JP2017112679A - Non-insulation type composite resonance dc/dc converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、非絶縁型複合共振ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。 The present invention relates to a non-insulated composite resonance DC-DC converter.
特許文献１には、電力変換効率が高く、その軽負荷時にも高い電力変換効率を実現することができる絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータとして、コンバータ部および制御手段を備え、前記制御手段によるコンバータ制御により、直流電源における低電圧・大電流の直流電力を昇圧した所定電圧の直流電力に変換する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。 Patent Document 1 includes a converter unit and a control unit as an isolated DC-DC converter that has high power conversion efficiency and can realize high power conversion efficiency even at light loads. By the converter control by the control unit, An insulated DC-DC converter is disclosed that converts low-voltage and large-current DC power in a DC power source into DC power having a predetermined voltage.
当該絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのコンバータ部は、一次巻線および昇圧出力する二次巻線をもつ昇圧トランスを有し、電流共振および電圧共振を行うフルブリッジ複合共振回路と、前記昇圧トランスの二次電圧を前記所定電圧に倍圧する倍電圧回路とを備え、前記フルブリッジ複合共振回路は、フルブリッジに結合されたスイッチング素子にそれぞれ並列に電圧共振コンデンサが接続され、かつ、該回路と前記昇圧トランスの一次巻線との間に直列に電流共振コンデンサが接続されており、前記制御手段は、軽負荷時に前記フルブリッジ複合共振回路のスイッチング周波数を所定間隔に間欠させたバースト発振に移行させる制御を行うように構成されている。 The converter unit of the insulation type DC-DC converter includes a step-up transformer having a primary winding and a secondary winding for step-up output, and a full-bridge composite resonance circuit that performs current resonance and voltage resonance; A voltage doubler circuit that doubles a secondary voltage to the predetermined voltage, and the full bridge composite resonance circuit includes a voltage resonance capacitor connected in parallel to each of switching elements coupled to the full bridge, and the circuit and the voltage booster. A current resonance capacitor is connected in series with the primary winding of the transformer, and the control means shifts to a burst oscillation in which the switching frequency of the full bridge composite resonance circuit is intermittent at a predetermined interval at light load. Is configured to do.
上述の特許文献１に記載された絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、電流共振および電圧共振によりスイッチング素子のスイッチングロスを低減し、昇圧トランスの昇圧と倍電圧回路の倍圧との組み合わせによりコンバータ部の電力変換効率を向上させることができる。 According to the isolated DC-DC converter described in Patent Document 1 described above, the switching loss of the switching element is reduced by current resonance and voltage resonance, and the converter is obtained by combining the step-up transformer boost and the voltage doubler circuit voltage doubler The power conversion efficiency of the part can be improved.
しかし、絶縁処理のために絶縁トランスが組み込まれており、一次巻線及び二次巻線に生じる漏れインダクタンス等によって電力損失が発生するので変換効率が低下することが否めなかった。 However, an insulation transformer is incorporated for the insulation treatment, and power loss occurs due to leakage inductance generated in the primary winding and the secondary winding. Therefore, it cannot be denied that the conversion efficiency is lowered.
本発明の目的は、上述した問題点に鑑み、低スイッチング損失でありながらも絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータよりも変換効率の良い非絶縁型複合共振ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する点にある。 In view of the above-described problems, an object of the present invention is to provide a non-insulated composite resonance DC-DC converter having a low switching loss and a higher conversion efficiency than an isolated DC-DC converter.
