JP2017028235A - Short pulse laser light-emitting drive circuit - Google Patents
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本発明は、短パルスレーザ発光装置の電流駆動回路に関するものである。 The present invention relates to a current drive circuit of a short pulse laser light emitting device.
レーザを使った距離測定装置やレーザ加工機においては、高出力で持続時間が短いパルスの半導体レーザ光が使われる。この短パルスレーザ光には、大電流で幅の短いパルスの電流駆動回路が必要であった。前記電流駆動回路が、短パルスを発生させるには、電流経路に入れた半導体スイッチを短時間ONすることで実現できる。 In a distance measuring device and a laser processing machine using a laser, a semiconductor laser beam having a high output and a short duration is used. This short pulse laser beam requires a current drive circuit with a large current and a short pulse. The current drive circuit can generate a short pulse by turning on a semiconductor switch in a current path for a short time.
しかし、大電流を流す半導体スイッチを、OFF状態からONして、再びOFFするのに時間がかかり、所望の短パルスを生成する事が困難であった。そこで、コンデンサに貯めた電荷を、半導体スイッチをONすることによりレーザ・ダイオードもしくはLEDの発光を開始させ、発光の停止を、高速放電用コンデンサの電荷が無くなることによって行われる方法が考えだされた。これにより、半導体スイッチを高速にOFFする必要が無くなり大電流でかつ幅の短いパルスを作ることができるようになった。これは、特許文献1(特表2009−544022)に開示されている。 However, it takes time to turn on and turn off a semiconductor switch that conducts a large current from an OFF state, and it is difficult to generate a desired short pulse. Therefore, a method has been devised in which the charge stored in the capacitor is started by turning on the semiconductor switch to start light emission of the laser diode or LED, and the light emission is stopped by eliminating the charge of the capacitor for high-speed discharge. . As a result, it is not necessary to turn off the semiconductor switch at high speed, and a pulse having a large current and a short width can be produced. This is disclosed in Patent Document 1 (Special Table 2009-554422).
図1の回路は、特許文献1にも開示された従来の回路であって、高速放電用コンデンサ(6)に充電する回路に抵抗(7)が使われている為、供給される電圧源(高電圧)からのエネルギー供給を受け前記コンデンサに電荷を貯めるのに効率が悪い例である。この時の電流・電圧波形を図4で示す。図4の濃いハッチング部分はレーザ・ダイオードもしくはLED(3)に電流を流す為に半導体スイッチをオンしている期間であるが、前記コンデンサに電荷を貯めるのに全く機能せず、高電圧とこの時流れる電流の積の電力が抵抗(7)を発熱し、電力の無駄になるばかりでなく、抵抗が発熱する為、小電力用の回路にしか適用できない。(なお、各図面において、同一番号は、同一物を意味する。) The circuit shown in FIG. 1 is a conventional circuit disclosed in Patent Document 1, and a resistor (7) is used in a circuit for charging a fast discharge capacitor (6). This is an example in which it is inefficient to store energy in the capacitor by receiving energy from a high voltage. The current / voltage waveforms at this time are shown in FIG. The dark hatched portion in FIG. 4 is a period in which the semiconductor switch is turned on in order to pass a current to the laser diode or LED (3), but it does not function at all to store electric charge in the capacitor. The power of the product of the current flowing over time generates resistance (7) and wastes power, and the resistance generates heat, so that it can be applied only to a circuit for low power. (In each drawing, the same number means the same thing.)
そこで抵抗(7)の代わりに電流逆流防止ダイオード(9)とインダクタ(8)を置いたのが図2であり、特許文献1に開示されている。電流逆流防止ダイオード(9)が理想的なダイオードで接合容量が十分小さければ、このダイオード(9)に流れる電流の極性が変わった直後で電流が停止し、半導体スイッチ(4)に加わる電圧が一定になる。この場合の電流電圧波形を図5で示す。図5で、時間軸の100 nSから150 nSおよび500 nSから550 nSの半導体スイッチがON状態であるから、インダクタ(8)および充電逆流防止ダイオード(9)には電流が直線的に増加していく。図5の濃いハッチング部分がそれに相当する。この間に流れた電流はインダクタ(8)に蓄積される。半導体スイッチがOFFした後はインダクタ(8)と高速放電コンデンサ(6)の直列共振をするが充電逆流防止ダイオード(9)に流れる電流が負になるとそこで電流は停止する。図5の薄いハッチング部分がそれに相当する。 Therefore, FIG. 2 shows that a current backflow prevention diode (9) and an inductor (8) are placed in place of the resistor (7), which is disclosed in Patent Document 1. If the current backflow prevention diode (9) is an ideal diode and the junction capacitance is sufficiently small, the current stops immediately after the polarity of the current flowing through the diode (9) changes, and the voltage applied to the semiconductor switch (4) is constant. become. The current voltage waveform in this case is shown in FIG. In FIG. 5, since the semiconductor switches of 100 nS to 150 nS and 500 nS to 550 nS on the time axis are in the ON state, the current linearly increases in the inductor (8) and the charge backflow prevention diode (9). Go. The dark hatched portion in FIG. 5 corresponds to that. The current flowing during this time is accumulated in the inductor (8). After the semiconductor switch is turned off, the inductor (8) and the high-speed discharge capacitor (6) perform series resonance, but when the current flowing through the charge backflow prevention diode (9) becomes negative, the current stops there. The thin hatched portion in FIG. 5 corresponds to this.
