JP2017118806A - Power conversion device and control method - Google Patents
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- H02M3/285—Single converters with a plurality of output stages connected in parallel
Abstract
Description
この発明は、電力変換装置および制御方法に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device and a control method.
交流電源から受電する鉄道車両の駆動方式として、電圧を降圧する主変圧器と、高力率で交流電力から直流電力への変換（以下、「ＡＣ／ＤＣ変換」と言う）を行うＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｒａｔｉｏｎ）コンバータと、中間直流電圧をもとに電動機を駆動するための可変電圧（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｖｏｌａｇｅ）及び可変周波数（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）の三相交流電圧を発生するＶＶＶＦインバータとからなる間接変換方式が一般的に採用されている。すなわち、この間接変換方式では、単相交流から直流を経由して三相交流の順に電力変換が行われる。 As a driving method of a railway vehicle that receives power from an AC power source, a PWM (Pulse) that performs conversion from AC power to DC power (hereinafter referred to as “AC / DC conversion”) at a high power factor with a main transformer that steps down the voltage. An indirect conversion method comprising a width modulation converter and a VVVF inverter that generates a variable voltage (variable voltage) and a variable frequency (variable frequency) three-phase AC voltage for driving an electric motor based on an intermediate DC voltage Has been adopted. That is, in this indirect conversion method, power conversion is performed in the order of three-phase alternating current from single-phase alternating current through direct current.
交流架線の電圧の周波数は、１６．７Ｈｚから６０Ｈｚのものが広く普及しており、主変圧器もその周波数にあわせて設計される。主変圧器では、端子電圧が同じであれば、電圧の周波数が小さいほど鉄心を通過する磁束が大きくなる。よって、電圧の周波数が小さい場合には、鉄心における磁気飽和を避けるために、断面積が大きい鉄心が必要となる。従って変圧器が大型となる。このため、鉄道車両に搭載する電機品の重量と寸法とにおいて、主変圧器が大きな割合を占めている。 The frequency of the voltage of the AC overhead wire is widely used from 16.7 Hz to 60 Hz, and the main transformer is also designed in accordance with the frequency. In the main transformer, if the terminal voltage is the same, the smaller the frequency of the voltage, the larger the magnetic flux passing through the iron core. Therefore, when the voltage frequency is small, an iron core having a large cross-sectional area is required to avoid magnetic saturation in the iron core. Therefore, the transformer becomes large. For this reason, the main transformer occupies a large proportion in the weight and size of the electrical equipment mounted on the railway vehicle.
一方で、主変圧器を必要としない駆動方式も提案されている。例えば、下記特許文献１では、モジュール化されたコンバータセルを複数用いて、主変圧器を介することなく交流電源から受電できる電力変換装置の構成が開示されている。コンバータセルは、交流電圧から一旦直流電圧に変換する。そして、コンバータセルは、高周波絶縁部を含み直流電力同士を互いに変換するＤＣ／ＤＣコンバータによって、交流電圧から変換された直流電圧に基づいて同じまたは異なる電圧の直流電力を生成する。これらのコンバータセルの交流側入力端が互いに直列に接続されることで、構成要素の耐電圧要求を満足しながら、コンバータセルが高電圧の交流架線に直結される。このような方式を「半導体変圧器」と呼ぶ。
On the other hand, a drive system that does not require a main transformer has also been proposed. For example,
半導体変圧器においては、従来の主変圧器の方式と比べて独立した直流母線の数が多くなる。それぞれの母線には直流電圧の脈動を吸収するフィルタコンデンサが接続されている。装置の始動時には、コンデンサの充電電流が過大とならないよう配慮する必要がある。例えば、下記特許文献２では、主変圧器がない構成で交流架線から受電する鉄道車両の電力変換装置において、始動時に交流架線側のフィルタコンデンサの初期充電方法が開示されている。
In the semiconductor transformer, the number of independent DC buses is larger than that of the conventional main transformer system. Each bus is connected to a filter capacitor that absorbs DC voltage pulsation. When starting the device, it is necessary to consider that the charging current of the capacitor does not become excessive. For example,
また、下記特許文献３においては、半導体変圧器を構成するコンバータセルに類似する回路構成として、ダイオード整流器と絶縁型フォワードコンバータとの組からなるスイッチング電源を有し、絶縁型フォワードコンバータの入力部にあるフィルタコンデンサと、絶縁型フォワードコンバータの出力部にあるフィルタコンデンサとを初充電する方法が開示されている。
Moreover, in the following
半導体変圧器の運転を開始するとき、高周波絶縁部で電気的に隔てられた二つのフィルタコンデンサ間に電圧差があると、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングを開始したとき、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する半導体素子などの部品に過電流が生じる可能性がある。過電流が半導体素子などの部品に流れると、半導体素子などの部品の交換を必要とする故障につながる可能性がある。この傾向は、二つのフィルタコンデンサ間の電圧差が大きいほど、フィルタコンデンサの静電容量が大きいほど、または高周波絶縁部のインピーダンスが小さいほど顕著となる。 When the operation of the semiconductor transformer is started, if there is a voltage difference between two filter capacitors electrically separated by the high frequency insulation portion, the DC / DC converter is configured when the switching of the DC / DC converter is started. There is a possibility that an overcurrent may occur in a component such as a semiconductor element. When an overcurrent flows through a component such as a semiconductor element, it may lead to a failure that requires replacement of the component such as a semiconductor element. This tendency becomes more prominent as the voltage difference between the two filter capacitors is larger, the capacitance of the filter capacitor is larger, or the impedance of the high-frequency insulating part is smaller.
この発明は、上記に鑑みてなされたものであって、二つのコンデンサ間に電圧差がある場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する部品に過大な電流を生ずることなく運転を開始できる電力変換装置および制御方法を得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and is a power conversion device capable of starting operation without generating excessive current in components constituting a DC / DC converter even when there is a voltage difference between two capacitors. And to obtain a control method.
上述した課題を解決し、目的を達成するため、この発明に係る電力変換装置は、一方の直流電力から交流電力を経由して他方の直流電力に変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを備え、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、一方の直流電力の第１の導通路に接続された第１のコンデンサと、他方の直流電力の第２の導通路に接続された第２のコンデンサと、交流電力の第３の導通路に流れる電流を抑制する第１の電流制限回路とを具備するものである。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, a power conversion device according to the present invention includes an insulation type DC / DC converter that converts one direct current power to another direct current power through an alternating current power. The type DC / DC converter includes a first capacitor connected to a first conduction path of one DC power, a second capacitor connected to a second conduction path of the other DC power, and an AC power And a first current limiting circuit that suppresses a current flowing through the third conduction path.
また、この発明に係る制御方法は、一方の直流電力から交流電力を経由して他方の直流電力に変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを備え、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、一方の直流電力の第１の導通路に接続された第１のコンデンサと、他方の直流電力の第２の導通路に接続された第２のコンデンサと、交流電力の第３の導通路に流れる電流を抑制する第１の電流制限回路と、直流電力および交流電力を互いに変換する第１のＡＣ／ＤＣ変換回路および第２のＡＣ／ＤＣ変換回路と、変圧器とを具備し、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路の直流接続部は、第１の導通路に接続され、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部は、第３の導通路に接続され、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路の直流接続部は、第２の導通路に接続され、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部は、第３の導通路に接続され、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部は、変圧器および第１の電流制限回路を介して、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部に接続され、第１の電流制限回路は、電流を抑制する第１の限流器と、第１の限流器に並列に接続された第１のスイッチとを有する電力変換装置における制御方法であって、変圧器は、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部に接続された１次側巻線と、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部に接続された２次側巻線とを有し、２次側巻線の巻数を１次側巻線の巻数で割った値である巻数比と第１のコンデンサの電圧とによって第２のコンデンサの電圧を割った値である電圧比が予め定められた値以下のときには、第１のスイッチを開放した後に、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて第１のコンデンサから第２のコンデンサへ電力を移動させる初充電ステップを制御装置が行うものである。 In addition, the control method according to the present invention includes an insulated DC / DC converter that converts one DC power to the other DC power via the AC power, and the insulated DC / DC converter The first capacitor connected to the first conduction path, the second capacitor connected to the second conduction path of the other DC power, and the current that flows through the third conduction path of AC power are suppressed. A first AC / DC conversion circuit, a first AC / DC conversion circuit and a second AC / DC conversion circuit that convert DC power and AC power to each other, and a transformer. Is connected to the first conduction path, the AC connection part of the first AC / DC conversion circuit is connected to the third conduction path, and the DC connection part of the second AC / DC conversion circuit. Is connected to the second conduction path and is connected to the second AC / DC converter. The AC connection of the circuit is connected to the third conduction path, and the AC connection of the first AC / DC conversion circuit is connected to the second AC / DC conversion via the transformer and the first current limiting circuit. The first current limiting circuit is connected to the AC connection of the circuit, and the first current limiting circuit includes a first current limiter that suppresses the current, and a first switch that is connected in parallel to the first current limiter. A control method in an apparatus, wherein a transformer is connected to a primary winding connected to an AC connection of a first AC / DC conversion circuit and an AC connection of a second AC / DC conversion circuit. Secondary winding, and the voltage of the second capacitor is determined by the turn ratio, which is a value obtained by dividing the number of turns of the secondary winding by the number of turns of the primary winding, and the voltage of the first capacitor. When the voltage ratio, which is the divided value, is equal to or less than a predetermined value, the isolated DC is opened after opening the first switch. DC converter in which controller the initial charge step of moving power from the first capacitor to the second capacitor is performed.
この発明によれば、高周波絶縁部の端子に限流器を設けたことにより、二つのコンデンサ間に電圧差がある場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する部品に過大な電流を生ずることなく運転を開始することができる、という効果を奏する。 According to the present invention, since the current limiting device is provided at the terminal of the high frequency insulating portion, even if there is a voltage difference between the two capacitors, operation without causing excessive current to the components constituting the DC / DC converter is achieved. There is an effect that can be started.
以下、添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置およびその制御方法について詳細に説明する。なお、以下の説明では、鉄道車両に用いられる電力変換装置を一例として説明するが、この発明に係る電力変換装置およびその制御方法は、鉄道車両の用途に限らず、直流電源または交流電源から受電する他の用途に用いられるものであってもよい。 Hereinafter, with reference to an accompanying drawing, a power converter concerning an embodiment of the invention and its control method are explained in detail. In the following description, a power conversion device used for a railway vehicle will be described as an example. However, the power conversion device and the control method thereof according to the present invention are not limited to the use of a railway vehicle, and receive power from a DC power supply or an AC power supply. It may be used for other purposes.
