JP2017011778A - Air conditioner - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、セミブリッジレスコンバータを備えた空気調和機に係わり、より詳細には、セミブリッジレスコンバータの負荷が小さい場合の力率改善に関する。 The present invention relates to an air conditioner equipped with a semi-bridgeless converter, and more particularly to power factor improvement when the load of the semi-bridgeless converter is small.
従来、セミブリッジレスコンバータとして例えば、図６に示す特許文献１の技術が開示されている。
図６のセミブリッジレスコンバータは、ＡＣ ＬｉｎｅのＬ端子に直列に接続されるリアクタＬ１とＡＣ ＬｉｎｅのＮ端子に直列に接続されるリアクタＬ２と、リアクタＬ１の一端と他端とにそれぞれのアノード端子が接続され、それぞれのカソード端子が負荷Ｒｏの一端に接続されたダイオードＤｃとダイオードＤ１を備えている。
Conventionally, as a semi-bridgeless converter, for example, the technique of
The semi-bridgeless converter of FIG. 6 includes a reactor L1 connected in series to the L terminal of AC Line, a reactor L2 connected in series to the N terminal of AC Line, and anodes at one end and the other end of the reactor L1. Terminals are connected, and each cathode terminal includes a diode Dc and a diode D1 connected to one end of the load Ro.
また、このセミブリッジレスコンバータは、リアクタＬ２の一端と他端とにそれぞれのアノード端子が接続され、それぞれのカソード端子が負荷Ｒｏの一端に接続されたダイオードＤｅとダイオードＤ２と、ダイオードＤｃのアノード端子にカソード端子が接続されたダイオードＤａと、ダイオードＤｅのアノード端子にカソード端子が接続されたダイオードＤｂと、ダイオードＤ１のアノード端子にドレイン端子が、また、ソース端子がダイオードＤａとダイオードＤｂのアノード端子と負荷Ｒｏの他端に接続されたＭＯＳ−ＦＥＴのＱ１と、ダイオードＤ２のアノード端子にドレイン端子が、また、ソース端子が負荷Ｒｏの他端に接続されたＭＯＳ−ＦＥＴのＱ２と、負荷Ｒｏの両端に並列に接続された平滑コンデンサＣｏを備えている。 Further, in this semi-bridgeless converter, the anode terminal is connected to one end and the other end of the reactor L2, the diode De and the diode D2 each having a cathode terminal connected to one end of the load Ro, and the anode of the diode Dc. A diode Da having a cathode terminal connected to the terminal, a diode Db having a cathode terminal connected to the anode terminal of the diode De, a drain terminal to the anode terminal of the diode D1, and an anode of the diode Da and the diode Db to the source terminal Q1 of the MOS-FET connected to the terminal and the other end of the load Ro, a drain terminal to the anode terminal of the diode D2, a Q2 of the MOS-FET whose source terminal is connected to the other end of the load Ro, and a load A smoothing capacitor Co connected in parallel to both ends of Ro is provided.
このセミブリッジレスコンバータは、ＡＣ Ｌｉｎｅ電圧（交流電圧）の正の半周期の間にＱ１を、負の半周期の間にＱ２をそれぞれオンオフすることにより、Ｌ１又はＬ２を介して交流電圧を短絡、開放して力率を改善すると共に負荷Ｒｏに印加される直流電圧を昇圧するようになっている。 This semi-bridgeless converter short-circuits the AC voltage via L1 or L2 by turning on and off Q1 during the positive half cycle of the AC Line voltage (AC voltage) and Q2 during the negative half cycle. In order to improve the power factor by opening, the DC voltage applied to the load Ro is boosted.
交流電圧の正の半周期の間、つまり、Ｌ端子に正の電圧が印加されている場合、Ｑ１をオンにすると電流ｉ３がＬ端子、Ｌ１、Ｑ１、ダイオードＤｂ、Ｎ端子の順に流れ、Ｌ１にエネルギーが蓄積される。そしてＱ１をオフにするとＬ１に蓄積されたエネルギーが電流ｉ１となって、ダイオードＤ１、負荷Ｒｏ、ダイオードＤｂ、Ｎ端子の順に流れる。 When a positive voltage is applied to the L terminal during the positive half cycle of the AC voltage, when Q1 is turned on, the current i3 flows in the order of the L terminal, L1, Q1, diode Db, and N terminal. Energy is stored. When Q1 is turned off, the energy stored in L1 becomes current i1, and flows in the order of the diode D1, the load Ro, the diode Db, and the N terminal.
一方、交流電圧の負の半周期の間、つまり、Ｌ端子に負の電圧が印加されている場合、Ｑ２をオンにすると電流ｉ４がＮ端子、Ｌ２、Ｑ２、ダイオードＤａ、Ｌ端子の順に流れ、Ｌ２にエネルギーが蓄積される。そしてＱ２をオフにするとＬ２に蓄積されたエネルギーが電流ｉ２となって、ダイオードＤ２、負荷Ｒｏ、ダイオードＤａ、Ｌ端子の順に流れる。 On the other hand, during a negative half cycle of the AC voltage, that is, when a negative voltage is applied to the L terminal, the current i4 flows in the order of the N terminal, L2, Q2, diode Da, and L terminal when Q2 is turned on. , Energy is stored in L2. When Q2 is turned off, the energy stored in L2 becomes current i2, and flows in the order of the diode D2, the load Ro, the diode Da, and the L terminal.
