JP2017005801A

JP2017005801A - Rectangular wave power supply regeneration device

Info

Publication number: JP2017005801A
Application number: JP2015114810A
Authority: JP
Inventors: 成一白井; Seiichi Shirai; 純兵渡邉; Junpei Watanabe
Original assignee: Toshiba Schneider Inverter Corp
Current assignee: Toshiba Schneider Inverter Corp
Priority date: 2015-06-05
Filing date: 2015-06-05
Publication date: 2017-01-05
Anticipated expiration: 2035-06-05
Also published as: JP6530244B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a rectangular wave power supply regeneration device capable of suppressing a spike current during commutation with a simple circuit and control.SOLUTION: A rectangular wave power supply regeneration device includes a power conversion circuit for converting a DC voltage, inputted from an inverter device, into a three-phase rectangular AC voltage, a current detection circuit, an AC three-phase detection circuit, and a control section for outputting a rectangular wave three-phase AC voltage via the reactor. The control section detects a reference value based on a DC current detected by the current detection circuit, and the peak value of a spike current generated by switching of a switching element, sets the phase shift amount so that the deviation amount or the value or ratio thereof is reduced, and drives the switching element of the power conversion circuit to shift the phase thus outputting the rectangular wave three-phase AC voltage.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明の実施形態は、矩形波電源回生装置に関する。 Embodiments described herein relate generally to a rectangular wave power regeneration device.

インバータは、三相交流電源電圧を整流回路により内部で一度直流に変換してから、所望の周波数の三相交流電圧を出力し負荷であるモータを駆動する。一方、インバータは、負荷であるモータから回生エネルギーを受けて直流部のコンデンサが充電されると、内部の直流電圧が高くなるため、直流部に制動用の抵抗を接続することで回生エネルギーを消費させている。 The inverter converts the three-phase AC power supply voltage into DC once by a rectifier circuit, and then outputs a three-phase AC voltage having a desired frequency to drive a motor as a load. On the other hand, the inverter receives regenerative energy from the motor that is the load, and when the DC part capacitor is charged, the internal DC voltage increases. Therefore, regenerative energy is consumed by connecting a braking resistor to the DC part. I am letting.

しかし、このように回生エネルギーを熱として消費させるのではなく、有効利用をするために三相交流電源に戻すための電源回生装置がある。電源回生としてインバータ内部の直流電圧と三相交流電源の電圧差で、前記三相交流電源の各線間電圧のゼロクロスを基準として、π／６毎のタイミングで１２０度通電のスイッチングを行い回生する方式がある。本方式では簡単な制御方式であるが、スイッチング素子が切り替わる転流時に大きなスパイク電流が流れる。 However, there is a power regeneration device that does not consume regenerative energy as heat in this way, but returns it to a three-phase AC power source for effective use. As a power regeneration, the voltage difference between the DC voltage inside the inverter and the three-phase AC power supply is used, and the regeneration is performed by switching at 120 degrees energization at a timing of every π / 6 with reference to the zero cross of each line voltage of the three-phase AC power supply. There is. Although this method is a simple control method, a large spike current flows at the time of commutation when the switching element is switched.

このスパイク電流低減策として、次のような方法が提案されている。電源回生装置の出力電圧及び出力電流をｄｑ変換（三相二相回転座標軸変換）し、無効電力分の電流をｄ軸、有効電力分の電流をｑ軸に取り出し、ｄ軸成分を平均的にゼロに近づくように回生ユニットの出力電圧位相を制御し、転流時のスパイク電流を抑制するものである。この方法は、回生装置内の二つの電流検出器により二相の出力電流を検出し、回生装置の出力電圧と出力電流のそれぞれをｄｑ変換し制御を行う。 As the spike current reduction measure, the following method has been proposed. The output voltage and output current of the power regeneration device are dq converted (three-phase two-phase rotation coordinate axis conversion), the reactive power current is extracted on the d-axis, the active power current is extracted on the q-axis, and the d-axis component is averaged The output voltage phase of the regenerative unit is controlled so as to approach zero, and the spike current at the time of commutation is suppressed. In this method, two-phase output current is detected by two current detectors in the regenerative device, and each of the output voltage and output current of the regenerative device is dq converted and controlled.

特開２０１３−１６２５４３号公報JP 2013-162543 A

複雑な制御をすることなく、出力直流部に流れる電流から基準値とピーク値を検出し、シンプルな回路と制御で転流時のスパイク電流を抑制することができる矩形波回生装置を提供することを目的とする。 To provide a rectangular wave regenerative device capable of detecting a reference value and a peak value from a current flowing in an output DC section without complicated control and suppressing a spike current during commutation with a simple circuit and control. With the goal.

本実施形態の矩形波電源回生装置は、スイッチング素子を用いた三相ブリッジ回路を備え、モータを駆動するインバータ装置の直流端子を介して入力される直流電圧をスイッチング素子を１２０度通電するようにオンオフ制御し、三相の矩形波交流電圧に変換し、リアクトルを介して三相交流電源に出力する電力変換回路と、前記直流入力端子に入力される直流電流を検出する電流検出回路と、前記三相交流電源の位相を検出する三相交流位相検出回路と、前記三相交流位相検出回路により検出される前記三相交流電源の位相に応じて前記電力変換回路のスイッチング素子を駆動制御することで矩形波三相交流電圧を前記リアクトルを介して出力する制御部とを備え、前記制御部は、前記電流検出回路により検出される直流電流に基づく基準値と前記スイッチング素子の切り替わりにより発生するスパイク電流のピーク値とを検出し、これらの偏差量もしくは比の値が小さくなるように位相シフト量を設定して前記電力変換回路のスイッチング素子を位相シフトし駆動する制御を行い前記矩形波三相交流電圧を出力する。 The rectangular wave power regeneration device of the present embodiment includes a three-phase bridge circuit using a switching element so that a DC voltage input via a DC terminal of an inverter device that drives a motor is energized through the switching element by 120 degrees. On-off control, convert to a three-phase rectangular wave AC voltage, output to a three-phase AC power supply via a reactor, a current detection circuit for detecting a DC current input to the DC input terminal, A three-phase AC phase detection circuit for detecting the phase of the three-phase AC power supply, and driving control of the switching element of the power conversion circuit according to the phase of the three-phase AC power supply detected by the three-phase AC phase detection circuit And a control unit that outputs a rectangular wave three-phase AC voltage via the reactor, and the control unit is a reference based on a DC current detected by the current detection circuit. And the peak value of the spike current generated by the switching of the switching element, and the phase shift amount is set so that the deviation amount or ratio value thereof becomes small, and the switching element of the power conversion circuit is phase shifted. The drive control is performed and the rectangular wave three-phase AC voltage is output.

第１実施形態を示す電気的構成図Electrical configuration diagram showing the first embodiment 各部の波形を示すタイムチャートTime chart showing the waveform of each part 第２実施形態を示す電気的構成図Electrical configuration diagram showing the second embodiment 各部の波形を示すタイムチャートTime chart showing the waveform of each part 回生制御開始時位相シフト演算ブロックの構成図Configuration diagram of the phase shift calculation block at the start of regenerative control 回生制御開始時位相シフトのタイムチャートTime chart of phase shift at start of regenerative control

以下、複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成部位には同一の符号を付し、説明を省略する。
（第１実施形態）
第１実施形態について、図１および図２を参照して説明する。
図１は、全体の電気的構成を示している。この図１において、インバータ１は、三相交流電源２から三相交流を入力し、周波数を変換した三相交流を負荷のモータ３に供給する。矩形波電源回生装置４は、モータ３の回生時に発生する電力をインバータ１を介して直流電圧として入力し、これを矩形波三相交流に変換して三相交流電源２に戻す。 Hereinafter, a plurality of embodiments will be described with reference to the drawings. In addition, in each embodiment, the same code | symbol is attached | subjected to the substantially same component, and description is abbreviate | omitted.
(First embodiment)
A first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 and 2.
FIG. 1 shows the overall electrical configuration. In FIG. 1, an inverter 1 inputs a three-phase alternating current from a three-phase alternating current power source 2 and supplies the three-phase alternating current having a converted frequency to a load motor 3. The rectangular wave power regeneration device 4 inputs electric power generated during regeneration of the motor 3 as a DC voltage via the inverter 1, converts this into a rectangular wave three-phase alternating current, and returns it to the three-phase alternating current power supply 2.