上述の目的を達成するため、本発明による非絶縁型昇圧スイッチング電源装置の第一の特徴構成は、特許請求の範囲の書類の請求項１に記載した通り、入力端子間Ｔｉにローサイド側スイッチング素子Ｑ１とハイサイド側スイッチング素子Ｑ２が直列接続されたスイッチングアームＡと、出力端子Ｔｏ間に直列接続された第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２と、前記第１ダイオードＤ１のカソード側とグランド間に接続された第１コンデンサＣｏと、前記第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２の接続点Ｐ１に一端が接続された第２コンデンサＣｄとを備えて構成される倍電圧整流回路Ｂと、前記ローサイド側スイッチング素子Ｑ１と前記倍電圧整流回路Ｂとの間に接続された共振回路ＲＣとで構成され、前記共振回路ＲＣが、前記ローサイド側スイッチング素子Ｑ１のハイサイド側接続点Ｐ２と前記第２コンデンサＣｄの他端との間に接続された第１共振コンデンサＣｒ及び第１インダクタＬｒの直列回路と、前記直列回路と前記第２コンデンサＣｄとの接続点とグランド間に接続された第２インダクタＬｍと、前記ローサイド側スイッチング素子Ｑ１に並列接続された第２共振コンデンサＣｖとで構成されている点にある。 In order to achieve the above-mentioned object, a first characteristic configuration of a non-insulated step-up switching power supply device according to the present invention is the low-side switching element between the input terminals Ti as described in claim 1 of the claims. A switching arm A in which Q1 and a high-side switching element Q2 are connected in series, a first diode D1 and a second diode D2 connected in series between the output terminal To, and a cathode side of the first diode D1 and a ground. A voltage doubler rectifier circuit B comprising a connected first capacitor Co, a second capacitor Cd having one end connected to a connection point P1 of the first diode D1 and the second diode D2, and the low side A resonance circuit RC connected between the switching element Q1 and the voltage doubler rectification circuit B, and the resonance circuit RC includes: The series circuit of the first resonance capacitor Cr and the first inductor Lr connected between the high-side connection point P2 of the low-side switching element Q1 and the other end of the second capacitor Cd, the series circuit and the first circuit The second inductor Lm is connected between the connection point of the two capacitors Cd and the ground, and the second resonant capacitor Cv is connected in parallel to the low-side switching element Q1.
第１共振コンデンサＣｒ、第２コンデンサＣｄ及び第１インダクタＬｒにより第１の電流共振回路が構成され、第１共振コンデンサＣｒ、第１インダクタＬｒ及び第２インダクＬｍにより第２の電流共振回路が構成され、第１インダクタＬｒ及び第２共振コンデンサＣｖにより電圧共振回路が構成される。これらの共振回路によってローサイド側スイッチング素子Ｑ１及びハイサイド側スイッチング素子Ｑ２のターンオン時及びターンオフ時のスイッチング損失が効果的に低減されるようになる。 The first resonance capacitor Cr, the second capacitor Cd, and the first inductor Lr constitute a first current resonance circuit, and the first resonance capacitor Cr, the first inductor Lr, and the second inductor Lm constitute a second current resonance circuit. A voltage resonance circuit is configured by the first inductor Lr and the second resonance capacitor Cv. These resonance circuits effectively reduce the switching loss when the low-side switching element Q1 and the high-side switching element Q2 are turned on and off.
同第二の特徴構成は、同請求項２に記載した通り、上述の第一の特徴構成に加えて、前記第１共振コンデンサＣｒ、前記第２コンデンサＣｄ及び前記第１インダクタＬｒにより〔数１〕で示される共振周波数ｆｒ１の電流共振回路が構成され、
前記第１共振コンデンサＣｒ、前記第１インダクタＬｒ及び前記第２インダクＬｍにより〔数２〕で示される共振周波数ｆｒ２の電流共振回路が構成され、
前記第１インダクタＬｒ及び前記第２共振コンデンサＣｖにより〔数３〕で示される共振周波数ｆｖの電圧共振回路が構成されている点にある。
The first resonance capacitor Cr, the first inductor Lr, and the second inductor Lm constitute a current resonance circuit having a resonance frequency fr2 expressed by [Equation 2].
The first inductor Lr and the second resonance capacitor Cv constitute a voltage resonance circuit having a resonance frequency fv expressed by [Equation 3].
同第三の特徴構成は、同請求項３に記載した通り、上述の第一または第二の特徴構成に加えて、前記第１インダクタＬｒのインダクタンス値Ｌｒが、絶縁型複合共振ＤＣ−ＤＣコンバータに用いられる変成器の一次側自己インダクタンスＬｐ及び結合係数ｋに対してＬｐ（１−ｋ２）、前記第２インダクタＬｍのインダクタンス値Ｌｍがｋ２Ｌｐに設定されている点にある。 According to the third characteristic configuration, as described in claim 3, in addition to the first or second characteristic configuration described above, the inductance value Lr of the first inductor Lr is an insulated composite resonance DC-DC converter. The primary side self-inductance Lp and the coupling coefficient k used in the transformer are set to Lp (1−k 2 ), and the inductance value Lm of the second inductor Lm is set to k 2 Lp.