以上説明したように、交流電圧の正の半周期の間にダイオードＤｂに電流ｉ１又は電流ｉ３が流れ、交流電圧の負の半周期の間にダイオードＤａに電流ｉ２又は電流ｉ４が流れる。このためそれぞれのダイオードに帰還電流が流れている時、各ダイオードの順方向電圧降下により電力損失が発生する。 As described above, the current i1 or the current i3 flows through the diode Db during the positive half cycle of the AC voltage, and the current i2 or the current i4 flows through the diode Da during the negative half cycle of the AC voltage. For this reason, when a feedback current flows through each diode, power loss occurs due to a forward voltage drop of each diode.
このため、特許文献１ではダイオードＤｂの代わりにオン抵抗が小さいＭＯＳ−ＦＥＴのＱ５を、また、ダイオードＤａの代わりにＭＯＳ−ＦＥＴのＱ６を設け、交流電圧の正の半周期の間にＱ５をオン、Ｑ６をオフとし、交流電圧の負の半周期の間にＱ５をオフ、Ｑ６をオンとすることで、帰還電流が流れている時に各ダイオードの順方向電圧降下により発生していた電力損失をほぼなくすことでセミブリッジレスコンバータの電力変換効率を向上させるようにしている。
For this reason, in
一方、一般的な空気調和機の運転においては、運転の立ち上がりやハイパワー運転などの空調負荷が重い運転期間よりも、設定された温度に到達した後にその温度を維持する空調負荷が軽い運転期間の方が長く、この空調負荷が軽い運転期間に発生するスイッチング損失が無駄となっていた。 On the other hand, in general air conditioner operation, an operation period in which the air conditioning load that maintains the temperature after reaching a set temperature is lighter than an operation period in which the air conditioning load is heavy such as start-up or high power operation The switching loss that occurs during the operation period when the air-conditioning load is light is wasted.
例えばＱ５やＱ６のＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング周波数が一定のＰＷＭ方式でスイッチング制御した場合、高負荷でも低負荷でもスイッチング信号のパルス数は同じである。ＭＯＳ−ＦＥＴはオン抵抗が非常に小さいため、スイッチング損失の多くはスイッチング信号の立ち上がりと立ち下がりの変化期間で発生する。このため、昇圧や電源高調波電流対策のための力率改善が高負荷時に比較して必要性が小さい低負荷の場合はスイッチングを停止した方が電力変換効率がよくなる。
このような理由により、セミブリッジレスコンバータを備えた空気調和機において、高負荷の場合はアクティブフィルタとして動作させ、低負荷の場合はスイッチング損失を防止するためアクティブフィルタとしての機能を停止させる方法が考えられる。
For example, when Q5 and Q6 MOS-FETs are subjected to switching control by a PWM method with a constant switching frequency, the number of switching signal pulses is the same regardless of whether the load is high or low. Since the on-resistance of the MOS-FET is very small, most of the switching loss occurs during the change period of the rise and fall of the switching signal. For this reason, power conversion efficiency is better when switching is stopped when the load is low and the power factor improvement for power supply harmonic current countermeasures is less necessary than when the load is high.
For this reason, in an air conditioner equipped with a semi-bridgeless converter, there is a method of operating as an active filter in the case of a high load and stopping the function as an active filter in order to prevent a switching loss in the case of a low load. Conceivable.
しかしながら、アクティブフィルタとしての機能を停止して機能させた場合、例えば特許文献１の構成では、帰還電流はＱ５またはＱ６を通過する。つまり、交流電圧の正の半周期と負の半周期において２つのリアクタのいずれにも帰還電流が流れない構成である。このため、力率の改善が行なわれないため電源高調波電流の規格を満足できない場合があった。
However, when the function as the active filter is stopped and functioned, for example, in the configuration of
本発明は以上述べた問題点を解決し、セミブリッジレスコンバータを備えた空気調和機において、アクティブフィルタとしての機能を停止させた場合の力率を改善して電源高調波電流を低減させた空気調和機を提供することを目的とする。 The present invention solves the above-described problems, and in an air conditioner equipped with a semi-bridgeless converter, the power factor when the function as an active filter is stopped is improved to reduce the power harmonic current. The purpose is to provide a harmony machine.
