JP2017060112A - Conductor line characteristic estimation method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力線や通信線等の導体線路における誘導特性または漏洩特性を推定する方法に関する。 The present invention relates to a method for estimating induction characteristics or leakage characteristics in a conductor line such as a power line or a communication line.
各家庭に電力を供給するための電力線を利用して情報を伝送する電力線通信（PLC: Power Line Communication）システムが注目を集めている。この電力線通信システムは、商用電力を供給するための電力線に通信信号を重畳させることにより通信線として用いる通信方式であり、情報を送信する送信モデムと情報を受信する受信モデムとの間に敷設するケーブルのコストを削減できるなどのメリットがある。このため、この電力線通信システムは、ホームネットワークの構成要素の一つとして注目されている。 A power line communication (PLC) system that transmits information using a power line for supplying power to each home is attracting attention. This power line communication system is a communication method used as a communication line by superimposing a communication signal on a power line for supplying commercial power, and is laid between a transmission modem that transmits information and a reception modem that receives information. There are merits such as reduction of cable cost. For this reason, this power line communication system is attracting attention as one of the components of the home network.
図１は、建物内に設置された電力線通信システムの状態を示している。図１に示すように、建物内には、電子機器１０ａ〜１０ｄが設けられ、さらに、ＰＬＣモデム３０ａ，３０ｂも設けられている。そして、ホームゲートウェイ２０は、電力線を介して柱上変圧器４０と接続される。この場合、電磁両立性（EMC: Electromagnetic Compatibility）に関して、次の２つの問題が生じることになる。一つは、電力線通信の信号が電力線から漏洩し、その漏洩した放射妨害波ｗ２（図１）が隣家の放送受信機に影響を与えて、受信障害を発生させるというエミッション問題である。もう一つは、電波塔１００からの放送電波ｗ１(図１)やアマチュア無線等の電波が電力線に照射され、これにより電力線に伝導性の妨害波が誘導され、その妨害波により電力線通信システムの伝送特性が低下するというイミュニティ問題である。 FIG. 1 shows a state of a power line communication system installed in a building. As shown in FIG. 1, electronic devices 10a to 10d are provided in the building, and PLC modems 30a and 30b are also provided. The home gateway 20 is connected to the pole transformer 40 through a power line. In this case, the following two problems arise regarding electromagnetic compatibility (EMC). One is an emission problem in which a signal of power line communication leaks from the power line, and the leaked radiated interference wave w2 (FIG. 1) affects the broadcast receiver in the neighbor and causes a reception failure. The other is that a radio wave such as broadcast radio wave w1 (FIG. 1) or amateur radio from the radio tower 100 is irradiated to the power line, and thereby a conductive interference wave is induced in the power line, and the interference wave causes the power line communication system to This is an immunity problem that the transmission characteristics deteriorate.
上述した建物に設置された電力線通信システムの性能を分析するには、既設の電力線における漏洩特性と誘導特性とを把握することが重要である。ところが、既設の電力線の誘導特性を測定するには、強い電磁界をその電力線に照射して、電力線に誘導する電圧または電流を測定する必要がある。しかし、通常の建物で広い周波数帯にわたってそのような測定を行うと、周囲に存在する様々な電子機器に影響を及ぼす可能性があるため、電波法では上記測定が禁止されている。そのため、既設の電力線に対する誘導特性を測定する方法は存在しない。 In order to analyze the performance of the power line communication system installed in the building described above, it is important to grasp the leakage characteristics and induction characteristics of the existing power lines. However, in order to measure the induction characteristics of an existing power line, it is necessary to irradiate the power line with a strong electromagnetic field and measure the voltage or current induced in the power line. However, if such measurement is performed over a wide frequency band in a normal building, there is a possibility of affecting various electronic devices present in the surrounding area, so the above measurement is prohibited by the Radio Law. Therefore, there is no method for measuring the inductive characteristics for the existing power line.
このような状況下において、従来、電力線モデルを利用して電力線の漏洩磁界を計算したり（非特許文献１、２）、電力線モデルに対する周囲磁界からの誘導特性を測定したりしている（非特許文献３）。 Under such circumstances, conventionally, the leakage magnetic field of the power line is calculated using the power line model (Non-Patent Documents 1 and 2), or the inductive characteristics from the surrounding magnetic field for the power line model are measured (non-patent document). Patent Document 3).
従来、電力線モデルを利用して電力線の漏洩特性や誘導特性を計算するようにしている。しかしながら、実際の電力線にはコンセントや照明等のスイッチのための分岐も多く複雑な形状になっており、電力線の漏洩特性や誘導特性は複雑に変化していることから、分岐の状態次第では電力線モデルでのシミュレーション結果の正確性を損なうこともあり得る。 Conventionally, power line leakage characteristics and induction characteristics are calculated using a power line model. However, the actual power line has many complicated branches for outlets, lights, and other switches, and the leakage characteristics and inductive characteristics of the power line change in a complex manner. The accuracy of simulation results in the model may be impaired.
本発明は、このような状況においてなされたものであり、その目的は、分岐の状態にかかわらず漏洩特性と誘導特性との関係から導体線路の漏洩特性および誘導特性を正確に推定することができる方法を提供することである。 The present invention has been made in such a situation, and an object of the present invention is to accurately estimate the leakage characteristic and the induction characteristic of the conductor line from the relationship between the leakage characteristic and the induction characteristic regardless of the branching state. Is to provide a method.
上記のような目的を達成するために、本発明は、分岐系統を有する導体線路を模擬した導体線路モデルに対して信号を印加し、前記印加により前記導体線路モデルから漏洩する電波を測定し、前記測定の結果に基づいて漏洩特性と前記導体線路モデルの誘導特性とを求め、前記導体線路モデルが模擬された実際の導体線路における誘導特性または漏洩特性を推定するために、前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性との対応関係を求める。 In order to achieve the above object, the present invention applies a signal to a conductor line model that simulates a conductor line having a branch system, measures a radio wave leaking from the conductor line model by the application, In order to obtain the leakage characteristics and the inductive characteristics of the conductor line model based on the measurement results, and to estimate the inductive characteristics or the leakage characteristics in an actual conductor line in which the conductor line model is simulated, in the conductor line model A correspondence relationship between the leakage characteristic and the induction characteristic is obtained.
ここで、前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性との対応関係を求める場合において、前記測定された漏洩する電波について、前記導体線路モデルに対して異なる複数の方向の依存度を求め、それらの依存度の中で最大の値を用いて前記対応関係を求めるようにしてもよい。 Here, in determining the correspondence between the leakage characteristics and the induction characteristics in the conductor line model, for the measured leaked radio wave, the degree of dependence in a plurality of different directions with respect to the conductor line model, You may make it obtain | require the said correspondence using the maximum value in those dependence degrees.
前記依存度は、前記異なる方向の偏波依存度であり、前記対応関係は、前記各方向の偏波依存度を表すベクトル和を用いて求めるようにしてもよい。 The dependency may be a polarization dependency in the different directions, and the correspondence may be obtained using a vector sum representing the polarization dependency in each direction.