しかし、電流逆流防止ダイオード(9)の接合容量が有限な大きさになると、この接合容量と高速放電コンデンサ(6)の直列合成容量と、インダクタ(8)とによる直列共振が起こる。この共振に由る電流変動の負の電流は充電用ダイオード(5)には流れないでレーザ(3)に流れてしまい、意図しないところでレーザが発光する可能性がある。またこの電流変動はコンデンサ(6)に充電された電圧変動となりこの電圧変動は次に発光する為の制御信号のタイミングによって電流パルスの変動を誘発する。この場合の電流電圧波形を図6で示す。ハッチングされた部分が充電逆流防止ダイオードの接合容量の為に発生した電流変動を示している。 However, when the junction capacitance of the current backflow prevention diode (9) becomes finite, series resonance occurs between the junction capacitance and the series combined capacitance of the high-speed discharge capacitor (6) and the inductor (8). The negative current due to the current fluctuation caused by the resonance does not flow to the charging diode (5) but flows to the laser (3), and there is a possibility that the laser emits light in an unintended manner. Further, this current fluctuation becomes a voltage fluctuation charged in the capacitor (6), and this voltage fluctuation induces a fluctuation of the current pulse according to the timing of the control signal for the next light emission. The current voltage waveform in this case is shown in FIG. The hatched portion shows the current fluctuation generated due to the junction capacitance of the charge backflow prevention diode.
この改善策として、インダクタ(8)に並列に共振抑制抵抗(10)を入れる事により、インダクタ(8)と逆流防止ダイオード(9)を追加した効果を発揮したまま前記直列共振を抑え、充電電流の変動を抑えて、高速放電用コンデンサ(6)に安定した充電電圧を与えることを可能とする。図3が本発明の基本的な回路図となる。 As an improvement measure, by inserting a resonance suppression resistor (10) in parallel with the inductor (8), the series resonance is suppressed while exhibiting the effect of adding the inductor (8) and the backflow prevention diode (9), and the charging current is reduced. It is possible to give a stable charging voltage to the high-speed discharge capacitor (6). FIG. 3 is a basic circuit diagram of the present invention.
本発明が解決しようとする課題は、前記したように、大電流を流し得る回路(第一の課題)であって、短パルスの発生が可能(第二の課題)で、充電電流の極性が正から負に変わった以降、即ちインダクタ(8)に貯められたエネルギーがゼロになった時点以降に、前記直列共振が発生しコンデンサに充電する電圧が不安定になること(第三の課題)を防止することである。しかもレーザ(3)が意図しないタイミングで発光する可能性(第四の課題)を防止しようとするものである。 As described above, the problem to be solved by the present invention is a circuit capable of flowing a large current (first problem), capable of generating a short pulse (second problem), and having a polarity of a charging current. After the change from positive to negative, that is, after the energy stored in the inductor (8) becomes zero, the series resonance occurs and the voltage charged to the capacitor becomes unstable (third problem) Is to prevent. Moreover, it is intended to prevent the possibility (fourth problem) that the laser (3) emits light at an unintended timing.
本発明は、前記したように、図3の回路を一例とする。インダクタ(8)に並列に共振抑制抵抗(10)を入れることでインダクタ(8)と逆流防止ダイオード(10)を追加した効果を発揮したまま前記直列共振を抑え充電電流の変動を抑え、それによって高速放電用コンデンサ(8)に安定した充電電圧を与えることを可能とする。これが図3である。一般的には直列共振には抵抗を直列に入れてダンピングする。即ち図2にある直列型共振抑制抵抗(11)である。しかし、この場合、一般的な場合と同様に、直列にダンピング抵抗を挿入すると、図3における150 nSから250 nSの期間に高速放電コンデンサ(6)に充電する効率が大幅に下がってしまい十分に電圧を昇圧できなくなるが、本発明は、かかる問題を生じない効果もある。 As described above, the present invention uses the circuit of FIG. 3 as an example. By inserting the resonance suppression resistor (10) in parallel with the inductor (8), the series resonance is suppressed while the effect of adding the inductor (8) and the backflow prevention diode (10) is exhibited, thereby suppressing the fluctuation of the charging current. A stable charging voltage can be applied to the high-speed discharge capacitor (8). This is FIG. In general, for series resonance, a resistor is inserted in series and damped. That is, the series resonance suppression resistor (11) shown in FIG. However, in this case, as in the general case, if a damping resistor is inserted in series, the efficiency of charging the high-speed discharge capacitor (6) in the period from 150 nS to 250 nS in FIG. Although the voltage cannot be boosted, the present invention has an effect of not causing such a problem.