スイッチングアームＡと倍電圧整流回路Ｂとの間に変成器を配して絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する場合には、変成器の自己インダクタンス等の影響に起因して変換効率の向上に限界が生じるが、変成器の自己インダクタンスＬｐ及び結合係数ｋに基づいて、第１インダクタＬｒのインダクタンス値ＬｒをＬｐ（１−ｋ２）、第２インダクタＬｍのインダクタンス値Ｌｍをｋ２Ｌｐに設定すると、漏れインダクタンスのない理想変成器で接続したと同等の変換効率を達成できる非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが実現でき、しかも第１インダクタＬｒ及び第２インダクタＬｍにより共振回路を構成することによりスイッチング損失の低い複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータが実現できるようになる。 When an isolated DC-DC converter is configured by arranging a transformer between the switching arm A and the voltage doubler rectifier circuit B, the improvement in conversion efficiency is limited due to the influence of the transformer self-inductance and the like. However, if the inductance value Lr of the first inductor Lr is set to Lp (1-k 2 ) and the inductance value Lm of the second inductor Lm is set to k 2 Lp based on the self-inductance Lp and the coupling coefficient k of the transformer. In addition, a non-insulated DC-DC converter that can achieve the same conversion efficiency as that connected by an ideal transformer without leakage inductance can be realized, and the first inductor Lr and the second inductor Lm constitute a resonance circuit, thereby switching loss. A composite resonance type DC-DC converter having a low frequency can be realized.
以上説明した通り、本発明によれば、低スイッチング損失でありながらも絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータよりも変換効率の良い非絶縁型複合共振ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができるようになった。 As described above, according to the present invention, it is possible to provide a non-insulated composite resonance DC-DC converter having a low switching loss and a higher conversion efficiency than an isolated DC-DC converter.
以下、本発明による非絶縁型複合共振ＤＣ−ＤＣコンバータを図面に基づいて説明する。
図１には非絶縁型複合共振ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が示されている。
Hereinafter, a non-insulated composite resonance DC-DC converter according to the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a non-insulated composite resonance DC-DC converter 100.
非絶縁型複合共振ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、ハーフブリッジを構成するスイッチングアームＡと倍電圧整流回路Ｂと共振回路ＲＣを備えて構成されている。 The non-insulated composite resonance DC-DC converter 100 includes a switching arm A, a voltage doubler rectifier circuit B, and a resonance circuit RC that form a half bridge.
スイッチングアームＡは、入力端子間Ｔｉに直列接続されたローサイド側スイッチング素子Ｑ１とハイサイド側スイッチング素子Ｑ２で構成されている。本実施形態ではスイッチング素子としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられた例を示すが、スイッチング素子としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴ以外の半導体スイッチを用いることができることはいうまでもない。 The switching arm A is composed of a low-side switching element Q1 and a high-side switching element Q2 connected in series with the input terminal Ti. In the present embodiment, an example in which an N-channel MOSFET is used as a switching element is shown, but it goes without saying that a semiconductor switch other than the N-channel MOSFET can be used as the switching element.
倍電圧整流回路Ｂは、出力端子Ｔｏ間に直列接続された第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２と、第１ダイオードＤ１のカソード側とグランド間に接続された第１コンデンサＣｏと、第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２の接続点Ｐ１に一端が接続された第２コンデンサＣｄとを備えて構成されている。 The voltage doubler rectifier circuit B includes a first diode D1 and a second diode D2 connected in series between the output terminals To, a first capacitor Co connected between the cathode side of the first diode D1 and the ground, and a first diode. A second capacitor Cd having one end connected to a connection point P1 between D1 and the second diode D2 is configured.
共振回路ＲＣは、ローサイド側スイッチング素子Ｑ１と倍電圧整流回路Ｂとの間に接続され、ローサイド側スイッチング素子Ｑ１のハイサイド側接続点Ｐ２と第２コンデンサＣｄの他端との間に接続された第１共振コンデンサＣｒ及び第１インダクタＬｒの直列回路と、当該直列回路と第２コンデンサＣｄとの接続点とグランド間に接続された第２インダクタＬｍと、ローサイド側スイッチング素子Ｑ１に並列接続された第２共振コンデンサＣｖとで構成されている。 The resonance circuit RC is connected between the low-side switching element Q1 and the voltage doubler rectifier circuit B, and is connected between the high-side connection point P2 of the low-side switching element Q1 and the other end of the second capacitor Cd. A series circuit of the first resonance capacitor Cr and the first inductor Lr, a second inductor Lm connected between the connection point of the series circuit and the second capacitor Cd and the ground, and the low-side switching element Q1 are connected in parallel. The second resonance capacitor Cv is used.