インバータ１において、整流回路１１は、ダイオードブリッジなどの回路により構成されたもので、三相交流入力を直流に変換して出力する。整流回路１１の三相の入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔには、三相交流電源２の各相Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相が接続される。整流回路１１の直流出力の正極は端子ＰＡに接続され、負極は電源ラインＬ１を介して接続用端子ＰＣに接続される。端子ＰＡは、突入防止用の抵抗１２とリレー１３の並列回路を介して電源ラインＬ２に接続される。 In the inverter 1, the rectifier circuit 11 is constituted by a circuit such as a diode bridge, and converts a three-phase alternating current input into a direct current and outputs the direct current. The three-phase input terminals R, S, and T of the rectifier circuit 11 are connected to the respective phases U, V, and W of the three-phase AC power supply 2. The positive electrode of the DC output of the rectifier circuit 11 is connected to the terminal PA, and the negative electrode is connected to the connection terminal PC via the power line L1. The terminal PA is connected to the power supply line L <b> 2 through a parallel circuit of the inrush prevention resistor 12 and the relay 13.

電源ラインＬ１、Ｌ２の間には平滑コンデンサ１４およびインバータ主回路１５が接続されている。インバータ主回路１５は、６個のＩＧＢＴをブリッジ接続して構成されたもので、出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに三相交流を出力する。 A smoothing capacitor 14 and an inverter main circuit 15 are connected between the power supply lines L1 and L2. The inverter main circuit 15 is configured by bridge-connecting six IGBTs, and outputs a three-phase alternating current to output terminals U, V, and W.

矩形波電源回生装置４は、電力変換部２１と制御部２２から構成される。電力変換部２１は、直流入力端子ＰＡ１、ＰＣ１を備えるとともに、交流出力端子Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１を備えている。直流入力端子ＰＡ１とＰＣ１との間に、電力変換回路２３が接続される。電力変換回路２３は、６個のＩＧＢＴ２３ｕ、２３ｖ、２３ｗ、２３ｘ、２３ｙ、２３ｚをブリッジ接続したものである。直流入力端子ＰＡ１と電力変換回路２３を結ぶ経路に直流電流を検出する電流検出器２４が設けられている。電力変換回路２３の交流出力端子はそれぞれ電流平滑用リアクトル２５ｒ、２５ｓ、２５ｔを介して交流出力端子Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１に接続される。 The rectangular wave power regeneration device 4 includes a power conversion unit 21 and a control unit 22. The power conversion unit 21 includes DC input terminals PA1 and PC1 and AC output terminals R1, S1, and T1. A power conversion circuit 23 is connected between the DC input terminals PA1 and PC1. The power conversion circuit 23 is obtained by bridge-connecting six IGBTs 23u, 23v, 23w, 23x, 23y, and 23z. A current detector 24 for detecting a direct current is provided in a path connecting the direct current input terminal PA1 and the power conversion circuit 23. The AC output terminal of the power conversion circuit 23 is connected to the AC output terminals R1, S1, and T1 through current smoothing reactors 25r, 25s, and 25t, respectively.

制御部２２は、後述する演算処理を行うもので、直流電流検出部２６、三相交流位相検出部２７、駆動制御部２８、位相シフト制御部２９を備えている。位相シフト制御部２９は、位相シフト量算出部３０および加算器３１を備えている。なお、制御部２２の構成については、マイコンなどのＣＰＵによりプログラム制御を実行することで実現することが可能である。 The control unit 22 performs arithmetic processing described later, and includes a DC current detection unit 26, a three-phase AC phase detection unit 27, a drive control unit 28, and a phase shift control unit 29. The phase shift control unit 29 includes a phase shift amount calculation unit 30 and an adder 31. In addition, about the structure of the control part 22, it is realizable by performing program control by CPU, such as a microcomputer.

直流電流検出部２６は、電流検出器２４により検出される直流電流Ｉｄｃから、そのピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋおよび基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅを検出して位相シフト量算出部３０に出力する。この場合、直流電流検出部２６は、ピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋはピークホールドにより検出し、基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅは制御周期毎の所定時間後の電流値をホールドすることで検出する。位相シフト量算出部３０は、直流電流Ｉｄｃのピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋおよび基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅから位相シフト量α１を算出して加算器３１に出力する。 The direct current detector 26 detects the peak value Idc_peak and the reference value Idc_base from the direct current Idc detected by the current detector 24, and outputs them to the phase shift amount calculator 30. In this case, the DC current detection unit 26 detects the peak value Idc_peak by peak hold, and detects the reference value Idc_base by holding the current value after a predetermined time for each control period. The phase shift amount calculation unit 30 calculates the phase shift amount α1 from the peak value Idc_peak and the reference value Idc_base of the direct current Idc, and outputs the phase shift amount α1 to the adder 31.

三相交流位相検出部２７は、電力変換部２１の交流出力端子Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１に現れる交流電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの電源電圧位相θを検出し加算器３１に出力する。加算器３１は、移相シフト量α１と電源電圧位相θを加算した（α１＋θ）を実際の位相角として、駆動制御部２８に出力する。駆動制御部２８は、入力された位相角（α１＋θ）に基づいて、電力変換回路２３の各ＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚに駆動信号を与えて駆動する。 The three-phase AC phase detector 27 detects the power supply voltage phase θ of the AC voltages Vr, Vs, and Vt appearing at the AC output terminals R 1, S 1, and T 1 of the power converter 21 and outputs it to the adder 31. The adder 31 outputs (α1 + θ) obtained by adding the phase shift shift amount α1 and the power supply voltage phase θ to the drive control unit 28 as an actual phase angle. The drive control unit 28 drives the IGBTs 23u to 23z of the power conversion circuit 23 by supplying drive signals based on the input phase angle (α1 + θ).

次に、前記構成の作用について説明する。矩形波電源回生装置４において、電力変換部２１の出力電流のスパイク電流のピーク値が高くなるのは、モータ３からの回生電力が大きく、直流電圧がより高くなり三相交流電源２との差が大きくなるときである。転流時のピーク電流を抑制するために、矩形波電源回生装置４の出力電圧位相を三相交流電源２に対し進めることは既知である。 Next, the operation of the above configuration will be described. In the rectangular wave power regeneration device 4, the peak value of the spike current of the output current of the power conversion unit 21 is high because the regenerative power from the motor 3 is large and the DC voltage becomes higher and the difference from the three-phase AC power source 2. Is when it grows. In order to suppress the peak current at the time of commutation, it is known to advance the output voltage phase of the rectangular wave power supply regeneration device 4 to the three-phase AC power supply 2.

矩形波電源回生装置４では、電力変換回路２３の直流部に流れる直流電流Ｉｄｃを電流検出器２４により検出している。制御部２２では、電流検出器２４により検出された直流電流Ｉｄｃを直流電流検出部２６により、ピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋと、基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅとを独立して検出する。基準値は、例えば、直流電流Ｉｄｃの所定タイミングでのホールド値を用いるが、これ以外に平均値、あるいは実効値などを用いることができる。直流電流検出部２６により検出されたピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋおよび基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅは、位相シフト量算出部３０に入力される。 In the rectangular wave power regeneration device 4, the direct current Idc flowing through the direct current portion of the power conversion circuit 23 is detected by the current detector 24. In the control unit 22, the DC value Idc detected by the current detector 24 is detected by the DC current detection unit 26 independently of the peak value Idc_peak and the reference value Idc_base. As the reference value, for example, a hold value at a predetermined timing of the direct current Idc is used, but an average value or an effective value can be used in addition to this. The peak value Idc_peak and the reference value Idc_base detected by the direct current detection unit 26 are input to the phase shift amount calculation unit 30.

位相シフト量算出部３０では、ピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋと基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅとの差分（偏差量）を演算し、これに予め設定されているゲインをかけることで、制御周期での位相シフト量α１を求める。また、三相交流位相検出部２７により、電力変換部２１の交流出力端子Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１の電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの位相から求めた電源電圧位相θを算出している。加算器３１において、これら位相シフト量α１と電源電圧位相θを加算して電力変換部２１の出力矩形波の出力位相を決定する。駆動制御部２８は、加算器３１から入力される出力位相により電力変換部２１の電力変換回路２３の各ＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚにゲート信号を与えて駆動制御する。 The phase shift amount calculation unit 30 calculates a difference (deviation amount) between the peak value Idc_peak and the reference value Idc_base, and obtains a phase shift amount α1 in the control cycle by multiplying the difference by a preset gain. In addition, the three-phase AC phase detector 27 calculates the power supply voltage phase θ obtained from the phases of the voltages Vr, Vs, and Vt of the AC output terminals R1, S1, and T1 of the power converter 21. In the adder 31, the phase shift amount α 1 and the power supply voltage phase θ are added to determine the output phase of the output rectangular wave of the power converter 21. The drive control unit 28 controls the drive by supplying gate signals to the IGBTs 23 u to 23 z of the power conversion circuit 23 of the power conversion unit 21 according to the output phase input from the adder 31.

