JP2017005773A - Power converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、直流電源から供給される電力を変圧して出力側へと供給する電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device that transforms electric power supplied from a DC power source and supplies it to an output side.
直流電源を用いて容量負荷へ充電を行うものとして、特許文献1記載の電源制御装置がある。特許文献1記載の電源制御装置は、主蓄電装置と、主蓄電装置の電力ラインの間に接続される容量負荷と、主蓄電装置の電力ラインの間に、双方向コンバータを介して容量負荷と並列接続された補機用蓄電装置とを備えている。主蓄電装置と補機用蓄電装置との間での電力の授受は、双方向コンバータを用いて行われる。また、補機用蓄電装置の電力を双方向コンバータを用いて容量負荷へ供給することにより、容量負荷の電圧が主蓄電装置の電圧と等しくなるまで充電が行われる。
There exists a power supply control apparatus of
特許文献1記載の電源制御装置における双方向コンバータが、補機用蓄電池側にチョークコイルを備える電流入力型プッシュプル方式DCDCコンバータであった場合には、容量負荷への充電は、チョークコイルの電流の増加と減少を繰り返すことにより行われる。また、特許文献1記載の電源制御装置では、システムの低コスト化や小型化の観点から、突入電流を防止するための制限抵抗等が設けられていない。
When the bidirectional converter in the power supply control device described in
ここで、チョークコイルの電流が減少するための条件は、補機用蓄電池の電圧が、容量負荷の電圧を、双方向コンバータを構成するコイルの巻数比で除算した値より小さいことである。したがって、充電の開始時等、容量負荷の電圧が小さい場合には、チョークコイルの電流は増加し続けることとなる。その結果として、DCDCコンバータの劣化や破損につながるおそれがある。 Here, the condition for reducing the current of the choke coil is that the voltage of the auxiliary storage battery is smaller than the value obtained by dividing the voltage of the capacitive load by the turn ratio of the coils constituting the bidirectional converter. Therefore, when the voltage of the capacitive load is small, such as at the start of charging, the choke coil current continues to increase. As a result, the DCDC converter may be deteriorated or damaged.
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その主たる目的は過電流を抑制することが可能な電力変換装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above problems, and a main object thereof is to provide a power conversion device capable of suppressing overcurrent.
本発明は、直流電源が接続される入力側から、トランスを介して出力側へと電力を供給する電力変換装置であって、前記直流電源の正極に入力端が接続されるチョークコイルと、センタータップを有し、両端がそれぞれ第1スイッチング素子、第2スイッチング素子を介して所定接続点に接続され、前記センタータップが前記直流電源の負極に接続され且つ前記所定接続点が前記チョークコイルの出力端に接続されており、又は、前記センタータップが前記チョークコイルの出力端に接続され且つ前記所定接続点が前記直流電源の前記負極に接続されている、前記トランスを構成する第1コイルと、前記直流電源と前記チョークコイルとの接続を切り替える、第3スイッチング素子と、前記第3スイッチング素子がOFFであるときに、前記チョークコイルの入力端と前記所定接続点とを通電可能に接続する通電手段と、前記第1コイルと磁気的に結合する、前記トランスを構成する第2コイルと、前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子とのそれぞれに、ON信号とOFF信号との一方を送信するパルス生成部と、を備え、前記第1スイッチング素子、前記第2スイッチング素子及び前記第3スイッチング素子がいずれもONである期間と、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子の一方がONであり、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子の他方及び前記第3スイッチング素子がOFFである期間とを含む制御を行う。 The present invention relates to a power converter for supplying power from an input side to which a DC power source is connected to an output side through a transformer, a choke coil having an input terminal connected to a positive electrode of the DC power source, Having a tap, both ends of which are connected to a predetermined connection point via a first switching element and a second switching element, respectively, the center tap is connected to the negative electrode of the DC power supply, and the predetermined connection point is an output of the choke coil A first coil constituting the transformer, connected to an end, or the center tap is connected to an output end of the choke coil and the predetermined connection point is connected to the negative electrode of the DC power supply; A third switching element that switches connection between the DC power source and the choke coil; and when the third switching element is OFF, An energization means for connecting the input end of the yoke coil and the predetermined connection point so as to be energized; a second coil constituting the transformer that is magnetically coupled to the first coil; the first switching element; Each of the switching elements includes a pulse generation unit that transmits one of an ON signal and an OFF signal, and the first switching element, the second switching element, and the third switching element are all ON. And a period in which one of the first switching element and the second switching element is ON, and the other of the first switching element and the second switching element and the third switching element are OFF. .
