JP2017127051A - Phase shift system full-bridge power supply circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、位相シフト方式フルブリッジ型電源回路に関する。 The present invention relates to a phase shift type full bridge type power supply circuit.
従来、位相シフト方式フルブリッジ型電源回路において、トランスの一次側に接続されるブリッジ回路のスイッチ素子のZVS(Zero Voltage Switching)を実現するために、ブリッジ回路に還流インダクタを追加してスイッチ素子のスイッチング損失を抑制している。すなわち、還流インダクタと、ブリッジ回路のキャパシタ(スイッチ素子の寄生容量又はスイッチ素子に並列接続されているキャパシタ)と、により構成されるLC共振回路の共振特性を利用し、スイッチ素子のスイッチング損失を抑制している。例えば、関連する技術として、トランス自身の損失を抑えることが可能な位相シフト方式フルブリッジ型電源回路が知られている。例えば、特許文献1を参照。 Conventionally, in a phase shift type full-bridge type power supply circuit, in order to realize ZVS (Zero Voltage Switching) of a switching element of a bridge circuit connected to the primary side of a transformer, a free-flow inductor is added to the bridge circuit. Switching loss is suppressed. In other words, the switching loss of the switch element is suppressed by using the resonance characteristics of the LC resonance circuit composed of the return inductor and the capacitor of the bridge circuit (the parasitic capacitance of the switch element or the capacitor connected in parallel to the switch element). doing. For example, as a related technique, a phase shift type full bridge type power supply circuit capable of suppressing the loss of the transformer itself is known. See, for example, US Pat.
ところが、還流インダクタをブリッジ回路に追加すると、トランスの二次側に接続される整流回路の整流ダイオードのリカバリーサージ電圧が大きくなる。そこでトランスの一次側にクランプダイオードを設けてリカバリーサージ電圧を抑制している。 However, when the return inductor is added to the bridge circuit, the recovery surge voltage of the rectifier diode of the rectifier circuit connected to the secondary side of the transformer increases. Therefore, a recovery diode is suppressed by providing a clamp diode on the primary side of the transformer.
しかしながら、クランプダイオードは、整流回路の整流ダイオードへの還流インダクタによるリカバリーサージ電圧の影響を抑制できるが、トランスの漏れインダクタによるリカバリーサージ電圧を抑制することはできない。トランスには構造上どうしても漏れインダクタが存在するため、整流回路の整流ダイオードにはこの漏れインダクタによるリカバリーサージ電圧が発生する。そこで、従来はこのリカバリーサージ電圧を抑制するため、リカバリーサージ電圧に応じて、整流ダイオードの定格電圧を大きくして対応していた。ところが、整流ダイオードの定格電圧を大きくすると、整流ダイオードの性能低下につながるため、リカバリーサージ電圧が大きくなってしまうことになる。更に整流ダイオードの価格上昇にもつながる。 However, the clamp diode can suppress the influence of the recovery surge voltage caused by the return inductor on the rectifier diode of the rectifier circuit, but cannot suppress the recovery surge voltage caused by the leakage inductor of the transformer. Since a transformer has a leakage inductor due to its structure, a recovery surge voltage is generated by the leakage inductor in the rectifier diode of the rectifier circuit. Therefore, conventionally, in order to suppress the recovery surge voltage, the rated voltage of the rectifier diode is increased in accordance with the recovery surge voltage. However, when the rated voltage of the rectifier diode is increased, the performance of the rectifier diode is degraded, and thus the recovery surge voltage is increased. In addition, the price of rectifier diodes will increase.
本発明の一側面に係る目的は、トランスの漏れインダクタによるリカバリーサージ電圧を抑制する位相シフト方式フルブリッジ型電源回路を提供することである。 An object of one aspect of the present invention is to provide a phase shift type full bridge type power supply circuit that suppresses a recovery surge voltage due to a leakage inductor of a transformer.
本発明に係る一つの形態である位相シフト方式フルブリッジ型電源回路は、ブリッジ回路、リカバリーサージ保護回路、リカバリーサージ抑制回路、トランス、整流回路を備える。 A phase shift type full bridge type power supply circuit according to one embodiment of the present invention includes a bridge circuit, a recovery surge protection circuit, a recovery surge suppression circuit, a transformer, and a rectifier circuit.