スイッチングアームＡのハイサイド側スイッチング素子Ｑ２がターンオンすると、第１共振コンデンサＣｒ、第１インダクタＬｒ、第２コンデンサＣｄ、第１ダイオードＤ１を経由して第１コンデンサＣｏに入力電圧Ｖｉがチャージされる。このとき同時に第１インダクタＬｒから第２インダクタＬｍにも電流が流れてエネルギーが蓄積される。 When the high-side switching element Q2 of the switching arm A is turned on, the input voltage Vi is charged to the first capacitor Co via the first resonance capacitor Cr, the first inductor Lr, the second capacitor Cd, and the first diode D1. . At the same time, current flows from the first inductor Lr to the second inductor Lm to accumulate energy.
所定のデッドタイムの経過後にスイッチングアームＡのローサイド側スイッチング素子Ｑ１がターンオンすると、第２インダクタＬｍに蓄積されたエネルギーが第２ダイオードＤ２を経由して第２コンデンサＣｄにチャージされる。 When the low-side switching element Q1 of the switching arm A is turned on after a predetermined dead time has elapsed, the energy stored in the second inductor Lm is charged to the second capacitor Cd via the second diode D2.
次にハイサイド側スイッチング素子Ｑ２がターンオンすると、第２コンデンサＣｄの充電電圧とＬｒ，Ｃｒに蓄積されたエネルギーが重畳して第１コンデンサＣｏにチャージされるようになる。 Next, when the high-side switching element Q2 is turned on, the charging voltage of the second capacitor Cd and the energy accumulated in Lr and Cr are superposed to charge the first capacitor Co.
各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がターンオンまたはターンオフするときに発生するスイッチング損失を低減するために共振回路ＲＣが機能するように構成されている。 The resonant circuit RC is configured to function in order to reduce switching loss that occurs when each switching element Q1, Q2 is turned on or off.
第１共振コンデンサＣｒ、第２コンデンサＣｄ及び第１インダクタＬｒにより〔数４〕で示される共振周波数ｆｒ１の電流共振回路が構成されている。
第１共振コンデンサＣｒ、第１インダクタＬｒ及び前記第２インダクＬｍにより〔数５〕で示される共振周波数ｆｒ２の電流共振回路が構成されている。
さらに、第１インダクタＬｒ及び第２共振コンデンサＣｖにより〔数６〕で示される共振周波数ｆｖの電圧共振回路が構成されている。
そして、第１インダクタＬｒのインダクタンス値Ｌｒが、絶縁型複合共振ＤＣ−ＤＣコンバータに用いられる変成器の一次側自己インダクタンスＬｐ及び結合係数ｋに対してＬｐ（１−ｋ２）、前記第２インダクタＬｍのインダクタンス値Ｌｍがｋ２Ｌｐに設定されていることが好ましい。 The inductance value Lr of the first inductor Lr is Lp (1−k 2 ) with respect to the primary self-inductance Lp and the coupling coefficient k of the transformer used in the insulated composite resonance DC-DC converter, and the second inductor The inductance value Lm of Lm is preferably set to k 2 Lp.
スイッチングアームＡと倍電圧整流回路Ｂとの間に変成器を配して絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する場合には、変成器の漏れインダクタンス等の影響に起因して変換効率の向上に限界が生じるが、変成器の自己インダクタンスＬｐ及び結合係数ｋに基づいて、第１インダクタＬｒのインダクタンス値ＬｒをＬｐ（１−ｋ２）、第２インダクタＬｍのインダクタンス値Ｌｍをｋ２Ｌｐに設定すると、漏れインダクタンスのない理想変成器で接続したと同等の変換効率を達成できる非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが実現でき、しかも第１インダクタＬｒ及び第２インダクタＬｍにより共振回路を構成することによりスイッチング損失の低い複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータが実現できるようになる。 When an isolated DC-DC converter is configured by arranging a transformer between the switching arm A and the voltage doubler rectifier circuit B, the improvement in conversion efficiency is limited due to the influence of the leakage inductance of the transformer. However, if the inductance value Lr of the first inductor Lr is set to Lp (1-k 2 ) and the inductance value Lm of the second inductor Lm is set to k 2 Lp based on the self-inductance Lp and the coupling coefficient k of the transformer. In addition, a non-insulated DC-DC converter that can achieve the same conversion efficiency as that connected by an ideal transformer without leakage inductance can be realized, and the first inductor Lr and the second inductor Lm constitute a resonance circuit, thereby switching loss. A composite resonance type DC-DC converter having a low frequency can be realized.
以下、上述した複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータ１００をＰｏｗｅｒＳｉｍ
社により開発されたＰＳＩＭでシミュレーションした結果を説明する。
Hereinafter, the above-described composite resonance type DC-DC converter 100 is referred to as PowerSim.
The simulation result of PSIM developed by the company will be described.