上記構成では、第1スイッチング素子、第2スイッチング素子及び第3スイッチング素素子をいずれもONとした場合に、チョークコイルに流れる電流を増加させることができる。一方、第1スイッチング素子及び第2スイッチング素子の一方をONとし、第1スイッチング素子及び第2スイッチング素子の他方と第3スイッチング素子とをOFFとすれば、直流電源が切り離された状態で、第1コイル側から第2コイル側からへと電力を供給することとなるため、第2コイル側の電圧に関わらず、チョークコイルに流れる電流を減少させつつ電力を供給することができる。ゆえに、第2コイル側の電圧が低い場合においてもチョークコイルの電流を減少させる期間を設けることができ、チョークコイルの電流が過剰に増加することを抑制することができる。 In the above configuration, when all of the first switching element, the second switching element, and the third switching element are turned on, the current flowing through the choke coil can be increased. On the other hand, if one of the first switching element and the second switching element is turned ON and the other of the first switching element and the second switching element and the third switching element are turned OFF, the DC power supply is disconnected and Since electric power is supplied from the first coil side to the second coil side, electric power can be supplied while reducing the current flowing through the choke coil regardless of the voltage on the second coil side. Therefore, even when the voltage on the second coil side is low, it is possible to provide a period for reducing the current of the choke coil, and it is possible to suppress an excessive increase in the current of the choke coil.
以下、各実施形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。 Hereinafter, each embodiment will be described with reference to the drawings. In the following embodiments, parts that are the same or equivalent to each other are denoted by the same reference numerals in the drawings, and the description of the same reference numerals is used.
<第1実施形態>
本実施形態に係る電力変換装置は、公称電圧が12Vである鉛バッテリ等の二次電池と、公称電圧が数百Vであるリチウムイオンバッテリ等の高電圧蓄電池とを備えるハイブリッドカーに搭載される。
<First Embodiment>
The power conversion device according to the present embodiment is mounted on a hybrid car including a secondary battery such as a lead battery having a nominal voltage of 12V and a high voltage storage battery such as a lithium ion battery having a nominal voltage of several hundred volts. .
図1は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。本実施形態に係る電力変換装置は、DCDCコンバータ10であり、DCDCコンバータ10の正極側入力端30a、負極側入力端30bは直流電源である二次電池30が接続され、DCDCコンバータ10の出力端には容量負荷40(平滑コンデンサ)が並列接続され、DCDCコンバータ10の出力端には正極側出力端50a、負極側出力端50bが設けられている。二次電池30に蓄積された電力はDCDCコンバータ10により変圧され、正極側出力端50a、負極側出力端50bから出力される。正極側出力端50a、負極側出力端50bから入力された電力は、DCDCコンバータ10により変圧され、二次電池30に入力される。正極側出力端50a、負極側出力端50bには、図示しない高電圧蓄電池、電気負荷、発電機等が接続されており、二次電池30との間で電力の授受が可能となっている。
FIG. 1 is a circuit diagram of the power conversion device according to the present embodiment. The power conversion apparatus according to the present embodiment is a
DCDCコンバータ10は、チョークコイル11と、トランスTrと、ブリッジ回路14と、第1スイッチング素子Q1と、第2スイッチング素子Q2とを備えている。
The
トランスTrは、互いに磁気的に結合した第1コイルL1と第2コイルL2とにより構成され、第1コイルL1は、センタータップ13を有している。第2コイルL2の巻数は、第1コイルL1の巻数のN/2倍である。すなわち、第2コイルL2の巻数が、第1コイルL1のいずれか一方の端からセンタータップ13までの巻数のN倍となっている。第2コイルL2は、ブリッジ回路14、及び、DCDCコンバータ10の出力端を介して、容量負荷40に接続されている。
The transformer Tr is composed of a first coil L1 and a second coil L2 that are magnetically coupled to each other, and the first coil L1 has a