本発明は上述の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の発明は、セミブリッジレスコンバータと、同セミブリッジレスコンバータの正出力端と負出力端に接続されるインバータと、同インバータで駆動される圧縮機のモータと、前記インバータにインバータ駆動信号を出力する制御部とを備えた空気調和機であって、
前記セミブリッジレスコンバータは、
交流電源の一端が接続される第１入力端に一端が接続される第１リアクタと、
前記交流電源の他端が接続される第２入力端に一端が接続される第２リアクタと、
前記正出力端と前記負出力端との間に接続された平滑コンデンサと、
前記第１リアクタの他端に一端が接続され他端が前記負出力端に接続された第１スイッチング素子と、
前記第２リアクタの他端に一端が接続され他端が前記負出力端に接続された第２スイッチング素子と、
カソード端子が前記第１リアクタの他端に接続されアノード端子が前記負出力端に接続された第１ダイオードと、
カソード端子が前記第２リアクタの他端に接続されアノード端子が前記負出力端に接続された第２ダイオードと、
前記第１入力端にカソード端子が接続された第３ダイオードと、
前記第２入力端にカソード端子が接続されアノード端子が前記第３ダイオードのアノード端子に接続された第４ダイオードと、
前記第１入力端にアノード端子が接続されカソード端子が前記正出力端に接続された第５ダイオードと、
前記第２入力端にアノード端子が接続されカソード端子が前記正出力端に接続された第６ダイオードと、
前記第１リアクタの他端にアノード端子が接続されカソード端子が前記正出力端に接続された第７ダイオードと、
前記第２リアクタの他端にアノード端子が接続されカソード端子が前記正出力端に接続された第８ダイオードと、
前記インバータの負荷の大きさを検出する負荷検出手段と、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とにスイッチング信号を出力してアクティブフィルタとして動作するコンバータ制御部と、
一端が前記負出力端に接続され、他端が前記第３ダイオードのアノード端子に接続されたスイッチと、
前記負荷検出手段で検出した負荷の大きさが予め定めた閾値未満の時に前記コンバータ制御部による前記スイッチング信号の出力を停止させると共に前記スイッチを開とし、前記負荷検出手段で検出した負荷の大きさが前記閾値以上の時に前記コンバータ制御部から前記スイッチング信号を出力させると共に前記スイッチを閉とする動作切換手段とを備えた。
In order to solve the above-described problems, the present invention provides a semi-bridgeless converter, an inverter connected to the positive output terminal and the negative output terminal of the semi-bridgeless converter, An air conditioner including a compressor motor driven by an inverter and a control unit that outputs an inverter drive signal to the inverter;
The semi-bridgeless converter
A first reactor having one end connected to a first input end to which one end of an AC power supply is connected;
A second reactor having one end connected to a second input end to which the other end of the AC power supply is connected;
A smoothing capacitor connected between the positive output terminal and the negative output terminal;
A first switching element having one end connected to the other end of the first reactor and the other end connected to the negative output end;
A second switching element having one end connected to the other end of the second reactor and the other end connected to the negative output end;
A first diode having a cathode terminal connected to the other end of the first reactor and an anode terminal connected to the negative output end;
A second diode having a cathode terminal connected to the other end of the second reactor and an anode terminal connected to the negative output end;
A third diode having a cathode terminal connected to the first input end;
A fourth diode having a cathode terminal connected to the second input terminal and an anode terminal connected to the anode terminal of the third diode;
A fifth diode having an anode terminal connected to the first input terminal and a cathode terminal connected to the positive output terminal;
A sixth diode having an anode terminal connected to the second input end and a cathode terminal connected to the positive output end;
A seventh diode having an anode terminal connected to the other end of the first reactor and a cathode terminal connected to the positive output end;
An eighth diode having an anode terminal connected to the other end of the second reactor and a cathode terminal connected to the positive output end;
Load detecting means for detecting the magnitude of the load of the inverter;
A converter control unit that operates as an active filter by outputting a switching signal to the first switching element and the second switching element;
A switch having one end connected to the negative output end and the other end connected to the anode terminal of the third diode;
When the load detected by the load detecting means is less than a predetermined threshold, the output of the switching signal by the converter control unit is stopped and the switch is opened, and the load detected by the load detecting means Operation switching means for outputting the switching signal from the converter control unit and closing the switch when the value is equal to or greater than the threshold value.