実施の形態１．
図１は、この発明を実施するための実施の形態１に係る電力変換装置を備える電力変換システムの回路図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの構成部品は同じであるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ｂの構成部品の符号を省略している。
FIG. 1 is a circuit diagram of a power conversion system including a power conversion device according to
図１の電力変換システム２００は、電力変換装置１００と、２個の直流電源１１０と、負荷１２０とを備える。電力変換システム２００は、電力変換装置１００を介して直流電源１１０から負荷１２０へ電力を供給する。
The
電力変換装置１００は、電力変換回路９５と、制御装置９０とを備える。電力変換回路９５は、２個のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂと、放電回路８０とを具備する。負荷１２０は、例えば、電動機を駆動するインバータなどに相当する。
The
ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂは、それぞれ第１のコンデンサ１と、第２のコンデンサ２と、第１の電流制限回路３と、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４と、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５と、変圧器６と、入力側接続部の一対の端子７０−１，７０−２と、出力側接続部の一対の端子７０−３，７０−４とを具備する。ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれは、一方の直流電力から交流電力を経由して他方の直流電力に変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータである。
The DC /
ここで、一方の直流電力の導通路を第１の導通路２１、交流電力の導通路を第３の導通路２３、および他方の直流電力の導通路を第２の導通路２２とする。第１の導通路２１は、直流電源１１０から第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４の直流側接続部の一対の端子４−１，４−２までの導通路である。第２の導通路２２は、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５の直流側接続部の一対の端子５−１，５−２から負荷１２０までの導通路である。第３の導通路２３は、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４の交流側接続部の一対の端子４−３，４−４から第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５の交流側接続部の一対の端子５−３，５−４までの導通路である。
Here, one DC power conduction path is a
ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれにおける入力側接続部の一対の端子７０−１，７０−２は、それぞれ１個の直流電源１１０に接続されて直流電力の供給を受ける。ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａの出力側接続部の一対の端子７０−３，７０−４は、それぞれＤＣ／ＤＣコンバータ７０ｂの出力側接続部の一対の端子７０−３，７０−４に接続されている。
A pair of terminals 70-1 and 70-2 at the input side connection portion in each of the DC /
さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれにおける出力側接続部の一対の端子７０−３，７０−４は、放電回路８０に接続されている。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれにおける出力側接続部の一対の端子７０−３，７０−４は、負荷１２０に接続されている。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂそれぞれの第２の導通路２２に接続された出力側接続部は、放電回路８０および負荷１２０と並列に接続されている。
Further, a pair of terminals 70-3 and 70-4 at the output side connection portion in each of the DC /
第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４は、直流側接続部の一対の端子４−１，４−２と、交流側接続部の一対の端子４−３，４−４とを有する。すなわち、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４の直流側接続部は、第１の導通路２１に接続され、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４の交流接続部は、第３の導通路２３に接続されている。
The first AC /
第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５は、直流側接続部の一対の端子５−１，５−２と、交流側接続部の一対の端子５−３，５−４とを有する。すなわち、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５の直流接続部は、第２の導通路２２に接続され、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５の交流接続部は、第３の導通路２３に接続されている。
The second AC /
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂにおける第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５の直流側接続部は、すべて互いに並列に接続されている。
Further, the DC side connection portions of the second AC /
ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれにおいて、第１のコンデンサ１は、入力側接続部の一対の端子７０−１，７０−２、および第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４の直流側接続部の一対の端子４−１，４−２に接続されている。第２のコンデンサ２は、出力側接続部の一対の端子７０−３，７０−４、および第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５の直流側接続部の一対の端子５−１，５−２に接続されている。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂは、一方の直流電力の第１の導通路２１に接続された第１のコンデンサ１と、他方の直流電力の第２の導通路２２に接続された第２のコンデンサ２とを具備している。
In each of the DC /
第１のコンデンサ１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれにおいて、入力側接続部の一対の端子７０−１，７０−２に入力される直流電圧を平滑化する目的で設置される。第２のコンデンサ２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれにおいて、出力側接続部の一対の端子７０−３，７０−４から出力される直流電圧を平滑化する目的で設置される。
The
ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれにおいて、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４の交流側接続部の一方の端子４−３は、変圧器６の１次側巻線６１に接続されている。第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４の交流側接続部の他方の端子４−４は、第１の電流制限回路３を介して変圧器６の１次側巻線６１に接続されている。
In each of the DC /
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれにおいて、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５の交流側接続部の一方の端子５−３および他方の端子５−４は、変圧器６の２次側巻線６２に接続されている。
In each of the DC /
なお、第１の電流制限回路３は、図１に示される構成に限らず、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４の交流側接続部の一方の端子４−３と変圧器６の１次側巻線６１との間、または第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５の交流側接続部の一対の端子５−３，５−４のいずれか一方と変圧器６の２次側巻線６２との間に接続されてもよい。すなわち、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４の交流側接続部の一対の端子４−３，４−４は、変圧器６および第１の電流制限回路３を介して第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５の交流側接続部の一対の端子５−３，５−４に接続されている。また、第１の電流制限回路３は、第３の導通路２３に接続されている。
The first current limiting
第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれに入力される直流電圧を、例えば、数百Ｈｚ以上の周波数の交流電圧に変換し、変圧器６の１次側巻線６１へ供給する。変圧器６において、２次側巻線６２の巻数ｎ２を１次側巻線６１の巻数ｎ１で割った値である巻数比（「変圧比」ともいう）が、ｎ＝ｎ２／ｎ１で与えられる。この場合、１次側巻線６１の交流電圧ｖｎ１と２次側巻線６２の交流電圧ｖｎ２との関係は、ｖｎ１＝ｖｎ２／ｎとなる。第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５は、変圧器６の２次側巻線６２から供給される交流電圧を直流電圧に変換して負荷１２０へ供給する。
The first AC /
第１の電流制限回路３は、交流電力の導通路である第３の導通路２３に流れる電流を抑制する第１の限流器３１と、第１のスイッチ３２とを有する。第１の限流器３１と第１のスイッチ３２とは、並列に接続されている。
The first current limiting
制御装置９０は、プロセッサ９１と、記憶装置９２とを具備する。制御装置９０は、電力変換回路９５におけるＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれの入出力である、入力側接続部の一対の端子７０−１，７０−２に入力される直流電力と、出力側接続部の一対の端子７０−３，７０−４から出力される直流電力とを制御する。
The
記憶装置９２は、図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また、記憶装置９２は、不揮発性の補助記憶装置の代わりにハードディスク等の補助記憶装置を具備してもよい。
Although not shown, the
プロセッサ９１は、記憶装置９２から入力されたプログラムを実行する。記憶装置９２が補助記憶装置と揮発性記憶装置とを具備するため、プロセッサ９１に、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプログラムが入力される。また、プロセッサ９１は、演算結果等のデータを記憶装置９２の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置に前記データを保存してもよい。
The
また、図１の制御装置９０は、記憶装置９２に記憶されたプログラムを実行するプロセッサ９１、または図示していないシステムＬＳＩ等の処理回路により実現される。また、複数のプロセッサ９１および複数の記憶装置９２が連携して上記機能を実行してもよいし、複数の処理回路が連携して上記機能を実行してもよい。また、複数のプロセッサ９１および複数の記憶装置９２と、複数の処理回路との組み合わせにより連携して上記機能を実行してもよい。
1 is implemented by a
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの構成および動作について説明する。図２は、本実施の形態に係る電力変換装置におけるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。図２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれにハーフブリッジ形回路を適用した例である。図２において、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４は、２つの半導体素子４ａ，４ｂを用いたブリッジ回路である。第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５は、２つの半導体素子５ａ，５ｂを用いたブリッジ回路である。第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４の側では、半導体素子４ａ，４ｂが直列に接続されると共に、コンデンサ１ａ，１ｂが直列に接続され、さらにこれらの１組の半導体素子４ａ，４ｂと１組のコンデンサ１ａ，１ｂとは並列に接続される。また、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５の側では、半導体素子５ａ，５ｂが直列に接続されると共に、コンデンサ２ａ，２ｂが直列に接続され、さらにこれらの１組の半導体素子５ａ，５ｂと１組のコンデンサ２ａ，２ｂとは並列に接続される。また、コンデンサ１ａ，１ｂの組は第１のコンデンサ１を構成しており、コンデンサ２ａ，２ｂの組は第２のコンデンサ２を構成する。
Next, the configuration and operation of the DC /
ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれの入力端子７０−１，７０−２から第１のコンデンサ１へ供給された直流電力は、半導体素子４ａ，４ｂの接続点およびコンデンサ１ａ，１ｂの接続点から、変圧器６の１次側巻線６１へ交流電力として供給される。また、変圧器６の１次側巻線６１から２次側巻線６２へ伝送された交流電力は、半導体素子５ａ，５ｂの接続点およびコンデンサ２ａ，２ｂの接続点から、第２のコンデンサ２へ直流電力として供給される。そして第２のコンデンサ２へ蓄えられた電力は、負荷１２０へと供給される。
The DC power supplied from the input terminals 70-1 and 70-2 of the DC /
ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれは、例えば、第２のコンデンサ２の電圧を所望の値とするように制御される。ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれから第２のコンデンサ２に伝送される電力と、第２のコンデンサ２から負荷１２０に伝送される電力とが釣り合っているとき、第２のコンデンサ２の電圧は、定常的には一定となる。したがって、制御装置９０は、電圧検出器（図示せず）から第２のコンデンサ２の電圧を取得した値と第２のコンデンサ２の電圧目標値との差分に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれが負荷１２０に伝送する電力量を演算する。そして、制御装置９０は、演算された電力量に基づいて、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４および第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５における半導体素子のオンまたはオフの状態を決定する。
Each of the DC /
上述の動作と反対の動作として、負荷１２０から回生されて第２のコンデンサ２へ蓄積された電力を、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれによって第１のコンデンサ１へ伝送することも可能である。よって、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂそれぞれは、双方向に電力を伝送することができる。そして、変圧器６の１次側巻線６１と２次側巻線６２とが絶縁されている。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれは、一方の直流電力から交流電力を経由して他方の直流電力に変換する双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータとなっている。
As an operation opposite to the above-described operation, it is also possible to transmit the electric power regenerated from the
図３は、本実施の形態に係る電力変換装置におけるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。図３は、図２の第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５、および第２のコンデンサ２をそれぞれ２個とした場合の図である。図３において、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５１，５２は、４つの半導体素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄを用いたブリッジ回路を構成する。第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５２の側では、半導体素子５ｃ，５ｄが直列に接続されると共に、コンデンサ２ｃ，２ｄが直列に接続され、さらにこれらの１組の半導体素子５ｃ，５ｄと１組のコンデンサ２ｃ，２ｄとは並列に接続される。また、コンデンサ２ａ，２ｂの組は、第２のコンデンサ２１を構成し、コンデンサ２ｃ，２ｄの組は第２のコンデンサ２２を構成する。さらに、出力側接続部の一対の端子７０−３，７０−４と、出力側接続部の一対の端子７０−５，７０−６とがそれぞれ接続されて、コンデンサ２ａ，２ｂの組とコンデンサ２ｃ，２ｄの組とが並列に接続される。
FIG. 3 is a circuit diagram of a DC / DC converter in the power conversion apparatus according to the present embodiment. FIG. 3 is a diagram in the case where the number of the second AC /
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれの入力端子７０−１，７０−２から第１のコンデンサ１へ供給され、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４を介して変圧器６の１次側巻線６１から２次側巻線６３へ伝送された交流電力は、半導体素子５ｃ，５ｄの接続点と、コンデンサ２ｃ，２ｄの接続点とから、コンデンサ２ｃ，２ｄへ直流電力として供給される。そして、第２のコンデンサ２であるコンデンサ２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄに蓄えられた電力は、負荷１２０へと供給される。
Further, the primary side of the
上述のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれが、複数の第２のコンデンサ２５，２６と、共通の変圧器６からの電力を変換する複数の第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５１，５２とを有していてもよい。この場合、複数の第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５１，５２、および複数の第２のコンデンサ２５，２６は並列に接続される。
As described above, each of the DC /