第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2はMOSFETであり、第1コイルL1の両端は、それぞれ、第1スイッチング素子Q1のソース、第2スイッチング素子Q2のソースに接続されている。一方、第1スイッチング素子Q1のドレイン及び第2スイッチング素子Q2のドレインは、共に、所定接続点12に接続されている。所定接続点12には、チョークコイル11の第1端が接続され、チョークコイル11の第2端は、第3スイッチング素子Q3を介して、正極側入力端30aに接続されている。また、第1コイルL1のセンタータップ13は、負極側入力端30bを介して、二次電池30の負極に接続されている。
チョークコイル11と第3スイッチング素子Q3との間と、センタータップ13と負極側入力端30bとの間は、第3ダイオードD3により接続されている。第3ダイオードD3は、負極側から正極側への通電を可能とし、正極側から負極側への通電を遮断する通電手段である。なお、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2は、それぞれ、逆方向に並列接続された第1寄生ダイオードD1、第2寄生ダイオードD2を有している。
The first switching element Q1 and the second switching element Q2 are MOSFETs, and both ends of the first coil L1 are connected to the source of the first switching element Q1 and the source of the second switching element Q2, respectively. On the other hand, the drain of the first switching element Q1 and the drain of the second switching element Q2 are both connected to the
The choke coil 11 and the third switching element Q3 and the
ブリッジ回路14は、MOSFETである第4〜第7スイッチング素子Q4〜Q7及び、第4〜第7スイッチング素子Q4〜Q7のそれぞれに対して逆方向に並列接続された、第4〜第7寄生ダイオードD4〜D7により構成されている。第2コイルL2の端部の一方は、第4スイッチング素子Q4のソース及び第5スイッチング素子Q5のドレインに接続されている。第2コイルL2の端部の他方は、第6スイッチング素子Q6のソース及び第7スイッチング素子Q7のドレインに接続されている。第4スイッチング素子Q4のドレイン及び第6スイッチング素子Q6のドレインは、高圧側の出力端に接続されており、第5スイッチング素子Q5のソース及び第7スイッチング素子Q7のソースは、低圧側の出力端に接続されている。このブリッジ回路14では、第1コイルL1側から第2コイルL2側へと電力を供給する際には、第4〜第7寄生ダイオードD4〜D7により整流回路として機能し、第2コイルL2側から第1コイルL1側へと電力を供給する際には、第4〜第7スイッチング素子Q4〜Q7によりスイッチング回路として機能する。なお、ブリッジ回路14をスイッチング回路として機能させる際の制御については、公知のものであるため、説明を省略する。
The
DCDCコンバータ10は、入力電圧検出手段17、出力電圧検出手段18、電流検出手段19、パルス生成部20、駆動回路21を備えている。入力電圧検出手段17は、例えば電圧センサであり、二次電池30からチョークコイル11へ入力される電圧である入力電圧Vinを検出する。出力電圧検出手段18は、例えば電圧センサであり、容量負荷40の電圧である出力電圧Vcを検出する。電流検出手段19は、例えば電流センサであり、チョークコイル11の電流を示すリアクトル電流ILを検出する。なお、出力電圧Vcは容量負荷40の電圧であるため、「容量負荷電圧」と称してもよい。
The
入力電圧検出手段17が検出した入力電圧Vin、及び、出力電圧検出手段18が検出した出力電圧Vcは、パルス生成部20に入力される。パルス生成部20は、入力された入力電圧Vin及び出力電圧Vcに基づいて、第1スイッチング素子Q1の駆動信号である第1PWM信号、及び、第2スイッチング素子Q2の駆動信号である第2PWM信号を生成し、駆動回路21へ送信する。
The input voltage Vin detected by the
駆動回路21は、パルス生成部20から受信した第1PWM信号に基づいて第1スイッチング素子Q1を駆動し、第2PWM信号に基づいて第2スイッチング素子Q2を駆動する。
The
本実施形態では、二次電池30に蓄積された電力により容量負荷40の充電を行う。この際に、DCDCコンバータ10は、電流入力型プッシュプルDCDCコンバータとして機能する。充電は、車両の電源がONとなった場合に、車両に搭載されているECU内で充電開始指令が生成され、開始される。一方、充電は、高電圧蓄電池の電圧に近い電圧を目標電圧とし、出力電圧Vcが目標電圧となるまで行われる。なお、目標電圧は、ECU内のメモリに記憶されている値を用いてもよいし、高電圧蓄電池の電圧の測定値に基づいて目標電圧を演算してもよい。なお、充電開始指令、及び目標電圧の値を、車両外部から取得する手段を採用することもできる。
In the present embodiment, the
図2は、第1スイッチング素子Q1、第2スイッチング素子Q2及び第3スイッチング素子Q3をいずれもONとした場合の、回路に流れる電流の経路を示している。この状態では、第1コイルL1は短絡状態であるため、第1コイルL1の電圧はゼロである。したがって、チョークコイル11には入力電圧Vinが印加され、リアクトル電流ILが増加する。このとき、リアクトル電流ILの時間あたりの変化量であるdIL/dt(A/s)は、チョークコイル11の自己インダクタンスをL(H)とすると、次式(1)で表される。 FIG. 2 shows a path of a current flowing through the circuit when all of the first switching element Q1, the second switching element Q2, and the third switching element Q3 are turned on. In this state, since the first coil L1 is in a short circuit state, the voltage of the first coil L1 is zero. Therefore, the input voltage Vin is applied to the choke coil 11, and the reactor current IL increases. At this time, dIL / dt (A / s), which is a change amount of the reactor current IL per time, is expressed by the following equation (1), where L (H) is the self-inductance of the choke coil 11.