次に、前記構成による具体的な動作について図2を参照して説明する。
図２（ａ）は、三相交流電源２の一相である例えば電源相電圧Ｖｒと電源線電流Ｉｒを示している。インバータ装置１によるモータ３の運転が、電源回生状態となり、矩形波電源回生装置４が動作すると、電源相電圧Ｖｒの位相に対して電源線電流Ｉｒが逆位相になるもので、図ではこの状態を示している。 Next, a specific operation according to the above configuration will be described with reference to FIG.
FIG. 2A shows, for example, a power supply phase voltage Vr and a power supply line current Ir, which are one phase of the three-phase AC power supply 2. When the operation of the motor 3 by the inverter device 1 is in a power regeneration state and the rectangular wave power regeneration device 4 is operated, the power line current Ir is in an opposite phase to the phase of the power phase voltage Vr. Is shown.

電源相電圧Ｖｒの波形は、ここでは５０Ｈｚを基準としているので、周期が２０［ｍｓ］の正弦波である。これに対して、電源線電流Ｉｒ［Ａ］はゼロクロス点から３０°の時点を基準として、６０°毎にインバータ主回路１５のＩＧＢＴが切り替わり、１２０°通電を行っている。その切り替わり時点近傍でスパイク電流が発生している。 Since the waveform of the power supply phase voltage Vr is based on 50 Hz here, it is a sine wave with a period of 20 [ms]. On the other hand, the power supply line current Ir [A] is switched at 120 ° and the IGBT of the inverter main circuit 15 is switched every 60 ° with reference to the time 30 ° from the zero cross point. A spike current is generated near the switching point.

本実施形態では、常時位相シフトをするが、効果比較のため図２の時刻ｔ０以前で位相シフト無しの場合の波形を示しており、この状態について簡単に説明する。例えば、ＩＧＢＴ２３ｕが電源電圧ゼロクロス点から位相角で３０°のタイミングで１２０°の通電期間中、ＩＧＢＴ２３ｙが通電状態にあり、６０°経過後、ＩＧＢＴ２３ｚへ転流することで、１２０°通電をして矩形波電圧により電源回生を行う。この結果、図２（ｅ）中、時刻ｔ０までの期間のように、回生装置の出力電流Ｉ＿Ｌ１はスパイク電流のピーク値が高くなる状態となっている。 In the present embodiment, the phase is always shifted, but for comparison of the effect, the waveform is shown when there is no phase shift before time t0 in FIG. 2, and this state will be briefly described. For example, the IGBT 23u is energized during a 120 ° energization period with a phase angle of 30 ° from the power supply voltage zero cross point from the power supply voltage zero cross point, and after 60 ° elapses, the IGBT 23u is energized 120 ° by commutation to the IGBT 23z. Power regeneration is performed with a rectangular wave voltage. As a result, in the period up to time t0 in FIG. 2 (e), the output current I_L1 of the regenerative device is in a state where the peak value of the spike current is high.

次に、矩形波電源回生装置４の基本動作を説明する。直流入力端子ＰＡ１−ＰＣ１間に印加されている直流電圧が上昇し、電力変換回路２３のＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚをスイッチング動作させることで図２（ｃ）に示すような直流電流Ｉｄｃが流れる。このとき流れるＩｄｃは、制御部２２の直流電流検出部２６により検出され、そのときの基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅとピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋを検出している。 Next, the basic operation of the rectangular wave power regeneration device 4 will be described. The DC voltage applied between the DC input terminals PA1 and PC1 rises, and the IGBTs 23u to 23z of the power conversion circuit 23 are switched, so that a DC current Idc as shown in FIG. The Idc flowing at this time is detected by the direct current detection unit 26 of the control unit 22, and the reference value Idc_base and the peak value Idc_peak at that time are detected.

この場合、直流電流の基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅの値は、図２（ｄ）に示すように、スイッチングの切り替えタイミングを起点として所定時間が経過した時点でサンプリングして保持して検出する（図２（ｄ）中、破線で示す電流）。このとき、直流電流検出部２６のピークホールド回路によるピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋ（図２（ｄ）中、実線で示す電流値のピーク値で保持される電流）と基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅとの差を取り、ピークホールド回路をリセットする。 In this case, the value of the reference value Idc_base of the direct current is detected by sampling and holding at the time when a predetermined time has elapsed from the switching timing of switching, as shown in FIG. ) Current indicated by a broken line). At this time, the difference between the peak value Idc_peak (current held at the peak value of the current value indicated by the solid line in FIG. 2D) by the peak hold circuit of the DC current detection unit 26 and the reference value Idc_base is calculated, and the peak hold Reset the circuit.

直流電流の基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅに対してピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋの値が大きいと、それだけスパイク電流が大きいということである。位相シフト量算出部３０では、上記した直流電流の基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅとピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋとの差の値（偏差量）に基づいて、電力変換回路２３の各ＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚに与えるゲート信号の位相シフト量α１を算出する。 The larger the peak value Idc_peak relative to the DC current reference value Idc_base, the greater the spike current. In the phase shift amount calculation unit 30, the phase shift amount of the gate signal given to each IGBT 23 u to 23 z of the power conversion circuit 23 based on the difference value (deviation amount) between the reference value Idc_base and the peak value Idc_peak of the direct current described above. α1 is calculated.

この位相シフト量α１の値は、ＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚのオンタイミングの位相をずらすことで、スパイク電流のレベルを低減させるように設定される。加算器３１において位相シフト量α１と電源電圧位相θが加算された位相により、駆動制御部２８から電力変換部２３の各ＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚにゲート信号が与えられる。この場合、実際の位相シフト量α１は、時刻ｔ０においては直流電流の基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅとピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋとの差の値が大きいことから、図２（ｂ）に示すように、位相シフト量α１は増大していく。 The value of the phase shift amount α1 is set so as to reduce the spike current level by shifting the phase of the ON timing of the IGBTs 23u to 23z. A gate signal is given from the drive control unit 28 to each of the IGBTs 23u to 23z of the power conversion unit 23 by the phase obtained by adding the phase shift amount α1 and the power supply voltage phase θ in the adder 31. In this case, since the actual phase shift amount α1 has a large difference value between the DC current reference value Idc_base and the peak value Idc_peak at time t0, as shown in FIG. It will increase.

位相シフト制御により、設定された位相シフト量α１だけ進んだ位相で駆動制御部２８により電力変換回路２３のＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚはオンオフ制御される。この結果、直流電流検出部２６により、時刻ｔ１にて直流電流Ｉｄｃのピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋが検出されると、位相シフト制御の効果によりピーク値となるスパイク電流の値が低下していることがわかる。 Due to the phase shift control, the IGBTs 23u to 23z of the power conversion circuit 23 are on / off controlled by the drive control unit 28 at a phase advanced by the set phase shift amount α1. As a result, when the DC current detection unit 26 detects the peak value Idc_peak of the DC current Idc at time t1, it can be seen that the value of the spike current that becomes the peak value decreases due to the effect of the phase shift control.

また、時刻ｔ２にて直流電流Ｉｄｃの基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅが検出されると、ピーク値が下がった分が全体に寄与していて基準値が上昇していることがわかる。これにより、これら直流電流の基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅとピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋとの差の値が小さくなっていることから、次に位相シフト量算出部３０において設定される位相シフト量α１は前回よりも小さい値となる。 Further, when the reference value Idc_base of the direct current Idc is detected at the time t2, it can be seen that the amount of decrease in the peak value contributes to the whole and the reference value increases. Thereby, since the difference value between the reference value Idc_base and the peak value Idc_peak of these DC currents is small, the phase shift amount α1 set in the phase shift amount calculation unit 30 next is a value smaller than the previous value. Become.