以上の手段を用いることにより、本発明による空気調和機によれば、インバータで駆動する負荷の大きさが予め定めた閾値未満となった時にアクティブフィルタの動作を停止させると共に、スイッチを開とすることにより帰還電流がリアクタに流れるようにするため、リアクタに電流を流さない従来の構成に比べて力率を改善すると共に電源高調波電流を低減することができる。 By using the above means, according to the air conditioner of the present invention, the operation of the active filter is stopped and the switch is opened when the magnitude of the load driven by the inverter becomes less than a predetermined threshold value. Thus, since the feedback current flows through the reactor, the power factor can be improved and the power harmonic current can be reduced as compared with the conventional configuration in which no current flows through the reactor.
以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。 DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail as examples based on the attached drawings.
図１は本発明による空気調和機１の実施例を示すブロック図である。なお、本発明に直接関係がない冷媒回路やファンモータなどの図示と説明を省略する。
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of an
空気調和機１は室内機２と通信接続された室外機３で構成され、室外機３は交流電源が接続される入力端２１ａ（第１入力端）、入力端２１ｂ（第２入力端）、及び直流電圧が出力される正出力端２２ａ、負出力端２２ｂを備えたセミブリッジレスコンバータ４と、正入力端３８ａが正出力端２２ａに、また、負入力端３８ｂが負出力端２２ｂにそれぞれ接続されるインバータ３８と、インバータ３８で駆動される図示しない圧縮機のモータ３９と、室外機３全体を制御すると共にインバータ３８へインバータ駆動信号を出力する室外機制御部６０を備えている。なお、室内機２はこの室外機制御部６０（制御部）と相互に通信するように構成されている。
The
セミブリッジレスコンバータ４は、図示しない交流電源の一端が接続される入力端２１ａに一端が接続されるリアクタ２９（第１リアクタ）と、交流電源の他端が接続される入力端２１ｂに一端が接続されるリアクタ３０（第２リアクタ）と、入力端２１ａと入力端２１ｂの間に接続され交流電源の電圧の位相を検出して位相信号として出力する位相検出部２３と、正極が正出力端２２ａに、また、負極が負出力端２２ｂにそれぞれ接続された平滑コンデンサ３５を備えている。
位相検出部２３は入力端２１ａが正電圧の間は位相信号をハイレベルに、また、負電圧の間は位相信号をローレベルにして出力する。
The semi-bridgeless converter 4 has one end connected to a reactor 29 (first reactor) having one end connected to an
The
また、セミブリッジレスコンバータ４は、カソード端子がリアクタ２９の他端に接続され、アノード端子が負出力端２２ｂに接続されたダイオード１９（第１ダイオード）と、カソード端子がリアクタ３０の他端に接続されアノード端子が負出力端２２ｂに接続されたダイオード２０（第２ダイオード）と、入力端２１ａにカソード端子が接続されたダイオード３３（第３ダイオード）と、入力端２１ｂにカソード端子が接続されアノード端子がダイオード３３のアノード端子に接続されたダイオード３４（第４ダイオード）を備えている。
The semi-bridgeless converter 4 includes a diode 19 (first diode) having a cathode terminal connected to the other end of the
また、セミブリッジレスコンバータ４は、入力端２１ａにアノード端子が接続されカソード端子が正出力端２２ａに接続されたダイオード２５（第５ダイオード）と、入力端２１ｂにアノード端子が接続されカソード端子が正出力端２２ａに接続されたダイオード２６（第６ダイオード）と、リアクタ２９の他端にアノード端子が接続されカソード端子が正出力端２２ａに接続されたダイオード２７（第７ダイオード）と、リアクタ３０の他端にアノード端子が接続されカソード端子が正出力端２２ａに接続されたダイオード２８（第８ダイオード）を備えている。
The semi-bridgeless converter 4 has a diode 25 (fifth diode) having an anode terminal connected to the
また、セミブリッジレスコンバータ４は、リレ−１８（スイッチ）と、このリレー１８を駆動するリレー駆動部１７を備えている。リレ−１８の一端（一方の接点）はダイオード３３のアノード端子に、また、他端（他方の接点）は負出力端２２ｂにそれぞれ接続されている。
The semi-bridgeless converter 4 includes a relay 18 (switch) and a
さらに、セミブリッジレスコンバータ４は、リアクタ２９の他端にドレイン端子が、また、ソース端子が負出力端２２ｂにそれぞれ接続されたＮチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴ３１（第１スイッチング素子）と、リアクタ３０の他端にドレイン端子が、また、ソース端子が負出力端２２ｂにそれぞれ接続されたＮチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴ３２（第２スイッチング素子）と、ＭＯＳ−ＦＥＴ３１のゲート端子にスイッチング信号Ａを、ＭＯＳ−ＦＥＴ３１のゲート端子にスイッチング信号Ｂをそれぞれ出力してアクティブフィルタの制御を実行するコンバータ制御部５０を備えている。
Further, the semi-bridgeless converter 4 includes an N-channel MOS-FET 31 (first switching element) in which a drain terminal is connected to the other end of the
また、セミブリッジレスコンバータ４は、入力端２１ｂとリアクタ３０の一端の間に直列に接続されて検出した入力電流を入力電流信号として出力する入力電流検出部２４と、正出力端２２ａと負出力端２２ｂの間に接続され検出した電圧をＤＣ電圧信号として出力するＤＣ電圧検出部３７と、平滑コンデンサ３５の負極端子と負出力端２２ｂの間に直列に接続され検出した直流電流をＤＣ電流信号として出力するＤＣ電流検出部３６（負荷検出手段）とを備えている。なお、平滑コンデンサ３５の正極端子は正出力端２２ａに接続されている。
The semi-bridgeless converter 4 is connected in series between the
一方、セミブリッジレスコンバータ４は、ＤＣ電流信号と位相信号が入力され、インバータ３８で駆動する負荷（モータ３９）が予め定めた所定負荷より小さい負荷の時、具体的にはＤＣ電流信号が所定の閾値よりも小さい時にコンバータ制御部５０によるスイッチング信号の出力を停止させると共に、リレー駆動部１７を介してリレー１８を閉から開にする動作切換手段４０を備えている。なお、この動作切換手段４０の動作は後で詳細に説明する。
On the other hand, when the DC current signal and the phase signal are input to the semi-bridgeless converter 4 and the load (motor 39) driven by the
コンバータ制御部５０は位相検出部２３から位相信号が、入力電流検出部２４から入力電流信号が、ＤＣ電圧検出部３７からＤＣ電圧信号が、ＤＣ電流検出部３６からＤＣ電流信号が、それぞれ入力されている。また、コンバータ制御部５０はＭＯＳ−ＦＥＴ３１をスイッチングするスイッチング信号ＡとＭＯＳ−ＦＥＴ３２をスイッチングするスイッチング信号Ｂをそれぞれ出力している。
The
図２は動作切換手段４０の機能を説明する機能ブロック図である。
動作切換手段４０は、負荷状態判定手段４４と状態信号生成手段４２を備えている。
負荷状態判定手段４４は、入力されたＤＣ電流信号によりＤＣ電流が予め定められた状態切換電流閾値（６アンペア）未満となった時、状態信号生成手段４２へローレベル（低負荷信号）を出力する。負荷状態判定手段４４は、ＤＣ電流が予め定められた状態切換電流閾値以上の場合はハイレベル（高負荷信号）を出力する。
FIG. 2 is a functional block diagram for explaining the function of the operation switching means 40.
