端子Aに接続されている。
An output node n0 of the
選択回路13は、スイッチ回路130と選択信号131とを含む。スイッチ回路130は、差動増幅回路10の出力ノードn0と出力回路11の出力ノードn1および出力回路12の出力ノードn2との間に設けられ、選択信号生成回路131から与えられた選択信号SELに基づいて、差動増幅回路10の出力ノードn0の接続先を、出力回路11の出力ノードn1または出力回路12の出力ノードn2に切り替える回路である。
The
選択信号生成回路131は、スイッチ回路130の接続先を切り替えるための選択信号SELを生成する回路である。
例えば、OPアンプ1を図2に示したボルテージフォロア1Aとして使用する場合には、選択信号生成回路131は、入力端子INpまたは入力端子INnに入力された信号の直流成分の大きさに基づいて、選択信号SELを生成する。選択信号SELは、例えば2値の信号である。
The selection
For example, when the OP amplifier 1 is used as the
より具体的には、選択信号生成回路131は、信号Vinの直流成分が所定の閾値VTよりも低い場合には、第1論理レベル(例えばLowレベル)の選択信号SELをスイッチ回路130に与えることにより、差動増幅回路10の出力ノードn0と出力回路11の入力ノードn1を接続(スイッチ回路130の端子aと端子bを接続)し、信号Vinの直流成分が所定の閾値VTよりも高い場合には、第2論理レベル(例えばHighレベル)の選択信号SELをスイッチ回路130に与えることにより、差動増幅回路10の出力ノードn0と出力回路12の入力ノードn2を接続(スイッチ回路130の端子aと端子cを接続)する。
More specifically, the selection
出力回路11は、上述したように、NMOSトランジスタを出力トランジスタとするソースフォロア回路であり、例えば、NMOSトランジスタMN1と、NMOSトランジスタMN2とを含む。
As described above, the
NMOSトランジスタMN1は、出力トランジスタであり、そのドレイン電極が電源電圧としての固定電圧Vddが供給される電源ラインVddに接続され、そのソース電極が出力端子OUTに接続され、そのゲート電極がスイッチ回路130の端子Bに接続されている。
The NMOS transistor MN1 is an output transistor, its drain electrode is connected to a power supply line Vdd to which a fixed voltage Vdd as a power supply voltage is supplied, its source electrode is connected to the output terminal OUT, and its gate electrode is the
NMOSトランジスタMN2は、NMOSトランジスタMN1の負荷であり、そのドレイン電極が出力端子OUTに接続され、そのソース電極が電源電圧としての固定電圧Vss(<Vdd)が供給される電源ラインVssに接続され、そのゲート電極にはバイアス電圧Vb1が印加されている。 The NMOS transistor MN2 is a load of the NMOS transistor MN1, its drain electrode is connected to the output terminal OUT, its source electrode is connected to a power supply line Vss to which a fixed voltage Vss (<Vdd) as a power supply voltage is supplied, A bias voltage Vb1 is applied to the gate electrode.
出力回路12は、上述したように、PMOSトランジスタを出力トランジスタとするソースフォロア回路であり、例えば、PMOSトランジスタMP1と、PMOSトランジスタMP2とを含む。
As described above, the
PMOSトランジスタMP1は、出力トランジスタであり、そのドレイン電極が電源ラインVssに接続され、そのソース電極が出力端子OUTに接続され、そのゲート電極がスイッチ回路130の端子Cに接続されている。
The PMOS transistor MP1 is an output transistor, its drain electrode is connected to the power supply line Vss, its source electrode is connected to the output terminal OUT, and its gate electrode is connected to the terminal C of the
PMOSトランジスタMP2は、PMOSトランジスタMP1の負荷であり、そのドレイン電極が出力端子OUTに接続され、そのソース電極が電源ラインVddに接続され、そのゲート電極にはバイアス電圧Vb2が印加されている。 The PMOS transistor MP2 is a load of the PMOS transistor MP1, its drain electrode is connected to the output terminal OUT, its source electrode is connected to the power supply line Vdd, and its gate electrode is applied with the bias voltage Vb2.