図２には、シミュレーション対象回路が示され、図３、図４及び図５にはシミュレーション結果を示す各部の波形が示されている。基本構成は図１で説明した回路と同じである。 FIG. 2 shows a circuit to be simulated, and FIGS. 3, 4 and 5 show waveforms of respective parts showing simulation results. The basic configuration is the same as the circuit described in FIG.
ハイサイド側スイッチング素子Ｑ２のゲート制御電圧をＶＧＨ、ドレイン−ソース電圧をＶＤＳＨ、ドレイン電流をＩＤＨとし、ローサイド側スイッチング素子Ｑ１のゲート制御電圧をＶＧＬ、ドレイン−ソース電圧をＶＤＳＬ、ドレイン電流をＩＤＬと表記している。ローサイド側スイッチング素子Ｑ１には並列に第２共振コンデンサＣｖが接続されている。 The gate control voltage of the high-side switching element Q2 is VGH, the drain-source voltage is VDSH, the drain current is IDH, the gate control voltage of the low-side switching element Q1 is VGL, the drain-source voltage is VDSL, and the drain current is IDL. It is written. A second resonance capacitor Cv is connected in parallel to the low-side switching element Q1.
第１共振コンデンサＣｒに流れる電流をＩｒとして、本コンデンサの両端に発生する電圧をＶＣｒとした。第２インダクタＬｍに流れる電流をＩｍとして、本インダクタに発生する電圧をＶＬｍとした。同様に第２コンデンサＣｄに流れる電流をＩｄとして、本コンデンサの両端に発生する電圧をＶｃｄとした。第１コンデンサＣｏに発生する出力電圧をＶｏとし、第２ダイオードＤ２の両端に発生する電圧をＶＤ２と表記している。 The current flowing through the first resonance capacitor Cr was Ir, and the voltage generated at both ends of the capacitor was VCr. The current flowing through the second inductor Lm is Im, and the voltage generated in the inductor is VLm. Similarly, the current flowing through the second capacitor Cd is Id, and the voltage generated across the capacitor is Vcd. The output voltage generated in the first capacitor Co is denoted as Vo, and the voltage generated across the second diode D2 is denoted as VD2.
図３には、上述した各部の電圧波形、電流波形が示されている。
ローサイド側スイッチング素子Ｑ１のゲートソース間の電圧ＶＧＬが１０Ｖから０Ｖになると所定のデッドタイムの経過後にハイサイド側スイッチング素子Ｑ２のゲートソース間の電圧ＶＧＨが０Ｖから１０Ｖとなり、ハイサイド側スイッチング素子Ｑ２がオン状態になる。ハイサイド側スイッチング素子Ｑ２ではドレイン−ソース電圧が０Ｖになる。ハイサイド側スイッチング素子Ｑ２がターンオンすると第１共振コンデンサＣｒ、第１インダクタＬｒ、第２コンデンサＣｄ、第１ダイオードＤ１を経由して第１コンデンサＣｏに入力電圧がチャージされる。このとき同時に第１インダクタＬｒから第２インダクタＬｍにも電流が流れてエネルギーが蓄積される。
FIG. 3 shows the voltage waveform and current waveform of each part described above.
When the voltage VGL between the gate and source of the low-side switching element Q1 is changed from 10V to 0V, the voltage VGH between the gate and source of the high-side switching element Q2 is changed from 0V to 10V after elapse of a predetermined dead time, and the high-side switching element Q2 Turns on. In the high-side switching element Q2, the drain-source voltage is 0V. When the high-side switching element Q2 is turned on, the input voltage is charged to the first capacitor Co via the first resonant capacitor Cr, the first inductor Lr, the second capacitor Cd, and the first diode D1. At the same time, current flows from the first inductor Lr to the second inductor Lm to accumulate energy.
次に、ハイサイド側スイッチング素子Ｑ２のゲートソース間の電圧ＶＧＨが１０Ｖから０Ｖになると所定のデッドタイムの経過後にローサイド側スイッチング素子Ｑ１のゲートソース間の電圧ＶＧＬが０Ｖから１０Ｖとなり、ローサイド側スイッチング素子Ｑ１がオン状態になる。ローサイド側スイッチング素子Ｑ１ではドレイン−ソース電圧が０Ｖになる。ローサイド側スイッチング素子Ｑ１がターンオンすると、第２インダクタＬｍに蓄積されたエネルギーが第２ダイオードＤ２を経由して第２コンデンサＣｄにチャージされる。 Next, when the voltage VGH between the gate and the source of the high-side switching element Q2 is changed from 10V to 0V, the voltage VGL between the gate and the source of the low-side switching element Q1 is changed from 0V to 10V after a predetermined dead time elapses. Element Q1 is turned on. In the low-side switching element Q1, the drain-source voltage is 0V. When the low-side switching element Q1 is turned on, the energy stored in the second inductor Lm is charged to the second capacitor Cd via the second diode D2.