以下、このように、位相シフト量算出部３０により設定されたた位相シフト量α１に基づいた位相で、駆動制御部２８により電力変換部２３の各ＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚにゲート信号が与えられる。この結果、電力変換部２３の各ＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚのスイッチング動作時におけるスパイク電流の発生が図２（ｃ）に示しているように低減され、三相交流電源２に戻す矩形波電源回生装置４の出力電流Ｉ＿Ｌ１は図２（ｅ）に示すようにピーク値を抑えた電流値に制御した状態で出力することができる。 Hereinafter, the gate signal is given to each of the IGBTs 23u to 23z of the power conversion unit 23 by the drive control unit 28 with the phase based on the phase shift amount α1 set by the phase shift amount calculation unit 30 as described above. As a result, the generation of spike currents during the switching operation of the IGBTs 23u to 23z of the power conversion unit 23 is reduced as shown in FIG. 2C, and the rectangular wave power regeneration device 4 that returns to the three-phase AC power source 2 returns. As shown in FIG. 2E, the output current I_L1 can be output in a state controlled to a current value with a peak value suppressed.

このような第１実施形態によれば、モータ３が回生状態になって直流電流Ｉｄｃが入力されると、矩形波電源回生装置４により、位相シフト制御を行いながら三相交流電源２に出力するようにした。具体的には、制御部２２により、直流電流Ｉｄｃの基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅおよびピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋを検出し、これらの差の大きさに応じて位相シフト量α１を算出して設定する。電源電圧の位相θに位相シフト量α１を加算して電力変換回路２３のＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚを駆動制御する。これにより、出力のスパイク電流を抑制しＩＧＢＴへのストレスを低減することができる。
なお、本実施形態では、回生力行状態の判別機能は備えておらず、直流電圧と電源電圧との差電圧に従って回生動作を行う構成である。 According to the first embodiment, when the motor 3 is in the regenerative state and the DC current Idc is input, the rectangular wave power regeneration device 4 outputs the three-phase AC power source 2 while performing phase shift control. I did it. Specifically, the control unit 22 detects the reference value Idc_base and the peak value Idc_peak of the direct current Idc, and calculates and sets the phase shift amount α1 according to the magnitude of these differences. The phase shift amount α1 is added to the phase θ of the power supply voltage to drive-control the IGBTs 23u to 23z of the power conversion circuit 23. Thereby, the spike current of the output can be suppressed and the stress on the IGBT can be reduced.
In the present embodiment, the regenerative power running state discriminating function is not provided, and the regenerative operation is performed according to the difference voltage between the DC voltage and the power supply voltage.

（第２実施形態）
図３および図４は、第２実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なるところを主体として説明する。第１実施形態では、矩形波電源回生装置４により直流電圧と電源電圧との差の電圧に従って回生動作を行う構成であったのに対して、第２実施形態においては、回生動作制御部４５を設け、インバータ装置１からの回生電力が小さいときやモータ３が力行運転している時には、矩形波電源回生装置４０の動作を停止する。矩形波電源回生装置４０は、電源回生動作開始を予め設定された電圧条件で判断し、駆動制御部２８により電力変換回路２３を位相シフト制御により駆動するものである。 (Second Embodiment)
FIG. 3 and FIG. 4 show the second embodiment, and the following description will be mainly focused on differences from the first embodiment. In the first embodiment, the rectangular wave power regeneration device 4 is configured to perform the regeneration operation according to the voltage difference between the DC voltage and the power supply voltage. In the second embodiment, the regeneration operation control unit 45 is configured to perform the regeneration operation. Provided, when the regenerative power from the inverter device 1 is small or when the motor 3 is in a power running operation, the operation of the rectangular wave power source regeneration device 40 is stopped. The rectangular wave power regeneration device 40 determines the start of the power regeneration operation based on a preset voltage condition, and drives the power conversion circuit 23 by phase shift control by the drive control unit 28.

図１に示したインバータ部１が省略されている図３に示すように、この実施形態においては、矩形波電源回生装置４０は、制御部２２に代えて制御部４１を備えている。すなわち、制御部４１においては、制御部２２の構成に加えて、直流電圧検出部４２、電源電圧ピーク値算出部４３、位相シフト制御部４４、回生動作制御部４５、初期位相シフト判断部４６、演算器４７などが設けられる。位相シフト制御部４４は、位相シフト制御部２９に代わるもので、新たに位相シフト量変化幅制限部４８、回生制御開始時位相シフト量算出部４９、演算器５０、位相シフト量制限部５１、バッファ回路５２などが設けられる。 As shown in FIG. 3 in which the inverter unit 1 shown in FIG. 1 is omitted, in this embodiment, the rectangular wave power regeneration device 40 includes a control unit 41 instead of the control unit 22. That is, in the control unit 41, in addition to the configuration of the control unit 22, a DC voltage detection unit 42, a power supply voltage peak value calculation unit 43, a phase shift control unit 44, a regenerative operation control unit 45, an initial phase shift determination unit 46, An arithmetic unit 47 and the like are provided. The phase shift control unit 44 replaces the phase shift control unit 29, and newly includes a phase shift amount change width limiting unit 48, a regeneration control start phase shift amount calculation unit 49, a computing unit 50, a phase shift amount limiting unit 51, A buffer circuit 52 and the like are provided.

直流電圧検出部４２は、インバータ１から直流入力端子ＰＡ１−ＰＣ１間に入力される直流電圧Ｖｄｃを検出して演算器４７に加算入力する。電源電圧ピーク値算出部４３は、入力された電源電圧実効値Ｖｓを√２倍し、演算器４７に出力する。 The DC voltage detection unit 42 detects the DC voltage Vdc input between the inverter 1 and the DC input terminals PA <b> 1-PC <b> 1 and adds it to the calculator 47. The power supply voltage peak value calculation unit 43 multiplies the input power supply voltage effective value Vs by √2 and outputs the result to the calculator 47.

演算部４７からの演算結果ΔＶは回生動作制御部４５と回生制御開始時位相シフト量算出部４９に出力される。回生動作制御部４５は、この値に基づいて電源回生動作を行う条件を満たすか否かを判断し、満たす場合に駆動制御部２８および初期位相シフト判断部４６に信号ＳとしてＯＮ信号を出力する。初期位相シフト判断部４６では、位相シフト量算出部３０の位相シフト量α１がゼロであるか判断し、ゼロであれば回生動作開始直後と判断し、回生制御開始時位相シフト量算出部４９に信号Ｓ１としてＯＮ信号を出力し初期位相シフト量αＳを演算部５０へ出力する。演算部５０では、電源位相θと初期位相シフト量αＳが加算され駆動制御部２８へ（θ＋αＳ）が出力される。このとき位相シフト量算出部３０の出力α１＝０なので、位相シフト量制限部５１の出力α＿（ｔ）はゼロである。その後、回生電流が流れ始めると、位相シフト量制限部５１出力α＿（ｔ）≠０となり、回生制御開始時位相シフト量算出部４９出力は遮断され、初期位相シフト量αSはゼロとなる。以降、位相シフト制御部４４は、位相シフト量を適切に設定する。 The calculation result ΔV from the calculation unit 47 is output to the regenerative operation control unit 45 and the regenerative control start phase shift amount calculation unit 49. Based on this value, the regenerative operation control unit 45 determines whether or not the condition for performing the power regeneration operation is satisfied, and outputs the ON signal as the signal S to the drive control unit 28 and the initial phase shift determination unit 46 when the condition is satisfied. . The initial phase shift determination unit 46 determines whether or not the phase shift amount α1 of the phase shift amount calculation unit 30 is zero. If the phase shift amount α1 is zero, the initial phase shift determination unit 46 determines immediately after the start of the regenerative operation. An ON signal is output as the signal S1 and the initial phase shift amount αS is output to the arithmetic unit 50. In the calculation unit 50, the power supply phase θ and the initial phase shift amount αS are added and (θ + αS) is output to the drive control unit 28. At this time, since the output α1 = 0 of the phase shift amount calculating unit 30, the output α_ (t) of the phase shift amount limiting unit 51 is zero. Thereafter, when the regenerative current starts to flow, the output α_ (t) ≠ 0 of the phase shift amount limiting unit 51 becomes 0, the output of the phase shift amount calculating unit 49 at the start of regenerative control is cut off, and the initial phase shift amount αS becomes zero. Thereafter, the phase shift control unit 44 appropriately sets the phase shift amount.