ブリッジ回路は、フルブリッジ型に接続される第1〜第4のスイッチ素子を有する。
リカバリーサージ保護回路は、第1、第2の整流素子を有し、ブリッジ回路に並列接続される。
The bridge circuit includes first to fourth switch elements connected in a full bridge type.
The recovery surge protection circuit has first and second rectifying elements and is connected in parallel to the bridge circuit.
リカバリーサージ抑制回路は、インダクタの一方の端子が、第1の整流素子のアノード端子と第2の整流素子のカソード端子と接続され、インダクタの他方の端子が、第3のスイッチ素子の一方の端子と第4のスイッチ素子の一方の端子と接続され、インダクタにキャパシタが並列接続される。 In the recovery surge suppression circuit, one terminal of the inductor is connected to the anode terminal of the first rectifier element and the cathode terminal of the second rectifier element, and the other terminal of the inductor is one terminal of the third switch element. Are connected to one terminal of the fourth switch element, and a capacitor is connected in parallel to the inductor.
トランスは、一次巻線と二次巻線を有し、一次巻線の一方の端子は、第1のスイッチ素子の一方の端子と第2のスイッチ素子の一方の端子と接続され、一次巻線の他方の端子は、インダクタの一方の端子と接続される。 The transformer has a primary winding and a secondary winding, and one terminal of the primary winding is connected to one terminal of the first switch element and one terminal of the second switch element. The other terminal of is connected to one terminal of the inductor.
整流回路は、トランスの二次側に接続され、第3、第4の整流素子を用いてトランスから出力される交流電圧を整流する。
制御回路は、第1〜第4のスイッチ素子の駆動と停止を制御する。
The rectifier circuit is connected to the secondary side of the transformer, and rectifies the AC voltage output from the transformer using the third and fourth rectifier elements.
The control circuit controls driving and stopping of the first to fourth switch elements.
キャパシタは、第1、第4のスイッチ素子が駆動すると充電を開始し、第4の整流素子のリカバリー発生より後に充電を終了し、あるいは、キャパシタは、第2、第3のスイッチ素子が駆動すると充電を開始し、第3の整流素子のリカバリー発生より後に充電が終了する。 The capacitor starts charging when the first and fourth switching elements are driven, and ends charging after the recovery of the fourth rectifying element, or the capacitor is driven when the second and third switching elements are driven. Charging is started, and charging ends after recovery of the third rectifying element occurs.
トランスの漏れインダクタによるリカバリーサージ電圧を抑制することができる。 Recovery surge voltage due to transformer leakage inductor can be suppressed.
以下図面に基づいて実施形態について詳細を説明する。
図1は、位相シフト方式フルブリッジ型電源回路1の一実施例を示す図である。位相シフト方式フルブリッジ型電源回路1は、制御回路2、入力キャパシタC0、ブリッジ回路、リカバリーサージ保護回路3(クランプダイオード)、リカバリーサージ抑制回路4、トランスT、整流回路5、平滑回路6を備えている。位相シフト方式フルブリッジ型電源回路1は、例えば、直流入力電源7から印加される直流入力電圧Vinを直流出力電圧Voutに変換して負荷8を駆動するDC−DCコンバータなどである。
Hereinafter, embodiments will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of a phase shift type full bridge type
制御回路2は、ブリッジ回路を構成するスイッチ素子Q1〜Q4の駆動(オン:導通)と停止(オフ:遮断)を、制御回路2に設けられている制御端子から出力する制御信号SQ1〜SQ4により制御する。制御回路2は、例えば、CPU(Central Processing Unit)、マルチコアCPU、プログラマブルなデバイス(FPGA(Field Programmable Gate Array)やPLD(Programmable Logic Device)など)などを用いて構成される回路と、スイッチ素子Q1〜Q4を駆動させる駆動回路などから構成される。
The
キャパシタC0は、直流入力電源7の正極端子に接続される一次側高圧線HL1と、直流入力電源7の負極端子に接続される一次側低圧線LL1と、の間に接続されている。
ブリッジ回路は、フルブリッジ型に接続されるスイッチ素子Q1〜Q4(第1〜第4のスイッチ素子)を有する。スイッチ素子Q1〜Q4は、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)やIGBT(Insulated Gate Bipolor Transistor)などを用いることが考えられる。図1の例では、スイッチ素子Q1のソース端子(一方の端子)とスイッチ素子Q2のドレイン端子(一方の端子)とが接続され、スイッチ素子Q3のソース端子(一方の端子)とスイッチ素子Q4のドレイン端子(一方の端子)とが接続されている。また、スイッチ素子Q1のドレイン端子(他方の端子)とスイッチ素子Q3のドレイン端子(他方の端子)とが接続され、スイッチ素子Q2のソース端子(他方の端子)とスイッチ素子Q4のソース端子(他方の端子)とが接続されている。
The capacitor C0 is connected between the primary high voltage line HL1 connected to the positive terminal of the DC input power supply 7 and the primary low voltage line LL1 connected to the negative terminal of the DC input power supply 7.