前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性とを求める場合において、前記漏洩特性として、前記導体線路モデルに対して印加する前記信号としての電圧または電流と、前記導体線路モデルから漏洩された磁界または電界とから漏洩係数を求め、前記誘導特性として、前記導体線路モデル近傍の電界または磁界と、前記導体線路モデルに誘導された電圧または電流とから誘導係数を求め、前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性との対応関係を求める場合において、前記漏洩係数と前記誘導係数との比から求められた漏洩誘導変換係数を、前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性との対応関係として求め、前記漏洩誘導変換係数を用いて、前記実際の導体線路における漏洩特性から誘導特性を推定する、または誘導特性から漏洩特性を推定するようにしてもよい。 When obtaining the leakage characteristics and the induction characteristics in the conductor line model, as the leakage characteristics, the voltage or current as the signal applied to the conductor line model, and the magnetic field leaked from the conductor line model Alternatively, a leakage coefficient is obtained from an electric field, and as the inductive characteristic, an induction coefficient is obtained from an electric field or a magnetic field in the vicinity of the conductor line model and a voltage or current induced in the conductor line model, and the leakage in the conductor line model is obtained. When determining the correspondence between the characteristics and the induction characteristics, the leakage induction conversion coefficient obtained from the ratio between the leakage coefficient and the induction coefficient is the correspondence between the leakage characteristics and the induction characteristics in the conductor line model. Using the leakage induction conversion coefficient, the induction characteristic is calculated from the leakage characteristic in the actual conductor line. A constant, or an inductive properties may be estimated leakage characteristics.
本発明によると、分岐の状態にかかわらず漏洩特性と誘導特性との関係から導体線路の漏洩特性および誘導特性を正確に推定することができる。 According to the present invention, the leakage characteristic and the induction characteristic of the conductor line can be accurately estimated from the relationship between the leakage characteristic and the induction characteristic regardless of the branching state.
[導体線路モデルの構成]
図２は、本実施形態にかかる導体線路モデル１の構成例を示す図である。以下、本図を参照して既設電力線の誘導特性と漏洩特性とを推定するための方法について説明する。なお、図２において、導体線路モデル１の各寸法は、Ｌ１〜Ｌ１１で値を示してある。
[Construction of conductor line model]
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the conductor line model 1 according to the present embodiment. Hereinafter, a method for estimating the induction characteristic and the leakage characteristic of the existing power line will be described with reference to FIG. In FIG. 2, the dimensions of the conductor line model 1 are indicated by values L1 to L11.
図２に示すように、導体線路モデル１は、オープンサイトの回転台（ターンテーブル）２上に構成され、後述する無分岐とコンセント分岐と照明用スイッチ分岐とを有する導体線路を形成している。そして、この導体線路に、基幹線８の近端側の第１のバラン（ｂａｌｕｎ）３、基幹線８の遠端側の第２のバラン４、コンセント分岐線９に設置した第３のバラン５、照明用スイッチ分岐線に設置した照明６、および照明用スイッチ７が設けられる。 As shown in FIG. 2, the conductor line model 1 is configured on an open-site turntable 2 and forms a conductor line having no branch, outlet branch, and illumination switch branch, which will be described later. . A first balun 3 on the near end side of the trunk line 8, a second balun 4 on the far end side of the trunk line 8, and a third balun 5 installed on the outlet branch line 9 are connected to this conductor line. A lighting 6 installed on the lighting switch branch line and a lighting switch 7 are provided.
本実施形態の第１のバラン３は、信号ｄの印加用として設けられ、入力端として機能する。第２のバラン４は、基幹線８の出力端として機能し、終端抵抗が接続されている。一方、第３のバラン５はコンセント分岐線の出力端として機能し、終端抵抗が接続されている。各バラン３〜５は、平衡・不平衡変換器であり、不平衡信号を平衡信号に変換するようになっている。 The first balun 3 of the present embodiment is provided for applying the signal d and functions as an input terminal. The second balun 4 functions as an output end of the trunk line 8 and is connected to a termination resistor. On the other hand, the third balun 5 functions as an output terminal of the outlet branch line, and is connected to a termination resistor. Each of the baluns 3 to 5 is a balanced / unbalanced converter and converts an unbalanced signal into a balanced signal.
コンセント分岐と照明スイッチ分岐が接続されておらず、基幹線８のみの場合は、上述した無分岐に相当し、第１のバラン３と第２のバラン４とにそれぞれ接続される。分岐線９は、上述したコンセント分岐に相当し、第３のバラン５と接続される。分岐線１０は、上述した照明用スイッチ分岐に相当し、照明６のスイッチ７と接続される。 In the case where the outlet branch and the lighting switch branch are not connected and only the trunk line 8 is connected, this corresponds to the above-described no branch and is connected to the first balun 3 and the second balun 4, respectively. The branch line 9 corresponds to the outlet branch described above, and is connected to the third balun 5. The branch line 10 corresponds to the illumination switch branch described above, and is connected to the switch 7 of the illumination 6.
一般に、建物内に敷設される電力線は、導体直径１．６ｍｍの２芯ＶＶＦ(PVC insulated and PVC sheathed Flat-type)ケーブルが使用されるので、本実施形態の導体線路モデル１においても、基幹線８および分岐線９〜１０には上記ＶＶＦケーブルを採用するが、他の種類の電力線を採用することもできる。 Generally, the power line laid in the building is a 2-core VVF (PVC insulated and PVC sheathed flat-type) cable with a conductor diameter of 1.6 mm. Therefore, even in the conductor line model 1 of this embodiment, the trunk line is used. 8 and the branch lines 9 to 10 employ the above VVF cable, but other types of power lines can also be employed.
図３は、かかるＶＶＦケーブル１２を示す断面図である。このＶＶＦケーブル１２は、導体１２ａと、導体１２ａを覆うビニル絶縁体１２ｂと、ビニル絶縁体１２ｂを覆うビニルシース１２ｃとを備える。 FIG. 3 is a cross-sectional view showing such a VVF cable 12. The VVF cable 12 includes a conductor 12a, a vinyl insulator 12b that covers the conductor 12a, and a vinyl sheath 12c that covers the vinyl insulator 12b.
日本における電力線は、２芯のうちの１芯が柱上トランス（図１の柱上トランス４０参照）側で接地されるため、本実施形態の導体線路モデル１でも、柱上トランス側に位置する第２のバラン４の直前で片線を接地する。 Since one of the two cores is grounded on the pole transformer (see the pole transformer 40 in FIG. 1) side in Japan, the conductor line model 1 of this embodiment is also located on the pole transformer side. One line is grounded immediately before the second balun 4.
上記のように、電力線は、２芯の平衡ケーブルで構成されることになるが、後述する磁界等の値を測定する測定器に用いられるケーブルは同軸で不平衡となるため、信号を印加するにはバランが必要となる。このため、上述した第１のバラン３として、ＬＡＮ(Local Area Network)ケーブル用のバランが用いられる。また、遠端やコンセント分岐端でも、差動２線間に現れる波形が逆相であるディファレンシャルモードと、差動２線間に現れる波形が同位相であるコモンモードに対して整合終端するため、第２のバラン４や第３のバラン５も、上述したＬＡＮケーブル用のバランが用いられる。 As described above, the power line is composed of a two-core balanced cable, but a cable used for a measuring instrument for measuring a value of a magnetic field or the like to be described later is coaxial and unbalanced, so a signal is applied. Requires a balun. For this reason, a balun for a LAN (Local Area Network) cable is used as the first balun 3 described above. In addition, at the far end and the outlet branch end, since the differential mode in which the waveform appearing between the two differential lines is in reverse phase and the common mode in which the waveform appearing between the two differential lines is in phase, matching termination is performed. The LAN cable balun described above is also used for the second balun 4 and the third balun 5.