次に、上記構成の作用について、図４も参照して説明する。
本実施形態における矩形波電源回生装置４０は、負荷であるモータ３が回生モードにあるときに、これを判断して電源回生動作を実施することで、電力変換効率を高めるようにしている。すなわち、いま矩形波電源回生装置４０が電源回生動作を停止している力行運転状態（図４中時刻ｔ０までの期間）を想定し、まず、電源回生動作が必要であるか否かを判定する動作について説明する。 Next, the operation of the above configuration will be described with reference to FIG.
The rectangular wave power regeneration device 40 according to the present embodiment is configured to increase the power conversion efficiency by determining this when the load motor 3 is in the regeneration mode and performing a power regeneration operation. That is, assuming a powering operation state (period until time t0 in FIG. 4) in which the rectangular wave power regeneration device 40 has stopped the power regeneration operation, it is first determined whether or not the power regeneration operation is necessary. The operation will be described.

インバータ１が力行状態では、三相交流電源２側からインバータ１によりモータ３に電力を供給している。この状態は、図４（ａ）に示す時刻ｔ０以前であり、電源相電圧と電源線電流とが同位相となっている。なお、図４では、モータ負荷状態と回生モードとが交互に繰り返される状態を示しているが、これは説明のための便宜的なものであり、実際には期間の長さや繰り返しの頻度は任意である。 When the inverter 1 is in a power running state, power is supplied to the motor 3 by the inverter 1 from the three-phase AC power source 2 side. This state is before time t0 shown in FIG. 4A, and the power supply phase voltage and the power supply line current are in phase. Note that FIG. 4 shows a state in which the motor load state and the regeneration mode are alternately repeated, but this is for convenience of explanation, and the length of the period and the frequency of repetition are actually arbitrary. It is.

制御部４１においては、直流電圧検出部４２により検出している直流入力端子ＰＡ１−ＰＣ１間に入力される直流電圧Ｖｄｃが演算器４７に加算入力として入力されている。一方、三相交流電源２の相電圧Ｖｓは、電源電圧ピーク値算出部４３において√２Vｓと演算され、演算器４７に減算入力として入力される。演算器４７は、直流電圧Ｖｄｃから電源電圧ピーク値√２Ｖｓを減算した偏差電圧ΔＶを回生動作制御部４５に入力している。 In the controller 41, the DC voltage Vdc input between the DC input terminals PA1 and PC1 detected by the DC voltage detector 42 is input to the calculator 47 as an addition input. On the other hand, the phase voltage Vs of the three-phase AC power supply 2 is calculated as √2 Vs in the power supply voltage peak value calculation unit 43 and input to the calculator 47 as a subtraction input. The computing unit 47 inputs the deviation voltage ΔV obtained by subtracting the power supply voltage peak value √2Vs from the DC voltage Vdc to the regenerative operation control unit 45.

初期位相シフト判断部４６は、位相シフト量演算部３０からの信号α１をチェックし、（α１＝０）∧（Ｓ＝ＯＮ）の場合、直流電圧上昇直後の最初の回生動作と判断し、出力信号Ｓ１＝ＯＮとする。これ以外の場合、出力信号Ｓ１＝ＯＦＦとする。 The initial phase shift determination unit 46 checks the signal α1 from the phase shift amount calculation unit 30, and if (α1 = 0) ∧ (S = ON), determines that it is the first regenerative operation immediately after the DC voltage rises, and outputs Let signal S1 = ON. In other cases, the output signal S1 = OFF.

力行運転状態では、矩形波電源回生装置４０の直流入力端子ＰＡ１−ＰＣ１間に現れる直流電圧Ｖｄｃは、図４（ｃ）に示すように、電源電圧ピーク値√２Ｖｓとの差が小さい為、演算部４７出力の偏差電圧ΔＶはＶｔｈ１より小となる。従って、回生動作制御部４５の出力信号Ｓは停止指令となり、駆動制御部２８はＩＧＢＴ駆動を停止する。このため、矩形波電源回生装置４０による循環電流の発生やスイッチング動作による電力消費発生損失を防止できる。図４（ｄ）〜（ｇ）には、時刻ｔ０以前では電源回生動作が行われていない状態を示している。 In the power running state, the DC voltage Vdc appearing between the DC input terminals PA1 and PC1 of the rectangular wave power regeneration device 40 has a small difference from the power supply voltage peak value √2Vs as shown in FIG. The deviation voltage ΔV of the output of the unit 47 is smaller than Vth1. Accordingly, the output signal S of the regenerative operation control unit 45 becomes a stop command, and the drive control unit 28 stops the IGBT drive. For this reason, generation | occurrence | production of the circulating current by the rectangular wave power supply regeneration apparatus 40 and the power consumption generation | occurrence | production loss by switching operation | movement can be prevented. 4D to 4G show a state where the power regeneration operation is not performed before time t0.

次に、矩形波電源回生装置４０内の電力変換回路２３の駆動が停止している状態から、時刻ｔ０から始まるモータ３の回生動作がある場合の矩形波電源回生装置４０の動作を説明する。
図４（ｃ）に示すように、直流入力端子ＰＡ１−ＰＣ１間の直流電圧Ｖｄｃの値が上昇し、予め定めた条件が成立する状態となる。例えば偏差電圧ΔＶの閾値電圧Ｖｔｈ１＝５Ｖとし、この条件を満たした時、つまり偏差電圧ΔＶ＝Ｖｄｃ−√２Ｖｓ≧５（＝Ｖｔｈ１）になったときに、回生動作制御部４５は、駆動制御部２８および初期位相シフト判断部４６に対して電源回生動作開始を示す信号Ｓ＝ＯＮを出力する。 Next, the operation of the rectangular wave power regeneration device 40 when there is a regeneration operation of the motor 3 starting from time t0 from the state where the driving of the power conversion circuit 23 in the rectangular wave power regeneration device 40 is stopped will be described.
As shown in FIG. 4C, the value of the DC voltage Vdc between the DC input terminals PA1 and PC1 rises, and a predetermined condition is established. For example, the threshold voltage Vth1 = 5V of the deviation voltage ΔV is set, and when this condition is satisfied, that is, when the deviation voltage ΔV = Vdc−√2Vs ≧ 5 (= Vth1), the regenerative operation control unit 45 includes the drive control unit 45 28 and the initial phase shift determination unit 46 output a signal S = ON indicating the start of the power regeneration operation.

回生動作開始後の瞬間は、直流電流Ｉｄｃが流れていないため、直流電流検出部２６と位相シフト量算出部３０では、回生動作開始時の位相シフト量α１の初期値を決定できない状態である。この状態では、位相シフト量算出部３０による位相シフト量α１の値は「０」である。初期位相シフト判断部４６ではα１＝０の為、Ｓ＝ＯＮを回生制御開始時位相シフト量算出部４９に出力し、初期値αＳが演算部５０へ出力されるようにする。 Since the direct current Idc does not flow at the moment after the start of the regenerative operation, the direct current detection unit 26 and the phase shift amount calculation unit 30 are in a state where the initial value of the phase shift amount α1 at the start of the regenerative operation cannot be determined. In this state, the value of the phase shift amount α1 by the phase shift amount calculation unit 30 is “0”. Since α1 = 0, the initial phase shift determination unit 46 outputs S = ON to the phase shift amount calculation unit 49 at the start of regenerative control so that the initial value αS is output to the calculation unit 50.

回生動作開始直後の直流電圧Ｖｄｃの値は最も高くなっているため、瞬時に多くの電力が回生される。回生動作開始直後の瞬間は、位相シフト量が計算できずα１＝０であり、大きなスパイク電流が流れてしまう。これを回避する為、回生制御開始時位相シフト量算出部４９で位相シフト量の初期値をαＳとして設定する。この場合、位相シフト量変化幅制限部４８による制御周期ごとの位相変化幅を制限することについては実施しない。 Since the value of the DC voltage Vdc immediately after the start of the regenerative operation is the highest, a large amount of power is instantaneously regenerated. At the instant immediately after the start of the regenerative operation, the phase shift amount cannot be calculated and α1 = 0, and a large spike current flows. In order to avoid this, the initial value of the phase shift amount is set as αS by the phase shift amount calculation unit 49 at the start of regenerative control. In this case, the phase shift width limit unit 48 does not limit the phase change width for each control cycle.