本発明は、コンデンサに電荷を蓄積・放電させる方式の短パルスレーザ発光駆動回路であって、インダクタと抵抗を並列に配置した回路部分をダイオードと直列に接続し、前記回路部分あるいは前記ダイオードに前記コンデンサを接続した配線部分を含むことを特徴とする短パルス発光駆動回路を提供するものである。前記それぞれの接続は、目的、効果によって、直接の接続あるいは間接的な接続を選択できる。例えば、調整のための抵抗を介するように他の部品を介しても良い。 The present invention is a short pulse laser emission driving circuit of a system for accumulating / discharging electric charges in a capacitor, wherein a circuit part in which an inductor and a resistor are arranged in parallel is connected in series with a diode, and the circuit part or the diode is connected with the circuit part. The present invention provides a short pulse light emission driving circuit including a wiring portion to which a capacitor is connected. For each of the connections, a direct connection or an indirect connection can be selected depending on the purpose and effect. For example, other components may be provided such as via a resistor for adjustment.
さらに、本発明は、前記回路部分を前記ダイオードの後方に直接にあるいは間接に接続し、前記回路部分の後方に、前記コンデンサが間接あるいは直接に接続されていることを特徴とする前記短パルスレーザ発光駆動回路を提供する。 Furthermore, the present invention provides the short pulse laser characterized in that the circuit part is connected directly or indirectly behind the diode and the capacitor is connected indirectly or directly behind the circuit part. A light emission driving circuit is provided.
さらには、レーザ・ダイオードあるいはLEDに一方が直接あるいは間接に接続され、他方に直接あるいは間接に電源が接続されていること特徴とする前記短パルスレーザ発光駆動回路を提供するものであり、また、前記短パルスレーザ発光駆動回路を含む短パルスレーザ発光装置を提供するものである。 Further, the present invention provides the short pulse laser emission driving circuit, characterized in that one is directly or indirectly connected to a laser diode or LED and a power source is directly or indirectly connected to the other. The present invention provides a short pulse laser emission device including the short pulse laser emission drive circuit.
本発明において、回路中にもちいられる部品は、一般的に入手可能なものをもちいることができ、要求される性能から、適切なものを選択することができる。また、各部品の接続は、特定の定めのない限り、前記したように、直截な接続でも、他の部品を介しての間接的な接続でもよいが、本発明の目的の範囲内での変化が可能である。また、それぞれ、用いる各部品は、インダクタ(8)が0.2 マイクロヘンリー以上で共振抑制抵抗(10)は共振周波数におけるインダクタ(8)のインピーダンスの0.5倍ないし2倍の範囲が適当であるが、レーザ出力の変動を許容する度合によっては2倍以上に設定することも可能である。 In the present invention, the components used in the circuit can be those that are generally available, and appropriate components can be selected from the required performance. Further, the connection of each component may be a direct connection or an indirect connection via another component as described above unless otherwise specified, but it is possible to change within the scope of the object of the present invention. Is possible. In addition, each component to be used has an inductor (8) of 0.2 microhenry or more, and the resonance suppression resistor (10) is suitably in the range of 0.5 to 2 times the impedance of the inductor (8) at the resonance frequency. However, depending on the degree to which the fluctuation of the laser output is allowed, it can be set to be twice or more.
本発明の効果としては、前記したように、第一に電圧変動が少なくなり発光タイミングのインターバルの違いによるレーザ電流の変動を少なくする。これはレーザ加工機での精度を大きく向上させる効果がある。 As described above, the effect of the present invention is that, as described above, first, the voltage fluctuation is reduced and the fluctuation of the laser current due to the difference in the interval of the light emission timing is reduced. This has the effect of greatly improving the accuracy of the laser processing machine.
第二に充電電流が負になった時間にレーザに電流が流れることを抑制してくれる。このことは意図しない時刻にレーザが発光しなくなることを意味する。意図しない時刻の発光はレーザ加工機の精度及びレーザを使った距離計測の精度を著しく悪くするが。本発明は、これを改善できる。 Second, it prevents current from flowing through the laser when the charging current becomes negative. This means that the laser does not emit light at an unintended time. Light emission at an unintended time significantly degrades the accuracy of the laser processing machine and the distance measurement using the laser. The present invention can improve this.