図４は、本実施の形態に係る電力変換装置におけるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。図４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれにフルブリッジ形回路を適用した例である。図４に示されるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂは、フルブリッジ形回路で構成されていてもよい。図４において、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４１は、４つの半導体素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄを用いたブリッジ回路である。また、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５３は、４つの半導体素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄを用いたブリッジ回路である。第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４１の側では、半導体素子４ａ，４ｂが直列に接続されると共に、半導体素子４ｃ，４ｄが直列に接続され、さらにこれらの２組の半導体素子４ａ，４ｂおよび半導体素子４ｃ，４ｄと、第１のコンデンサ１とが並列に接続される。また、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５３の側では、半導体素子５ａ，５ｂが直列に接続されると共に、半導体素子５ｃ，５ｄが直列に接続され、さらにこれらの２組の半導体素子５ａ，５ｂおよび半導体素子５ｃ，５ｄと、第２のコンデンサ２とが並列に接続される。
FIG. 4 is a circuit diagram of a DC / DC converter in the power conversion apparatus according to the present embodiment. FIG. 4 is an example in which a full bridge circuit is applied to each of the DC /
ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれにおいて、入力端子７０−１，７０−２から第１のコンデンサ１へ供給された直流電力は、半導体素子４ａ，４ｂの接続点と、半導体素子４ｃ，４ｄの接続点とから、変圧器６の１次側巻線６１へ交流電力として供給される。また、変圧器６の１次側巻線６１から２次側巻線６２へ伝送された交流電力は、半導体素子５ａ，５ｂの接続点と、半導体素子５ｃ，５ｄの接続点とから、第２のコンデンサ２へ直流電力として供給される。そして第２のコンデンサ２へ蓄えられた電力は、負荷１２０へと供給される。
In each of the DC /
図４の回路においても、図２の回路と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれは、制御装置９０によって、第２のコンデンサ２の電圧を所望の値とするように制御される。
Also in the circuit of FIG. 4, as in the circuit of FIG. 2, each of the DC /
また、図２の回路と同様に、上述の動作と反対の動作として、負荷１２０から回生されて第２のコンデンサ２へ蓄積された電力を、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれによって第１のコンデンサ１へ伝送することも可能である。そして、変圧器６の１次側巻線６１と２次側巻線６２とが絶縁されている。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれは、一方の直流電力から交流電力を経由して他方の直流電力に変換する双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータとなっている。
Similarly to the circuit of FIG. 2, as an operation opposite to the above-described operation, the electric power regenerated from the
図５は、本実施の形態に係る電力変換装置におけるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。図５は、図４の第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５３、および第２のコンデンサ２をそれぞれ２個とした場合の図である。図５において、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５４は、４つの半導体素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄを用いたブリッジ回路であり、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５５は、４つの半導体素子５ｅ，５ｆ，５ｇ，５ｈを用いたブリッジ回路である。第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５５の側では、半導体素子５ｅ，５ｆが直列に接続されると共に、半導体素子５ｇ，５ｈが直列に接続され、さらにこれらの２組の半導体素子とコンデンサ２ｂとが並列に接続される。コンデンサ２ａ，２ｂの組は、第２のコンデンサ２を構成する。出力側接続部の一対の端子７０−３と出力側接続部の一対の端子７０−５とが接続され、また、出力側接続部の一対の端子７０−４と出力側接続部７０−６とがそれぞれ接続されることで、コンデンサ２ａ，２ｂは、並列に接続される。
FIG. 5 is a circuit diagram of a DC / DC converter in the power conversion device according to the present embodiment. FIG. 5 is a diagram when the second AC /
さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれにおいて、入力端子７０−１，７０−２から第１のコンデンサ１へ供給され、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４を介して変圧器６の１次側巻線６１から２次側巻線６３へ伝送された交流電力は、半導体素子５ｅ，５ｆの接続点と、半導体素子５ｇ，５ｈの接続点とから、コンデンサ２ｂへ直流電力として供給される。そして、第２のコンデンサ２であるコンデンサ２ａ，２ｂに蓄えられた電力は、負荷１２０へと供給される。
Further, in each of the DC /
上述のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれが、複数の第２のコンデンサ２ａ，２ｂと、共通の変圧器６からの電力を変換する複数の第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５４，５５とを有していてもよい。この場合、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５４と第２のコンデンサ２ａとは並列に接続され、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５５と第２のコンデンサ２ｂとは並列に接続される。
As described above, each of the DC /
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれは、図２から図５の回路構成に限らず、双方向に直流電力を伝送することができ、かつ変圧器６によって１次側巻線６１と２次側巻線６２とが電気的に絶縁されているものであればよい。
Each of the DC /
上述のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂを介して、負荷１２０へ電力を供給する構成とすることによって、直流電源１１０と負荷１２０との間の電気的絶縁を確保することができる。また、２つ以上のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂによって本実施の形態による電力変換装置１００を構成する場合、１つのＤＣ／ＤＣコンバータに異常が発生しても、残りの正常なＤＣ／ＤＣコンバータで負荷への電力供給を継続できるため、電力変換装置の冗長性が増す。
As described above, by providing power to the
ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの個数は、負荷１２０が必要とする電力量に応じて決定される。各々のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂへ供給される直流電力は、同一の直流電源１１０から供給されるものであっても、異なる直流電源１１０から供給されるものであってもよい。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの個数は、２個に限らず、１個以上あればよい。
The number of DC /
図６は、本実施の形態に係る電力変換装置の回路図の変形例を示す図である。図６に示す電力変換システム２０１において、電力変換装置１０１の電力変換回路９６は、１個のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａを具備する。
FIG. 6 is a diagram illustrating a modification of the circuit diagram of the power conversion device according to the present embodiment. In the
また、本実施の形態に係る電力変換装置１００，１０１において、放電回路８０は、第２のコンデンサ２と並列に接続されている。放電回路８０は、放電スイッチ８１と放電抵抗８２とが直列に接続されて構成されている。第２のコンデンサ２に過電圧が生じたとき、放電スイッチ８１が短絡される。放電スイッチ８１が短絡されると、第２のコンデンサ２の電荷は、急速に放電され、第２のコンデンサ２の過電圧が抑制される。また、電力変換装置１００，１０１のいずれかの箇所に短絡または地絡が発生したとき、半導体素子の故障が発生したときなどにも、電力変換装置１００，１０１を保護する目的で、放電スイッチ８１を短絡する場合がある。
In the
ここで、電力変換装置１００の始動方法について述べる。本実施の形態に係る電力変換装置１００が負荷１２０への電力供給を開始するためには、予め第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２が所定の電圧まで充電されている必要がある。電力変換装置１００の始動に先立って、平滑コンデンサである第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２を充電する動作のことを「初充電」と呼ぶ。
Here, the starting method of the
まず、第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２の両方に電荷が残っていない状態からの電力変換装置１００の始動について述べる。第１のコンデンサ１を初充電するときには、電力変換装置１００は、抵抗器を介して直流電源１１０に接続される。または、直流電源１１０から供給される電圧がゼロの状態で直流電源１１０と電力変換装置１００とが接続され、直流電源１１０から供給される電圧が規定の電圧まで徐々に昇圧される。
First, the start-up of the
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂにおいて、第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２は、変圧器６によって電気的に絶縁されている。したがって、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４および第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５の双方または一方を動作させなければ、第２のコンデンサ２を充電することができない。
Further, in the DC /
さらに、変圧器６を含む電流経路は、一般的にインピーダンスが小さい。このため、第１のコンデンサ１と第２のコンデンサ２との電圧差が大きい状態で、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４および第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５の半導体素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄのスイッチング、および半導体素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄのスイッチングを開始すると、突入電流が過大となる可能性がある。
Furthermore, the current path including the
したがって、第１のコンデンサ１が直流電源１１０によって充電されている間、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれを第１のコンデンサ１から第２のコンデンサ２に電力が伝送されるように動作させておく。すなわち、第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２の電圧差が大きくなりすぎないように、第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２を同時に初充電する必要がある。
Therefore, while the
次に、放電スイッチ８１が短絡されて第２のコンデンサ２が急速放電された後の再始動について述べる。第２のコンデンサ２が放電された後において、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂが負荷１２０への電力供給を再開するためには、第２のコンデンサ２を初充電しなければならない。
Next, restart after the
ところが、放電スイッチ８１を短絡して保護動作を実施した場合、第１のコンデンサ１は充電されたままで、第２のコンデンサ２のみが放電されることとなる。したがって、第２のコンデンサ２を充電するために第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４のスイッチングを開始すると、第１のコンデンサ１と第２のコンデンサ２との電圧差が変圧器６を含む電流経路のインピーダンスに印加され、過大な突入電流が生じる可能性がある。
However, when the protective operation is performed by short-circuiting the
電力変換装置１００の電力容量が大きいほど、第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２の静電容量は大きくなる傾向がある。そして、第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２の静電容量が大きいほど、または充電電流の経路のインピーダンスが小さいほど、突入電流は大きくなる。
As the power capacity of the
この問題を解消するためには、第２のコンデンサ２を初充電するとき、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４を十分に大きな動作周波数でスイッチングしなければならない。しかし、大容量の変換器で用いられる半導体素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ、および半導体素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄは、デバイスの特性による制約のため、動作可能なスイッチング速度に限界がある。
In order to solve this problem, when the
あるいは、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂをいったん電源から切り離して、放電回路（図示せず）によって第１のコンデンサ１を放電する。そして、第１のコンデンサ１と第２のコンデンサ２を同時に再充電するという方法も考えられる。しかしながら、この方法では、負荷１２０への電力の供給を再開するまでに要する時間が長くなる。また、電力変換装置１００と直流電源１１０との切り離しおよび再接続に伴い、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれと直流電源１１０との間に設けられ電力の供給および遮断を切り替える主開閉器の動作回数が増える。さらには、第１のコンデンサ１の充放電回数が増えるため、第１のコンデンサ１の寿命が縮まる。
Alternatively, the DC /
上記の問題を解決するために、本実施の形態に係る電力変換装置１００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれの変圧器６のうちの少なくとも一つの１次側巻線６１のいずれかの端子に接続された第１の電流制限回路３を備える。また、第１の電流制限回路３は第３の導通路２３に接続されている。第１の電流制限回路３は、交流電力の導通路である第３の導通路２３に流れる電流を抑制する第１の限流器３１と、第１のスイッチ３２とを有する。第１の限流器３１と第１のスイッチ３２とは、並列に接続されている。
In order to solve the above problem, the
そして、放電スイッチ８１を短絡して第２のコンデンサ２が放電された後に再び第２のコンデンサ２だけを充電するときは、第１のスイッチ３２を開放した状態で、第１のコンデンサ１から第２のコンデンサ２へ電力が伝送されるように、当該第１のスイッチ３２を含むＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂを動作させる。
Then, when only the
第１の限流器３１が、充電電流の経路に含まれることによって、一時的に充電電流の経路のインピーダンスが大きくなる。このため、第１のコンデンサ１と第２のコンデンサ２との電圧差がある場合であっても、第２のコンデンサ２の充電にともなう突入電流を抑制することができる。すなわち、第１の電流制限回路３は、交流電力の導通路である第３の導通路２３に流れる電流を抑制する。
When the first
また、第２のコンデンサ２の電圧が予め定められた値に達したのちに、または第１のコンデンサ１と第２のコンデンサ２との電圧差が予め定められた値よりも小さくなったのちに、第１のスイッチ３２を短絡する。これによって、第１の限流器３１をバイパスする電流経路を形成し、負荷１２０への電力の供給を再開したときの動作に影響が出ないようにすることができる。
Further, after the voltage of the
なお、第１の電流制限回路３において、第１の限流器３１として抵抗値を変更できる可変抵抗器を用いることで第１のスイッチ３２をなくすことも可能である。この構成によっても、交流電力の導通路である第３の導通路２３に流れる電流を抑制できる。
In the first current limiting
なお、第１の限流器３１は、例えば、抵抗器やリアクトルで実現される。また、第１の電流制限回路３を安価に実現するのであれば、第１の限流器３１は、抵抗器とするのがよい。
The first
一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂが数百Ｈｚ以上の高周波で動作するので、第１の限流器３１がリアクトルであっても、インピーダンスを大きくして突入電流を抑制することができる。初充電を行うときの抵抗損が小さいので、リアクトルは、始動および停止が頻繁な用途に適している。言うまでもなく、第１の限流器３１を抵抗とリアクトルの組み合わせによって実現することも可能である。
On the other hand, since the DC /
なお、第１の電流制限回路３を設置する場所は、変圧器６の１次側巻線６１の端子の他に、第１のコンデンサ１と第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４との間、または第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５と第２のコンデンサ２との間でも、同様の効果が期待できる。したがって、第１の電流制限回路３は、第１のコンデンサ１と第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４との間、または第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５と第２のコンデンサ２との間に設置してもよい。
In addition to the terminal of the primary side winding 61 of the