回生開始直後の位相シフト量αＳは回生制御開始時位相シフト量算出部４９で最大位相シフト量以内で決定出力される。なお、このときの位相シフト量αＳは、回生開始前の直流電圧Ｖｄｃと電源電圧Ｖｓより演算した位相シフト量を用いることもできる。 The phase shift amount αS immediately after the start of regeneration is determined and output within the maximum phase shift amount by the regeneration control start phase shift amount calculator 49. The phase shift amount αS at this time may be a phase shift amount calculated from the DC voltage Vdc before the start of regeneration and the power supply voltage Vs.

例えば、図５に示すように、直流電圧Ｖｄｃをフィルタでノイズ除去後、微分しその変化率を検出する。変化率は瞬時回生量や、平滑コンデンサ１４の容量に応じて変化する為、その変化率に係数を乗じる事で、適切に初期位相シフト量αＳを決定できる。 For example, as shown in FIG. 5, the DC voltage Vdc is subjected to noise removal with a filter and then differentiated to detect the rate of change. Since the change rate changes according to the instantaneous regeneration amount and the capacity of the smoothing capacitor 14, the initial phase shift amount αS can be appropriately determined by multiplying the change rate by a coefficient.

図６（ａ）、（ｂ）に直流電圧Ｖｄｃと位相シフト量の波形を示す。回生量が大きい場合と小さい場合とを比較すると、回生量が大きい場合は、直流電圧Ｖｄｃ変化量が大きく初期位相シフト量αＳが大きく設定されていることが分かる。 6A and 6B show waveforms of the DC voltage Vdc and the phase shift amount. Comparing the case where the regeneration amount is large and the case where the regeneration amount is small, it can be seen that when the regeneration amount is large, the change amount of the DC voltage Vdc is large and the initial phase shift amount αS is set large.

回生動作開始直後は大きな位相シフト量であるが、回生量が一定であれば、位相シフト量変化幅制限部４８からの出力位相シフト出力α＿ｓｈｉｆｔは、位相シフト量制限部５１で、最大位相シフト量に制限された後、ある位相シフト量に収束していく（図４（ｄ））。 Although the phase shift amount is large immediately after the start of the regenerative operation, if the regeneration amount is constant, the output phase shift output α_shift from the phase shift amount change width limiting unit 48 is the maximum phase shift amount at the phase shift amount limiting unit 51. Then, the phase shifts to a certain amount of phase shift (FIG. 4D).

回生動作が始まり、直流入力端子ＰＡ１から電力変換部２３に直流電流Ｉｄｃが流れ始めると、第１実施形態と同様に、徐々にスパイク電流のピーク値を抑えるように位相シフト量α１が調整される。電源回生動作の制御開始時には位相シフト量αＳとして大きい値に設定することは、図４（ｄ）に示すように、急激な電源回生の発生時でも矩形波電源回生装置４０のスパイク電流を小さくできるため、矩形波電源回生装置４０のＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚの電流ストレスを低減できるメリットがある。 When the regenerative operation starts and the direct current Idc starts to flow from the direct current input terminal PA1 to the power converter 23, the phase shift amount α1 is adjusted so as to gradually suppress the peak value of the spike current as in the first embodiment. . Setting the phase shift amount αS to a large value at the start of control of the power regeneration operation can reduce the spike current of the rectangular wave power regeneration device 40 even when sudden power regeneration occurs, as shown in FIG. Therefore, there is an advantage that the current stress of the IGBTs 23u to 23z of the rectangular wave power regeneration device 40 can be reduced.

なお、回生動作を停止する条件としては、直流電圧Ｖｄｃ上昇分ΔＶが閾値電圧Ｖｔｈ２以下となったことを回生動作制御部４５により判断して、駆動制御部２８および初期位相シフト判断部４６に対して電源回生動作の停止信号を与える。回生動作を停止する条件は、例えば閾値電圧Ｖｔｈ２＝−１０Ｖに設定し、ＯＮ、ＯＦＦにヒステリシスを持たせる。 As a condition for stopping the regenerative operation, the regenerative operation control unit 45 determines that the DC voltage Vdc increase ΔV is equal to or less than the threshold voltage Vth2, and the drive control unit 28 and the initial phase shift determination unit 46 To give a power regeneration stop signal. The condition for stopping the regenerative operation is set, for example, to a threshold voltage Vth2 = −10 V, and hysteresis is given to ON and OFF.

次に、上記した位相シフト量α１の制限をする動作について詳述する。この実施形態では、第１実施形態と同様にして算出した位相シフト量α１に対して、さらに制御を安定させる処理を行っている。これは、電圧や電流の検出結果が異常値であった場合などによる出力位相の急激な変化を避けることを目的としている。 Next, the operation for limiting the phase shift amount α1 will be described in detail. In this embodiment, a process for further stabilizing the control is performed on the phase shift amount α1 calculated in the same manner as in the first embodiment. This is intended to avoid a sudden change in the output phase due to the case where the detection result of voltage or current is an abnormal value.

位相シフト量算出部３０で算出した位相シフト量α１は、位相シフト量変化幅制限部４８において、前回の制御周期の実際のシフト量α＿（ｔ−１）からの変化幅絶対値｜α１−α＿（ｔ−１）｜をリミットＤｍａｘで制限し、その結果に符号を付け位相シフト変化量α＿ｓｈｉｆｔとしている。即ち、前回位相シフト量α＿（ｔ−１）からの変化幅絶対値がα１またはリミットＤｍａｘのどちらか小さくなる値となるようにしている。よって、位相シフト量α＿ｓｈｉｆｔの値は次式のように記述できる。 The phase shift amount α1 calculated by the phase shift amount calculation unit 30 is, in the phase shift amount change width limiting unit 48, a change width absolute value | α1-α_ from the actual shift amount α_ (t−1) of the previous control cycle. (T−1) | is limited by a limit Dmax, and the result is added with a sign to be a phase shift change amount α_shift. That is, the absolute value of the change width from the previous phase shift amount α_ (t−1) is set to a value that is smaller than either α1 or the limit Dmax. Therefore, the value of the phase shift amount α_shift can be described as follows:

α＿ｓｈｉｆｔ＝α＿（ｔ−１）＋ｍｉｎ［｜α１−α＿（ｔ−１）｜、Ｄｍａｘ］
＊ｓｉｇｎ（α１−α＿（ｔ−１））
ここで、上記式中のｍｉｎ［ａ，ｂ］は、小さいほうの値を返す関数、ｓｉｇｎ（ｃ）はｃの符号を返す関数とする。 α_shift = α_ (t−1) + min [| α1−α_ (t−1) |, Dmax]
* Sign (α1-α_ (t-1))
Here, min [a, b] in the above expression is a function that returns the smaller value, and sign (c) is a function that returns the sign of c.

さらに電源回生動作の制御を安定させる目的で、異常な位相シフト量とならないように位相シフト量制限部５１にて、α＿ｓｈｉｆｔの最大位相シフト量絶対値もリミット値Ｐｍａｘを超えないよう制限し、制御周期における実際の位相シフト量α＿（ｔ）を求める。位相シフト量α＿（ｔ）は次式で決定される。
α＿（ｔ）＝ｍｉｎ［｜α＿ｓｈｉｆｔ｜、Ｐｍａｘ］＊ｓｉｇｎ（α＿ｓｈｉｆｔ） Further, for the purpose of stabilizing the control of the power regeneration operation, the phase shift amount limiting unit 51 limits the absolute value of the maximum phase shift amount of α_shift so that it does not exceed the limit value Pmax so as not to cause an abnormal phase shift amount. An actual phase shift amount α_ (t) in the period is obtained. The phase shift amount α_ (t) is determined by the following equation.
α_ (t) = min [| α_shift |, Pmax] * sign (α_shift)

以上のようにして求めた位相シフト量α＿（ｔ）と電源電圧位相θを加算器３１で加算して、電力変換部２３への出力位相はθ＋α＿（ｔ）として設定することができる。 The phase shift amount α_ (t) obtained as described above and the power supply voltage phase θ are added by the adder 31, and the output phase to the power conversion unit 23 can be set as θ + α_ (t).

図４（ｄ）には上記した制限を加えた場合の位相シフト量の推移を示している。これにより、１２０度通電のスイッチングパターンを位相α＿（ｔ）進み方向へシフトしたゲート信号を作り、電力変換部２３の各ＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚに対して１２０度通電の矩形波出力電圧を生成するように制御を行う。 FIG. 4D shows the transition of the phase shift amount when the above limitation is applied. As a result, a gate signal is generated by shifting the 120-degree energization switching pattern in the phase α_ (t) advance direction, and a 120-degree energization rectangular wave output voltage is generated for each IGBT 23 u to 23 z of the power conversion unit 23. Take control.