The bridge circuit includes switch elements Q1 to Q4 (first to fourth switch elements) connected in a full bridge type. The switch elements Q1 to Q4 may be MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors) or IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors). In the example of FIG. 1, the source terminal (one terminal) of the switch element Q1 and the drain terminal (one terminal) of the switch element Q2 are connected, and the source terminal (one terminal) of the switch element Q3 and the switch element Q4 are connected. A drain terminal (one terminal) is connected. Further, the drain terminal (the other terminal) of the switch element Q1 and the drain terminal (the other terminal) of the switch element Q3 are connected, and the source terminal (the other terminal) of the switch element Q2 and the source terminal of the switch element Q4 (the other terminal) Terminal).
また、スイッチ素子Q1にはキャパシタC1及びダイオードD1が並列接続され、スイッチ素子Q2にはキャパシタC2及びダイオードD2が並列接続され、スイッチ素子Q3にはキャパシタC3及びダイオードD3が並列接続され、スイッチ素子Q4にはキャパシタC4及びダイオードD4が並列接続されている。ただし、キャパシタC1〜C4にはスイッチ素子Q1〜Q4の寄生容量を用いてもよいし、ダイオードD1〜D4にはスイッチ素子Q1〜Q4の寄生ダイオードを用いてもよい。 Further, the capacitor C1 and the diode D1 are connected in parallel to the switch element Q1, the capacitor C2 and the diode D2 are connected in parallel to the switch element Q2, the capacitor C3 and the diode D3 are connected in parallel to the switch element Q3, and the switch element Q4 A capacitor C4 and a diode D4 are connected in parallel. However, parasitic capacitors of the switching elements Q1 to Q4 may be used for the capacitors C1 to C4, and parasitic diodes of the switching elements Q1 to Q4 may be used for the diodes D1 to D4.
なお、スイッチ素子Q1〜Q4のゲート端子は制御回路2の制御端子と接続され、制御端子から出力される制御信号SQ1〜SQ4によりスイッチ素子Q1〜Q4が制御される。
Note that the gate terminals of the switch elements Q1 to Q4 are connected to the control terminal of the
リカバリーサージ保護回路3は、ダイオードD5、D6(第1、第2の整流素子)を有する。リカバリーサージ保護回路3は、インダクタLa(還流インダクタ)を追加したことにより、トランスTの二次側に接続される整流回路5のダイオードD7、D8(第3、第4の整流素子)に発生するリカバリーサージ電圧を抑制する。ダイオードD5のカソード端子は一次側高圧線HL1とスイッチ素子Q1のドレイン端子とスイッチ素子Q3のドレイン端子とが接続され、ダイオードD5のアノード端子とダイオードD6のカソード端子とが接続され、ダイオードD6のアノード端子は一次側低圧線LL1とスイッチ素子Q2のソース端子とスイッチ素子Q4のソース端子とが接続されている。
The recovery
リカバリーサージ抑制回路4は、インダクタLaの一方の端子が、ダイオードD5のアノード端子とダイオードD6のカソード端子と接続され、インダクタLaの他方の端子が、スイッチ素子Q3のソース端子とスイッチ素子Q4のドレイン端子と接続され、インダクタLaにキャパシタCaが並列接続されている。
In the recovery
インダクタLaは、スイッチ素子Q1〜Q4のZVSを実現するために設けられたインダクタで、キャパシタC1〜C4とともにLC共振回路を構成して共振特性を利用することで、スイッチ素子Q1〜Q4のスイッチング損失を抑制する。 The inductor La is an inductor provided to realize the ZVS of the switch elements Q1 to Q4, and configures an LC resonance circuit together with the capacitors C1 to C4 to use the resonance characteristics, thereby switching loss of the switch elements Q1 to Q4. Suppress.