上述した回路構成を有するボルテージフォロア1Aによれば、入力信号Vinの直流成分が閾値VTよりも低い場合には、低電位側に広い出力電圧範囲を有するNチャネル型の低出力インピーダンスのソースフォロア回路(出力回路11)を利用し、入力信号Vinの直流成分が閾値VTよりも高い場合には、高電位側に広い出力電圧範囲を有するPチャネル型の低出力インピーダンスのソースフォロア回路(出力回路12)を利用するので、図4に示すように、ボルテージフォロア1Aの出力電圧範囲を疑似的に広くすることができる。これにより、バッファ回路の低出力インピーダンス化と出力電圧範囲の拡大が可能となる。
According to the
なお、選択されていない方の出力回路は、出力トランジスタのゲート電極と能動負荷を構成する負荷トランジスタのゲート電極を、電源ラインVddまたは電源ラインVssに接続することにより、その出力回路の出力ノードを高インピーダンス状態にすればよい。例えば、出力回路11が選択されている場合、選択されていない出力回路12のPMOSトランジスタMP1,MP2のゲート電極を電源ラインVDDに接続すればよい。
The output circuit that is not selected connects the output transistor gate electrode to the power supply line Vdd or the power supply line Vss by connecting the gate electrode of the output transistor and the gate electrode of the load transistor that constitutes the active load. A high impedance state may be set. For example, when the
≪応用例≫
次に、上述したOPアンプ1の適用例を示す。
図5は、本発明の一実施の形態に係るOPアンプ1をスイッチトキャパシタ回路の入力バッファ回路として用いた電子回路を示す図である。
≪Application examples≫
Next, an application example of the above-described OP amplifier 1 will be shown.
FIG. 5 is a diagram showing an electronic circuit using the OP amplifier 1 according to one embodiment of the present invention as an input buffer circuit of a switched capacitor circuit.
図5に示される電子回路100は、スイッチトキャパシタ回路としての積分回路2と、積分回路2の入力バッファ回路としてのボルテージフォロア1Aとを含む。ここで、積分回路2とボルテージフォロア1Aとは、例えば、公知のCMOSプロセスによって半導体基板に形成された1つのICチップとして実現されているものとする。
The
積分回路2は、ボルテージフォロア1Aの出力端子OUTから出力された信号Voutをサンプリングし、積分するスイッチトキャパシタ回路であり、例えばΔΣ型のA/D変換回路の入力回路の一部を構成している。
The integrating
具体的に、積分回路2は、ボルテージフォロア1Aの出力端子OUTから出力された信号Voutに応じた電荷を入力容量Cinに充電するサンプリング期間TΦ1と、サンプリング期間に入力容量Cinに充電された電荷を保持するホールド期間TΦ2とを交互に繰り返すことにより、信号Voutを積分する。
Specifically, the integrating
より具体的には、積分回路2は、入力容量Cinと、出力容量Cintと、信号Voutに応じた電荷を入力容量Cinに充電するためのサンプリング用スイッチSW1,SW3と、入力容量Cinに蓄えられた電荷を保持し、後段の出力容量Cinに転送するためのホールド用スイッチSW2,SW4と、差動増幅回路20とを含む。
More specifically, the integrating
サンプリング用スイッチSW1,SW3は、信号Φ1によってオン/オフが制御され、ホールド用スイッチSW2,SW4は、信号Φ2によってオン/オフが制御される。 Sampling switches SW1 and SW3 are controlled to be turned on / off by a signal Φ1, and holding switches SW2 and SW4 are controlled to be turned on / off by a signal Φ2.
積分回路2において、サンプリング期間TΦ1にサンプリング用スイッチSW1,SW3をオンさせるとともにホールド用スイッチSW2,SW4をオフさせ、ホールド期間TΦ2にサンプリング用スイッチSW1,SW3をオンさせるとともにホールド用スイッチSW2,SW4をオフさせるように、信号Φ1,Φ2を夫々の上記スイッチに入力することにより、信号Voutが積分される。
In the integrating
OPアンプ1は、上述したようにボルテージフォロアであり、積分対象の入力信号Vinに応じた信号Voutを出力する。 As described above, the OP amplifier 1 is a voltage follower and outputs a signal Vout corresponding to the input signal Vin to be integrated.