次に、ハイサイド側スイッチング素子Ｑ２がターンオンした時にしたときに、第２コンデンサＣｄにチャージされた入力電圧に重畳されて、第１コンデンサＣｏに入力電圧の略２倍の電圧が周期的にチャージされる事が第２ダイオードＤ２の両端に発生する電圧ＶＤ２に表示されている。 Next, when the high-side switching element Q2 is turned on, the first capacitor Co is periodically charged with a voltage approximately twice the input voltage superimposed on the input voltage charged in the second capacitor Cd. This is indicated by the voltage VD2 generated across the second diode D2.
このハイサイド側スイッチング素子Ｑ２とローサイド側スイッチング素子Ｑ１のスイッチングを繰り返す事により、入力電圧の略２倍の電圧が第１ダイオードＤ１を経由して第１コンデンサＣｏにチャージされる。 By repeating the switching of the high-side switching element Q2 and the low-side switching element Q1, a voltage approximately twice the input voltage is charged to the first capacitor Co via the first diode D1.
図４では、第２コンデンサＣｄの両端に発生するＶｃｄ、周期的にチャージされる第２ダイオードＤ２の両端に発生する電圧ＶＤ２、第１コンデンサＣｏにチャージされた出力電圧Ｖｏ等について詳細波形を示す。 FIG. 4 shows detailed waveforms for Vcd generated at both ends of the second capacitor Cd, voltage VD2 generated at both ends of the periodically charged second diode D2, output voltage Vo charged at the first capacitor Co, and the like. .
次に、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がスイッチングする時に発生するスイッチング損失について、図３のシミュレーション結果を示す各部の電圧波形、電流波形から説明する。 Next, switching loss that occurs when the switching elements Q1 and Q2 are switched will be described from the voltage waveform and current waveform of each part showing the simulation result of FIG.
まず、ローサイド側スイッチング素子Ｑ１のゲートソース間の電圧ＶＧＬが１０Ｖから０Ｖになると所定のデッドタイムの経過後にハイサイド側スイッチング素子Ｑ２のゲートソース間の電圧ＶＧＨが０Ｖから１０Ｖとなり、ハイサイド側スイッチング素子Ｑ２がオン状態になる。ハイサイド側スイッチング素子Ｑ２がターンオンする時、第１共振コンデンサＣｒ、第１インダクタＬｒ及び第２コンデンサＣｄによる電流共振回路の働きによりハイサイド側スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流ＩＤＨは逆方向電流が流れてスイッチング損失が低減される。 First, when the voltage VGL between the gate and the source of the low-side switching element Q1 is changed from 10V to 0V, the voltage VGH between the gate and the source of the high-side switching element Q2 is changed from 0V to 10V after elapse of a predetermined dead time. Element Q2 is turned on. When the high-side switching element Q2 is turned on, a reverse current flows through the drain current IDH of the high-side switching element Q2 due to the action of the current resonance circuit by the first resonance capacitor Cr, the first inductor Lr, and the second capacitor Cd. Switching loss is reduced.
次に、ハイサイド側スイッチング素子Ｑ２のゲートソース間の電圧ＶＧＨが１０Ｖから０Ｖになると所定のデッドタイムの経過後にローサイド側スイッチング素子Ｑ１のゲートソース間の電圧ＶＧＬが０Ｖから１０Ｖとなり、ローサイド側スイッチング素子Ｑ１がオン状態になる。ローサイド側スイッチング素子Ｑ１がターンオンする時、第１共振コンデンサＣｒ、第１インダクタＬｒ及び第２コンデンサＣｄによる電流共振回路の働きによりローサイド側スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤＬは逆方向電流が流れてスイッチング損失が低減される。 Next, when the voltage VGH between the gate and the source of the high-side switching element Q2 is changed from 10V to 0V, the voltage VGL between the gate and the source of the low-side switching element Q1 is changed from 0V to 10V after a predetermined dead time elapses. Element Q1 is turned on. When the low-side switching element Q1 is turned on, a reverse current flows through the drain current IDL of the low-side switching element Q1 due to the action of the current resonance circuit by the first resonance capacitor Cr, the first inductor Lr, and the second capacitor Cd. Is reduced.