また、インダクタLaにキャパシタCaを並列接続した回路は、トランスTの漏れインダクタL1により、トランスTの二次側に接続される整流回路5のダイオードD7、D8に発生するリカバリーサージ電圧を抑制する回路である。すなわち、インダクタLaに流れる電流ILと、ダイオードD7、D8のリカバリー発生時にトランスTの一次巻線9に流れる電流IT(負荷電流+リカバリー電流)と、をキャパシタCaに充電させることで、トランスTの二次巻線10a、10bへ印加される入力電圧(2×Vin/N)を下げ、トランスTの漏れインダクタL1により発生するリカバリーサージ電圧を抑制する回路である。NはトランスTの一次巻線9と二次巻線10a、10bの巻数比で、N:1:1となる。
The circuit in which the capacitor Ca is connected in parallel to the inductor La is a circuit that suppresses the recovery surge voltage generated in the diodes D7 and D8 of the
トランスTは、一次巻線9と二次巻線10a、10bとを有している。一次巻線9の一方の端子は、スイッチ素子Q1のソース端子とスイッチ素子Q2のドレイン端子とに接続され、一次巻線9の他方の端子は、インダクタLaの一方の端子と接続される。二次巻線10a、10bそれぞれの一方の端子は中点(センタータップ)で互いに接続されている。
The transformer T has a primary winding 9 and
整流回路5は、トランスTの二次側に接続され、ダイオードD7、D8を用いてトランスTから出力される交流電圧を整流して出力する。二次巻線10aの他方の端子はダイオードD7のカソード端子に接続され、二次巻線10bの他方の端子はダイオードD8のカソード端子に接続され、中点は、平滑回路6のインダクタL0の一方の端子に接続されている。ダイオードD7、D8それぞれのアノード端子は二次側低圧線LL2に接続されている。なお、ダイオードD7、D8はMOSFETを用いてもよい。ただし、MOSFETを用いた場合、MOSFETの寄生ダイオードが導通する期間と同期して、MOSFET自身を駆動することが好ましい。
The
平滑回路6は、インダクタL0、キャパシタC5を有する。平滑回路6は、整流回路5で整流された電圧を平滑化して直流出力電圧Voutを出力する。図1の例では負荷8に給電している。なお、インダクタL0の他方の端子はキャパシタC5の一方の端子と二次側高圧線HL2に接続され、キャパシタC5の他方の端子は二次側低圧線LL2に接続される。
The smoothing
位相シフト方式フルブリッジ型電源回路1の動作を説明する。
図2のAは、スイッチ素子Q1、Q2が進み相とした場合のスイッチングタイミング(駆動(on)と停止)を示す図である。
The operation of the phase shift type full bridge type
FIG. 2A is a diagram showing the switching timing (driving (on) and stopping) when the switching elements Q1 and Q2 are in the leading phase.
図2のt1において、スイッチ素子Q4が駆動(ターンオン:on)し、スイッチ素子Q2、Q4がともに駆動(オン:on)すると、漏れインダクタL1→スイッチ素子Q2→スイッチ素子Q4→インダクタLa→漏れインダクタL1の経路で電流が流れ漏れインダクタL1のエネルギーは還流する。 At t1 in FIG. 2, when the switch element Q4 is driven (turn-on: on) and the switch elements Q2 and Q4 are both driven (on: on), the leakage inductor L1 → switch element Q2 → switch element Q4 → inductor La → leakage inductor. A current flows through the path L1, and the energy of the leakage inductor L1 returns.