しかし、一般的に第１のコンデンサ１と第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４との間の配線、および第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５と第２のコンデンサ２との間の配線は、寄生インダクタンスが小さくなるように設計される。これには、半導体素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ、および半導体素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄのスイッチングに伴って発生する電圧サージを低減する目的がある。
However, generally, the wiring between the
このため、一般的に第１のコンデンサ１と第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４との間、または第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５と第２のコンデンサ２との間に第１の電流制限回路３を設置することによって配線長が増加し、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの動作に影響が出る可能性が高い。
Therefore, the first current limit is generally between the
一方、変圧器６の巻線には、ある程度のインダクタンス成分が含まれている。このインダクタンス成分は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの動作に必要である。
On the other hand, the winding of the
したがって、第１の電流制限回路３は、変圧器６のいずれかの端子に接続される方が望ましい。この構成によって、主素子のスイッチングに影響する寄生インダクタンスが増加するのを防ぐことができるので、主回路の動作への影響を最小限とすることができ、部品の配置および配線が容易となる。
Therefore, it is desirable that the first current limiting
また、第１の電流制限回路３を設置する場所は、変圧器６の２次側巻線６２の端子であっても、同様の効果が期待できる。しかし、変圧器６の２次側巻線６２に第１の電流制限回路３を設置した場合、変圧器６の励磁突入電流が増加する可能性がある。
The same effect can be expected even when the first current limiting
一般に変圧器６の励磁インピーダンスは、短絡インピーダンスに比べて大きい。このため、第２のコンデンサ２の初充電の電流に比べて、変圧器６の励磁電流は小さい。しかしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのスイッチングを開始して１次側巻線６１に矩形波の電圧が印加されたとき、その電圧の位相によっては変圧器６の内部磁束が一時的に偏磁する。このとき、偏磁によって変圧器６が磁気飽和を起こすと、励磁インダクタンスが低下して励磁突入電流となる。この電流は、第２のコンデンサ２の初充電の電流に加えて、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの半導体素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ、および半導体素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄを流れる。
In general, the excitation impedance of the
したがって、第１の電流制限回路３は、変圧器６の２次側巻線６２よりも１次側巻線６１に設置する方が始動時の電流をより効果的に抑制できる。ただし、変圧器６の設計を考慮して、励磁突入電流の影響が軽微であると判断できるときは、部品の配置および配線の都合がよいように、変圧器６の２次側巻線６２へ第１の電流制限回路３を設置してもよい。
Therefore, the first current limiting
また、本実施の形態に係る電力変換装置１００が、２個以上のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂを具備する場合、第１の電流制限回路３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの少なくとも１つに設置されていればよい。ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの出力側接続部の一対の端子７０−３，７０−４は互いに並列接続されている。すなわち、すべての第２のコンデンサ２も並列接続されている。したがって、第１の電流制限回路３が設置されたいずれかのＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂを動作させて第２のコンデンサ２を充電すれば、残りの第２のコンデンサ２も同様に充電される。
Further, when the
以上より、本実施の形態に係る電力変換装置では、交流電力の導通路である第３の導通路２３に流れる電流を抑制する第１の電流制限回路３を具備したことによって、第１のコンデンサ１と第２のコンデンサ２との電圧の差が大きい場合でも、第１の限流器３１を介して第２のコンデンサ２を初充電することで突入電流を抑制できる。
As described above, the power converter according to the present embodiment includes the first current limiting
また、本実施の形態に係る電力変換装置では、交流電力の導通路である第３の導通路２３に接続された第１の電流制限回路３を具備することによって、寄生インダクタンスが増加して主回路の動作へ影響が出ることを防ぎつつ、同様の効果を奏する。
Further, in the power conversion device according to the present embodiment, by including the first current limiting
また、図１のように、電力変換装置１００が２個以上のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂを具備することによって、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのうちの一方が故障して停止しても、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのうちの故障していない他方を駆動できるため、電力変換装置１００の信頼性が増す。
Further, as shown in FIG. 1, when the
なお、図６の電力変換装置１０１に示すように、１個のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａに、第１の電流制限回路３が設置されていても、同様に第１の限流器３１を介して第２のコンデンサ２を初充電することで突入電流を抑制できる。
As shown in the
実施の形態２．
図７は、この発明を実施するための実施の形態２に係る電力変換装置におけるコンデンサの充電動作を示す図である。図７は、上記の充電動作を実施したときの、変圧器６における２次側巻線６２の巻数ｎ２を１次側巻線６１の巻数ｎ１で割った値である巻数比ｎと第１のコンデンサ１の電圧ｖＣ１とによって第２のコンデンサ２の電圧ｖＣ２を割った値である電圧比（以下、「電圧比」という。）ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）を模式的に表したものである。
FIG. 7 is a diagram showing a capacitor charging operation in the power conversion apparatus according to
図７において、横軸は、上段、中段および下段とも時刻を表す。上段の縦軸は、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）を表す。中段の縦軸は、第２のコンデンサ２の電圧ｖＣ２を表す。下段の縦軸は、第２のコンデンサ２に流れる充電電流の波高値を表す。図７における実線の波形は、時刻ｔ１で第１のスイッチ３２を短絡した場合の波形を示す。図７における一点鎖線の波形は、時刻ｔ１で第１のスイッチ３２を短絡しない（開放の）場合の波形を示す。第１のコンデンサ１の電圧ｖＣ１と第２のコンデンサ２の電圧ｖＣ２とが充電完了した場合にはｖＣ１＝ＶＣ２／ｎの関係があるため、図７では電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）を縦軸に用いている。
In FIG. 7, the horizontal axis represents time in the upper, middle, and lower stages. The vertical axis in the upper stage represents the voltage ratio vC2 / (n · vC1). The vertical axis in the middle represents the voltage vC2 of the
実施の形態１でも述べたように、第１のスイッチ３２を開放して第２のコンデンサ２を充電するとき、突入電流が抑制される一方で、図７における一点鎖線の波形のように、充電に要する時間が長くなる。第２のコンデンサ２の充電に伴う突入電流、すなわち充電電流が抑制される際に問題となるのは、充電の過程で発生する充電電流のピーク値である。
As described in the first embodiment, when charging the
図７において、第１の限流器３１を介して第２のコンデンサ２が充電されるとき、第２のコンデンサ２の電圧が上昇するにつれて充電電流の波高値が小さくなっていく。したがって、第２のコンデンサ２の充電が完了する前の時刻ｔ１において、第１のスイッチ３２を短絡してもよい。その際、第２のコンデンサ２の電圧および充電電流の波高値は、図７の実線の波形になる。ただし、制御装置９０は、第１のスイッチ３２を短絡した直後の充電電流の波高値が許容値を超過しないように、時刻ｔ１を決定する。
In FIG. 7, when the
よって、図７に示すように、充電開始後には、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）は徐々に上昇し、充電電流の波高値は徐々に減衰する。そして、制御装置９０は、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）がある程度大きくなってから第１のスイッチ３２を短絡する。そして、制御装置９０は、第２のコンデンサ２の電圧ｖＣ２が予め定められた値ａよりも大きいときには、第２のコンデンサ２の初充電が完了したと判断して、通常の運転モードを開始する。これらの制御によって、充電電流の波高値が充電開始直後のピーク値ｃを超えない範囲で、第１のスイッチ３２を短絡しない場合（図７の一点鎖線の波形）よりも充電に要する時間を短縮できる。
Therefore, as shown in FIG. 7, after the start of charging, the voltage ratio vC2 / (n · vC1) gradually increases, and the peak value of the charging current gradually attenuates. And the
第２のコンデンサ２に流れる充電電流の波高値が過大となるのを避けつつ、充電に要する時間を短縮するには、第１のコンデンサ１と第２のコンデンサ２との電圧差に応じて、第１のスイッチ３２の状態を選択する必要がある。
In order to reduce the time required for charging while avoiding the peak value of the charging current flowing through the
図７において、制御装置９０は、第１のスイッチ３２を開放して、初充電が開始される。電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）は、０から徐々に増加していく。制御装置９０は、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）が予め定められた値ｂよりも大きいときには、第１のスイッチ３２を短絡し、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）が予め定められた値ｂ以下のときには、第１のスイッチ３２を開放する制御を行う。
In FIG. 7, the
また、値ｂは、充電電流の波高値が充電開始直後のピーク値ｃを超えない値に予め定められる。その後、制御装置９０は、第２のコンデンサ２の電圧ｖＣ２が値ａよりも大きいときには、第２のコンデンサ２の初充電が完了したと判断して、通常の運転モードを開始する。これらの制御によって、充電電流の波高値が充電開始直後のピーク値ｃを超えない範囲で、第１のスイッチ３２を短絡しない場合（図７の一点鎖線の波形）よりも充電に要する時間を短縮できる。
The value b is determined in advance such that the peak value of the charging current does not exceed the peak value c immediately after the start of charging. After that, when the voltage vC2 of the
図８は、本実施の形態に係る電力変換装置におけるコンデンサの充電動作を示すフロー図である。図８では、上記の始動手順が図示されている。図８において、ｖＣ１、ｖＣ２、ｎは、それぞれ第１のコンデンサ１の電圧、第２のコンデンサ２の電圧、および変圧器６における２次側巻線６２の巻数ｎ２を１次側巻線６１の巻数ｎ１で割った値である巻数比を表している。
FIG. 8 is a flowchart showing a capacitor charging operation in the power conversion device according to the present embodiment. FIG. 8 illustrates the starting procedure. In FIG. 8, vC1, vC2, and n represent the voltage of the
ステップＳ１において、上位の制御器から制御装置９０へ電力変換装置１００を始動する始動命令が出された場合、制御装置９０は、まず第２のコンデンサ２の電圧ｖＣ２を取得する。
In step S1, when a start command for starting the
ステップＳ２において、制御装置９０は、第２のコンデンサ２の電圧ｖＣ２が予め定められた値ａよりも大きいときには、第２のコンデンサ２の充電が完了していると判断する。
In step S2,
そして、ステップＳ７において、通常の運転モードを開始し、電力変換装置１００の始動を完了する（ステップＳ８）。この場合における予め定められた値ａには、例えば、負荷１２０が要求する電力に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂが安定して制御できる状態となる閾値が設定される。
Then, in step S7, the normal operation mode is started and the start-up of the
また、ステップＳ２において、第２のコンデンサ２の電圧ｖＣ２が閾値ａ以下であり、第２のコンデンサ２の初期充電が必要であるとき、ステップＳ３において、制御装置９０は第１のコンデンサ１の電圧ｖＣ１を取得しｖＣ２と比較する。
In step S2, when the voltage vC2 of the
ステップＳ３において、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）が予め定められた値ｂ以下のときには、ステップＳ４において、制御装置９０は、第１のスイッチ３２をオフ、すなわち開放する。
In step S3, when the voltage ratio vC2 / (n · vC1) is equal to or smaller than a predetermined value b, in step S4, the
ステップＳ３において、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）が予め定められた値ｂよりも大きいときには、ステップＳ５において、制御装置９０は、第１のスイッチ３２をオン、すなわち短絡する。この場合における予め定められた値ｂは、第２のコンデンサ２の充電電流がＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂを構成する部品の最大電流を超過しないような値に設定される。
In step S3, when the voltage ratio vC2 / (n · vC1) is larger than a predetermined value b, in step S5, the
そして、ステップＳ６において、制御装置９０は、初充電モードを開始し、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂにおける半導体素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ、および半導体素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄのスイッチングを開始する。ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂは、半導体素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ、および半導体素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄのスイッチングパターンを制御することで、第１のコンデンサ１から第２のコンデンサ２へ伝送される電力量を調整できる。初充電モードでのスイッチングでは、第２のコンデンサ２の充電電流が許容値を超えないように、伝送される電力量を制限したスイッチングパターンが用いられる。
In step S6,
そして、ステップＳ６からステップＳ２に戻り、第２のコンデンサ２の電圧ｖＣ２が予め定められた値ａよりも大きくなるまで、すなわち第２のコンデンサ２の初充電が不要となるまで、ステップＳ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ６による第１の初充電ステップ、またはステップＳ２、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ６による第２の初充電ステップを制御装置９０が繰り返し行い、初充電モードを継続する。
Then, the process returns from step S6 to step S2, and steps S2, S3 until the voltage vC2 of the
なお、上記のステップＳ２の判定処理では、第２のコンデンサ２の電圧ｖＣ２と閾値ａとが等しい場合を“Ｎｏ”と判定してステップＳ３に移行しているが、第２のコンデンサ２の電圧ｖＣ２と閾値ａとが等しい場合を“Ｙｅｓ”と判定してステップＳ７に移行してもよい。すなわち、第２のコンデンサ２の電圧ｖＣ２と閾値ａとが等しい場合を“Ｙｅｓ”又は“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。
In the determination process of step S2, the case where the voltage vC2 of the
また、上記のステップＳ３の判定処理では、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）と値ｂとが等しい場合を“Ｎｏ”と判定してステップＳ４に移行しているが、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）と値ｂとが等しい場合を“Ｙｅｓ”と判定してステップＳ５に移行してもよい。すなわち、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）と値ｂとが等しい場合を“Ｙｅｓ”又は“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。 In the determination process of step S3, the case where the voltage ratio vC2 / (n · vC1) is equal to the value b is determined as “No” and the process proceeds to step S4. However, the voltage ratio vC2 / (n The case where vC1) is equal to the value b may be determined as “Yes” and the process may proceed to step S5. That is, the case where the voltage ratio vC2 / (n · vC1) is equal to the value b may be determined as “Yes” or “No”.