［導体線路モデルの各種測定結果］
以下、誘導特性と漏洩特性とを得るために導体線路モデル１を用いて測定された様々な結果について説明する。
[Various measurement results of conductor line model]
Hereinafter, various results measured using the conductor line model 1 in order to obtain inductive characteristics and leakage characteristics will be described.
先ず、信号ｄの入力端におけるディファレンシャルモード電圧とコモンモード電圧との比である平衡度の測定結果について説明する。この平衡度は、導体線路モデル１の状態を表す指標となるので、以下に図４を参照して説明する。 First, the measurement result of the balance, which is the ratio between the differential mode voltage and the common mode voltage at the input end of the signal d, will be described. This balance is an index representing the state of the conductor line model 1, and will be described below with reference to FIG.
図４は、かかる平衡度の測定結果Ｇ１を示す図である。図４において、横軸は周波数、縦軸は平衡度、を示す。また、図４において「前回」は２０１０年に測定した値であることを意味し、「今回」は２０１５年に測定した値であることを意味する。 FIG. 4 is a diagram showing the measurement result G1 of the balance. In FIG. 4, the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the degree of balance. In FIG. 4, “previous” means a value measured in 2010, and “current” means a value measured in 2015.
図４において、「無分岐」は、上述したコンセント分岐およびスイッチ分岐が接続されず基幹線８のみの接続状態を意味する。また、「１分岐」は、基幹線８に上述したコンセント分岐を接続した状態を意味する。さらに、「２分岐」は、上述の「１分岐」にスイッチ分岐を接続した状態を意味する。 In FIG. 4, “no branch” means a connection state of only the trunk line 8 without connecting the outlet branch and the switch branch described above. Further, “one branch” means a state in which the above-described outlet branch is connected to the main line 8. Furthermore, “two branches” means a state in which a switch branch is connected to the above “1 branch”.
「２分岐」では、スイッチ７のＯＮ状態またはＯＦＦ状態が存在するので、図４では、それぞれの状態を「ＯＮ」と「ＯＦＦ」で表記している。さらに、「２分岐」では、スイッチ７と接続される線が基幹線８の接地線に接続された状態と、非接地線に接続された状態とが存在するので、それらの状態を「接地」と「非接地」で表記している。すなわち、「２分岐」の場合、図４に示すように、「２分岐非接地ＯＦＦ」、「２分岐非接地ＯＮ」、「２分岐接地ＯＦＦ」および「２分岐接地ＯＮ」の４状態がある。 In “Branch”, since the ON state or OFF state of the switch 7 exists, in FIG. 4, the respective states are represented by “ON” and “OFF”. Furthermore, in “two branches”, there are a state where the line connected to the switch 7 is connected to the ground line of the trunk line 8 and a state where the line is connected to the non-ground line. And "ungrounded". That is, in the case of “2 branches”, as shown in FIG. 4, there are 4 states of “2 branches ungrounded OFF”, “2 branches ungrounded ON”, “2 branches grounded OFF” and “2 branches grounded ON”. .
図４に示した測定結果によると、平衡度が最も悪いのは「無分岐」で、１２ＭＨｚ前後では１０ｄＢ以下になる。平衡度がその次に悪いのは「１分岐」で、その次に悪いのは「２分岐接地ＯＮ」と「２分岐非接地ＯＦＦ」のときである。そして、平衡度が四番目に悪いのは「２分岐接地ＯＦＦ」のときである。これに対して、平衡度が最も良いのは「２分岐非接地ＯＮ」のときである。しかし、「無分岐」以外の状態の場合、各状態における平衡度の値は僅差となる。 According to the measurement results shown in FIG. 4, the worst balance is “no branching”, which is 10 dB or less around 12 MHz. The next worst balance is “1 branch”, and the next worst is “2 branch ground ON” and “2 branch non-ground OFF”. The balance is the fourth worst when “2-branch grounding is OFF”. On the other hand, the best balance is when “two-branch ungrounded ON”. However, in a state other than “no branch”, the value of the balance in each state is a close difference.
図４において、「前回」で示したものと「今回」で示したものとの特性は僅差となる。このことから、本実施形態の導体線路モデル１の再現性が良いことが分かる。 In FIG. 4, the characteristics indicated by “previous” and those indicated by “present” are slightly different. This shows that the reproducibility of the conductor line model 1 of this embodiment is good.
次に、図４に示した平衡度に対する周波数特性について説明する。周波数特性が最も悪い状態は１０ｄＢ前後であり、最も良い状態は４０ｄＢ程度である。このことから、敷設された電力線の平衡度のほとんど全ての状態をこの導体線路モデル１は模擬していると考えることができる。 Next, frequency characteristics with respect to the balance shown in FIG. 4 will be described. The worst state of frequency characteristics is around 10 dB, and the best state is about 40 dB. From this, it can be considered that this conductor line model 1 simulates almost all the states of balance of the installed power lines.
図５は、無分岐の導体線路モデルに対する漏洩磁界特性Ｇ２を示している。図５において、横軸は周波数、縦軸は磁界を示す。 FIG. 5 shows the leakage magnetic field characteristic G2 for the unbranched conductor line model. In FIG. 5, the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the magnetic field.
図５では、例えばループアンテナにより磁界を発生させ、導体線路モデル１に照射させた。そして、このときの漏洩磁界を受信アンテナで測定し、漏洩磁界特性を検討した。なお、漏洩磁界を測定する受信アンテナ（例えばループアンテナ）と導体線路モデル１の中心との間の距離は、１２ｍ、６ｍ、３ｍの３パターンとした。 In FIG. 5, for example, a magnetic field is generated by a loop antenna and the conductor line model 1 is irradiated. And the leakage magnetic field at this time was measured with the receiving antenna, and the leakage magnetic field characteristic was examined. In addition, the distance between the receiving antenna (for example, loop antenna) which measures a leakage magnetic field, and the center of the conductor line model 1 was made into 3 patterns, 12m, 6m, and 3m.