次に、上記の制御内容について、たとえば電源電圧が２００Ｖの場合で具体的な数値例を用いて説明する。なお、実際の制御においては、ここで用いる電源電圧やその他の数値に制限を受けるものではなく、種々の数値を取りうるものである。 Next, the above control content will be described using specific numerical examples when the power supply voltage is 200 V, for example. In actual control, the power supply voltage and other values used here are not limited, and various values can be taken.

インバータ１の運転が力行から回生モードに移行してモータ３側から回生電力が発生した場合、モータ３からの回生電流がインバータ１の平滑コンデンサ１４を充電する。これにより、平滑コンデンサ１４の両端電圧すなわち直流電圧Ｖｄｃは、モータ負荷の通常制御状態で２８２Ｖ程度であるところ、図４（ｃ）に示すように急激に上昇する。 When the operation of the inverter 1 shifts from power running to the regenerative mode and regenerative power is generated from the motor 3 side, the regenerative current from the motor 3 charges the smoothing capacitor 14 of the inverter 1. As a result, the voltage across the smoothing capacitor 14, that is, the DC voltage Vdc, rises rapidly as shown in FIG. 4C when it is about 282 V in the normal control state of the motor load.

直流電圧Ｖｄｃ（２８２Ｖ〜上昇〜４００Ｖ程度）と電源電圧ピーク値√２Ｖｓ（２００Ｖ×√２）との差を演算器４７で計算し、閾値電圧Ｖｔｈ１（５Ｖなどに設定）を超えた場合は、回生制御選択部４５において、回生制御開始を選択し、駆動制御部２８に電力変換部２３のＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚに対してスイッチング動作開始を促す信号Ｓを送る。 When the difference between the DC voltage Vdc (282 V to rise to about 400 V) and the power supply voltage peak value √2 Vs (200 V × √2) is calculated by the calculator 47 and exceeds the threshold voltage Vth1 (set to 5 V or the like) The regenerative control selection unit 45 selects the regenerative control start, and sends a signal S that prompts the drive control unit 28 to start the switching operation to the IGBTs 23u to 23z of the power conversion unit 23.

電源回生動作の制御開始時は、図４（ｃ）に示すように、直流電圧Ｖｄｃと電源電圧２００Ｖ×√２の差が大きくなっている。一方、前述のように、制御開始時点では直流電流Ｉｄｃが発生していないので、位相シフト量α１がゼロの状態であるので、位相シフトをせずに電力変換部２３のスイッチングを行うと、矩形波電源回生装置４０の出力電流Ｉ＿Ｌ１に大きなスパイク電流が発生する。 At the start of control of the power regeneration operation, as shown in FIG. 4C, the difference between the DC voltage Vdc and the power supply voltage 200V × √2 is large. On the other hand, as described above, since the direct current Idc is not generated at the start of the control, the phase shift amount α1 is in the zero state. Therefore, when the power conversion unit 23 is switched without performing the phase shift, the rectangular shape is obtained. A large spike current is generated in the output current I_L1 of the wave power regeneration device 40.

このため、回生制御開始時から位相をシフトさせて動作させる方がスパイク電流を抑えることができるため好ましい。そこで、予め決めた位相シフト量、もしくは前述した直流電圧Ｖｄｃを微分して変化量を求め、その値に応じて、回生制御開始時位相シフト量αＳを決定し、制御を開始する。同時に駆動制御部２８は演算器５０から出力された位相に従って１２０度通電のスイッチングパターンで制御を行う。 For this reason, it is preferable to operate by shifting the phase from the start of the regeneration control because the spike current can be suppressed. Therefore, the phase shift amount determined in advance or the above-described DC voltage Vdc is differentiated to obtain the amount of change, and the phase shift amount αS at the start of regenerative control is determined according to the value, and control is started. At the same time, the drive control unit 28 performs control with a 120-degree conduction switching pattern according to the phase output from the computing unit 50.

電源回生運転の制御を開始した後は、直流電流Ｉｄｃが流れるので、回生制御開始以降は直流電流Ｉｄｃの検出値に基づいて制御を行う。直流電流検出部２６では、直流電流Ｉｄｃの瞬時値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋと制御周期毎の基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅ検出する。位相シフト量算出部３０では、基準値Ｉｄｃ＿ｂａｓｅ及びピーク値Ｉｄｃ＿ｐｅａｋからその割合を計算し、制御周期ごとの必要位相シフト量α１を以下のように求める。位相シフト量α１は各々の対象に適した方法で任意に決めることができるが、ここでは、一例として、次のように、比の値を基準として設定をすることを示す。 Since the direct current Idc flows after starting the control of the power regeneration operation, the control is performed based on the detected value of the direct current Idc after the start of the regeneration control. The DC current detection unit 26 detects the instantaneous value Idc_peak of the DC current Idc and the reference value Idc_base for each control cycle. The phase shift amount calculation unit 30 calculates the ratio from the reference value Idc_base and the peak value Idc_peak, and obtains the necessary phase shift amount α1 for each control period as follows. The phase shift amount α1 can be arbitrarily determined by a method suitable for each object, but here, as an example, the setting is based on the ratio value as follows.

（１）Ｉｄｃ＿ｐｅａｋ／Ｉｄｃ＿ｂａｓｅ＞１．５０の場合
位相シフト量α１として、一律に０．１４［ｒａｄ］すなわち約８［ｄｅｇ］に設定する。
（２）１．００＜Ｉｄｃ＿ｐｅａｋ／Ｉｄｃ＿ｂａｓｅ≦１．５０の場合
位相シフト量α１として、＝［（Ｉｄｃ＿ｐｅａｋ／Ｉｄｃ＿ｂａｓｅ)−１］／π×５０［ｄｅｇ］に設定する。
（３）Ｉｄｃ＿ｐｅａｋ／Ｉｄｃ＿ｂａｓｅ≦１．００の場合
位相シフト量α１として初期位相シフト判断部４６が誤認識しないよう０以外の最小値を設定する。また、制御周期ごとの位相シフト量α１の遷移に１０ｍｓなどの時定数フィルタを、位相シフト量変化幅制限部の代用として用いることも可能である。 (1) When Idc_peak / Idc_base> 1.50 The phase shift amount α1 is uniformly set to 0.14 [rad], that is, about 8 [deg].
(2) When 1.00 <Idc_peak / Idc_base ≦ 1.50 The phase shift amount α1 is set to = [(Idc_peak / Idc_base) −1] / π × 50 [deg].
(3) When Idc_peak / Idc_base ≦ 1.00 As the phase shift amount α1, a minimum value other than 0 is set so that the initial phase shift determination unit 46 does not misrecognize. It is also possible to use a time constant filter such as 10 ms for the transition of the phase shift amount α1 for each control period as a substitute for the phase shift amount change width limiting unit.

以上のような位相シフト量算出部３０の処理後、位相シフト量α１は、位相シフト量変化幅制限部４８にて、前回の制御周期における位相シフト量α＿（ｔ−１）と比較される。そして、変化幅絶対値が予め決めた上限値Ｄｍａｘ(例えば１０ｄｅｇ)以下となるように、位相シフト量α１を制限してα＿ｓｈｉｆｔに設定する。さらに、異常な回生動作を避ける観点で、位相シフト量α＿ｓｈｉｆｔの絶対値は予め決めた変化範囲Ｐｍａｘで制限（例えば２０ｄｅｇ）した位相シフト量α＿（ｔ）として、電源電圧位相θと同期させて、１２０度通電の矩形波で電源回生を行う。 After the processing of the phase shift amount calculation unit 30 as described above, the phase shift amount α1 is compared with the phase shift amount α_ (t−1) in the previous control cycle by the phase shift amount change width limiting unit 48. Then, the phase shift amount α1 is limited and set to α_shift so that the change width absolute value is equal to or less than a predetermined upper limit value Dmax (for example, 10 deg). Furthermore, from the viewpoint of avoiding an abnormal regenerative operation, the absolute value of the phase shift amount α_shift is synchronized with the power supply voltage phase θ as a phase shift amount α_ (t) limited (for example, 20 deg) with a predetermined change range Pmax, Power regeneration is performed using a rectangular wave with 120 ° conduction.