一連のスイッチング動作の中で以上に説明したハイサイド側スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流ＩＤＨとローサイド側スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤＬは第１共振コンデンサＣｒに流れる電流Ｉｒとして図３に表示されている。 The drain current IDH of the high-side switching element Q2 and the drain current IDL of the low-side switching element Q1 described above in the series of switching operations are displayed in FIG. 3 as the current Ir flowing through the first resonance capacitor Cr.
また、ハイサイド側スイッチング素子Ｑ２がターンオフする時、第１共振コンデンサＣｒ、第１インダクタＬｒ及び第２インダクタＬｍによる電流共振回路の働きによりハイサイド側スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流ＩＤＨは制限される。また、第２共振コンデンサＣｖ及び第１インダクタＬｒによる電圧共振回路の働きによりハイサイド側スイッチング素子Ｑ２ターンオフのドレイン−ソース電圧の立ち上がり波形が緩やかに鈍り、電圧が立ち上がり切るまでに、ハイサイド側スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流ＩＤＨは流れなくなる。結果としてスイッチング損失は低減される。 When the high-side switching element Q2 is turned off, the drain current IDH of the high-side switching element Q2 is limited by the action of the current resonance circuit including the first resonance capacitor Cr, the first inductor Lr, and the second inductor Lm. Further, due to the action of the voltage resonance circuit by the second resonance capacitor Cv and the first inductor Lr, the rising waveform of the drain-source voltage of the high-side switching element Q2 is gradually dulled, and the high-side switching is performed until the voltage completely rises. The drain current IDH of the element Q2 stops flowing. As a result, the switching loss is reduced.
同様に、ローサイド側スイッチング素子Ｑ１がターンオフする時、第１共振コンデンサＣｒ、第１インダクタＬｒ及び第２インダクタＬｍによる電流共振回路の働きによりローサイド側スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤＬは制限される。また、第２共振コンデンサＣｖ及び第１インダクタＬｒによる電圧共振回路の働きによりローサイド側スイッチング素子Ｑ１ターンオフのドレイン−ソース電圧の立ち上がり波形が緩やかに鈍り、電圧が立ち上がり切るまでに、ローサイド側スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤＬは流れなくなる。結果としてスイッチング損失は低減される。 Similarly, when the low-side switching element Q1 is turned off, the drain current IDL of the low-side switching element Q1 is limited by the action of the current resonance circuit including the first resonance capacitor Cr, the first inductor Lr, and the second inductor Lm. Further, the rising-edge waveform of the drain-source voltage of the low-side switching element Q1 turn off gradually becomes dull due to the action of the voltage resonance circuit by the second resonance capacitor Cv and the first inductor Lr, and the low-side switching element Q1 No drain current IDL flows. As a result, the switching loss is reduced.
即ち、図５に示すように、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時に第２コンデンサＣｄを含む電流経路上に配置された第１共振コンデンサＣｒ、第２コンデンサＣｄ及び第１インダクタＬｒにより共振周波数ｆｒ１の電流共振回路が構成され、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオン時に逆方向電流が流れてそれぞれのスイッチング損失が低減されるようになる。 That is, as shown in FIG. 5, the resonance frequency fr1 is generated by the first resonance capacitor Cr, the second capacitor Cd, and the first inductor Lr arranged on the current path including the second capacitor Cd when the switching elements Q1 and Q2 are turned on. Current resonance circuit is configured, and when each switching element Q1, Q2 is turned on, a reverse current flows to reduce each switching loss.
同様に、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ時に第２インダクＬｍを含む電流経路に配置された第１共振コンデンサＣｒ、第１インダクタＬｒ及び第２インダクＬｍにより共振周波数ｆｒ２の電流共振回路が構成され、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時に電流が制限されてそれぞれのスイッチング損失が低減されるようになる。 Similarly, a current resonance circuit having a resonance frequency fr2 is configured by the first resonance capacitor Cr, the first inductor Lr, and the second inductor Lm arranged in the current path including the second inductor Lm when the switching elements Q1, Q2 are turned off. When the switching elements Q1 and Q2 are turned off, the current is limited and the switching loss is reduced.
さらに、第１インダクタＬｒ及び第２共振コンデンサＣｖにより共振周波数ｆｖの電圧共振回路が構成され、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時のドレイン−ソース電圧のオンエッジが緩やかに傾斜するようになることで、スイッチング損失が低減されるようになる。 Further, the first inductor Lr and the second resonance capacitor Cv constitute a voltage resonance circuit having a resonance frequency fv, and the on-edge of the drain-source voltage when the switching elements Q1 and Q2 are turned off is gently inclined. Thus, the switching loss is reduced.