導体線路モデル１の半径は４ｍ強とし、ターンテーブル２の半径は５ｍとする。このときの６ｍのパターンは、導体線路モデル１の周囲の磁界の測定値を示し、３ｍのパターンの場合は導体線路モデル１内の磁界の測定値を示すことになる。１２ｍと６ｍの各パターンでは、ターンテーブル２を、４５度毎に、０度から３１５度まで回転させながら磁界の周波数特性を測定した。一方、３ｍのパターンはターンテーブル２上に存在するため、ターンテーブル２の回転で導体線路モデル１の回転角度依存性を測定することができない。そのため、受信アンテナの位置を変化させて０度から３１５度までの間で８つの角度になるように設定し、磁界の周波数特性を測定した。３ｍのパターンは、受信アンテナを回転させて、上述した８つの角度で測定した磁界の値を示してある。 The radius of the conductor line model 1 is a little over 4 m, and the radius of the turntable 2 is 5 m. The 6 m pattern at this time indicates the measured value of the magnetic field around the conductor line model 1, and the measured value of the magnetic field in the conductor line model 1 in the case of the 3 m pattern. In each pattern of 12 m and 6 m, the frequency characteristics of the magnetic field were measured while rotating the turntable 2 from 45 degrees to 0 degrees to 315 degrees. On the other hand, since the 3 m pattern exists on the turntable 2, the rotation angle dependency of the conductor line model 1 cannot be measured by the rotation of the turntable 2. Therefore, the frequency characteristics of the magnetic field were measured by changing the position of the receiving antenna and setting the angle to be eight angles between 0 and 315 degrees. The 3 m pattern shows the value of the magnetic field measured at the eight angles described above by rotating the receiving antenna.
それぞれの測定点では、受信アンテナ（ループアンテナ）を、Ｘ、Ｙ、Ｚの３方向でそれぞれ測定し、それらのベクトル和を求めた。以下の説明（非特許文献１の２２頁と同様）では、受信アンテナのＸ方向は、測定系の中心から半径方向を意味する。受信アンテナのＹ方向は、受信アンテナを水平方向に９０度回転して測定系中心に対して直角に向いた方向を意味する。受信アンテナのＺ方向は、受信アンテナを垂直方向に９０度回転してターンテーブル床面に対して垂直に向いた方向を意味する。 At each measurement point, the receiving antenna (loop antenna) was measured in three directions of X, Y, and Z, and the vector sum of them was obtained. In the following description (same as page 22 of Non-Patent Document 1), the X direction of the receiving antenna means the radial direction from the center of the measurement system. The Y direction of the receiving antenna means a direction in which the receiving antenna is rotated by 90 degrees in the horizontal direction and is perpendicular to the center of the measurement system. The Z direction of the receiving antenna means a direction in which the receiving antenna is rotated 90 degrees in the vertical direction and oriented perpendicular to the turntable floor.
図５に示した磁界特性では、８つの角度に対する磁界ベクトル和の平均値を各周波数の測定値とした。 In the magnetic field characteristics shown in FIG. 5, the average value of the magnetic field vector sums for the eight angles was used as the measured value for each frequency.
ここで、図５に示した漏洩磁界特性と図４に示した平衡度とを比較すると、平衡度が悪化する周波数が約１３ＭＨｚ、約２６ＭＨｚ、約３８ＭＨｚになるにつれ、磁界が大きくなっていることが分かる。また、受信アンテナが導体線路モデル１に近づくほど、すなわち、受信アンテナと導体線路モデル１の中心との間の距離が小さくなるほど磁界が大きくなる。さらに、低周波成分ほど、上述した距離に対する増加度合いが大きくなっていることが分かる。 Here, when the leakage magnetic field characteristic shown in FIG. 5 is compared with the balance shown in FIG. 4, the magnetic field becomes larger as the frequency at which the balance is deteriorated becomes about 13 MHz, about 26 MHz, and about 38 MHz. I understand. Further, the closer the receiving antenna is to the conductor line model 1, that is, the smaller the distance between the receiving antenna and the center of the conductor line model 1, the larger the magnetic field. Furthermore, it can be seen that the degree of increase with respect to the above-described distance increases as the low frequency component.
なお、上記磁界の測定は、オープンサイト２を利用して行っているため、短波放送等のアンビエントが測定されている。このため、特に１２ｍ距離の磁界特性において、１５ＭＨｚ以下の周波数でアンビエントによる鋭いピークが多数存在している。 In addition, since the measurement of the said magnetic field is performed using the open site 2, ambients, such as a short wave broadcast, are measured. For this reason, in particular, in the magnetic field characteristics at a distance of 12 m, there are many sharp peaks due to ambient at a frequency of 15 MHz or less.
さらに、上述した導体線路モデル１からの漏洩磁界は、導体線路モデル１からの角度依存性を有するため、ターンテーブル２を９０度毎に回転させながら磁界の周波数特性を測定した。この測定結果を図６に示す。 Furthermore, since the leakage magnetic field from the conductor line model 1 described above has an angle dependency from the conductor line model 1, the frequency characteristics of the magnetic field were measured while rotating the turntable 2 every 90 degrees. The measurement results are shown in FIG.
図６は、無分岐の導体線路モデルにおける漏洩磁界の角度依存性Ｇ３を示している。 FIG. 6 shows the angle dependence G3 of the leakage magnetic field in the unbranched conductor line model.
図６では、０度、９０度、１８０度及び２７０度の４つの角度における３方向（Ｘ、Ｙ、Ｚ）成分とそれらのベクトル和とが示されている。無分岐の導体線路モデル１で構成されるループと受信アンテナのループがコプレーナーになる９０度と２７０度では、磁界ベクトルの方向が一致するＹ方向成分が非常に大きく、その他の方向成分は無視できるほど小さい。 FIG. 6 shows three-direction (X, Y, Z) components and vector sums thereof at four angles of 0 degrees, 90 degrees, 180 degrees, and 270 degrees. At 90 degrees and 270 degrees where the loop composed of the unbranched conductor line model 1 and the loop of the receiving antenna are coplanar, the Y direction component in which the direction of the magnetic field vector coincides is very large, and other direction components can be ignored. Small enough.
それに対して、導体線路モデル１のループと受信アンテナのループがコアキシャルになる０度と１８０度では、２５ＭＨｚのピーク値近傍でコアキシャル方向のＸ方向成分がＹ方向成分よりかなり大きくなる。しかし、それらのベクトル和をとると、９０度と２７０度のベクトル和と近い値になり、ベクトル和で見ると、ピーク近傍の磁界に対する角度依存性が数ｄＢ以内に収まっていることが図６から分かる。 On the other hand, at 0 degrees and 180 degrees where the loop of the conductor line model 1 and the loop of the receiving antenna are coaxial, the X direction component in the coaxial direction is considerably larger than the Y direction component near the peak value of 25 MHz. However, when these vector sums are taken, the values are close to the vector sums of 90 degrees and 270 degrees, and when viewed as vector sums, the angular dependence on the magnetic field in the vicinity of the peak is within several dB. I understand.
また、図６では、受信アンテナの距離が１２ｍの場合を示しているが、３ｍと６ｍの場合も上記１２ｍの場合と同様の傾向を示すことが確認された。さらに、無分岐以外の分岐状態についても、ベクトル和の磁界に対する角度依存性は、無分岐と同様な傾向を示すことが確認できた。 Further, FIG. 6 shows the case where the distance of the receiving antenna is 12 m, but it was confirmed that the same tendency as in the case of 12 m was also observed in the cases of 3 m and 6 m. Furthermore, it was confirmed that the angle dependence of the vector sum with respect to the magnetic field also showed the same tendency as that of the non-branching in the branching states other than the non-branching.
なお、図６では上述したベクトル和が示されているが、測定された方向成分の最大値を当該周波数の測定値とするようにしても、上述した角度依存性の分布を検討することができる。 Although the vector sum described above is shown in FIG. 6, the distribution of the angle dependency described above can be examined even if the maximum value of the measured direction component is set as the measured value of the frequency. .