図3(a)は、第1スイッチング素子Q1をONとし、第2スイッチング素子Q2及び第3スイッチング素子Q3をOFFとした場合の、回路に流れる電流の経路を示している。また、図3(b)は、第2スイッチング素子Q2をONとし、第1スイッチング素子Q1及び第3スイッチング素子Q3をOFFとした場合の、回路に流れる電流の経路を示している。このとき、リアクトル電流ILの時間当たりの変化量であるdIL/dt(A/s)は、次式(2)で表される。 FIG. 3A shows a path of a current flowing through the circuit when the first switching element Q1 is turned on and the second switching element Q2 and the third switching element Q3 are turned off. FIG. 3B shows a path of a current flowing through the circuit when the second switching element Q2 is turned on and the first switching element Q1 and the third switching element Q3 are turned off. At this time, dIL / dt (A / s), which is a change amount of reactor current IL per time, is expressed by the following equation (2).
図4(a)は、第1スイッチング素子Q1及び第3スイッチング素子Q3をONとし、第2スイッチング素子Q2をOFFとした場合の、回路に流れる電流の経路を示している。また、図4(b)は、第2スイッチング素子Q2及び第3スイッチング素子Q3をONとし、第1スイッチング素子Q1をOFFとした場合の、回路に流れる電流の経路を示している。このとき、リアクトル電流ILの時間当たりの変化量であるdIL/dt(A/s)は、次式(3)で表される。 FIG. 4A shows a path of current flowing through the circuit when the first switching element Q1 and the third switching element Q3 are turned on and the second switching element Q2 is turned off. FIG. 4B shows a path of current flowing through the circuit when the second switching element Q2 and the third switching element Q3 are turned on and the first switching element Q1 is turned off. At this time, dIL / dt (A / s), which is the amount of change of reactor current IL per time, is expressed by the following equation (3).
この期間γの制御では、容量負荷40への充電の開始時等の、出力電圧Vcが小さい場合において、リアクトル電流ILは増加する。そのため、期間αと期間γとを用いて容量負荷40への充電を行えば、リアクトル電流ILは増加し続けることとなり、チョークコイル11の劣化等が生ずるおそれがある。
In the control during this period γ, the reactor current IL increases when the output voltage Vc is small, such as when charging of the
そこで、本実施形態では、出力電圧Vcが所定値V1以下の場合には、期間αと期間βとを交互に繰り返す第1モードの制御を行うものとし、出力電圧Vcが所定値V1よりも大きい場合には、期間αと期間γとを交互に繰り返す第2モードの制御を行うものとしている。なお、第1モードと第2モードとを切り替える所定値V1は、入力電圧Vinに巻数比Nを乗算した値よりも大きい値である。すなわち、出力電圧Vcが、期間γにおいてリアクトル電流ILが減少するまで上昇すれば、第2モードの制御を行うものとしている。 Therefore, in the present embodiment, when the output voltage Vc is equal to or lower than the predetermined value V1, the control in the first mode in which the period α and the period β are alternately repeated is performed, and the output voltage Vc is larger than the predetermined value V1. In this case, the second mode control is performed in which the period α and the period γ are alternately repeated. The predetermined value V1 for switching between the first mode and the second mode is a value larger than a value obtained by multiplying the input voltage Vin by the turn ratio N. That is, if the output voltage Vc rises until the reactor current IL decreases in the period γ, the second mode control is performed.