上述した実施形態に示した共振回路を構成する共振用コイルのインダクタンス、共振用コンデンサの容量は特に限定されるものではなく、本発明の作用効果を奏する範囲において適宜適切な値を選択できることは言うまでもない。 The inductance of the resonance coil and the capacitance of the resonance capacitor constituting the resonance circuit shown in the above-described embodiment are not particularly limited, and it goes without saying that an appropriate value can be selected as long as the effects of the present invention are achieved. Yes.
１００：非絶縁型複合共振ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ａ：スイッチングアーム
Ｂ：倍電圧整流回路
ＲＣ：共振回路
Ｔｉ：入力端子
Ｔｏ：出力端子
Ｑ１：ハイサイド側スイッチング素子
Ｑ２：ローサイド側スイッチング素子
Ｃｒ：第１共振コンデンサ
Ｃｖ：第２共振コンデンサ
Ｌｒ：第１インダクタ
Ｌｍ：第２インダクタ
Ｃｏ：第１コンデンサ
Ｃｄ：第２コンデンサ
Ｄ１：第１ダイオード
Ｄ２：第２ダイオード
100: non-insulated composite resonant DC-DC converter A: switching arm B: voltage doubler rectifier circuit RC: resonant circuit Ti: input terminal To: output terminal Q1: high side switching element Q2: low side switching element Cr: first Resonance capacitor Cv: second resonance capacitor Lr: first inductor Lm: second inductor Co: first capacitor Cd: second capacitor D1: first diode D2: second diode
Claims (3)
出力端子Ｔｏ間に直列接続された第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２と、前記第１ダイオードＤ１のカソード側とグランド間に接続された第１コンデンサＣｏと、前記第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２の接続点Ｐ１に一端が接続された第２コンデンサＣｄとを備えて構成される倍電圧整流回路Ｂと、
前記ローサイド側スイッチング素子Ｑ１と前記倍電圧整流回路Ｂとの間に接続された共振回路ＲＣとで構成され、
前記共振回路ＲＣが、前記ローサイド側スイッチング素子Ｑ１のハイサイド側接続点Ｐ２と前記第２コンデンサＣｄの他端との間に接続された第１共振コンデンサＣｒ及び第１インダクタＬｒの直列回路と、前記直列回路と前記第２コンデンサＣｄとの接続点とグランド間に接続された第２インダクタＬｍと、前記ローサイド側スイッチング素子Ｑ１に並列接続された第２共振コンデンサＣｖとで構成されていることを特徴とする非絶縁型複合共振ＤＣ−ＤＣコンバータ。 A switching arm A in which a low-side switching element Q1 and a high-side switching element Q2 are connected in series between the input terminals Ti;
A first diode D1 and a second diode D2 connected in series between the output terminals To, a first capacitor Co connected between the cathode side of the first diode D1 and the ground, and the first diode D1 and the second diode. A voltage doubler rectifier circuit B including a second capacitor Cd having one end connected to a connection point P1 of D2,
A resonance circuit RC connected between the low-side switching element Q1 and the voltage doubler rectifier circuit B;
A series circuit of a first resonance capacitor Cr and a first inductor Lr connected between the high-side connection point P2 of the low-side switching element Q1 and the other end of the second capacitor Cd; And a second inductor Lm connected between the connection point of the series circuit and the second capacitor Cd and the ground, and a second resonant capacitor Cv connected in parallel to the low-side switching element Q1. A non-insulated composite resonance DC-DC converter.
前記第１共振コンデンサＣｒ、前記第１インダクタＬｒ及び前記第２インダクＬｍにより〔数２〕で示される共振周波数ｆｒ２の電流共振回路が構成され、
前記第１インダクタＬｒ及び前記第２共振コンデンサＣｖにより〔数３〕で示される共振周波数ｆｖの電圧共振回路が構成されている、
ことを特徴とする請求項１記載の非絶縁型複合共振ＤＣ−ＤＣコンバータ。 The first resonance capacitor Cr, the second capacitor Cd, and the first inductor Lr constitute a current resonance circuit having a resonance frequency fr1 represented by [Equation 1].
The first resonance capacitor Cr, the first inductor Lr, and the second inductor Lm constitute a current resonance circuit having a resonance frequency fr2 expressed by [Equation 2].
The first inductor Lr and the second resonance capacitor Cv constitute a voltage resonance circuit having a resonance frequency fv represented by [Equation 3].
The non-insulated composite resonance DC-DC converter according to claim 1.
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