図７は、導体線路モデルの全ての分岐状態、及び、各距離（３ｍ，６ｍ，１２ｍ）におけるベクトル和の漏洩磁界特性Ｇ４を示してある。平衡度を示す図４と図７とを比較すると、平衡度が悪くなる周波数で漏洩磁界が大きくなっている。距離に対する依存性も、距離が短くなると漏洩磁界が増加し、低周波になるほどその増加傾向が大きくなる。これらの傾向は、無分岐の漏洩磁界特性を示した図５と同様の傾向である。 FIG. 7 shows the leakage magnetic field characteristics G4 of the vector sum at all branch states of the conductor line model and at each distance (3 m, 6 m, 12 m). Comparing FIG. 4 and FIG. 7 showing the degree of balance, the leakage magnetic field increases at a frequency at which the degree of balance deteriorates. As for the dependence on the distance, the leakage magnetic field increases as the distance becomes shorter, and the increasing tendency becomes greater as the frequency becomes lower. These tendencies are the same as those in FIG. 5 showing the unbranched leakage magnetic field characteristics.
導体線路モデル１から漏洩する磁界特性を評価するため、印加電圧に対する漏洩磁界の関係を漏洩係数ＬＦ (Leakage Factor)と定義すると、下記式（１）で与えられる。
漏洩係数ＬＦ ＝印加電圧（dBuV）−漏洩磁界（dBuA/m）
−自由空間インピーダンス１２０π（51.5266 dB） （１）
In order to evaluate the magnetic field characteristics leaked from the conductor line model 1, the relationship between the leakage magnetic field and the applied voltage is defined as a leakage coefficient LF (Leakage Factor), which is given by the following equation (1).
Leakage coefficient LF = Applied voltage (dBuV)-Leakage magnetic field (dBuA / m)
-Free space impedance 120π (51.5266 dB) (1)
図８は、導体線路モデル１の全ての分岐状態、及び、各距離（３ｍ，６ｍ，１２ｍ）における漏洩係数ＬＦの周波数特性Ｇ５を示している。上記式（１）から明らかなように、磁界の大きくなる３ｍの距離では、他の距離（６ｍ，１２ｍ）と比較して漏洩係数が小さくなる。 FIG. 8 shows the frequency characteristics G5 of the leakage coefficient LF at all branch states of the conductor line model 1 and at each distance (3 m, 6 m, 12 m). As is clear from the above equation (1), the leakage coefficient is smaller at a distance of 3 m where the magnetic field is larger than at other distances (6 m, 12 m).
次に、導体線路モデル１に磁界を照射したときに、ディファレンシャルモードに誘導する電圧を測定した。図９は、無分岐の導体線路モデル１でのかかる測定結果Ｇ６を示している。 Next, when the conductor line model 1 was irradiated with a magnetic field, the voltage induced in the differential mode was measured. FIG. 9 shows the measurement result G6 in the unbranched conductor line model 1.
図９では、導体線路モデル１の中心から１２ｍ離れた地点に、送信用の磁界ループアンテナを設置し、導体線路モデル１に磁界を照射して、導体線路モデル１の第１のバラン３のディファレンシャルモード端子に誘導した電圧を測定した。 In FIG. 9, a transmission magnetic field loop antenna is installed at a point 12 m away from the center of the conductor line model 1, and a magnetic field is applied to the conductor line model 1, and the differential of the first balun 3 of the conductor line model 1. The voltage induced at the mode terminal was measured.
この場合、送信用のループアンテナは、Ｘ、Ｙ及びＺの３方向で照射し、各方向に対して０度から４５度の間隔で３１５度まで８つの角度で誘導電圧を測定した。図９では、代表例として、０度、９０度、１８０度及び２７０度の４つ角度における誘導電圧をＸ、Ｙ及びＺの３方向で示している。 In this case, the transmission loop antenna was irradiated in three directions of X, Y, and Z, and the induced voltage was measured at eight angles from 0 degree to 315 degrees at intervals of 45 degrees in each direction. In FIG. 9, as a representative example, induced voltages at four angles of 0 degrees, 90 degrees, 180 degrees, and 270 degrees are shown in three directions of X, Y, and Z.
導体線路モデル１が磁界の照射方向とコプレーナーになる９０度と２７０度では、コプレーナーの角度であるＹ方向成分が他の方向成分よりもかなり大きくなっている。 At 90 degrees and 270 degrees where the conductor line model 1 becomes a coplanar with the irradiation direction of the magnetic field, the Y direction component, which is the angle of the coplanar, is considerably larger than the other direction components.
しかし、導体線路モデル１が磁界の照射方向とコアキシャルになる０度と１８０度では、２６ＭＨｚのピーク値近傍で、Ｘ方向成分がＹ方向成分より大きくなっている。ところが、その周波数でも、Ｘ、Ｙ及びＺの３方向に対するベクトル和を求めると、誘導電圧は、９０度と２７０度の誘導電圧と数ｄＢの範囲で一致している。従って、３方向（Ｘ、Ｙ、Ｚ）に対しては、ベクトル和を求めることが角度依存性を少なくするのに重要な役割を果たしていることが分かる。この傾向は、図６の漏洩磁界に対する傾向と同じである。 However, at 0 degrees and 180 degrees where the conductor line model 1 is coaxial with the magnetic field irradiation direction, the X direction component is larger than the Y direction component in the vicinity of the peak value of 26 MHz. However, when the vector sum in the three directions of X, Y, and Z is obtained even at that frequency, the induced voltages coincide with the induced voltages of 90 degrees and 270 degrees within a range of several dB. Accordingly, it can be seen that, for the three directions (X, Y, Z), obtaining the vector sum plays an important role in reducing the angle dependency. This tendency is the same as the tendency for the leakage magnetic field in FIG.
図１０は、導体線路モデル１の全ての分岐状態に対するディファレンシャルモード誘導電圧特性Ｇ７を示している。この図１０でも、２０１０年に測定した「前回」と、２０１５年に測定した「今回」の両方を示しているが、周波数特性は、概ね一致している。 FIG. 10 shows differential mode induced voltage characteristics G7 for all branch states of the conductor line model 1. FIG. 10 also shows both the “previous” measured in 2010 and the “current” measured in 2015, but the frequency characteristics are almost the same.
ここで、導体線路モデル１内における磁界に対する誘導電圧の関係を誘導係数ＩＦ(Induction Factor)とすると、ＩＦは、下記式（２）で定義することができる。
誘導係数ＩＦ ＝ 磁界（dBuA/m）＋自由空間インピーダンス120π（51.5266dB）
−誘導電圧（dBuV） （２）
Here, if the relationship of the induced voltage with respect to the magnetic field in the conductor line model 1 is an induction factor IF (Induction Factor), the IF can be defined by the following equation (2).
Induction coefficient IF = magnetic field (dBuA / m) + free space impedance 120π (51.5266dB)
-Induction voltage (dBuV) (2)
図１１は、導体線路モデル１の全ての分岐状態に対して、上記式（２）で求めた誘導係数の周波数特性Ｇ８を示している。図１１から明らかなように、誘導電圧の比較的大きな「無分岐」では、他の分岐よりも誘導係数が小さくなっている。 FIG. 11 shows the frequency characteristics G8 of the induction coefficient obtained by the above equation (2) for all branch states of the conductor line model 1. As is clear from FIG. 11, in the “non-branch” where the induced voltage is relatively large, the induction coefficient is smaller than in the other branches.