図９は、本実施の形態に係る電力変換装置におけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示す図である。図１０は、本実施の形態に係る電力変換装置におけるＤＣ／ＤＣコンバータの他の動作を示す図である。図９および図１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂが、図２に示すハーフブリッジ形である場合における初充電モードのスイッチングパターンの例である。図９および図１０において、横軸は、時刻を表す。縦軸は、半導体素子４ａ，４ｂ，５ａ，５ｂの動作状態を表す。
FIG. 9 is a diagram illustrating an operation of the DC / DC converter in the power conversion device according to the present embodiment. FIG. 10 is a diagram illustrating another operation of the DC / DC converter in the power conversion device according to the present embodiment. 9 and 10 are examples of switching patterns in the initial charging mode when the DC /
図９において、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４の２つの半導体素子４ａ，４ｂのみが、通流率５０％となるように予め定められた周波数でスイッチングされている。このとき、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５は、ダイオード整流器として動作する。また、図１０において、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５の半導体素子５ａ，５ｂが、通流率５０％、かつ予め定められた周波数でスイッチングされている。そして、第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５の半導体素子５ａ，５ｂのスイッチングパターンは、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４の半導体素子４ａ，４ｂのスイッチングパターンと同じとなっている。
In FIG. 9, only the two
図８に示す始動シーケンスにおいて、まず、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）が閾値ｂを上回って、第１のスイッチ３２が短絡される。さらに、第２のコンデンサ２の充電が進んで第２のコンデンサ２の電圧ｖＣ２が閾値ａよりも大きくなると、初充電が完了し始動が完了したとして、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂは、通常の運転モードへ移行する。
In the starting sequence shown in FIG. 8, first, the voltage ratio vC2 / (n · vC1) exceeds the threshold value b, and the
上述の方法によれば、実施の形態１と同様の効果を奏することができ、さらに、第２のコンデンサ２の初充電に要する時間を短縮することができる。
According to the above-described method, the same effect as in the first embodiment can be obtained, and the time required for the initial charging of the
なお、図８のステップＳ３において、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）が予め定められた値ｂよりも大きいときには、ステップＳ５において、制御装置９０が第１のスイッチ３２を短絡（オン）したが、初充電に要する時間を短縮する必要がなければ、ステップＳ５において、ステップＳ４と同様に制御装置９０が第１のスイッチ３２を開放（オフ）したままとしてもよい。すなわち、ステップＳ２，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ６の第２の初充電ステップのステップＳ５をステップＳ４に置き換えた制御を制御装置９０が行う。
In step S3 in FIG. 8, when the voltage ratio vC2 / (n · vC1) is larger than the predetermined value b, the
なお、図６の電力変換装置１０１に示すように、１個のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａに、第１の電流制限回路３が設置されていても、上述と同様の制御を行うことができる。
Note that, as shown in the
実施の形態３．
図１１は、この発明を実施するための実施の形態３に係る電力変換装置におけるコンデンサの充電動作を示す図である。図１１のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの構成部品は同じであるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ｂの構成部品の符号を省略している。
FIG. 11 is a diagram showing a capacitor charging operation in the power conversion device according to
図１１において、本実施の形態に係る電力変換システム２０２は、図１の電力変換装置１００に代えて電力変換装置１０２と、図１の２個の直流電源１１０に代えて１個の交流電源１１１とを備える点で実施の形態１と異なる。
11, a
電力変換装置１０２は、図１の電力変換回路９５に代えて電力変換回路９７と、制御装置９０とを備える。電力変換回路９７は、２個のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂと、放電回路８０と、ＡＣ／ＤＣコンバータ７１とを具備する。電力変換回路９７は、図１の電力変換回路９５に対して、ＡＣ／ＤＣコンバータ７１をさらに備える点で異なる。
The
ＡＣ／ＤＣコンバータ７１は、２個の第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７と、交流電源１１１からの交流電力の導通路に流れる電流を抑制する第２の電流制限回路８と、電力の供給および遮断を切り替える主開閉器９と、リアクトル１０と、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７ごとに設けられた、直流側接続部の二対の端子７１−１，７１−２，７１−３，７１−４と、交流側接続部の一対の端子７１−５、７１−６とを具備する。ＡＣ／ＤＣコンバータ７１は、交流電力および直流電力を互いに変換する。
The AC /
ここで、交流電源１１１からの交流電力の導通路を第４の導通路２４とする。第４の導通路２４は、図１１における交流電源１１１から第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７の交流側接続部の一対の端子７−３，７−４までの導通路である。
Here, a conduction path of AC power from the
図１１において、ＡＣ／ＤＣコンバータ７１における交流側接続部の一対の端子７１−５，７１−６は、交流電源１１１に接続されている。ＡＣ／ＤＣコンバータ７１における直流側接続部の二対の端子７１−１，７１−２、７１−３，７１−４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれの対応する入力側接続部の一対の端子７０−１，７０−２に接続されている。
In FIG. 11, a pair of terminals 71-5 and 71-6 of the AC side connecting portion in the AC /
第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７は、直流電力の導通路である直流側接続部の一対の端子７−１，７−２と、交流電力の導通路である交流側接続部の一対の端子７−３，７−４とを有する。第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７の直流接続部は、第１の導通路２１に接続され、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７の交流接続部は、第４の導通路２４に接続されている。
The third AC /
２個の第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７のそれぞれの直流側接続部の一対の端子７−１，７−２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ７１における直流側接続部の二対の端子７１−１，７１−２，７１−３，７１−４に対応して接続されている。すなわち、２個の第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７の直流側接続部の一対の端子７−１，７−２は、それぞれ対応する２個の第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４の直流側接続部の一対の端子４−１，４−２に接続されている。
The pair of terminals 7-1 and 7-2 of the direct current side connection portions of the two third AC /
２個の第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７のそれぞれの交流側接続部の一対の端子７−３，７−４は、すべて直列に接続されている。そして、２個のうち一方の第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７の交流側接続部の一方の端子７−３は、リアクトル１０、第２の電流制限回路８、および主開閉器９を介して、ＡＣ／ＤＣコンバータ７１における交流側接続部の一方の端子７１−５に接続されている。２個のうち他方の第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７の交流側接続部の他方の端子７−４は、ＡＣ／ＤＣコンバータ７１における交流側接続部の他方の端子７１−６に接続されている。すなわち、主開閉器９は、ＡＣ／ＤＣコンバータ７１の交流側接続部に接続されている。
The pair of terminals 7-3 and 7-4 of the AC side connection portions of the two third AC /
第２の電流制限回路８は、交流電源１１１からの交流電力の導通路である第４の導通路２４に流れる電流を抑制する第２の限流器８３と、第２のスイッチ８４とを有する。第２の限流器８３と第２のスイッチ８４とは、並列に接続されている。
The second current limiting
第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７は、それぞれ交流電力および直流電力を互いに変換する。第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７は、交流電源１１１からＡＣ／ＤＣコンバータ７１に入力される交流電圧を直流電圧に変換し、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれの入力側接続部の一対の端子７０−１，７０−２へ供給する。
The third AC /
制御装置９０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれの入出力に加えて、ＡＣ／ＤＣコンバータ７１の入出力である、交流側接続部の一対の端子７１−５，７１−６に入力される交流電力と、直流側接続部の二対の端子７１−１，７１−２，７１−３，７１−４から出力される直流電力とを制御する。
In addition to the input / output of each of the DC /
図１２は、本実施の形態に係る電力変換装置におけるＡＣ／ＤＣコンバータの回路図である。第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７は、例えば、図１２に示すようなブリッジ回路である。図１２において、半導体素子７ａ，７ｂは直列接続され、半導体素子７ｃ，７ｄは直列接続され、さらにこれらの２組の半導体素子が並列接続されている。また、半導体素子７ａ，７ｂの接続点は、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７における交流側接続部の一方の端子７−３をなし、半導体素子７ｃ，７ｄの接続点は、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７における交流側接続部の他方の端子７−４をなす。さらに、半導体素子７ａ，７ｃの接続点は、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７における直流側接続部の一方の端子７−１をなし、半導体素子７ｂ，７ｄの接続点は、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７における直流側接続部の他方の端子７−２をなす。
FIG. 12 is a circuit diagram of an AC / DC converter in the power conversion device according to the present embodiment. The third AC /
次に、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７の動作を図１３のベクトル図を用いて説明する。
Next, the operation of the third AC /
図１３は、本実施の形態に係る電力変換装置におけるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するベクトル図である。ここでは、交流電源の電圧をＶｓ、リアクトル１０を流れる交流電流をＩｓ、第ｎ番目の第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７が第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７における交流側接続部の一対の端子７−３，７−４に出力する交流電圧をＶｎ、Ｖ１からＶｎまでの総和をＶｇ、リアクトル１０のインピーダンスをＸとする。
FIG. 13 is a vector diagram for explaining the operation of the AC / DC converter in the power conversion device according to the present embodiment. Here, the voltage of the AC power source is Vs, the AC current flowing through the
リアクトル１０の両端には、ＶｓとＶｇとの差に相当する電圧が印加され、印加電圧に対して９０°の位相遅れをもった電流がリアクトル１０を流れる。ただし、リアクトル１０の抵抗分は考慮されていない。したがって、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７がＶｇの大きさと位相を調整することで、電流Ｉｓの大きさと位相が制御される。図１３は、交流電源側の力率が１となるようにＶｇを出力したときのベクトル図となっている。
A voltage corresponding to the difference between Vs and Vg is applied to both ends of the
また、電流Ｉｓが大きいほど、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７の直流側接続部の一対の端子７−１，７−２へ流れる電流が大きくなる。第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７の直流側接続部の一対の端子７−１，７−２は、それぞれ対応する２個の第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４の直流側接続部の一対の端子４−１，４−２に接続され、第１のコンデンサ１に接続されている。したがって、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７は、Ｖｇの大きさと位相を調整することで、第１のコンデンサ１の電圧を制御することができる。
Further, as the current Is increases, the current flowing to the pair of terminals 7-1 and 7-2 of the direct current side connection portion of the third AC /
制御装置９０は、電圧検出器（図示せず）から第１のコンデンサ１の電圧を取得し、第１のコンデンサ１の電圧検出値と第１のコンデンサ１の電圧目標値との差分をもとに、リアクトル１０の電流Ｉｓの指令値を演算する。さらに、制御装置９０は、電流検出器（図示せず）から電流Ｉｓの瞬時値を取得して電流Ｉｓの電流検出値と電流Ｉｓの指令値とを比較し、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７の出力電圧Ｖｇの指令値を演算する。そして、出力電圧Ｖｇの指令値をもとに半導体素子７ａから７ｄのオンおよびオフ状態が決定される。
The
上記の通り、本実施の形態による電力変換装置１０２は、交流電源１１１から受電した交流電力を第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７によって直流電力に変換し、変換された直流電力をＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれの入力側接続部の一対の端子７０−１，７０−２へ供給する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂによって所望の電圧に変換された直流電力が負荷１２０へ供給される。このとき、交流電源１１１と負荷１２０とは、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれにおける変圧器６によって電気的に絶縁されている。
As described above, the
一方で、交流電源１１１から受電し、電気的な絶縁を確保した上で負荷１２０へ電力を供給する装置の構成として、図１４のような構成が考えられる。
On the other hand, as a configuration of a device that receives power from the
図１４は、従来の電力変換装置における回路図である。図１４の電力変換システム９００において、交流電源１１１の交流電力は、電力変換装置８００における変圧器８０６によって絶縁されてＡＣ／ＤＣ変換回路８０７へ供給される。ＡＣ／ＤＣ変換回路８０７によって、交流電力が直流電力へ変換されて負荷１２０へと供給される。このような構成においては、変圧器８０６は、交流電源１１１と同じ周波数で動作する設計となる。この場合の交流電源１１１の周波数として、例えば、５０Ｈｚや６０Ｈｚなどの周波数が一般的に用いられる。