また、直流電圧Ｖｄｃ−√２Ｖｓが予め決めた閾値Ｖｔｈ２よりも小さくなった場合には、矩形波電源回生装置の不要動作を避ける為、電源回生動作における制御は停止する。ここで、閾値としては、直流電圧Ｖｄｃに対して、閾値電圧Ｖｔｈ２（例えば−１０Ｖなど）を設定する。 Further, when the DC voltage Vdc−√2Vs becomes smaller than the predetermined threshold value Vth2, the control in the power regeneration operation is stopped in order to avoid unnecessary operation of the rectangular wave power regeneration device. Here, as the threshold value, a threshold voltage Vth2 (for example, −10 V) is set with respect to the DC voltage Vdc.

第２実施形態では、制御部４１において直流電圧検出部４２、回生制御選択部４５などを設け、インバータ装置１からの回生電力が小さいときやモータ３を負荷として運転している時には駆動制御部２８の動作を停止させるようにした。これにより、電源回生動作が有効な状態で実施するので、循環電流の発生を抑制することができ、また効果が低く電力変換回路２３のＩＧＢＴ２３ｕ〜２３ｚによるスイッチング損失が発生するのを低減して電力変換効率の低下を抑制できる。 In the second embodiment, the control unit 41 is provided with a DC voltage detection unit 42, a regenerative control selection unit 45, and the like, and when the regenerative power from the inverter device 1 is small or when the motor 3 is operated as a load, the drive control unit 28. The operation of was stopped. As a result, since the power regeneration operation is performed in an effective state, it is possible to suppress the generation of the circulating current, reduce the effect of switching loss due to the IGBTs 23u to 23z of the power conversion circuit 23 with low effect, and reduce the power. Reduction in conversion efficiency can be suppressed.

また、制御部４１により、電源回生動作で位相シフト制御を開始する時点で、位相シフト量を予め設定した回生制御開始時位相シフト量αＳを設定するようにしたので、開始時点からスパイク電流を抑制させるように制御することができる。 In addition, when the phase shift control is started by the power regeneration operation by the control unit 41, the phase shift amount αS at the start of the regeneration control in which the phase shift amount is set in advance is set, so that the spike current is suppressed from the start point. Can be controlled.

さらに、制御部４１により、位相シフト量α１の設定について、制御周期毎の変化量の制限を設けるようにしたので、異常な回生動作を回避させることができる。同様に、制御部４１により、位相シフト量α１の設定について、最大位相シフト量を設けて制限するようにしたので、これによっても異常な回生動作を回避させることができる。 Furthermore, since the control unit 41 is configured to limit the amount of change for each control period with respect to the setting of the phase shift amount α1, it is possible to avoid an abnormal regenerative operation. Similarly, since the control unit 41 limits the setting of the phase shift amount α1 by providing the maximum phase shift amount, an abnormal regenerative operation can be avoided also by this.

（他の実施形態）
上記実施形態で説明したもの以外に次のような変形をすることができる。
直流電流の基準値として、所定タイミングでのホールド値を用いているが、これに限らず、実効値あるいは平均値などを用いることができる。 (Other embodiments)
The following modifications other than those described in the above embodiment can be made.
Although the hold value at a predetermined timing is used as the reference value of the direct current, the value is not limited to this, and an effective value or an average value can be used.

電力変換回路２３は、ＩＧＢＴ以外に、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタを用いた構成とすることもできる。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変更は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 The power conversion circuit 23 can be configured to use MOSFETs or bipolar transistors in addition to the IGBTs.
Although several embodiments of the present invention have been described, these embodiments are presented by way of example and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are included in the invention described in the claims and equivalents thereof.

図面中、１はインバータ装置、２は三相交流電源、３はモータ（負荷）、４、４０は矩形電源回生装置、１４は平滑コンデンサ、１５はインバータ主回路、２１は電力変換部、２２、４１は制御部、２３は電力変換回路、２３ｕ、２３ｖ、２３ｗ、２３ｘ、２３ｙ、２３ｚはＩＧＢＴ（スイッチング素子）、２４は直流電流検出回路、２５ｒ、２５ｓ、２５ｔは電流平滑用リアクトル、２６は直流電流検出部、２７は三相交流位相検出部、２８は駆動制御部、２９、４４は位相シフト制御部、３０は位相シフト量算出部、４２は直流電圧検出部、４３は電源電圧実効値／位相算出部、４５は回生動作制御部、４６は初期位相シフト判断部、４８は位相シフト量変化幅制限部、４９は回生制御開始時位相シフト量算出部、５０は位相シフト演算部、５１は位相シフト量制限部を示す。 In the drawings, 1 is an inverter device, 2 is a three-phase AC power source, 3 is a motor (load), 4 and 40 are rectangular power regeneration devices, 14 is a smoothing capacitor, 15 is an inverter main circuit, 21 is a power converter, 22, Reference numeral 41 denotes a control unit, 23 denotes a power conversion circuit, 23u, 23v, 23w, 23x, 23y, and 23z denote IGBTs (switching elements), 24 denotes a DC current detection circuit, 25r, 25s, and 25t denote current smoothing reactors, and 26 denotes DC Current detector 27, three-phase AC phase detector, 28 drive controller, 29, 44 phase shift controller, 30 phase shift amount calculator, 42 DC voltage detector, 43 power supply voltage effective value / Phase calculation unit 45, regenerative operation control unit 46, initial phase shift determination unit 48, phase shift amount change width limiting unit 49, phase shift amount calculation unit at start of regenerative control, 50 phase shift calculation , 51 denotes a phase shift amount limiting portion.

Claims

It has a three-phase bridge circuit using switching elements, and controls the on / off of the DC voltage input via the DC terminal of the inverter device that drives the motor so that the switching element is energized 120 degrees, and the three-phase rectangular wave AC voltage A power conversion circuit that converts to a three-phase AC power source via a reactor, and
A current detection circuit for detecting a DC current input to the DC input terminal;
A three-phase AC phase detection circuit for detecting the phase of the three-phase AC power supply;
A control unit that outputs a rectangular wave three-phase AC voltage via the reactor by driving and controlling a switching element of the power conversion circuit according to the phase of the three-phase AC power source detected by the three-phase AC phase detection circuit. And
The control unit detects a reference value based on a direct current detected by the current detection circuit and a peak value of a spike current generated by switching of the switching element so that a deviation amount or a ratio value thereof becomes small. A rectangular wave power regenerative apparatus that controls the phase shift amount of the switching element of the power conversion circuit and drives the switching element to output the rectangular wave three-phase AC voltage.

2. The rectangular wave power regeneration device according to claim 1, wherein the control unit obtains a ratio of a difference between a reference value and a peak value of the direct current as a deviation amount.

3. The rectangular wave power regeneration device according to claim 1, wherein the control unit limits the setting of the phase shift amount so that a change width for each control cycle does not exceed a predetermined value.

4. The rectangular wave power regeneration device according to claim 1, wherein the control unit limits the setting of the phase shift amount so as not to exceed a preset maximum phase shift amount. 5. .

5. The control unit according to claim 1, wherein when the deviation amount between the reference value and the peak value of the direct current is smaller than a predetermined threshold value, the control unit stops the phase shift and drive control. The rectangular wave power regeneration device according to any one of the above.

A DC voltage detection circuit for detecting a DC voltage input between the DC input terminals,
The control unit starts driving control of the switching element when the value of the DC voltage detected by the DC voltage detection circuit exceeds a predetermined regeneration control start threshold, and the DC voltage detected by the DC voltage detection circuit 6. The rectangular wave power supply regeneration device according to claim 1, wherein when the voltage value decreases below a predetermined regenerative control stop threshold value, drive control of the switching element is stopped. 6.

When starting the drive control of the switching element, the control unit performs the control to set the phase shift amount and drive the phase shift regardless of this even when the change width is limited for each control cycle. The rectangular wave power regeneration device according to claim 6.

A three-phase AC voltage detection circuit for detecting the voltage of the three-phase AC power supply;
When the control unit starts driving control of the switching element, a difference between a DC voltage value detected by the DC voltage detection circuit and a power supply voltage detected by the three-phase AC voltage detection circuit or a DC voltage The rectangular wave power regeneration device according to claim 7, wherein the phase shift amount is set based on an increase rate of change.

9. The control unit according to claim 1, wherein the control unit uses the reference value of the direct current as a value obtained by performing arithmetic processing on a direct current value at a phase angle of 90 degrees and 270 degrees in one cycle of a power supply voltage. The rectangular wave power regeneration device according to claim 1.