The
The load
状態信号生成手段４２は位相信号が入力されており、低負荷信号が入力されてから最初の位相信号の変化タイミング（ゼロクロス点）で状態信号をローレベル（低負荷）にして出力する。なお、状態信号がローレベルになるとコンバータ制御部５０はアクティブフィルタの動作を停止させ、スイッチング信号の出力を停止する。また、状態信号生成手段４２は負荷状態判定手段４４から高負荷の信号が入力されてから最初の位相信号の変化タイミング（ゼロクロス点）で状態信号をハイレベル（高負荷）にして出力する。
The state signal generating means 42 receives the phase signal, and outputs the state signal at a low level (low load) at the first phase signal change timing (zero cross point) after the low load signal is input. When the state signal becomes low level,
図３は図１のブロック図においてセミブリッジレスコンバータ４がアクティブフィルタとして動作している時の説明図である。
図３（１）はセミブリッジレスコンバータ４に入力される交流電圧、図３（２）は位相検出部２３から出力される交流電圧の位相信号、図３（３）は入力電流検出部２４で検出される入力電流、図３（４）はコンバータ制御部５０から出力されるスイッチング信号Ａ、図３（５）はコンバータ制御部５０から出力されるスイッチング信号Ｂ、図３（６）はＤＣ電流検出部３６で検出されるＤＣ電流、図３（７）は動作切換手段４０から出力される状態信号をそれぞれ示している。
FIG. 3 is an explanatory diagram when the semi-bridgeless converter 4 operates as an active filter in the block diagram of FIG.
3 (1) is an AC voltage input to the semi-bridgeless converter 4, FIG. 3 (2) is a phase signal of AC voltage output from the
コンバータ制御部５０はＭＯＳ−ＦＥＴ３１とＭＯＳ−ＦＥＴ３２に対してアクティブフィルタのスイッチング制御を行なうものであり、位相信号がハイレベル、つまり、交流電圧が正の半周期の場合は図３（４）に示すようにリアクタ２９に流れる電流をＭＯＳ−ＦＥＴ３１でスイッチングするスイッチング信号Ａを出力する。また、位相信号がローレベル、つまり、交流電圧が負の半周期の場合は図３（５）に示すようにリアクタ３０に流れる電流をＭＯＳ−ＦＥＴ３２でスイッチングするスイッチング信号Ｂを出力する。
The
また、コンバータ制御部５０にはＤＣ電流信号とＤＣ電圧信号が入力されており、所定のＤＣ電圧を維持するようにセミブリッジレスコンバータ４をフィードバック制御する。また、コンバータ制御部５０は入力電流を正弦波に近づけるようにスイッチング信号Ａとスイッチング信号ＢのデューティーをＰＷＭ方式で制御している。
Further, a DC current signal and a DC voltage signal are input to the
次に図５のセミブリッジレスコンバータに流れる電流を説明する説明図を用いて各リアクタに流れる電流の経路を説明する。図５（１）はＭＯＳ−ＦＥＴを閉としてリアクタを介して交流電源を短絡し、リアクタにエネルギーを蓄える場合を、図５（２）はＭＯＳ−ＦＥＴを開としてリアクタに蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサ３５に供給する場合をそれぞれ示している。なお実線は入力端２１ａが正電圧となる交流電圧の正の半周期に流れる電流を、破線は入力端２１ａが負電圧となる交流電圧の負の半周期に流れる電流をそれぞれ示している。
Next, the path of the current flowing through each reactor will be described with reference to the explanatory diagram illustrating the current flowing through the semi-bridgeless converter in FIG. Fig. 5 (1) shows the case where the MOS-FET is closed and the AC power supply is short-circuited through the reactor, and energy is stored in the reactor. Fig. 5 (2) is the MOS-FET is opened and the energy stored in the reactor is smoothed. A case where the
図５（１）に示すようにＭＯＳ−ＦＥＴ３１が閉に、ＭＯＳ−ＦＥＴ３２が開になると、電流ｉ１は入力端２１ａからリアクタ２９、ＭＯＳ−ＦＥＴ３１、リレー１８、ダイオード３４、入力端２１ｂに順次流れてリアクタ２９にエネルギーを蓄積する。そしてＭＯＳ−ＦＥＴ３１が開になると、図５（２）に示すようにリアクタ２９に蓄積されていたエネルギーは電流ｉ３となってダイオード２７、平滑コンデンサ３５、リレー１８、ダイオード３４、入力端２１ｂに順次流れる。
As shown in FIG. 5A, when the MOS-
一方、図５（１）に示すようにＭＯＳ−ＦＥＴ３２が閉、ＭＯＳ−ＦＥＴ３１が開になると、電流ｉ２は入力端２１ｂからリアクタ３０、ＭＯＳ−ＦＥＴ３２、リレー１８、ダイオード３３、入力端２１ａに順次流れてリアクタ３０にエネルギーを蓄積する。そしてＭＯＳ−ＦＥＴ３２が開になると、図５（２）に示すようにリアクタ３０に蓄積されていたエネルギーは電流ｉ４となってダイオード２８、平滑コンデンサ３５、リレー１８、ダイオード３３、入力端２１ａに順次流れる。
On the other hand, as shown in FIG. 5 (1), when the MOS-
コンバータ制御部５０は前述したようにＰＷＭ制御したスイッチング信号を生成して各ＭＯＳ−ＦＥＴに出力して以上の動作を繰り返すと共に、図３（３）に示すように入力電流波形が正弦波に近づくように制御する。なお、入力電流波形を正弦波に近づけるためコンバータ制御部５０は、ゼロクロス点付近のスイッチング信号のオンデューティーを大きく、電流波形の頂点付近ではスイッチング信号のオンデューティーを小さくするように制御する。
The
一方、図３においては、図３（６）に示すようにＤＣ電流は１０アンペアであり、状態切換電流閾値（６アンペア）以上のため、動作切換手段４０は図３（７）に示すように状態信号をハイレベル（高負荷）で出力している。なお、この状態信号がハイレベルの時、リレー駆動部１７はリレー１８を閉にする。
On the other hand, in FIG. 3, as shown in FIG. 3 (6), the DC current is 10 amperes, and the operation switching means 40 is as shown in FIG. The status signal is output at a high level (high load). When this state signal is at a high level, the
次に、モータ３９の回転数が減少し、モータ３９（負荷）で消費するＤＣ電流が減少した場合を説明する。
図４はセミブリッジレスコンバータ４が高負荷時に選択されるアクティブフィルタの動作から、低負荷時に選択される本発明によるパッシブフィルタの動作へ切り換える場合を説明する説明図である。
図４（１）はセミブリッジレスコンバータ４に入力される交流電圧、図４（２）は位相検出部２３から出力される交流電圧の位相信号、図４（３）は入力電流検出部２４で検出される入力電流、図４（４）はコンバータ制御部５０から出力されるスイッチング信号Ａ、図４（５）はコンバータ制御部５０から出力されるスイッチング信号Ｂ、図４（６）はＤＣ電流検出部３６で検出されるＤＣ電流、図４（７）は動作切換手段４０から出力される状態信号、図４（８）はリレー１８の開閉状態をそれぞれ示している。なお、ｔ１０〜ｔ１６は時刻である。
Next, the case where the rotational speed of the
FIG. 4 is an explanatory view for explaining the case where the semi-bridgeless converter 4 is switched from the operation of the active filter selected at high load to the operation of the passive filter according to the present invention selected at low load.