第1モードの制御を行う際の、第1スイッチング素子Q1、第2スイッチング素子Q2及び第3スイッチング素子Q3の制御状態、リアクトル電流ILの値、及び、出力電流Icを、図5に示す。第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2は、互いのON期間が重複するように、Duty値が50%よりも大きい値に設定されている。
一方、第3スイッチング素子Q3は、第1スイッチング素子Q1のON制御を開始すると同時にON制御を開始し、第2スイッチング素子Q2のOFF制御を開始すると同時にOFF制御を開始する。さらに、第2スイッチング素子Q2のON制御を開始すると同時にON制御を開始し、第1スイッチング素子Q1のOFF制御を開始すると同時に、OFF制御を開始する。すなわち、第3スイッチング素子Q3のON制御を開始するタイミングは、第1スイッチング素子Q1のON制御を開始するタイミング及び第2スイッチング素子Q2のON制御を開始するタイミングとそれぞれ等しく、第3スイッチング素子Q3のOFF制御を開始するタイミングは、第1スイッチング素子Q1のOFF制御を開始するタイミング及び第2スイッチング素子Q2のOFF制御を開始するタイミングとそれぞれ等しい。
FIG. 5 shows the control state of the first switching element Q1, the second switching element Q2, and the third switching element Q3, the value of the reactor current IL, and the output current Ic when performing the control in the first mode. The first switching element Q1 and the second switching element Q2 have a duty value set to a value larger than 50% so that the ON periods of each other overlap each other.
On the other hand, the third switching element Q3 starts the ON control simultaneously with starting the ON control of the first switching element Q1, and starts the OFF control simultaneously with starting the OFF control of the second switching element Q2. Furthermore, the ON control is started simultaneously with the start of the ON control of the second switching element Q2, and the OFF control is started simultaneously with the start of the OFF control of the first switching element Q1. That is, the timing for starting the ON control of the third switching element Q3 is equal to the timing for starting the ON control of the first switching element Q1 and the timing for starting the ON control of the second switching element Q2, respectively. The timing for starting the OFF control of the first switching element Q1 is equal to the timing for starting the OFF control of the first switching element Q1 and the timing for starting the OFF control of the second switching element Q2.
第1モードでは、このように制御することで、図5に示すように期間αの制御と期間βの制御とが交互に繰り返されることとなる。リアクトル電流ILは、期間αにおいて増加し、期間βにおいて減少することとなる。図5における出力電流Icは、第2コイルL2側に流れる電流である。出力電流Icは期間αではゼロであり、期間βにおいて、リアクトル電流ILに対応した値となる。 In the first mode, by controlling in this manner, the control of the period α and the control of the period β are alternately repeated as shown in FIG. Reactor current IL increases in period α and decreases in period β. The output current Ic in FIG. 5 is a current that flows on the second coil L2 side. The output current Ic is zero in the period α and becomes a value corresponding to the reactor current IL in the period β.
この第1モードにおける第1〜第3スイッチング素子Q1〜Q3のONタイミング及びOFFタイミングは、リアクトル電流ILの平均値IL_aveが第1指令値Iref1となるように制御される。なお、第1指令値Iref1は、リアクトル電流ILが過剰なものとならないように予め定められた値であり、メモリ等に記憶されている。 The ON timing and OFF timing of the first to third switching elements Q1 to Q3 in the first mode are controlled such that the average value IL_ave of the reactor current IL becomes the first command value Iref1. The first command value Iref1 is a predetermined value so that the reactor current IL does not become excessive, and is stored in a memory or the like.
この第1モードの制御を行ううえで、期間αでのリアクトル電流ILの増加量と、期間βでのリアクトル電流ILの減少量が等しければ、リアクトル電流ILが過剰なものとなることがない。このとき、期間αと期間βとの長さの比を、D:(1−D)とすると、次式(4)が成立すればよく、次式(5)により、期間αの長さを示すDが求まる。 In performing the control in the first mode, if the increase amount of the reactor current IL in the period α is equal to the decrease amount of the reactor current IL in the period β, the reactor current IL does not become excessive. At this time, if the ratio of the lengths of the period α and the period β is D: (1-D), the following expression (4) may be satisfied. D shown is obtained.
第2モードでは、このように制御することで、図6に示すように期間αと期間γが交互に繰り返されることとなる。上述した通り、第2モードは、上式(3)が負の値となる場合に行われる。このため、リアクトル電流ILは、期間αにおいて増加し、期間γにおいて減少することとなる。また、出力電流Icは期間αではゼロであり、期間γにおいて、リアクトル電流ILに対応した値となる。 In the second mode, by controlling in this way, the period α and the period γ are alternately repeated as shown in FIG. As described above, the second mode is performed when the above expression (3) is a negative value. For this reason, reactor current IL increases in period α and decreases in period γ. The output current Ic is zero in the period α, and becomes a value corresponding to the reactor current IL in the period γ.