続いて、図2のt2において、スイッチ素子Q2が停止(ターンオフ)して、スイッチ素子Q4のみが駆動(オン:on)になると、キャパシタC2が充電され、キャパシタC1が放電される。そして、キャパシタC2の充電とキャパシタC1の放電が完了すると、漏れインダクタL1→ダイオードD1→直流入力電源7→スイッチ素子Q4→インダクタLa→漏れインダクタL1の経路で電流が流れる。 Subsequently, at t2 in FIG. 2, when the switch element Q2 is stopped (turned off) and only the switch element Q4 is driven (on), the capacitor C2 is charged and the capacitor C1 is discharged. When the charging of the capacitor C2 and the discharging of the capacitor C1 are completed, a current flows through the path of the leakage inductor L1, the diode D1, the DC input power supply 7, the switching element Q4, the inductor La, and the leakage inductor L1.
ダイオードD1が導通している時間に、図2のt3において、スイッチ素子Q1が駆動(ターンオン:on)し、スイッチ素子Q1、Q4がともに駆動すると、漏れインダクタL1→スイッチ素子Q1→直流入力電源7→スイッチ素子Q4→キャパシタCa→漏れインダクタL1の経路で電流ITが流れる。このときにキャパシタCaは充電を開始する。なお、時間t0における電流ILと電流ITと電流Ioとの関係は(式1)のように表せる。 When the switch element Q1 is driven (turn-on: on) and both the switch elements Q1 and Q4 are driven at time t3 in FIG. 2 during the time when the diode D1 is conducting, the leakage inductor L1 → switch element Q1 → DC input power supply 7 → current flow I T in the path of the switching element Q4 → the capacitor Ca → leakage inductance L1. At this time, the capacitor Ca starts charging. The relationship between the current I L and the current I T and the current Io at time t0 is expressed as (Equation 1).
Io/N>IT=IL (式1)
次に、漏れインダクタL1が直流入力電圧Vinで逆方向に印加されると、漏れインダクタL1のエネルギーが減少し、電流ITの向きが反転し、直流入力電源7→スイッチ素子Q1→漏れインダクタL1→キャパシタCa→スイッチ素子Q4→直流入力電源7の経路で電流ITが流れる。
Io / N> I T = I L (Formula 1)
Then, when the leakage inductance L1 is applied in the reverse direction by the DC input voltage Vin, reduces the energy of the leakage inductance L1, the direction is reversed current I T, the DC input power source 7 → switching element Q1 → leakage inductance L1 → current flow I T in the path of the capacitor Ca → switching element Q4 → the DC input power source 7.
ダイオードD8のリカバリーサージ発生時にもキャパシタCaの充電は継続され、図3に示すようにインダクタLaに流れる電流IL、及び、ダイオードD8のリカバリーサージ発生時にトランスTの一次巻線9に流れる電流IT(負荷電流+リカバリーサージ電流)は、キャパシタCaに充電されているので、トランスTの二次巻線10a、10bに印加される入力電圧が下がる。図3は、リカバリーサージ抑制回路4の電流の流れを示す図である。
Charging of the capacitor Ca is continued even when the recovery surge of the diode D8 occurs, and as shown in FIG. 3, the current I L that flows through the inductor La and the current I that flows through the primary winding 9 of the transformer T when the recovery surge of the diode D8 occurs. Since T (load current + recovery surge current) is charged in the capacitor Ca, the input voltage applied to the
続いて、ダイオードD8のリカバリーサージ発生時間を経過すると、キャパシタCaの充電を終了する。その後、キャパシタCaの充電が終了すると、キャパシタCaの放電が開始され、二次巻線10a、10bの両端の電圧は2×Vin/Nに戻る。このとき電流ILと電流ITと電流Ioとの関係は(式2)のように表せる。
Subsequently, when the recovery surge occurrence time of the diode D8 has elapsed, the charging of the capacitor Ca is terminated. Thereafter, when the charging of the capacitor Ca is completed, the discharging of the capacitor Ca is started, and the voltage across the
Io/N=IT<IL (式2)
このように、ダイオードD8のリカバリーサージ発生時にキャパシタCaに電流ILと電流ITを充電させることで、トランスTの二次巻線10a、10bに印加される入力電圧を下げ、トランスTの漏れインダクタL1により発生するリカバリーサージ電圧を下げる。
Io / N = I T <I L ( Equation 2)
In this way, by charging the recovery surge current I L and the current I T in the capacitor Ca at the time of the diode D8, the secondary winding 10a of the transformer T, lower the input voltage applied to 10b, the leakage of the transformer T The recovery surge voltage generated by the inductor L1 is lowered.