第三に半導体スイッチ(4)に加わる電圧が一定になることにより前記半導体スイッチの耐圧の低いものを使用することができる。すなわち、同じ部品を使ってもより大きな電流をレーザに流すことが可能となる。半導体スイッチ(4)の耐圧は、変動する電圧の最大値以上に設計しなければならいが、本発明により、この制限を緩和することが可能となった。 Third, since the voltage applied to the semiconductor switch (4) becomes constant, the semiconductor switch having a low withstand voltage can be used. That is, even if the same parts are used, a larger current can be passed through the laser. The breakdown voltage of the semiconductor switch (4) must be designed to be greater than or equal to the maximum value of the fluctuating voltage, but this restriction can be relaxed by the present invention.
第四に不要輻射を低減することができる。図9は共振抑制抵抗がない回路で充電逆流防止ダイオードに接合容量の低いものを選択した時の回路各部の電流電圧を表示している。半導体スイッチに掛かる電圧は比較的に一定になっているが、逆流防止ダイオードアノードに高電圧の高周波が発生している。本発明におけるインダクタ(8)に並列に接続された抵抗はこの不要輻射を抑制する。 Fourthly, unnecessary radiation can be reduced. FIG. 9 shows the current voltage of each part of the circuit when a circuit having no resonance suppression resistor and having a low junction capacitance is selected as the charge backflow prevention diode. Although the voltage applied to the semiconductor switch is relatively constant, a high voltage high frequency is generated at the anode of the backflow prevention diode. The resistor connected in parallel to the inductor (8) in the present invention suppresses this unnecessary radiation.
従って、本発明は、大電流で、短パルス発光の従来の回路が有する欠点を改良し、前記の各種の効果が加わった回路を提供できるものである。すなわち、スイッチング速度がGHzを越えて、しかも、1Aを越えた大電流のパルスが可能で、好ましい短パルスが得られる。 Therefore, the present invention can improve the drawbacks of the conventional circuit with a large current and short pulse emission, and can provide a circuit to which the various effects described above are added. That is, a high current pulse exceeding a switching speed exceeding GHz and exceeding 1 A is possible, and a preferable short pulse can be obtained.
本発明は、前記の効果に加え、充電効率が良く、発熱量を下げることを可能にし、供給する電圧源の電圧を下げることができる。また、充電電波波形が正弦波の半サイクルに近い波形であることから、従来方式の充電電流波形が指数関数波形に比べて充電時間が短くなり、放電の繰り返し周波数を高くすることが可能となる。制御信号の幅により、パルスの高さも調整可能となる。 In addition to the above-described effects, the present invention has good charging efficiency, can reduce the amount of heat generation, and can reduce the voltage of the voltage source to be supplied. In addition, since the charging radio wave waveform is a waveform close to a half cycle of a sine wave, the charging current waveform of the conventional method has a shorter charging time than the exponential function waveform, and it is possible to increase the discharge repetition frequency. . Depending on the width of the control signal, the height of the pulse can also be adjusted.
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図3は本発明の実施例の一つである。回路に関しては、前記に説明したものである。 FIG. 3 shows one embodiment of the present invention. The circuit has been described above.
この回路では、充電逆流防止ダイオード(9)と、並列になったインダクタ(8)と共振抑制抵抗(10)とのペアの順番は逆になっても問題はない。 In this circuit, there is no problem even if the order of the pair of the charge backflow prevention diode (9), the inductor (8) and the resonance suppression resistor (10) arranged in parallel is reversed.
図8の実施例は、レーザまたはLED(3)が充電回路に含まれない接続になっていて、図3の充電用ダイオード(5)が不要の回路例である。この回路のインダクタに並列に接続された抵抗も図3と同じ効果を示す。 The embodiment of FIG. 8 is a circuit example in which the laser or LED (3) is connected so as not to be included in the charging circuit, and the charging diode (5) of FIG. 3 is unnecessary. A resistor connected in parallel to the inductor of this circuit also exhibits the same effect as FIG.
本発明は、短パルスレーザ発光装置を製造する産業で利用される。 The present invention is used in industries for manufacturing short pulse laser light emitting devices.
2 放電電流制限抵抗
3 レーザ・ダイオードまたはLED
4 半導体スイッチ
5 充電用ダイオード
6 高速放電コンデンサ
7 充電電流制限抵抗
8 インダクタ
9 充電逆流防止ダイオード
10 共振抑制抵抗
11 直列型共振抑制抵抗
12 放電次定数決定抵抗2 Discharge current limiting
4 Semiconductor Switch 5
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