この第2モードにおける第1スイッチング素子Q1、第2スイッチング素子Q2のONタイミング及びOFFタイミングは、リアクトル電流ILの平均値IL_aveが第2指令値Iref2となるように制御される。なお、第2指令値Iref2は、リアクトル電流ILが過剰なものとならないように予め定められた値であり、メモリ等に記憶されている。また、第2指令値Iref2は第1指令値Iref1と同じ値でもよいし、異なる値でもよい。 The ON timing and OFF timing of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 in the second mode are controlled such that the average value IL_ave of the reactor current IL becomes the second command value Iref2. The second command value Iref2 is a predetermined value so that the reactor current IL does not become excessive, and is stored in a memory or the like. Further, the second command value Iref2 may be the same value as the first command value Iref1, or may be a different value.
この第2モードにおいても、第1モードと同様に、期間αにおけるリアクトル電流ILの増加量と、期間γにおけるリアクトル電流ILの減少量が等しくなるように制御する。このとき、期間αと期間γとの長さの比を、D:(1−D)とすると、次式(7)が成立すればよく、次式(8)により、期間αの長さを示すDが求まる。 Also in the second mode, similarly to the first mode, the increase amount of the reactor current IL in the period α is controlled to be equal to the decrease amount of the reactor current IL in the period γ. At this time, if the ratio of the lengths of the period α and the period γ is D: (1-D), the following expression (7) may be satisfied. D shown is obtained.
定電流制御部50において、第1指令値Iref1は、加算部52に入力される。その加算部52には、電流補正部51により算出された電流補正項が入力される。電流補正部51が算出する電流補正項は上式(6)の右辺第2項である。一方、第2指令値Iref2は、加算部54に入力される。その加算部52には、電流補正部53により算出された電流補正項が入力される。電流補正部53が算出する電流補正項は上式(9)の右辺第2項である。
In the constant
定電流制御部50から出力された第1補正指令値Iref1*及び第2補正指令値Iref2*は、モード選択部60に入力される。モード選択部60には、さらに、出力電圧Vcも入力され、その出力電圧Vcと、所定値V1とを比較する。そして、第1補正指令値Iref1*及び第2補正指令値Iref2*のいずれを出力するかを決定して出力する。
The first correction command value Iref1 * and the second correction command value Iref2 * output from the constant
モード選択部60から出力された第1補正指令値Iref1*、第2補正指令値Iref2*の一方は、ピーク電流制御部70に入力され、DA変換器71においてアナログ値に変換され、コンパレータ72のマイナス端子に入力される。
One of the first correction command value Iref1 * and the second correction command value Iref2 * output from the
一方、ピーク電流制御部70のスロープ補償部73は、レジスタの値により得られるスロープ電流Isの値を信号として生成し、DA変換器74に入力する。このスロープ電流Isは、上述した通り、各制御周期において0Aから直線的に単調増加する鋸歯状波の信号である。そして、DA変換器74によりアナログ波形とされたスロープ電流Isとリアクトル電流ILとを、加算部75において加算して、コンパレータ72のプラス端子に入力する。なお、スロープ補償部73は、直接アナログ波形を生成し、DA変換器74を介さずコンパレータ72に入力するものとしてもよい。
On the other hand, the
このスロープ補償部73は、第1モードと第2モードとで、スロープ電流Isの時間当たりの増加量であるm1,m2を異なるものとしている。具体的には、第1モードでの時間当たりの増加量であるm1を、第2モードでの時間当たりの増加量であるm2よりも大きく設定している。なお、m1とm2を等しい値としてもよい。
The
コンパレータ72は、マイナス端子に入力された、第1補正指令値Iref1*及び第2補正指令値Iref2*の一方と、プラス端子に入力された、リアクトル電流ILにスロープ電流Isが加算された値との比較を行う。そして、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも小さい期間において、ハイ状態の信号をRSフリップフロップ77のS端子に入力し、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも大きい期間において、ロー状態の信号をRSフリップフロップ77のS端子に入力する。また、RSフリップフロップ77のR端子には、クロック76からクロック信号が入力される。
The
RSフリップフロップ77は、第1モードにおいて、入力された信号がハイ状態の信号であれば、第1〜第3スイッチング素子Q1〜Q3をいずれも共にONとする信号を送信する。一方、入力された信号がロー状態の信号であれば、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の一方をONとし、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の他方と、第3スイッチング素子Q3とをOFFとする信号を送信する。
In the first mode, the RS flip-
RSフリップフロップ77は、第2モードにおいて、入力された信号がハイ状態の信号であれば、第1〜第3スイッチング素子Q1〜Q3をいずれもONとする信号を送信する。一方、入力された信号がロー状態の信号であれば、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の一方と第3スイッチング素子Q3をONとし、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の他方をOFFとする信号を出力する。
In the second mode, the RS flip-