図5に示すOPアンプ1において、選択回路13は、積分回路2のホールド期間TΦ2に、入力端子INpに供給された入力信号Vinの大きさを判定し、判定結果に応じてOPアンプ1の出力回路として出力回路11と出力回路12の何れか一方を選択するとともに、積分回路2のサンプリング期間TΦ1に、直前のホールド期間TΦ2での出力回路の選択結果を維持する。
In OP amplifier 1 shown in FIG. 5, the
具体的には、選択回路13は、ホールド期間TΦ2において、入力信号Vinの直流成分が閾値VTよりも小さい場合に、差動増幅回路10の出力ノードn0を出力回路11の入力ノードn2に接続し、入力信号Vinの直流成分が閾値VTよりも大きい場合に、差動増幅回路10の出力ノードn0を出力回路12の入力ノードn2に接続するとともに、サンプリング期間TΦ1において、直前のホールド期間TΦ2における差動出力回路10の出力ノードn0と出力回路12の入力ノードn2および出力回路11の入力ノードn1との接続関係を維持する。
Specifically, the
より具体的には、選択回路13の選択信号生成回路131を、図6に示すような信号Φ2の立上りエッジ(または立下りエッジ)で動作するラッチ付きコンパレータCMPを用いて構成することにより、選択回路13を上記のように動作させることができる。
More specifically, the selection
図7は、図6の選択信号生成回路131を用いたOPアンプ1のタイミングチャートを示す図である。同図では、信号Φ1がHighとなる期間をサンプリング期間TΦ1とし、信号Φ2がHighとなる期間をホールド期間TΦ2としている。また、信号Φ1,Φ2がハイレベルであるときに対応するスイッチがオンし、信号Φ1,Φ2がローレベルであるときに対応するスイッチがオフするものとしている。
FIG. 7 is a timing chart of the OP amplifier 1 using the selection
図7に示すように、選択信号生成回路131を信号Φ2の立上りエッジで動作するラッチ付きコンパレータCMPで構成することにより、ホールド期間TΦ2が開始されるタイミングにおいて、入力信号Vinと閾値VTとの比較結果に応じて選択信号SELの論理レベルが更新され、サンプリング期間TΦ1において選択信号SELの論理レベルが保持される。
As shown in FIG. 7, by configuring the selection
これによれば、後段の積分回路2が信号Voutを取り込むサンプリング期間TΦ1においてOPアンプ1の出力回路が切り替わることがないので、積分回路2に対する悪影響を抑えることができる。例えば、OPアンプ1の出力回路の切り替わり時に信号Voutの瞬間的な変動があったとしても、その切り替わりのタイミングにおいては積分回路2のサンプリング用スイッチSW1がオフしているので、信号Voutの瞬間的な変動が積分回路2に与える影響は限定的である。
According to this, since the output circuit of the OP amplifier 1 is not switched in the sampling period TΦ1 in which the subsequent
以上、本発明に係るOPアンプによれば、当該OPアンプをバッファ回路として用いることにより、バッファ回路の低出力インピーダンス化と出力電圧範囲の拡大を実現することが可能となる。 As described above, according to the OP amplifier according to the present invention, by using the OP amplifier as a buffer circuit, it is possible to reduce the output impedance of the buffer circuit and expand the output voltage range.
特に、スイッチトキャパシタ回路の入力バッファ回路として上記実施の形態に係るOPアンプ1を適用することにより、後段のスイッチトキャパシタ回路の動作に悪影響を与えることなく、スイッチトキャパシタ回路の性能を十分に発揮させることができる。 In particular, by applying the OP amplifier 1 according to the above embodiment as an input buffer circuit of a switched capacitor circuit, the performance of the switched capacitor circuit can be sufficiently exhibited without adversely affecting the operation of the subsequent switched capacitor circuit. Can do.
すなわち、積分回路2が、計装機器に搭載されるΔΣ型のA/D変換回路の入力回路の一部である場合に、低出力インピーダンスのOPアンプ1を積分回路2の入力バッファ回路として用いることにより、センサからの信号によって入力容量Cinに十分に充電することができるので、センサからの信号を確実に取り込むことが可能となる。
That is, when the
また、OPアンプ1の出力電圧範囲を疑似的に広くすることができるので、入力バッファ回路としてのOPアンプ1の出力電圧範囲によって、ΔΣ型のA/D変換回路の入力電圧範囲が制限されることを防ぐことができ、ΔΣ型のA/D変換回路の入力電圧範囲を広げることが可能となる。 Further, since the output voltage range of the OP amplifier 1 can be increased in a pseudo manner, the input voltage range of the ΔΣ A / D conversion circuit is limited by the output voltage range of the OP amplifier 1 as the input buffer circuit. This can be prevented, and the input voltage range of the ΔΣ A / D conversion circuit can be expanded.