4A is an AC voltage input to the semi-bridgeless converter 4, FIG. 4B is a phase signal of AC voltage output from the
図４（６）に示すようにＤＣ電流はｔ１０における８アンペアから徐々に低下しているが、ｔ１３で状態切換電流閾値（６アンペア）未満になってもコンバータ制御部５０はアクティブフィルタの動作を実行している。一方、負荷状態判定手段４４はＤＣ電流がｔ１３で状態切換電流閾値未満になったため、ローレベル（低負荷信号）を出力する。これが入力された状態信号生成手段４２は次の位相信号の変化点（ここではハイレベルからローレベル）になった時、つまり、ｔ１４で状態信号をハイレベル（高負荷）からローレベル（低負荷）にして出力する。この状態信号が入力されたコンバータ制御部５０は、アクティブフィルタの動作を停止する。一方、図４（８）に示すように、このローレベル（低負荷）の状態信号が入力されたリレー駆動部１７はリレー１８を閉から開にする。
As shown in FIG. 4 (6), the DC current gradually decreases from 8 amperes at t10. However, the
従ってセミブリッジレスコンバータ４はｔ１４を境にしてアクティブフィルタの動作からパッシブフィルタの動作に移行することになる。つまり、コンバータ制御部５０は各スイッチング信号をローレベルにしてＭＯＳ−ＦＥＴ３１とＭＯＳ−ＦＥＴ３２を共に開にする。
Accordingly, the semi-bridgeless converter 4 shifts from the active filter operation to the passive filter operation at t14. That is, the
次に状態信号がローレベルの時に各リアクタに流れるパッシブフィルタ時の電流経路を図５（３）と図４（３）を用いて説明する。なお、図５（３）の実線は入力端２１ａが正電圧となる交流電圧の正の半周期に流れる電流ｉ５を、破線は入力端２１ａが負電圧となる交流電圧の負の半周期に流れる電流ｉ６をそれぞれ示している。
Next, the current path in the passive filter that flows to each reactor when the state signal is at the low level will be described with reference to FIGS. 5 (3) and 4 (3). The solid line in FIG. 5 (3) indicates the current i5 that flows in the positive half cycle of the AC voltage at which the
図４（２）のｔ１４〜ｔ１５の期間は交流電圧の負の半周期であり、かつ、リレー１８が開であるため、図５（３）に示すように電流ｉ６は入力端２１ｂからダイオード２６、平滑コンデンサ３５、ダイオード１９、リアクタ２９、入力端２１ａを順次流れる。
The period from t14 to t15 in FIG. 4 (2) is a negative half cycle of the AC voltage and the
一方、 図４（２）のｔ１５〜ｔ１６の期間は交流電圧の正の半周期であり、かつ、リレー１８が開であるため、図５（３）に示すように電流ｉ５は入力端２１ａからダイオード２５、平滑コンデンサ３５、ダイオード２０、リアクタ３０、入力端２１ｂを順次流れる。
On the other hand, the period from t15 to t16 in FIG. 4 (2) is a positive half cycle of the AC voltage, and the
従って交流電圧の正と負の半周期にリアクタ２９又はリアクタ３０いずれかに全ての帰還電流が流れる。
このため、図４（３）のｔ１４以降に示すように、リアクタ２９又はリアクタ３０のいずれかと平滑コンデンサ３５で構成されるローパスフィルタの動作により、各リアクタのいずれにも電流が流れていない場合の電流波形を示す点線に示す電流の立ち上がり／立ち下がりの変化時間よりも、実線で示すリアクタ２９又はリアクタ３０のいずれかに電流が流れる本願の場合の電流の立ち上がり／立ち下がりの変化時間の方が長くなり、電源高調波電流が低減されると共に力率が改善される。
Accordingly, all the feedback current flows in either the
For this reason, as shown after t14 in FIG. 4 (3), when the low-pass filter composed of either the
なお、ダイオード１９、ダイオード２０に電流が流れるタイミングで、それぞれのダイオードに並列に接続しているＭＯＳ−ＦＥＴを閉にすることで各ダイオードの順方向電圧降下による電力損失をなくすことができる。
Note that power loss due to a forward voltage drop of each diode can be eliminated by closing the MOS-FETs connected in parallel to the
本実施例では交流電圧が２００ボルト、ＤＣ電圧が２７３ボルト、ＤＣ電流が１．１４アンペア、インダクタンス値が定格で０．５ｍＨ（ミリヘンリー）のリアクタを採用している。また、スイッチング信号のスイッチング周波数は３０ＫＨｚ（キロヘルツ）である。この結果、セミブリッジレスコンバータ４の回路を使用してパッシブフィルタ動作させた時、リアクタに電流を流さない従来方式から一方のリアクタに電流を流す本発明の制御に変更したことにより、シュミレーション結果では力率を０．４８から０．５３に改善できることを確認した。 In this embodiment, a reactor having an AC voltage of 200 volts, a DC voltage of 273 volts, a DC current of 1.14 amperes, and an inductance value of 0.5 mH (millihenry) is employed. The switching frequency of the switching signal is 30 KHz (kilohertz). As a result, when the passive filter operation is performed using the circuit of the semi-bridgeless converter 4, the simulation result is changed from the conventional method in which the current is not supplied to the reactor to the control of the present invention in which the current is supplied to one reactor. It was confirmed that the power factor could be improved from 0.48 to 0.53.