RSフリップフロップ77の出力は、Duty制限部78によってDuty値の上限値及び下限値を設定された上で、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2を駆動する駆動回路21に出力される。具体的には、第1モード及び第2モードにおいて、第1スイッチング素子Q1のON期間と第2スイッチング素子Q2のON期間とが重複するように、Duty値が50%よりも大きい値となるように制御する。
The output of the RS flip-
続いて、パルス生成部20が実行する一連の処理について、図5のフローチャートを用いて説明する。図8のフローチャートに係る制御は、所定の制御周期で実行される。
Next, a series of processes executed by the
まず、起動要求を取得したか否かを判定する(S101)。この起動要求の指令信号は、例えば、上位の制御装置であるECU等から送信される。起動要求を取得していない場合(S101:NO)、一連の制御を行わず、待機状態を継続する。 First, it is determined whether an activation request has been acquired (S101). The start request command signal is transmitted from, for example, an ECU or the like, which is a host control device. When the activation request has not been acquired (S101: NO), the standby state is continued without performing a series of controls.
起動要求を取得すれば(S101:YES)、出力電圧Vcを取得し(S102)、その出力電圧Vcが所定値V1以下であるか否かを判定する(S103)。出力電圧Vcが所定値V1以下であれば(S103:YES)、第1モードでの制御を行う(S104)。出力電圧Vcが所定値V1以下でなければ(S103:NO)、第2モードで制御を行う(S105)。 If the activation request is acquired (S101: YES), the output voltage Vc is acquired (S102), and it is determined whether or not the output voltage Vc is equal to or lower than the predetermined value V1 (S103). If the output voltage Vc is less than or equal to the predetermined value V1 (S103: YES), control in the first mode is performed (S104). If the output voltage Vc is not less than or equal to the predetermined value V1 (S103: NO), control is performed in the second mode (S105).
第1モード及び第2モードの一方の制御が所定時間行われた後、制御の終了判定を行う(S106)。S106の処理では、例えば、出力電圧Vcを取得し、その出力電圧Vcが所定の上限値以上となったか否かを判定すればよい。なお、出力電圧Vcが所定の上限値以上となったか否かの判定は、S103で否定的な判定がなされた後に行うものとしてもよい。制御を終了すると判定した場合(S106:YES)、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。制御を終了すると判定しない場合(S106:NO)、終了要求を取得したか否かを判定する(S107)。この終了要求の指令信号は、ECU等の上位の制御装置から送信される。終了要求を取得すれば(S107:YES)、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。終了要求を取得しなければ(S107:NO)、S102以降の処理を再度実行する。 After one of the control in the first mode and the second mode is performed for a predetermined time, the control end determination is performed (S106). In the process of S106, for example, the output voltage Vc may be acquired and it may be determined whether or not the output voltage Vc is equal to or higher than a predetermined upper limit value. Note that the determination of whether or not the output voltage Vc is equal to or greater than a predetermined upper limit value may be made after a negative determination is made in S103. When it is determined that the control is to be ended (S106: YES), a series of processing is ended, and the process waits until an activation request is made. If it is not determined to end the control (S106: NO), it is determined whether an end request has been acquired (S107). This end request command signal is transmitted from a host control device such as an ECU. If an end request is acquired (S107: YES), a series of processes are ended and the process waits until an activation request is made. If the end request is not acquired (S107: NO), the processing after S102 is executed again.
なお、図8のフローチャートでは、容量負荷40への充電制御に関する制御のみを示しているが、DCDCコンバータ10は容量負荷40への充電制御以外の電力変換も行う。例えば、接続端子40a,40bを介して供給される電力を降圧し、二次電池30への充電を行う制御が挙げられる。その制御は、周知の制御であるため、説明を省略する。
In the flowchart of FIG. 8, only control related to charging control to the
上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、以下の効果を奏する。 With the above configuration, the power conversion device according to the present embodiment has the following effects.