ダイオードD8のリカバリーサージ電圧は、トランスTの二次巻線10a、10bに印加される電圧2×Vin/Nを中心に、漏れインダクタL1、ダイオードD8の寄生容量による共振電圧が重畳した形になる。従って、従来の位相シフト方式フルブリッジ型電源回路のようにキャパシタCaがない場合、図4のA、Bに示すように、ダイオードD8の定格電圧を超えたリカバリーサージ電圧が印加されてしまう。図4は、整流回路5のダイオードD8のリカバリーサージ発生時の波形を示す図である。
The recovery surge voltage of the diode D8 has a form in which the resonance voltage due to the parasitic capacitance of the leakage inductor L1 and the diode D8 is superimposed around the
キャパシタCaがない場合、図2、図4のA、Bに示した時間taにおいてスイッチ素子Q1、Q4が駆動しても、トランスTの二次巻線10a、10bの電圧VT2は2×Vin/Nより低下しない。そのためダイオードD8のリカバリーサージ発生時間t1になると、電圧2×Vin/Nを中心にしてリカバリーサージ電圧が重畳され、ダイオードD8の定格電圧を超えてしまう。
When the capacitor Ca is not provided, the voltage V T2 of the
キャパシタCaがある場合、キャパシタCaへの充電は、図2、図4のC〜Fに示した時間taにおいてスイッチ素子Q1、Q4が駆動すると開始され、ダイオードD8のリカバリーサージ発生時間tbより後で終了するように設定されているので、キャパシタCaが充電を開始すると図4のEに示すように図1の計測点TPの電圧は0[V]から直流入力電圧Vinに近づき、一次巻線9の両端の電圧が下がり、それにともない二次巻線10a、10bの電圧も下がる。また、トランスTの二次巻線10a、10bの電圧は、リカバリーサージ電圧がダイオードD8の定格電圧を超えない電圧まで下げる。
When the capacitor Ca is present, the charging of the capacitor Ca is started when the switch elements Q1 and Q4 are driven at the time ta shown in FIGS. 2 and 4C to F, and after the recovery surge occurrence time tb of the diode D8. When the capacitor Ca starts charging, the voltage at the measurement point TP in FIG. 1 approaches the DC input voltage Vin from 0 [V] as shown in E of FIG. The voltage at both ends of the voltage decreases, and accordingly, the voltages of the
また、以上では、スイッチ素子Q1、Q4が駆動すると、キャパシタCaが充電を開始し、ダイオードD8のリカバリーサージ発生より後に充電を終了することで、リカバリーサージ電圧を抑制する場合について説明したが、スイッチ素子Q2、Q3が駆動した場合にも同様のことが言える。すなわち、キャパシタCaは、図2のt4において、スイッチ素子Q2、Q3が駆動すると、充電を開始してダイオードD7のリカバリーサージ発生より後に充電を終了することで、リカバリーサージ電圧を抑制することができる。なお、キャパシタCaが充電を開始すると図4のEとは逆に図1の計測点TPの電圧は直流入力電圧Vinから0[V]に近づく。 In the above description, the case where the capacitor Ca starts charging when the switch elements Q1 and Q4 are driven and the recovery surge voltage of the diode D8 is terminated after the recovery surge is generated, thereby suppressing the recovery surge voltage. The same can be said when the elements Q2 and Q3 are driven. That is, when the switch elements Q2 and Q3 are driven at t4 in FIG. 2, the capacitor Ca can suppress the recovery surge voltage by starting charging and ending charging after the recovery surge of the diode D7 occurs. . When the capacitor Ca starts charging, the voltage at the measurement point TP in FIG. 1 approaches 0 [V] from the DC input voltage Vin, contrary to E in FIG.