上記式（１）に示した漏洩係数ＬＦと上記式（２）で示した誘導係数ＩＦとの差は、下記式（３）に示すように、ＬＩＣＦ(Leakage Induction Conversion Factor：漏洩誘導変換係数)と定義する。
ＬＩＣＦ＝ＬＦ−ＩＦ （３）
The difference between the leakage coefficient LF shown in the above equation (1) and the induction coefficient IF shown in the above equation (2) is the LICF (Leakage Induction Conversion Factor) as shown in the following equation (3). It is defined as
LICF = LF-IF (3)
図１２は、導体線路モデル１の全ての分岐状態におけるＬＩＣＦの関係Ｇ９を示している。図１２では、導体線路モデル１の中心と送受信アンテナとの間の距離に対して、３つの距離（１２ｍ、６ｍ、３ｍ）の場合について示している。また、それぞれの距離における全ての分岐状態に対するＬＩＣＦの平均値ＬＩＣＦｍと、その平均値ＬＩＣＦｍとを多項式で近似した線が示されている。 FIG. 12 shows the LICF relationship G9 in all branch states of the conductor line model 1. FIG. 12 shows the case of three distances (12 m, 6 m, 3 m) with respect to the distance between the center of the conductor line model 1 and the transmission / reception antenna. Moreover, the average value LICFm of LICF with respect to all the branch states in each distance, and the line which approximated the average value LICFm with the polynomial are shown.
各距離に対するＬＩＣＦｍの多項式に関する近似式ＬＩＣＦｍａは、下記式（４）〜（６）で与えられる。ここで、ｘは、ＭＨｚで表した周波数を表す。
ＬＩＣＦｍａ（１２ｍ）=0.0009ｘ3−0.0579ｘ2+ 0.8768ｘ+ 19.061 (dB) （４）
ＬＩＣＦｍａ（６ｍ）=0.0016ｘ3−0.1131ｘ2+2.2585ｘ+1.0738 (dB) （５）
ＬＩＣＦｍａ（３ｍ）=0.0017ｘ3−0.1277ｘ2+2.954ｘ−21.276 (dB) （６）
An approximate expression LICFma relating to the polynomial of LICFm for each distance is given by the following expressions (4) to (6). Here, x represents a frequency expressed in MHz.
LICFma (12m) = 0.0009x 3 -0.0579x 2 + 0.8768x + 19.061 (dB) (4)
LICFma (6m) = 0.0016x 3 -0.1131x 2 + 2.2585x + 1.0738 (dB) (5)
LICFma (3m) = 0.0017x 3 -0.1277x 2 + 2.954x-21.276 (dB) (6)
誘導係数ＩＦは、モデルの存在する空間（厳密に言うとモデル中心から３ｍ）における磁界の平均値から誘導電圧をデシベルで減算している。それに対して、漏洩係数ＬＦは、印加電圧に対して、モデル中心から当該距離離れた地点における磁界をデシベルで減算しているため、当該距離の差に相当する磁界の減衰分だけＬＦは大きくなる。その距離減衰によって、ＬＩＣＦｍ は、３ｍ、６ｍ、１２ｍと距離が増加するに従って増大する。また、周波数が高くなるに従って、距離の自乗の逆数（１/ｒ2）から距離の逆数（１/ｒ）に依存して、距離減衰の程度が小さくなるため、結果的にＬＩＣＦｍは低下する。 The induction coefficient IF is obtained by subtracting the induction voltage in decibels from the average value of the magnetic field in the space where the model exists (strictly speaking, 3 m from the model center). On the other hand, since the leakage coefficient LF is obtained by subtracting the magnetic field at a point away from the model center by a decibel with respect to the applied voltage, the LF is increased by the attenuation of the magnetic field corresponding to the difference in the distance. . Due to the distance attenuation, LICFm increases as the distance increases to 3 m, 6 m, and 12 m. As the frequency increases, the degree of distance attenuation decreases depending on the reciprocal of distance square (1 / r 2 ) to the reciprocal of distance (1 / r), and as a result, LICFm decreases.
一方、１０ＭＨｚ以下でＬＩＣＦｍが低下するのは、周波数の低下とともに漏洩係数ＬＦが小さくなるのに対し、誘導係数ＩＦが小さくならないためである。 On the other hand, the reason that LICFm decreases at 10 MHz or less is that the leakage coefficient LF decreases as the frequency decreases, whereas the induction coefficient IF does not decrease.
図１３は、３つの距離（１２ｍ、６ｍ、３ｍ）における全ての分岐状態について、ＬＩＣＦの平均値ＬＩＣＦｍに対する偏差Ｇ１０を示している。アンビエントにより±５ｄＢを超えている周波数以外は、３５ＭＨｚ以下の周波数範囲で、ＬＩＣＦｍに対する偏差が±５ｄＢの範囲内に収まっていることが分かる。偏差の傾向を見ると、距離３ｍ（すなわち導体線路モデル内部）の偏差が、他の距離の偏差より若干大きくなっているが、遠端で接地に接続されている線やスイッチで片線だけが長い線が近傍に存在するにもかかわらず、それらの影響がそれほど大きくないことが分かった。分岐の状態を大幅に変更してもＬＩＣＦの平均値ＬＩＣＦｍが少ない偏差値で一定の値を示すことから、ＬＩＣＦｍを使って、漏洩係数ＬＦの測定値から誘導係数ＩＦを推定したり、逆に誘導係数ＩＦの測定値から漏洩係数ＬＦを推定することが可能である。 FIG. 13 shows the deviation G10 of the LICF with respect to the average value LICFm for all branch states at three distances (12 m, 6 m, 3 m). It can be seen that the deviation from LICFm is within the range of ± 5 dB in the frequency range of 35 MHz or less except for frequencies exceeding ± 5 dB due to the ambient. Looking at the tendency of deviation, the deviation of distance 3m (that is, inside the conductor line model) is slightly larger than the deviation of other distances, but only one line is connected to the ground or switch at the far end. Despite the presence of long lines in the vicinity, it has been found that their influence is not so great. Even if the branching state is changed significantly, the average value LICFm of LICF shows a constant value with a small deviation value. Therefore, by using LICFm, the induction coefficient IF is estimated from the measured value of the leakage coefficient LF, and conversely It is possible to estimate the leakage coefficient LF from the measured value of the induction coefficient IF.
ＬＩＣＦの平均値ＬＩＣＦｍを使用すると、漏洩係数ＬＦの測定値より誘導係数ＩＦの推定値は、上記式（３）により下記式（７）で与えられる。
IF = LF−LICFm （７）
When the average value LICFm of LICF is used, the estimated value of the induction coefficient IF is given by the following expression (7) by the above expression (3) from the measured value of the leakage coefficient LF.