以上、本発明者らによってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。 Although the invention made by the present inventors has been specifically described based on the embodiments, it is needless to say that the present invention is not limited thereto and can be variously modified without departing from the gist thereof. Yes.
例えば、上記実施の形態において、OPアンプ1が、公知のCMOSプロセスによって実現される場合を例示したが、バイポーラプロセス、Bi−CMOSプロセス、およびヘテロ接合バイポーラトランジスタ(HBT:Heterojunction Bipolar Transistor)プロセス等の他の半導体製造プロセスによって実現してもよい。例えば、OPアンプ1をバイポーラプロセスによって実現する場合には、NMOSトランジスタMN1,MN2を夫々NPNトランジスタに変更したエミッタフォロア回路によって出力回路11を構成し、PMOSトランジスタMP1,MP2を夫々PNPトランジスタに変更したエミッタフォロア回路によって出力回路12を構成してもよい。
For example, in the above-described embodiment, the case where the OP amplifier 1 is realized by a known CMOS process is exemplified. However, a bipolar process, a Bi-CMOS process, a heterojunction bipolar transistor (HBT) process, or the like is used. It may be realized by other semiconductor manufacturing processes. For example, when the OP amplifier 1 is realized by a bipolar process, the
また、上記実施の形態では、出力回路11,12の出力トランジスタ(NMOSトランジスタMN1,PMOSトランジスタMP1)の負荷として、能動負荷(NMOSトランジスタMN2,PMOSトランジスタMP2)を例示したが、出力回路11,12がソースフォロア回路を構成しているのであれば、上記の構成に限定されない。例えば、上記能動負荷の代わりに抵抗を用いてもよい。
In the above embodiment, the active load (NMOS transistor MN2, PMOS transistor MP2) is exemplified as the load of the output transistors (NMOS transistor MN1, PMOS transistor MP1) of the
また、上記実施の形態では、入力回路としてのOPアンプ1を接続するスイッチトキャパシタ回路として、ΔΣ型のA/D変換回路の入力回路を構成する積分回路2を例示したが、入力したアナログ信号に応じた電荷を一定周期毎に容量に蓄えるスイッチトキャパシタ回路であれば、上述の積分回路2に限定されない。例えば、積分回路2の代わりに、スイッチトキャパシタ型のコンパレータやスイッチトキャパシタフィルタ等であってもよい。
In the above embodiment, the
また、図2,5では、OPアンプ1をバッファ回路(ボルテージフォロア)として機能させるために、差動増幅回路10の反転入力端子(−)とOPアンプ1の出力端子OUTとをICチップの外部で短絡する場合を例示したが、これに限られず、ICチップの内側において入力端子INnと出力端子OUTとを短絡させてもよい。
2 and 5, in order for the OP amplifier 1 to function as a buffer circuit (voltage follower), the inverting input terminal (−) of the
1…OPアンプ、1A…ボルテージフォロア、INn,INp…入力端子、OUT…出力端子、10…差動増幅回路、11,12…出力回路、13…選択回路、130…スイッチ回路、131…選択信号生成回路、n0,n1,n2…ノード、SW1,SW3…サンプリング用スイッチ、SW2,SW4…ホールド用スイッチ、Vin,Vout、Φ1,Φ2…信号、MN1〜MN10…NMOSトランジスタ、MP1〜MP10…PMOSトランジスタ。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... OP amplifier, 1A ... Voltage follower, INn, INp ... Input terminal, OUT ... Output terminal, 10 ... Differential amplifier circuit, 11, 12 ... Output circuit, 13 ... Selection circuit, 130 ... Switch circuit, 131 ... Selection signal Generation circuit, n0, n1, n2 ... node, SW1, SW3 ... sampling switch, SW2, SW4 ... hold switch, Vin, Vout, [Phi] 1, [Phi] 2 ... signal, MN1-MN10 ... NMOS transistor, MP1-MP10 ... PMOS transistor .