また、以上では、スイッチ素子Q1、Q2が進み相の場合について説明をしたが、図2のBに示すようにスイッチ素子Q1、Q2が遅れ相の場合にも、以上で説明したリカバリーサージ電圧を抑制する方法を適用することができる。図2のBは、スイッチ素子Q1、Q2が遅れ相とした場合のスイッチングタイミング(駆動(on)と停止)を示す図である。 In the above description, the switching elements Q1 and Q2 are in the leading phase. However, the recovery surge voltage described above is also applied to the switching elements Q1 and Q2 in the lagging phase as shown in FIG. A suppression method can be applied. B of FIG. 2 is a diagram illustrating switching timing (driving (on) and stopping) when the switching elements Q1 and Q2 are in a delayed phase.
更に、リカバリーサージ電圧を抑制することで、ダイオードD7、D8の定格電圧を下げることができるので、順方向電圧(オン時電圧ドロップ)を小さくでき、損失も低減させることができる。また、ダイオードD7、D8の価格を下げることにつながる。 Furthermore, since the rated voltage of the diodes D7 and D8 can be lowered by suppressing the recovery surge voltage, the forward voltage (on-time voltage drop) can be reduced and the loss can also be reduced. In addition, the prices of the diodes D7 and D8 are reduced.
また、本発明は、以上の実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。 The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various improvements and modifications can be made without departing from the gist of the present invention.
1 位相シフト方式フルブリッジ型電源回路
2 制御回路
3 リカバリーサージ保護回路
4 リカバリーサージ抑制回路
5 整流回路
6 平滑回路
7 直流入力電源
8 負荷
9 一次巻線
10a、10b 二次巻線
C0、C1、C2、C3、C4、C5、Ca キャパシタ
D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8 ダイオード
L0、La インダクタ
L1 漏れインダクタ
Q1、Q2、Q3、Q4 スイッチ素子
T トランス
DESCRIPTION OF
Claims (1)
第1、第2の整流素子を有し、前記ブリッジ回路に並列接続されるリカバリーサージ保護回路と、
インダクタの一方の端子は、前記第1の整流素子のアノード端子と前記第2の整流素子のカソード端子と接続され、前記インダクタの他方の端子は、前記第3のスイッチ素子の一方の端子と前記第4のスイッチ素子の一方の端子と接続され、前記インダクタにキャパシタが並列接続されるリカバリーサージ抑制回路と、
一次巻線と二次巻線を有し、前記一次巻線の一方の端子は、前記第1のスイッチ素子の一方の端子と前記第2のスイッチ素子の一方の端子と接続され、前記一次巻線の他方の端子は、前記インダクタの一方の端子と接続されるトランスと、
前記トランスの二次側に接続され、第3、第4の整流素子を用いて前記トランスから出力される交流電圧を整流する整流回路と、
前記第1〜第4のスイッチ素子の駆動と停止を制御する制御回路と、を備え、
前記キャパシタは、前記第1、第4のスイッチ素子が駆動すると充電を開始し、前記第4の整流素子のリカバリーサージ発生より後に充電が終了し、あるいは、前記キャパシタは、前記第2、第3のスイッチ素子が駆動すると充電を開始し、前記第3の整流素子のリカバリーサージ発生より後に充電が終了する、
ことを特徴とする位相シフト方式フルブリッジ型電源回路。
A bridge circuit having first to fourth switch elements connected in a full-bridge type;
A recovery surge protection circuit having first and second rectifying elements and connected in parallel to the bridge circuit;
One terminal of the inductor is connected to an anode terminal of the first rectifier element and a cathode terminal of the second rectifier element, and the other terminal of the inductor is connected to one terminal of the third switch element and the terminal A recovery surge suppression circuit connected to one terminal of the fourth switch element and having a capacitor connected in parallel to the inductor;
A primary winding and a secondary winding, wherein one terminal of the primary winding is connected to one terminal of the first switch element and one terminal of the second switch element; The other terminal of the line is a transformer connected to one terminal of the inductor;
A rectifier circuit connected to the secondary side of the transformer and rectifying an AC voltage output from the transformer using third and fourth rectifier elements;
A control circuit for controlling driving and stopping of the first to fourth switch elements,
The capacitor starts to be charged when the first and fourth switch elements are driven, and ends after the recovery rectifier of the fourth rectifying element is generated. Alternatively, the capacitor is connected to the second, third, and third capacitors. When the switch element is driven, charging starts, and charging ends after the occurrence of a recovery surge of the third rectifying element,
A phase shift type full bridge type power supply circuit characterized by that.
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