IF = LF−LICFm (7)
導体線路モデル１の外部では、建物のシールドにより漏洩係数ＬＦの測定値はΔＳだけ大きい値（ＬＦ+ΔＳ）になることが考えられる。その場合は、下記式（８）により、建物のシールド効果を加味した誘導係数（ＩＦ+ΔＳ）を推定することが可能である。従って、建物のシールド効果が期待できる場合は、建物の内部ではなく、周囲で漏洩磁界を測定して、それから漏洩係数の測定値を求める方が良い。
(IF+ΔS) = (LF+ΔS)−LICFm （８）
Outside the conductor line model 1, it is conceivable that the measured value of the leakage coefficient LF is increased by ΔS (LF + ΔS) due to the building shield. In that case, it is possible to estimate the induction coefficient (IF + ΔS) taking into account the shielding effect of the building by the following equation (8). Therefore, when the shielding effect of the building can be expected, it is better to measure the leakage magnetic field not in the building but in the surroundings and obtain the measured value of the leakage coefficient therefrom.
(IF + ΔS) = (LF + ΔS) −LICFm (8)
上記式（７）とは逆に、誘導係数ＩＦの測定値より漏洩係数ＬＦの推定値は、上記式（３）により下記式（９）で与えられる。
LF = IF−LICFm （９）
Contrary to the above equation (7), the estimated value of the leakage coefficient LF is given by the following equation (9) by the above equation (3) from the measured value of the induction coefficient IF.
LF = IF−LICFm (9)
導体線路モデル１の外部では、建物のシールドにより誘導係数ＩＦの測定値はΔＳだけ大きい値（ＩＦ+ΔＳ）になることが考えられる。その場合は、下記式（１０）により、建物のシールド効果を加味した漏洩係数（ＬＦ+ΔＳ）を推定することが可能である。
(LF+ΔS) = (IF+ΔS)−LICFm (10)
Outside the conductor line model 1, it is conceivable that the measured value of the induction coefficient IF becomes a value (IF + ΔS) larger by ΔS due to the shield of the building. In that case, it is possible to estimate the leakage coefficient (LF + ΔS) taking into account the shielding effect of the building by the following equation (10).
(LF + ΔS) = (IF + ΔS) −LICFm (10)
図１４は、漏洩係数ＬＦの測定値と漏洩誘導変換係数の平均値ＬＩＣＦｍを使用して、誘導係数ＩＦを推定した結果Ｇ１１を示している。 FIG. 14 shows a result G11 of estimating the induction coefficient IF using the measured value of the leakage coefficient LF and the average value LICFm of the leakage induction conversion coefficient.
図１４では、漏洩係数ＬＦの測定値としては、上述した１２ｍの距離における「２分岐接地ＯＦＦ」の測定値を使用している（図８参照）。図１４に示したように、測定した漏洩誘導変換係数の平均値ＬＩＣＦｍを使用して求めたＩＦ推定値ＬＩＣＦｍ（図１４の線種一覧において１番目の線種で示してある。）は、ＩＦ測定値（図１４の線種一覧において３番目の線種で示してある。）とほぼ一致している。また、ＬＩＣＦｍを多項式で近似したＬＩＣＦｍａを使用して求めたＩＦ推定値ＬＩＣＦｍａ（図１４の線種一覧において２番目の線種で示してある。）も、ＩＦ測定値とほぼ一致している。 In FIG. 14, the measured value of “two-branch grounding OFF” at the distance of 12 m described above is used as the measured value of the leakage coefficient LF (see FIG. 8). As shown in FIG. 14, the IF estimated value LICFm (indicated by the first line type in the list of line types in FIG. 14) obtained using the measured average value LICFm of the leakage induction conversion coefficient is IF. It almost coincides with the measured value (indicated by the third line type in the line type list of FIG. 14). In addition, an IF estimated value LICFma (indicated by the second line type in the list of line types in FIG. 14) obtained using LICFma obtained by approximating LICFm with a polynomial also substantially coincides with the IF measurement value.
同様に、建物のシールド効果を想定した場合の測定値を使用したIF推定値Ｓ（ＬＩＣＦｍ），IF推定値Ｓ（ＬＩＣＦｍａ）およびIF測定値Ｓについても図１４に示してあるが、上記と同様の傾向を示している（図１４の線種一覧において６番目〜８番目の線種で示してある。）。 Similarly, the IF estimated value S (LICFm), IF estimated value S (LICFma) and IF measured value S using measured values assuming the shielding effect of the building are also shown in FIG. (Indicated by the sixth to eighth line types in the line type list of FIG. 14).
漏洩係数ＬＦを求めるために、漏洩磁界を測定する必要があるが、トラッキングスコープの出力を電力線に印加して、漏洩磁界をループアンテナで測定する方法が一般的である。また、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）技術を使用した通信システムでは、多数のサブキャリアを利用して漏洩磁界を測定することも可能である。 In order to obtain the leakage coefficient LF, it is necessary to measure the leakage magnetic field, but a general method is to apply the output of the tracking scope to the power line and measure the leakage magnetic field with a loop antenna. Further, in a communication system using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) technique, it is also possible to measure a leakage magnetic field using a large number of subcarriers.
以上説明したように、本実施形態の導体線路モデル１は、分岐系統を有する導体線路を模擬しており、この導体線路モデル１に対して信号ｄを印加し、印加により導体線路モデル１から漏洩する電波を測定し、測定の結果に基づいて漏洩特性と誘導特性とを求め、漏洩特性と誘導特性との関係（ＬＩＣＦ）を求める。ここで、ＬＩＣＦは、分岐の状態にかかわらず、ほぼ同様の値を示している。このため、このＬＩＣＦによって、導体線路の分岐の状態にかかわらず、既設の導体線路における誘導特性が既設の導体線路からの漏洩特性から推定できたり、既設の導体線路における漏洩特性が既設の導体線路からの誘導特性から推定できたりすることができる。この場合、電磁妨害波への対策を講じること等が考えられる。 As described above, the conductor line model 1 of the present embodiment simulates a conductor line having a branch system, and a signal d is applied to the conductor line model 1 and leakage occurs from the conductor line model 1 by the application. The radio wave to be measured is measured, the leakage characteristic and the induction characteristic are obtained based on the measurement result, and the relationship between the leakage characteristic and the induction characteristic (LICF) is obtained. Here, LICF shows almost the same value regardless of the branch state. Therefore, with this LICF, the inductive characteristics in the existing conductor lines can be estimated from the leakage characteristics from the existing conductor lines regardless of the branching state of the conductor lines, or the leakage characteristics in the existing conductor lines can be estimated. It can be estimated from the induction characteristic from In this case, it may be possible to take measures against electromagnetic interference.
（変形例１）
以上では、図２に示したバラン３〜５を用いて、印加電圧を測定したり、誘導電圧を測定したりする場合について説明したが、電流プローブを用いて印加電流や誘導電流を測定することも可能である。
(Modification 1)
In the above description, the case where the applied voltage is measured or the induced voltage is measured using the baluns 3 to 5 shown in FIG. 2 is described. However, the applied current or the induced current is measured using the current probe. Is also possible.
図１５は、電流プローブ４１を用いて印加電流および誘導電流を測定するときの電流測定システムを示している。 FIG. 15 shows a current measurement system when the applied current and the induced current are measured using the current probe 41.