FIG. 14 is a circuit diagram of a conventional power converter. In the
変圧器８０６における端子電圧を一定とすると、変圧器８０６の動作周波数が大きいほど変圧器８０６内部の鉄心を通過する磁束が小さくなる。変圧器８０６内部の鉄心を通過する磁束が小さいほど、変圧器８０６内部の鉄心の断面積を小さくすることができる。
Assuming that the terminal voltage in the
これに対し、図１または図１１における本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂは、数百Ｈｚ以上の周波数でスイッチング動作する。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂのそれぞれにおける変圧器６は数百Ｈｚ以上の周波数に対応して設計される。したがって、図１４における変圧器８０６と比較して、図１または図１１における変圧器６を小型化できる。
On the other hand, the DC /
また、本実施の形態に係る電力変換装置１０２で用いる半導体素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ，５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，７ａ，７，７ｃ，７ｄは、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）またはＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などである。ＩＧＢＴの場合、現時点で普及している素子の耐圧の限界は、６．５ｋＶ程度である。図２、図３、図４、図５、または図１２に示すようなブリッジ回路では、半導体素子一つあたりの耐圧は、余裕度を含めて直流電圧の約２倍が必要となる。したがって、図２、図３、図４、図５、または図１２に示すようなブリッジ回路では、第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２の定格電圧の限界は、３ｋＶから４ｋＶの範囲となる。
In addition, the
さらに、図１３のベクトル図を参照すると、交流電源１１１の力率を１に制御するためには、ＶｇはＶｓよりも電圧の振幅が大きくなければならないことが分かる。第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７が、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７における交流側接続部の一対の端子７−３，７−４に出力できる電圧の基本波振幅は、最大でも第１のコンデンサ１の電圧と同じ値である。いわゆる過変調ＰＷＭと呼ばれる手法を用いれば、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７における交流側接続部の一対の端子７−３，７−４に出力できる電圧の基本波振幅を上げることができるが、交流電源１１１の電流にひずみが生じるので望ましくない。したがって、交流電源１１１の力率が１となるように制御するとき、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７の制御は昇圧動作となる。
Furthermore, referring to the vector diagram of FIG. 13, it can be seen that in order to control the power factor of the
以上より、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７が１個の場合、連係できる交流電源１１１の電圧に制約が生じる。本実施の形態において第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７が２個の場合、互いに直列接続された複数の第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７の交流側接続部の一対の端子７−３，７−４が交流電源１１１から受電するため、電力変換装置１０２は、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７が１個の場合よりも高電圧の交流電源１１１と連係することができる。
As described above, when there is one third AC /
また、交流電源１１１と負荷１２０とを電気的に絶縁しなければならない用途において、高周波で動作する絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂを用いて絶縁を確保することによって、本実施の形態に係る電力変換装置１０２における変圧器６を小型化することができる。また、実施の形態１と同様に、第１のコンデンサ１と第２のコンデンサ２との電圧の差が大きい場合でも、第１の電流制限回路３を介して第２のコンデンサ２を初充電することによって、突入電流を抑制できる。
Further, in an application where the
なお、電力変換装置１０２の電力変換回路９７が、１個のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａを具備し、ＡＣ／ＤＣコンバータ７１が、１個の第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７を具備していてもよい。
The
図１５は、本実施の形態に係る電力変換装置の回路図の変形例である。図１５に示す電力変換システム２０３において、電力変換装置１０３の電力変換回路９８が、１個のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａを具備し、ＡＣ／ＤＣコンバータ７１が、１個の第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７を具備する。１個のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａに、第１の電流制限回路３が設置されていても、同様に第１の限流器３１を介して第２のコンデンサ２を初充電することで突入電流を抑制できる。
FIG. 15 is a modification of the circuit diagram of the power conversion device according to the present embodiment. In the
実施の形態４．
実施の形態４では、実施の形態３で説明した電力変換装置１０２の始動方法について述べる。
In the fourth embodiment, a method for starting the
図１６は、この発明を実施するための実施の形態４に係る電力変換装置の動作を示す図である。図１６において、横軸は、上段および下段とも時刻を表す。上段の縦軸は、第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２の電圧を表す。下段の縦軸は、第１のスイッチ、第２のスイッチ、主開閉器９、並びにＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２を充電するときのスイッチングの動作状態を表す。図１６において、電力変換装置１０２を始動したときの、第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２の電圧と、第１のスイッチ３２、第２のスイッチ８４、主開閉器９、およびＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの動作状態とが示されている。
FIG. 16 is a diagram showing an operation of the power conversion device according to the fourth embodiment for carrying out the present invention. In FIG. 16, the horizontal axis represents time in both the upper and lower stages. The upper vertical axis represents the voltage of the
本実施の形態に係る電力変換装置１０２は、負荷１２０への電力供給を開始する前に、第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２が所定の電圧値に充電されている必要がある。したがって、電力変換装置１０２を始動するときには、第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２の初充電が必要となる。
第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２の両方に電荷が残っていない状態からの始動においては、制御装置９０は、始動前には、まず、第１のスイッチ３２および第２のスイッチ８４を短絡した状態に保ち、主開閉器９を開放した状態に保ち、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの動作を停止している。
In starting from a state in which no electric charge remains in both the
そして、制御装置９０は、第２のスイッチ８４を開放し、主開閉器９を短絡する。すると、第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７がダイオード整流器として動作し、第１のコンデンサ１の充電が開始される。このとき、第２の限流器８３の効果で突入電流が抑制される。このとき、制御装置９０は、第１のスイッチ３２を短絡した状態に保つ。なお、図１６では、第２のスイッチ８４が短絡（オン）から開放（オフ）に切り替わるときに、主開閉器９が、開放（オフ）から短絡（オン）に切り替わる様子を示しているが、第２のスイッチ８４の状態が切り替わるのに要する動作時間を考慮して、第２のスイッチ８４が開放された後、幾らかの時間をおいて、主開閉器９が短絡されるのが望ましい。
Then, the
また、制御装置９０は、第１のコンデンサ１が充電されている間、第１のコンデンサ１から第２のコンデンサ２へ電力が移動するようにＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂを動作させておく。このように動作させる理由は、第１のコンデンサ１と第２のコンデンサ２との電圧差が大きい状態でＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの半導体素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ，５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄのスイッチングを行うと、突入電流が過大となる可能性があるためである。
In addition, the
さらに、制御装置９０は、第１のコンデンサ１の電圧が予め定められた値ｄ以下のときには、第２のスイッチ８４を開放し、第１のコンデンサ１の電圧が予め定められた値ｄよりも大きくなったときには、第２のスイッチ８４を短絡する制御を行う。第２のスイッチ８４が短絡されると、第２の限流器８３がバイパスされる。これによって、第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２の電圧が初充電の目標値に達するまでに要する時間を短縮できる。
Further, the
第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２のいずれにも電荷が残っていない場合には、上述のように双方を同時に初充電すればよい。このとき、制御装置９０は、第１のスイッチ３２を短絡状態に保つのが望ましい。なぜなら、第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２の電荷をゼロから同時に初充電する場合には、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）が、通常の動作で想定される値よりも小さくならないためである。そのような場合には、第１のスイッチ３２を開放すると、充電電流が過剰に抑制されて初充電に要する時間が長くなってしまう。
If no charge remains in either the
なお、図１６において、制御装置９０は、第１のコンデンサ１の電圧が予め定められた値ｄよりも大きくなったときには、第２のスイッチ８４を短絡する制御を行ったが、初充電に要する時間を短縮する必要がなければ、第２のスイッチ８４を開放したままとしてもよい。
In FIG. 16, the
また、第２のコンデンサ２にのみ電荷が残っている場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの充電スイッチングをオフに維持し、第１のコンデンサ１の充電を行ってもよい。このとき、制御装置９０は、図１６において、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの充電スイッチングを除き同じ制御を行う。
Further, when the charge remains only in the
次に、放電スイッチ８１が短絡されて、第２のコンデンサ２が急速放電されて第２のコンデンサ２の電荷がゼロとなった後の再始動について述べる。
Next, restart after the
図１７は、本実施の形態に係る電力変換装置の動作を示す図である。図１７において、横軸は、上段、中段および下段とも時刻を表す。上段の縦軸は、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）を表す。中段の縦軸は、第２のコンデンサ２の電圧ｖＣ２を表す。下段の縦軸は、第１のスイッチ３２、第２のスイッチ８４、主開閉器９、並びにＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２を充電するときのスイッチングの動作状態を表す。図１７において、電力変換装置１０２を始動したときの、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）と、第１のスイッチ３２、第２のスイッチ８４、主開閉器９、およびＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの動作状態とが示されている。
FIG. 17 is a diagram illustrating an operation of the power conversion device according to the present embodiment. In FIG. 17, the horizontal axis represents time in the upper, middle, and lower stages. The vertical axis in the upper stage represents the voltage ratio vC2 / (n · vC1). The vertical axis in the middle represents the voltage vC2 of the
ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂが負荷１２０への電力供給を再開するためには、第２のコンデンサ２を初充電しなければならない。このため、制御装置９０は、まず、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの少なくともいずれか一方の第１のスイッチ３２を開放して、当該第１のスイッチ３２を含むＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂにおいて第１のコンデンサ１から第２のコンデンサ２へ電力を移動させる制御を行うことで、第２のコンデンサ２を充電する。このとき、制御装置９０は、第２のスイッチ８４、および主開閉器９を短絡した状態に保つ。放電スイッチ８１が短絡された後の再始動では、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）が予め定められた値ｂ以下となっている。しかし、第１の限流器３１の効果で、第２のコンデンサ２の充電に伴う突入電流が抑制される。
In order for the DC /
なお、図１７では、第１のスイッチ３２が短絡（オン）から開放（オフ）に切り替わるときに、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂの充電スイッチングが行われる様子を示しているが、第１のスイッチ３２の状態が切り替わるのに要する動作時間を考慮して、第１のスイッチ３２が開放された後、幾らかの時間をおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂによる第１のコンデンサ１から第２のコンデンサ２への電力移動制御を行うのが望ましい。
FIG. 17 shows the state where the charge switching of the DC /
なお、制御装置９０は、開放された第１のスイッチ３２を含むいずれかのＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂを動作させるだけでよい。すべての第２のコンデンサ２は、互いに並列接続されているため、いずれかのＤＣ／ＤＣコンバータを動作させるだけで自動的にすべての第２のコンデンサ２が充電される。また、制御装置９０は、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）が予め定められた値ｂよりも大きい場合は、開放されていない、すなわち短絡された第１のスイッチ３２を含むＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂを動作させてもよい。
The
図１７において、制御装置９０は第１のスイッチ３２を開放して、初充電が開始される。電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）は、０から徐々に増加していく。制御装置９０は、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）が予め定められた値ｂよりも大きいときには、第１のスイッチ３２を短絡し、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）が予め定められた値ｂ以下のときには、第１のスイッチ３２を開放する制御を行う。また、値ｂは、実施の形態１と同様に、充電電流の波高値が充電開始直後のピーク値ｃを超えない値に予め定められる。その後、制御装置９０は、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）が値ａよりも大きいときには、第２のコンデンサ２の初充電が完了したと判断して、通常の運転モードを開始する。これらの制御によって、充電電流の波高値が充電開始直後のピーク値ｃを超えない範囲で、充電に要する時間を短縮できる。
In FIG. 17, the
なお、図１１において放電回路８０がない場合でも、第２のコンデンサ２が負荷１２０等により放電されて第２のコンデンサ２の電荷がゼロになれば、図１７における動作は可能である。