以上説明したように、負荷（インバータ３８）が予め定めた状態切換電流閾値未満となった時に、動作切換手段４０がアクティブフィルタ動作からパッシブフィルタ動作に切り換えると共に、リレー１８（スイッチ）を開とすることにより帰還電流がリアクタ２９又はリアクタ３０に流れるようにするため、リアクタに電流を流さない従来の構成に比べて力率を改善すると共に電源高調波電流を低減することができる。
As described above, when the load (inverter 38) becomes less than the predetermined state switching current threshold, the operation switching means 40 switches from the active filter operation to the passive filter operation and opens the relay 18 (switch). Thus, since the feedback current flows through the
一般的に鉄心（コア）を備えたインダクタ（リアクタ）は直流重畳特性があり、インダクタに流れる電流が小さくなるほどインダクタンス値は大きくなる。また、直流重畳特性はコアのギャップにより変更可能であり、コアのギャップが小さいほど電流の変化によるインダクタンスの値の変化幅が大きくなる特性となっている。
さらに、リアクタに巻かれている巻線の表皮効果によりスイッチング周波数が低くなるほどインダクタンス値は大きくなる特性がある。このため、リアクタのインダクタンス特性を調整することにより、今後はパッシブフィルタとして使用するリアクタと、スイッチング周波数が数キロヘルツ以上のアクティブフィルタで使用するリアクタのインダクタンス値を最適にしてパッシブフィルタ動作時の力率をさらに改善することができる。
In general, an inductor (reactor) having an iron core (core) has a DC superposition characteristic, and the inductance value increases as the current flowing through the inductor decreases. Further, the DC superposition characteristics can be changed by the core gap, and the smaller the core gap is, the larger the change width of the inductance value due to the current change.
Further, the inductance value increases as the switching frequency decreases due to the skin effect of the winding wound around the reactor. For this reason, by adjusting the inductance characteristics of the reactor, the power factor during passive filter operation is optimized by optimizing the inductance value of the reactor that will be used as a passive filter in the future and the reactor that is used in an active filter with a switching frequency of several kilohertz or more. Can be further improved.
なお、本実施例ではアクティブフィルタ動作とパッシブフィルタ動作との切り換えとして説明しているが、これに限るものでなく、部分スイッチング方式のフィルタ動作とパッシブフィルタ動作とを切り換えるようにしてもよい。
また、本実施例ではアクティブフィルタ動作とパッシブフィルタ動作で使用するリアクタを兼用しているが、これに限るものでなく、それぞれのフィルタで最適なインダクタンス値となる専用のリアクタ設け、状態信号によりこの専用リアクタを切り換えて使用するようにしてもよい。
In this embodiment, the switching between the active filter operation and the passive filter operation is described. However, the present invention is not limited to this, and the partial switching type filter operation and the passive filter operation may be switched.
In this embodiment, the reactor used for both the active filter operation and the passive filter operation is also used. However, the present invention is not limited to this, and a dedicated reactor that provides an optimum inductance value for each filter is provided, and this is indicated by the status signal. The dedicated reactor may be switched for use.