この電流測定システムでも、上記実施形態におけるＶＶＦケーブルが電力線（基幹線）４５として用いられ、電力線４５は、柱上５０，５１を介してバラン４２ａ，４２ｂに接続される。電力線４５は、テーブル２から高さＬ２０（１．２ｍ）の位置に設けられる。この図１５に示した電力線４５は、上述した導体線路モデルに相当する。 Also in this current measurement system, the VVF cable in the above embodiment is used as a power line (main line) 45, and the power line 45 is connected to the baluns 42a and 42b via the poles 50 and 51. The power line 45 is provided at a position of a height L20 (1.2 m) from the table 2. The power line 45 shown in FIG. 15 corresponds to the conductor line model described above.
バラン４２ａのコモンモードポートは、整合終端４３ａに接続される。また、バラン４２ｂの各モードポートは整合終端４３ｂ，４３ｃに接続される。 The common mode port of the balun 42a is connected to the matching termination 43a. Each mode port of the balun 42b is connected to the matching terminations 43b and 43c.
この測定系で漏洩特性を測定する場合、ＴＧ(Tracking Generation)付きスペアナ４０からの出力をバラン４２ａのディファレンシャルモードポートに印加し、そのときに発生したコモンモード電流を、スペアナ４０と電流プローブ４１とを用いて測定し、また、電力線４５から漏洩した磁界を受信用ループアンテナで測定する。一方、誘導特性を測定する場合は、スペアナ４０を磁界照射用のループアンテナに接続し、電力線４５に誘導したコモンモード電流を電流プローブ４１で検出し、その出力をスペアナ４０で測定する。 When measuring leakage characteristics with this measuring system, the output from the TG (Tracking Generation) spectrum analyzer 40 is applied to the differential mode port of the balun 42a, and the common mode current generated at that time is converted to the spectrum analyzer 40, current probe 41, Further, the magnetic field leaked from the power line 45 is measured by the receiving loop antenna. On the other hand, when measuring the induction characteristics, the spectrum analyzer 40 is connected to a loop antenna for magnetic field irradiation, the common mode current induced in the power line 45 is detected by the current probe 41, and the output is measured by the spectrum analyzer 40.
ここで、印加電流を用いた場合の漏洩係数は、下記式（１１）で定義できる。
漏洩係数 LF ＝印加電流（dBuA）−漏洩磁界（dBuA/m） （１１）
Here, the leakage coefficient when the applied current is used can be defined by the following equation (11).
Leakage factor LF = Applied current (dBuA)-Leakage magnetic field (dBuA / m) (11)
また、誘導電流を用いた場合の誘導係数は、以下の式で定義できる。
誘導係数IF ＝ 磁界（dBuA/m）−誘導電流（dBuA） （１２）
In addition, the induction coefficient when using the induced current can be defined by the following equation.
Induction coefficient IF = magnetic field (dBuA / m)-induced current (dBuA) (12)
（変形例２）
以上では、３０MHz以下の電力線通信システムにおける磁界を例にとって説明した。一般に、３０MHz以上では、ダイポールアンテナ、バイコニカルアンテナまたはログペリアンテナ等で電界を測定することが知られている。電界を使用した場合の漏洩係数と誘導係数はそれぞれ下記式（１２）および（１３）で定義できる。
(Modification 2)
In the above, the magnetic field in the power line communication system of 30 MHz or less has been described as an example. Generally, it is known to measure an electric field with a dipole antenna, a biconical antenna, a log-peri antenna or the like at 30 MHz or more. The leakage coefficient and the induction coefficient when using an electric field can be defined by the following equations (12) and (13), respectively.
漏洩係数 LF ＝ 印加電圧（dBuV）−漏洩電界（dBuV/m） （１３）
誘導係数 IF ＝導体線路モデル周囲の電界（dBuV/m）−誘導電圧（dBuV） （１４）
（変形例３）
以上では、漏洩係数や誘導係数を測定で求める場合について説明したが、モーメント法やFDTD法等の電磁界解析で求めることも可能である。
Leakage factor LF = Applied voltage (dBuV)-Leakage electric field (dBuV / m) (13)
Induction coefficient IF = Electric field around the conductor line model (dBuV / m)-Induction voltage (dBuV) (14)
(Modification 3)
Although the case where the leakage coefficient and the induction coefficient are obtained by measurement has been described above, it can also be obtained by electromagnetic field analysis such as the moment method and the FDTD method.
（変形例４）
上述した導体線路モデルは、上記実施形態および上記変形例に示したものに限られず、変更することは可能である。
(Modification 4)
The conductor line model described above is not limited to that shown in the embodiment and the modification example, and can be changed.
（変形例５）
以上では、電力線通信の場合について説明したが、例えばＬＡＮケーブルや通信線を用いた通信システム、制御システム、建物を構成する導体を伝送路とした通信システム、制御システム等、各種システムに適用することができる。
(Modification 5)
Although the case of power line communication has been described above, the present invention is applied to various systems such as a communication system using a LAN cable or a communication line, a control system, a communication system using a conductor constituting a building as a transmission path, and a control system. Can do.
Claims (5)
ことを特徴とする導体線路の特性推定方法。 A signal is applied to a conductor line model simulating a conductor line having a branching system, and radio waves leaking from the conductor line model by the application are measured. Based on the measurement results, leakage characteristics and the conductor line model are measured. In order to obtain an inductive characteristic and to estimate an inductive characteristic or a leakage characteristic in an actual conductor line in which the conductor line model is simulated, a correspondence relationship between the leakage characteristic and the inductive characteristic in the conductor line model is obtained. Characteristic conductor line characteristic estimation method.
前記漏洩特性として、前記導体線路モデルに対して印加する前記信号としての電圧または電流と、前記導体線路モデルから漏洩された磁界または電界とから漏洩係数を求め、
前記誘導特性として、前記導体線路モデル近傍の磁界または電界と、前記導体線路モデルに誘導された電圧または電流とから誘導係数を求め、
前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性との対応関係を求める場合において、
前記漏洩係数と前記誘導係数との比から求められた漏洩誘導変換係数を、前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性との対応関係として求め、前記漏洩誘導変換係数を用いて、前記実際の導体線路における漏洩特性から誘導特性を推定する、または誘導特性から漏洩特性を推定することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の導体線路の特性推定方法。 In the case of obtaining the leakage characteristics and the induction characteristics in the conductor line model,
As the leakage characteristics, a voltage or current as the signal applied to the conductor line model and a leakage coefficient from a magnetic field or electric field leaked from the conductor line model,
As the inductive characteristics, a magnetic field or electric field in the vicinity of the conductor line model and a voltage or current induced in the conductor line model, an induction coefficient is obtained,
In determining the correspondence between the leakage characteristics and the induction characteristics in the conductor line model,
The leakage induction conversion coefficient obtained from the ratio between the leakage coefficient and the induction coefficient is obtained as a correspondence relationship between the leakage characteristic and the induction characteristic in the conductor line model, and the leakage induction conversion coefficient is used to calculate the actual 4. The method of estimating a conductor line characteristic according to claim 1, wherein the inductive characteristic is estimated from the leakage characteristic of the conductor line, or the leakage characteristic is estimated from the inductive characteristic. 5.
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