Even if the
上述のように、本実施の形態に係る電力変換装置１０２の制御装置９０は、第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２のいずれにも電荷が残っていないときには、第２のスイッチ８４を開放して第１のコンデンサ１および第２のコンデンサ２を同時に初充電する。また、制御装置９０は、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）が予め定められた値ｂ以下のときには、第１のスイッチ３２を開放して第２のコンデンサ２のみを初充電する。すなわち、第１および第２のコンデンサの充電状態によらず、突入電流を抑制しつつ電力変換装置１０２を始動でき、実施の形態１と同様の効果を奏することができる。
As described above, the
なお、図１７において、制御装置９０は、電圧比ｖＣ２／（ｎ・ｖＣ１）が予め定められた値ｂよりも大きいときには、第１のスイッチ３２を短絡する制御を行ったが、初充電に要する時間を短縮する必要がなければ、第１のスイッチ３２を開放したままとしてもよい。また、図１７において、第２のスイッチ８４は、第２のコンデンサ２の電圧ｖＣ２が予め定められた値ａよりも大きくなるまで、開放された状態であってもよい。
In FIG. 17, the
なお、第２の電流制限回路８において、第２の限流器８３として抵抗値を変更できる可変抵抗器を用いることで第２のスイッチ８４をなくすことも可能である。この構成によっても、交流電力の導通路である第４の導通路２４に流れる電流を抑制できる。
In the second current limiting
なお、図１５の電力変換装置１０３に示すように、１個のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａに、第１の電流制限回路３が設置されていても、上述と同様の制御を行うことができる。
Note that, as shown in the
実施の形態５．
図１８は、この発明を実施するための実施の形態５に係る電力変換装置の回路図である。図１８において、本実施の形態に係る電力変換システム２０４は、図１１の電力変換装置１０２に代えて電力変換装置１０４を備え、電力変換装置１０４は、図１１の電力変換回路９７に代えて電力変換回路９９を備え、電力変換回路９９は、図１１のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ａ，７０ｂに代えてＤＣ／ＤＣコンバータ７０ｃ，７０ｄを備え、バランス抵抗１１をさらに具備する点で実施の形態３と異なる。
FIG. 18 is a circuit diagram of a power conversion apparatus according to
図１８の電力変換装置１０４において、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ｃ，７０ｄは、抵抗からなるバランス抵抗１１をさらに具備する。バランス抵抗１１は、第１のコンデンサ１と並列に接続されている。バランス抵抗１１には、第１のコンデンサ１の電圧が常に印加される。このため、バランス抵抗１１の抵抗値は、バランス抵抗１１における発生損失が問題とならない程度に十分大きな値に設定される。
In the
バランス抵抗１１の機能の一つは、第１のコンデンサ１の電圧アンバランスを軽減することである。第１のコンデンサ１の電圧アンバランスは、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ｃ，７０ｄがそれぞれ伝送する電力にばらつきがある場合に発生する。制御装置９０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ｃ，７０ｄのそれぞれの電力のばらつきが生じないように各ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ｃ，７０ｄおよび第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７を制御する。しかしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ｃ，７０ｄおよび第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７の回路定数のばらつきがあるため、多少の電力のアンバランスは避けられない。
One function of the
バランス抵抗１１が第１のコンデンサ１と並列に接続されているため、第１のコンデンサ１の電圧が大きいほど、バランス抵抗１１の電流が大きくなる。バランス抵抗１１の電流によって、第１のコンデンサ１の電荷が放電され、第１のコンデンサ１の電圧が低下する。したがって、バランス抵抗１１は、第１のコンデンサ１の電圧のばらつきを抑制する働きがある。
Since the
バランス抵抗１１の別の機能は、保守や点検などのために電力変換装置１０４が停止したあとで、第１のコンデンサ１に電荷が残留するのを防ぐことである。電流経路が断たれた状態では、第１のコンデンサ１の電荷が自然に放電されるには非常に長い時間がかかる。このように、電力変換装置１０４が停止したあとも第１のコンデンサ１が充電されたままになるのは望ましくない。
Another function of the
ここで、保護のために放電スイッチ８１を短絡し、一時的に電力変換装置１０４を停止する場合を考える。このとき、第２のコンデンサ２は急速放電されるが、第１のコンデンサ１には電荷が残った状態のままとなる。電力変換装置１０４を再始動するには第２のコンデンサ２を再び初充電する必要があるが、このような状態で、第１のＡＣ／ＤＣ変換回路４および第２のＡＣ／ＤＣ変換回路５の半導体素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄのスイッチング、および半導体素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄのスイッチングを開始すると、突入電流が過大となる可能性がある。
Here, consider a case where the
突入電流が生じるのを防ぐ方法のひとつは、主開閉器９を開放して、第１のコンデンサ１がバランス抵抗１１によって放電された後に、第１のコンデンサ１と第２のコンデンサ２を初充電することである。しかしながら、保護のために一時的に電力変換装置１０４を停止する場合、そのたびに主開閉器９を開放して第１のコンデンサ１が放電されるのを待つのは、再始動までに要する時間が長くなること、主開閉器９の動作回数が増加すること、第１のコンデンサ１の充放電回数が増加すること、といった観点で望ましくない。
One method for preventing the inrush current is to open the
そこで、本実施の形態における電力変換装置１０４の制御装置９０は、放電スイッチ８１を短絡して電力変換装置１０４を停止するとき、すべての半導体素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ，５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのスイッチングを停止してオフ状態とし、主開閉器９を短絡したままとする。すなわち、制御装置９０は、放電スイッチ８１を短絡し、主開閉器９を短絡する放電ステップの制御を行う。主開閉器９を短絡したままとすることで、電力変換装置１０４が停止したあとも、第１のコンデンサ１の電圧を維持することができる。さらに、第１のスイッチ３２を開放して第２のコンデンサ２を初充電することで突入電流を抑制できる。したがって、主開閉器９の開閉動作と第１のコンデンサ１の充放電回数とを削減し、速やかに電力変換装置１０４を再始動できる。
Therefore, when the
なお、バランス抵抗１１がない場合でも、制御装置９０は、放電スイッチ８１を短絡し、主開閉器９を短絡する制御を行うことにより、第１のコンデンサ１の電圧を維持することができる。
Even when the
したがって電力変換装置１０４を再始動するときには、第１のスイッチ３２を開放して第２のコンデンサ２だけを初充電すればよく、主開閉器９の開閉動作と第１のコンデンサ１の充放電回数とを削減できる。この結果、主開閉器９および第１のコンデンサ１の劣化が抑制される。
Therefore, when restarting the
なお、図１５に示すように、電力変換回路９９が、１個のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ｃを具備し、ＡＣ／ＤＣコンバータ７１が、１個の第３のＡＣ／ＤＣ変換回路７を具備していてもよい。１個のＤＣ／ＤＣコンバータ７０ｃに、バランス抵抗１１が設置されていても、上記と同様にして第１のコンデンサ１の電圧を維持することで、主開閉器９の開閉動作と第１のコンデンサ１の充放電回数とを削減でき、主開閉器９および第１のコンデンサ１の劣化が抑制される。
As shown in FIG. 15, the
なお、放電スイッチ８１が短絡されて、第２のコンデンサ２が急速放電され第２のコンデンサ２の電荷がゼロとなった後の再始動を行う制御において、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０ｃ，７０ｄは、バランス抵抗１１を具備していなくても良い。この状態においても、制御装置９０は、放電スイッチ８１を短絡し、主開閉器９を短絡したままとする制御を行うことで、電力変換装置１０４が停止したあとも、第１のコンデンサ１の電圧を維持することができる。
In the control for restarting after the
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 Note that the configurations shown in the above embodiments are examples of the contents of the present invention, and can be combined with other known techniques, and can be combined without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change a part of.
１，１ａ，１ｂ，８０１ 第１のコンデンサ、２，２５，２６，２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ 第２のコンデンサ、３ 第１の電流制限回路、４ 第１のＡＣ／ＤＣ変換回路、４−１，４−２ 第１のＡＣ／ＤＣ変換回路における直流側接続部の一対の端子、４−３，４−４ 第１のＡＣ／ＤＣ変換回路における交流側接続部の一対の端子、４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ，５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆ，５ｇ，５ｈ，７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ 半導体素子、５，５１，５２ 第２のＡＣ／ＤＣ変換回路、５−１，５−２，５−５，５−６ 第２のＡＣ／ＤＣ変換回路における直流側接続部の一対の端子、５−３，５−４，５−７，５−８ 第２のＡＣ／ＤＣ変換回路における交流側接続部の一対の端子、６，８０６ 変圧器、７ 第３のＡＣ／ＤＣ変換回路、７−１，７−２ 第３のＡＣ／ＤＣ変換回路における直流側接続部の一対の端子、７−３，７−４ 第３のＡＣ／ＤＣ変換回路における交流側接続部の一対の端子、８ 第２の電流制限回路、９ 主開閉器、１０，８１０ リアクトル、１１ バランス抵抗、２１ 第１の導通路、２２ 第２の導通路、２３ 第３の導通路、２４ 第４の導通路、３１ 第１の限流器、３２ 第１のスイッチ、６１ １次側巻線、６２，６３ ２次側巻線、７０ａ，７０ｂ，７０ｃ，７０ｄ ＤＣ／ＤＣコンバータ、７０−１，７０−２ ＤＣ／ＤＣコンバータにおける入力側接続部の一対の端子、７０−３，７０−４，７０−５，７０−６ ＤＣ／ＤＣコンバータにおける出力側接続部の一対の端子、７１ ＡＣ／ＤＣコンバータ、８０ 放電回路、８１ 放電スイッチ、８２ 放電抵抗、８３ 第２の限流器、８４ 第２のスイッチ、９０ 制御装置、９１ プロセッサ、９２ 記憶装置、９５，９６，９７，９８，９９ 電力変換回路、１００，１０１，１０２，１０３，１０４，８００ 電力変換装置、１１０ 直流電源、１１１ 交流電源、１２０ 負荷、２００，２０１，２０２，２０３，２０４，９００ 電力変換システム、８０７ ＡＣ／ＤＣ変換回路。 1, 1a, 1b, 801 1st capacitor, 2, 25, 26, 2a, 2b, 2c, 2d 2nd capacitor, 3 1st current limiting circuit, 4 1st AC / DC conversion circuit, 4- 1, 4-2 A pair of terminals of the direct current side connection in the first AC / DC conversion circuit, 4-3, 4-4 A pair of terminals of the alternating current side connection in the first AC / DC conversion circuit, 4a, 4b, 4c, 4d, 5a, 5b, 5c, 5d, 5e, 5f, 5g, 5h, 7a, 7b, 7c, 7d Semiconductor element, 5, 51, 52 Second AC / DC conversion circuit, 5-1, 5-2, 5-5, 5-6 a pair of terminals of the direct current side connection portion in the second AC / DC conversion circuit, 5-3, 5-4, 5-7, 5-8 second AC / DC A pair of terminals of the AC side connection in the conversion circuit, 6,806 transformer, 7 third AC / DC converter Circuit, 7-1, 7-2 a pair of terminals of the direct current side connection in the third AC / DC conversion circuit, 7-3, 7-4 a pair of alternating current side connections in the third AC / DC conversion circuit Terminal, 8 second current limiting circuit, 9 main switch, 10,810 reactor, 11 balance resistor, 21 first conduction path, 22 second conduction path, 23 third conduction path, 24 fourth conduction Passage, 31 first current limiter, 32 first switch, 61 primary winding, 62, 63 secondary winding, 70a, 70b, 70c, 70d DC / DC converter, 70-1, 70- 2 A pair of terminals of the input side connection portion in the DC / DC converter, a pair of terminals of the output side connection portion in the DC / DC converter, 71 AC / DC converter, 70-3, 70-4, 70-5, 70-6 80 discharge circuit, 81 discharge Switch, 82 discharge resistance, 83 second current limiter, 84 second switch, 90 control device, 91 processor, 92 storage device, 95, 96, 97, 98, 99 power conversion circuit, 100, 101, 102, 103, 104, 800 Power conversion device, 110 DC power supply, 111 AC power supply, 120 load, 200, 201, 202, 203, 204, 900 Power conversion system, 807 AC / DC conversion circuit.
Claims (16)
前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、一方の直流電力の第１の導通路に接続された第１のコンデンサと、他方の直流電力の第２の導通路に接続された第２のコンデンサと、交流電力の第３の導通路に流れる電流を抑制する第１の電流制限回路とを具備する電力変換装置。 An insulated DC / DC converter for converting from one DC power to the other DC power via AC power,
The insulated DC / DC converter includes a first capacitor connected to a first conduction path of one DC power, a second capacitor connected to a second conduction path of the other DC power, and an AC A power converter comprising: a first current limiting circuit that suppresses a current flowing through a third conduction path of power.
前記第１のＡＣ／ＤＣ変換回路の直流接続部は、前記第１の導通路に接続され、
前記第１のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部は、前記第３の導通路に接続され、
前記第２のＡＣ／ＤＣ変換回路の直流接続部は、前記第２の導通路に接続され、
前記第２のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部は、前記第３の導通路に接続され、
前記第１のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部は、前記変圧器および前記第１の電流制限回路を介して、前記第２のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部に接続された、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。 The insulated DC / DC converter further includes a first AC / DC conversion circuit and a second AC / DC conversion circuit that convert DC power and AC power to each other, and a transformer.