また、本実施例では、負荷状態判定手段４４が負荷の大きさとしてＤＣ電流の大きさを監視しているが、これに限るものでなく、入力電流を監視して入力電流が所定の電流閾値未満になった時を低負荷と判断してもいいし、圧縮機用のモータ３９の回転数を監視して回転数が所定の回転数閾値未満になった時を低負荷と判断してもいい。また、インバータ駆動信号であるスイッチング信号のオンデューティーが所定のデューティー閾値未満となった時を低負荷と判断してもいいし、これら以外であっても、負荷の大小を検出できる負荷検出手段で検出した信号であればどのような信号を用いても本願と同じ効果を得ることができる。
In this embodiment, the load
また、本実施例では、ＭＯＳ−ＦＥＴ３１とＭＯＳ−ＦＥＴ３２にそれぞれ並列にダイオードを設けているがこれに限るものでなく、各ＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオード（ボディーダイオード）を用いるようにしてもよい。
また、本実施例では、帰還電流を遮断するスイッチとしてリレー１８を用いているが、これに限るものでなく、半導体スイッチなどを用いてもよい。
In this embodiment, diodes are provided in parallel to the MOS-
In this embodiment, the
１ 空気調和機
２ 室内機
３ 室外機
４ セミブリッジレスコンバータ
１７ リレー駆動部
１８ リレー（スイッチ）
１９ ダイオード（第１ダイオード）
２０ ダイオード（第２ダイオード）
２１ａ 入力端
２１ｂ 入力端
２２ａ 正出力端
２２ｂ 負出力端
２３ 位相検出部
２４ 入力電流検出部
２５ ダイオード（第５ダイオード）
２６ ダイオード（第６ダイオード）
２７ ダイオード（第７ダイオード）
２８ ダイオード（第８ダイオード）
２９ リアクタ（第１リアクタ）
３０ リアクタ（第２リアクタ）
３１ ＭＯＳ−ＦＥＴ（第１スイッチング素子）
３２ ＭＯＳ−ＦＥＴ（第２スイッチング素子）
３３ ダイオード（第３ダイオード）
３４ ダイオード（第４ダイオード）
３５ 平滑コンデンサ
３６ ＤＣ電流検出部（負荷検出手段）
３７ ＤＣ電圧検出部
３８ インバータ
３８ａ 正入力端
３８ｂ 負入力端
３９ モータ
４０ 動作切換手段
４２ 状態信号生成手段
４４ 負荷状態判定手段
５０ コンバータ制御部
６０ 室外機制御部
DESCRIPTION OF
19 Diode (first diode)
20 diode (second diode)
26 Diode (6th diode)
27 Diode (seventh diode)
28 Diode (8th diode)
29 Reactor (first reactor)
30 reactor (second reactor)
31 MOS-FET (first switching element)
32 MOS-FET (second switching element)
33 Diode (third diode)
34 Diode (4th diode)
35
37
Claims (1)
前記セミブリッジレスコンバータは、
交流電源の一端が接続される第１入力端に一端が接続される第１リアクタと、
前記交流電源の他端が接続される第２入力端に一端が接続される第２リアクタと、
前記正出力端と前記負出力端との間に接続された平滑コンデンサと、
前記第１リアクタの他端に一端が接続され他端が前記負出力端に接続された第１スイッチング素子と、
前記第２リアクタの他端に一端が接続され他端が前記負出力端に接続された第２スイッチング素子と、
カソード端子が前記第１リアクタの他端に接続されアノード端子が前記負出力端に接続された第１ダイオードと、
カソード端子が前記第２リアクタの他端に接続されアノード端子が前記負出力端に接続された第２ダイオードと、
前記第１入力端にカソード端子が接続された第３ダイオードと、
前記第２入力端にカソード端子が接続されアノード端子が前記第３ダイオードのアノード端子に接続された第４ダイオードと、
前記第１入力端にアノード端子が接続されカソード端子が前記正出力端に接続された第５ダイオードと、
前記第２入力端にアノード端子が接続されカソード端子が前記正出力端に接続された第６ダイオードと、
前記第１リアクタの他端にアノード端子が接続されカソード端子が前記正出力端に接続された第７ダイオードと、
前記第２リアクタの他端にアノード端子が接続されカソード端子が前記正出力端に接続された第８ダイオードと、
前記インバータの負荷の大きさを検出する負荷検出手段と、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とにスイッチング信号を出力してアクティブフィルタとして動作するコンバータ制御部と、
一端が前記負出力端に接続され、他端が前記第３ダイオードのアノード端子に接続されたスイッチと、
前記負荷検出手段で検出した負荷の大きさが予め定めた閾値未満の時に前記コンバータ制御部による前記スイッチング信号の出力を停止させると共に前記スイッチを開とし、前記負荷検出手段で検出した負荷の大きさが前記閾値以上の時に前記コンバータ制御部から前記スイッチング信号を出力させると共に前記スイッチを閉とする動作切換手段とを備えたことを特徴とする空気調和機。 A semi-bridgeless converter, an inverter connected to the positive output terminal and the negative output terminal of the semi-bridgeless converter, a compressor motor driven by the inverter, and a controller that outputs an inverter drive signal to the inverter; An air conditioner equipped with
The semi-bridgeless converter
A first reactor having one end connected to a first input end to which one end of an AC power supply is connected;
A second reactor having one end connected to a second input end to which the other end of the AC power supply is connected;
A smoothing capacitor connected between the positive output terminal and the negative output terminal;
A first switching element having one end connected to the other end of the first reactor and the other end connected to the negative output end;
A second switching element having one end connected to the other end of the second reactor and the other end connected to the negative output end;
A first diode having a cathode terminal connected to the other end of the first reactor and an anode terminal connected to the negative output end;
A second diode having a cathode terminal connected to the other end of the second reactor and an anode terminal connected to the negative output end;
A third diode having a cathode terminal connected to the first input end;
A fourth diode having a cathode terminal connected to the second input terminal and an anode terminal connected to the anode terminal of the third diode;
A fifth diode having an anode terminal connected to the first input terminal and a cathode terminal connected to the positive output terminal;
A sixth diode having an anode terminal connected to the second input end and a cathode terminal connected to the positive output end;
A seventh diode having an anode terminal connected to the other end of the first reactor and a cathode terminal connected to the positive output end;
An eighth diode having an anode terminal connected to the other end of the second reactor and a cathode terminal connected to the positive output end;
Load detecting means for detecting the magnitude of the load of the inverter;
A converter control unit that operates as an active filter by outputting a switching signal to the first switching element and the second switching element;
A switch having one end connected to the negative output end and the other end connected to the anode terminal of the third diode;
When the load detected by the load detecting means is less than a predetermined threshold, the output of the switching signal by the converter control unit is stopped and the switch is opened, and the load detected by the load detecting means And an operation switching means for outputting the switching signal from the converter control unit and closing the switch when the value is equal to or greater than the threshold value.
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