Claims (5)
前記第1入力端子に入力された信号と前記第2入力端子に入力された信号の差分に基づく差動出力信号を生成する差動増幅回路と、
第1導電型のトランジスタを出力トランジスタとするソースフォロア回路を含む第1出力回路と、
第2導電型のトランジスタを出力トランジスタとするソースフォロア回路を含む第2出力回路と、
前記第1出力回路の出力ノードおよび前記第2出力回路の出力ノードに接続された出力端子と、
前記差動出力信号を前記第1出力回路と前記第2出力回路の何れか一方に入力する選択回路と、を有する
ことを特徴とするOPアンプ。 A differential amplifier circuit for generating a differential output signal based on a difference between a first input terminal and a second input terminal; a signal input to the first input terminal; and a signal input to the second input terminal;
A first output circuit including a source follower circuit having a first conductivity type transistor as an output transistor;
A second output circuit including a source follower circuit having a second conductivity type transistor as an output transistor;
An output terminal connected to an output node of the first output circuit and an output node of the second output circuit;
An OP amplifier, comprising: a selection circuit that inputs the differential output signal to one of the first output circuit and the second output circuit.
前記第1入力端子に入力された信号と前記第2入力端子に入力された信号の差分に基づく差動出力信号を生成する差動増幅回路と、
第1導電型のトランジスタを出力トランジスタとするエミッタフォロア回路を含む第1出力回路と、
第2導電型のトランジスタを出力トランジスタとするエミッタフォロア回路を含む第2出力回路と、
前記第1出力回路の出力ノードおよび前記第2出力回路の出力ノードに接続された出力端子と、
前記差動出力信号を前記第1出力回路と前記第2出力回路の何れか一方に入力する選択回路と、を有する
ことを特徴とするOPアンプ。 A differential amplifier circuit for generating a differential output signal based on a difference between a first input terminal and a second input terminal; a signal input to the first input terminal; and a signal input to the second input terminal;
A first output circuit including an emitter follower circuit having a first conductivity type transistor as an output transistor;
A second output circuit including an emitter follower circuit having a second conductivity type transistor as an output transistor;
An output terminal connected to an output node of the first output circuit and an output node of the second output circuit;
An OP amplifier, comprising: a selection circuit that inputs the differential output signal to one of the first output circuit and the second output circuit.
前記選択回路は、前記第1入力端子または前記第2入力端子に入力された信号の直流成分の大きさに応じて前記差動出力信号の入力先を切り替える
ことを特徴とするOPアンプ。 The OP amplifier according to claim 1 or 2,
The OP amplifier is characterized in that the selection circuit switches an input destination of the differential output signal in accordance with a magnitude of a DC component of a signal input to the first input terminal or the second input terminal.
前記OPアンプの前記出力端子から出力された信号をサンプリングするスイッチトキャパシタ回路と、を備える
ことを特徴とする電子回路。 The OP amplifier according to any one of claims 1 to 3, wherein the second input terminal and the output terminal are connected;
An electronic circuit comprising: a switched capacitor circuit that samples a signal output from the output terminal of the OP amplifier.
前記スイッチトキャパシタ回路は、前記OPアンプの前記出力端子から出力された信号に基づく電荷を容量に充電するサンプリング期間と、前記サンプリング期間に前記容量に充電された電荷を保持するホールド期間とを交互に繰り返し、
前記選択回路は、前記ホールド期間において、前記第1入力端子に入力された信号の直流成分が閾値よりも小さい場合に、前記差動増幅回路の出力ノードを前記第1出力回路の入力ノードに接続し、前記第1入力端子に入力された信号の直流成分が前記閾値よりも大きい場合に、前記差動増幅回路の出力ノードを前記第2出力回路の入力ノードに接続し、前記サンプリング期間において、直前の前記ホールド期間における前記差動出力回路の出力ノードと前記第1出力回路の入力ノードおよび前記第1出力回路の入力ノードとの接続関係を維持する
ことを特徴とする電子回路。 The electronic circuit according to claim 4.
The switched capacitor circuit alternately includes a sampling period for charging a capacitor based on a signal output from the output terminal of the OP amplifier and a hold period for holding the charge charged in the capacitor during the sampling period. repetition,
The selection circuit connects an output node of the differential amplifier circuit to an input node of the first output circuit when a DC component of a signal input to the first input terminal is smaller than a threshold during the hold period. When the direct current component of the signal input to the first input terminal is larger than the threshold, the output node of the differential amplifier circuit is connected to the input node of the second output circuit, and in the sampling period, An electronic circuit characterized by maintaining a connection relationship between an output node of the differential output circuit, an input node of the first output circuit, and an input node of the first output circuit in the immediately preceding hold period.
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