The direct current connection part of the first AC / DC conversion circuit is connected to the first conduction path,
The AC connection part of the first AC / DC conversion circuit is connected to the third conduction path,
The direct current connection part of the second AC / DC conversion circuit is connected to the second conduction path,
The AC connection part of the second AC / DC conversion circuit is connected to the third conduction path,
The AC connection part of the first AC / DC conversion circuit is connected to the AC connection part of the second AC / DC conversion circuit via the transformer and the first current limiting circuit. The power converter device of Claim 1 or Claim 2.
複数の前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける前記第２のＡＣ／ＤＣ変換回路の直流接続部は、すべて互いに並列に接続された、請求項３に記載の電力変換装置。 A plurality of the isolated DC / DC converters;
4. The power conversion device according to claim 3, wherein all direct-current connection portions of the second AC / DC conversion circuits in the plurality of insulated DC / DC converters are connected in parallel to each other.
前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、交流電力および直流電力を互いに変換する第３のＡＣ／ＤＣ変換回路と、交流電力の第４の導通路に流れる電流を抑制する第２の電流制限回路とを具備し、
前記第３のＡＣ／ＤＣ変換回路の直流接続部は、前記第１の導通路に接続され、
前記第３のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部は、前記第４の導通路に接続された、請求項３に記載の電力変換装置。 An AC / DC converter for converting AC power and DC power to each other;
The AC / DC converter includes a third AC / DC conversion circuit that converts AC power and DC power to each other, and a second current limiting circuit that suppresses a current flowing in the fourth conduction path of the AC power. ,
A direct current connection portion of the third AC / DC conversion circuit is connected to the first conduction path,
4. The power converter according to claim 3, wherein an AC connection unit of the third AC / DC conversion circuit is connected to the fourth conduction path. 5.
前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、複数の前記第３のＡＣ／ＤＣ変換回路とを具備し、
複数の前記第３のＡＣ／ＤＣ変換回路の直流接続部は、それぞれ対応する複数の前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける前記第１のＡＣ／ＤＣ変換回路の直流接続部に接続され、
複数の前記第３のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部は、すべて互いに直列に接続され、
複数の前記第２のＡＣ／ＤＣ変換回路の直流接続部は、すべて互いに並列に接続された、請求項５に記載の電力変換装置。 A plurality of the isolated DC / DC converters;
The AC / DC converter includes a plurality of the third AC / DC conversion circuits,
The plurality of third AC / DC conversion circuit direct current connection portions are respectively connected to the first AC / DC conversion circuit direct current connection portions in the corresponding plurality of insulated DC / DC converters, respectively.
AC connections of the plurality of third AC / DC conversion circuits are all connected in series with each other,
The power converter according to claim 5, wherein all of the direct current connection portions of the plurality of second AC / DC conversion circuits are connected in parallel to each other.
前記第１の電流制限回路は、電流を抑制する第１の限流器と、前記第１の限流器に並列に接続された第１のスイッチとを有し、
前記変圧器は、前記第１のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部に接続された１次側巻線と、前記第２のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部に接続された２次側巻線とを有し、
前記制御装置は、前記２次側巻線の巻数を前記１次側巻線の巻数で割った値である巻数比と前記第１のコンデンサの電圧とによって前記第２のコンデンサの電圧を割った値である電圧比が予め定められた値以下のときには、前記第１のスイッチを開放した後に、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて前記第１のコンデンサから前記第２のコンデンサへ電力を移動させる制御を行う、請求項３または請求項４に記載の電力変換装置。 A control device for controlling input / output of the isolated DC / DC converter;
The first current limiting circuit includes a first current limiter that suppresses a current, and a first switch connected in parallel to the first current limiter;
The transformer includes a primary winding connected to the AC connection of the first AC / DC conversion circuit, and a secondary winding connected to the AC connection of the second AC / DC conversion circuit. Line and
The control device divides the voltage of the second capacitor by a turn ratio that is a value obtained by dividing the number of turns of the secondary winding by the number of turns of the primary winding and the voltage of the first capacitor. When the voltage ratio, which is a value, is less than or equal to a predetermined value, the power is transferred from the first capacitor to the second capacitor in the isolated DC / DC converter after the first switch is opened. The power converter according to claim 3 or 4 which performs.
前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、電力の供給および遮断を切り替える主開閉器とをさらに具備し、
前記主開閉器は、前記第４の導通路に接続され、
前記第１の電流制限回路は、電流を抑制する第１の限流器と、前記第１の限流器に並列に接続された第１のスイッチとを有し、
前記変圧器は、前記第１のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部に接続された１次側巻線と、前記第２のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部に接続された２次側巻線とを有し、
前記制御装置は、前記主開閉器を短絡し、前記２次側巻線の巻数を前記１次側巻線の巻数で割った値である巻数比と前記第１のコンデンサの電圧とによって前記第２のコンデンサの電圧とを割った値である電圧比が予め定められた値以下のときには、前記第１のスイッチを開放した後に、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて前記第１のコンデンサから前記第２のコンデンサへ電力を移動させる制御を行う、請求項５または請求項６に記載の電力変換装置。 A control device for controlling input / output of the isolated DC / DC converter and input / output of the AC / DC converter;
The AC / DC converter further includes a main switch that switches between supply and interruption of power,
The main switch is connected to the fourth conduction path;
The first current limiting circuit includes a first current limiter that suppresses a current, and a first switch connected in parallel to the first current limiter;
The transformer includes a primary winding connected to the AC connection of the first AC / DC conversion circuit, and a secondary winding connected to the AC connection of the second AC / DC conversion circuit. Line and
The control device short-circuits the main switch, and determines the first ratio by a turn ratio that is a value obtained by dividing the number of turns of the secondary winding by the number of turns of the primary winding and the voltage of the first capacitor. When the voltage ratio, which is a value obtained by dividing the voltage of the capacitor No. 2, is less than or equal to a predetermined value, after the first switch is opened, the first DC capacitor in the isolated DC / DC converter The power converter according to claim 5 or 6 which performs control which moves electric power to two capacitors.
前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、電力の供給および遮断を切り替える主開閉器とをさらに具備し、
前記主開閉器は、前記第４の導通路に接続され、
前記第２の電流制限回路は、電流を抑制する第２の限流器と、前記第２の限流器に並列に接続された第２のスイッチとを有し、
前記制御装置は、前記第１のコンデンサの電圧が予め定められた値以下のときには、前記第２のスイッチを開放した後に、前記主開閉器を短絡し、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて前記第１のコンデンサから前記第２のコンデンサへ電力を移動させる制御を行う、請求項５または請求項６に記載の電力変換装置。 A control device for controlling input / output of the isolated DC / DC converter and input / output of the AC / DC converter;
The AC / DC converter further includes a main switch that switches between supply and interruption of power,
The main switch is connected to the fourth conduction path;
The second current limiting circuit includes a second current limiter that suppresses a current, and a second switch connected in parallel to the second current limiter;
When the voltage of the first capacitor is equal to or lower than a predetermined value, the control device opens the second switch and then short-circuits the main switch, and the isolated DC / DC converter The power converter according to claim 5 or 6 which performs control which moves electric power from one capacitor to said 2nd capacitor.
前記放電回路は、前記第２のコンデンサと並列に接続され、
前記制御装置は、前記放電スイッチを短絡し、前記主開閉器を短絡する、請求項８に記載の電力変換装置。 A discharge circuit in which a discharge switch and a discharge resistor are connected in series;
The discharge circuit is connected in parallel with the second capacitor;
The said control apparatus is a power converter device of Claim 8 which short-circuits the said discharge switch and short-circuits the said main switch.
前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、一方の直流電力の第１の導通路に接続された第１のコンデンサと、他方の直流電力の第２の導通路に接続された第２のコンデンサと、交流電力の第３の導通路に流れる電流を抑制する第１の電流制限回路と、交流電源からの交流電力の第４の導通路に流れる電流を抑制する第２の電流制限回路と、直流電力および交流電力を互いに変換する第１のＡＣ／ＤＣ変換回路および第２のＡＣ／ＤＣ変換回路と、変圧器とを具備し、
前記第１のＡＣ／ＤＣ変換回路の直流接続部は、前記第１の導通路に接続され、
前記第１のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部は、前記第３の導通路に接続され、
前記第２のＡＣ／ＤＣ変換回路の直流接続部は、前記第２の導通路に接続され、
前記第２のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部は、前記第３の導通路に接続され、
前記第１のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部は、前記変圧器および前記第１の電流制限回路を介して、前記第２のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部に接続され、
前記第１の電流制限回路は、電流を抑制する第１の限流器と、前記第１の限流器に並列に接続された第１のスイッチとを有する電力変換装置における制御方法であって、
前記変圧器は、前記第１のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部に接続された１次側巻線と、前記第２のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部に接続された２次側巻線とを有し、
前記２次側巻線の巻数を前記１次側巻線の巻数で割った値である巻数比と前記第１のコンデンサの電圧とによって前記第２のコンデンサの電圧を割った値である電圧比が予め定められた値以下のときには、前記第１のスイッチを開放した後に、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて前記第１のコンデンサから前記第２のコンデンサへ電力を移動させる初充電ステップを制御装置が行う、制御方法。 An insulated DC / DC converter for converting from one DC power to the other DC power via AC power,
The insulated DC / DC converter includes a first capacitor connected to a first conduction path of one DC power, a second capacitor connected to a second conduction path of the other DC power, and an AC A first current limiting circuit that suppresses a current flowing through the third conduction path of power; a second current limiting circuit that suppresses a current flowing through the fourth conduction path of AC power from the AC power supply; A first AC / DC conversion circuit and a second AC / DC conversion circuit for converting AC power to each other, and a transformer;
The direct current connection part of the first AC / DC conversion circuit is connected to the first conduction path,
The AC connection part of the first AC / DC conversion circuit is connected to the third conduction path,
The direct current connection part of the second AC / DC conversion circuit is connected to the second conduction path,
The AC connection part of the second AC / DC conversion circuit is connected to the third conduction path,
The AC connection part of the first AC / DC conversion circuit is connected to the AC connection part of the second AC / DC conversion circuit via the transformer and the first current limiting circuit.
The first current limiting circuit is a control method in a power converter having a first current limiter that suppresses a current and a first switch connected in parallel to the first current limiter. ,
The transformer includes a primary winding connected to the AC connection of the first AC / DC conversion circuit, and a secondary winding connected to the AC connection of the second AC / DC conversion circuit. Line and
A voltage ratio which is a value obtained by dividing the voltage of the second capacitor by the turn ratio which is a value obtained by dividing the number of turns of the secondary winding by the number of turns of the primary winding and the voltage of the first capacitor. When the value is equal to or less than a predetermined value, after the first switch is opened, an initial charging step of transferring power from the first capacitor to the second capacitor in the isolated DC / DC converter is performed by the control device. Control method performed by.
前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、交流電力および直流電力を互いに変換する第３のＡＣ／ＤＣ変換回路と、電力の供給および遮断を切り替える主開閉器とを具備し、
前記第３のＡＣ／ＤＣ変換回路の直流接続部は、前記第１の導通路に接続され、
前記第３のＡＣ／ＤＣ変換回路の交流接続部は、前記第４の導通路に接続され、
前記主開閉器は、前記第４の導通路に接続された前記電力変換装置における制御方法であって、
前記初充電ステップでは、前記主開閉器を短絡する、請求項１４に記載の制御方法。 An AC / DC converter for converting AC power and DC power to each other;
The AC / DC converter includes a third AC / DC conversion circuit that converts AC power and DC power to each other, and a main switch that switches between supply and cutoff of power,
A direct current connection portion of the third AC / DC conversion circuit is connected to the first conduction path,
The AC connection part of the third AC / DC conversion circuit is connected to the fourth conduction path,
The main switch is a control method in the power converter connected to the fourth conduction path,
The control method according to claim 14, wherein in the initial charging step, the main switch is short-circuited.
前記放電回路は、前記第２のコンデンサと並列に接続された前記電力変換装置における制御方法であって、
前記初充電ステップの前に、前記放電スイッチを短絡する放電ステップを前記制御装置が行う、請求項１５に記載の制御方法。 A discharge circuit in which a discharge switch and a discharge resistor are connected in series;
The discharge circuit is a control method in the power converter connected in parallel with the second capacitor,
The control method according to claim 15, wherein the control device performs a discharging step of short-circuiting the discharging switch before the initial charging step.
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