・出力電圧Vcが所定値V1よりも小さい場合において、第1モードの制御を行うことにより、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の一方がONであり、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の他方と第3スイッチング素子Q3がOFFである期間βを設けるものとしている。この期間βでは、出力電圧Vcの値に関わらず、リアクトル電流ILを減少させることができる。したがって、リアクトル電流ILが増加し続けることを防ぐことができ、ひいては、DCDCコンバータ10の劣化及び故障を抑制することができる。
When the output voltage Vc is smaller than the predetermined value V1, by performing the control in the first mode, one of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 is ON, and the first switching element Q1 and the second switching element Q2 A period β in which the other switching element Q2 and the third switching element Q3 are OFF is provided. During this period β, the reactor current IL can be reduced regardless of the value of the output voltage Vc. Therefore, it is possible to prevent the reactor current IL from continuing to increase, and as a result, it is possible to suppress deterioration and failure of the
・容量負荷40への充電が進行した場合等、出力電圧Vcが所定値V1より大きくなった場合には、第2モードの制御を行うことにより、第1〜第3スイッチング素子Q1〜Q3がいずれもONである期間αと、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の一方と第3スイッチング素子Q3がONであり、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の他方がOFFである期間γを設けている。したがって、期間αにおいてリアクトル電流ILを増加させることができ、期間γにおいて、リアクトル電流ILを減少させることにより、充電が進行した容量負荷40への充電を迅速に行いつつ、リアクトル電流ILの過剰な増加を抑制することができる。
When the output voltage Vc becomes larger than the predetermined value V1, such as when charging of the
・ピーク電流制御部70において、定電流制御部50から入力された第1補正指令値Iref1*、及び第2補正指令値Iref2*を用いて定電流制御を行っている。これにより、入力電圧Vinに変化が生じた場合等において、過電流に対するロバスト性を向上させることができる。加えて、第1補正指令値Iref1*を算出する上で、期間αにおけるリアクトル電流ILの増加量と期間βにおけるリアクトル電流ILの減少量が等しくなるようにしており、第2補正指令値Iref2*を算出する上で、期間αにおけるリアクトル電流ILの増加量と期間γにおけるリアクトル電流ILの減少量が等しくなるようにしている。したがって、リアクトル電流ILの過剰な増加及び過剰な減少を抑制することができ、迅速な充電と回路の保護とを両立することができる。
The peak
<第2実施形態>
本実施形態に係る電力変換装置は、回路構成は第1実施形態と共通しており、第1モードにおける制御が一部異なっている。具体的には、本実施形態では、第3スイッチング素子Q3のONタイミング及びOFFタイミングを、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2のONタイミング及びOFFタイミングと同期させていない。図9は、本実施形態に係る電力変換装置における、第1〜3スイッチング素子Q1〜Q3の制御状態と、そのときのリアクトル電流ILを示している。
Second Embodiment
The power converter according to the present embodiment has a circuit configuration common to that of the first embodiment, and a part of the control in the first mode is different. Specifically, in the present embodiment, the ON timing and OFF timing of the third switching element Q3 are not synchronized with the ON timing and OFF timing of the first switching element Q1 and the second switching element Q2. FIG. 9 shows the control states of the first to third switching elements Q1 to Q3 and the reactor current IL at that time in the power conversion device according to the present embodiment.
期間αは、第1〜第3スイッチング素子Q1〜Q3がいずれもONである。期間βは、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の一方がONであり、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の他方と第3スイッチング素子Q3がOFFである。期間γは、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の一方と第3スイッチング素子Q3がONであり、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の他方がOFFである。期間δは、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2が共にONであり、第3スイッチング素子Q3がOFFである。 During the period α, the first to third switching elements Q1 to Q3 are all ON. During the period β, one of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 is ON, and the other of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 and the third switching element Q3 are OFF. During the period γ, one of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 and the third switching element Q3 are ON, and the other of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 is OFF. During the period δ, both the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are ON, and the third switching element Q3 is OFF.
本実施形態では、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2のOFFタイミングを一定としておき、第3スイッチング素子Q3のOFFタイミングを可変とすることにより、リアクトル電流ILの増加量と減少量とを等しいものとすればよい。また、第3スイッチング素子Q3のOFFタイミングを固定しておき、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2のOFFタイミングを可変とすることにより、リアクトル電流ILの増加量と減少量とを等しいものとしてもよい。 In the present embodiment, the OFF timing of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 is made constant, and the OFF timing of the third switching element Q3 is made variable so that the increase amount and the decrease amount of the reactor current IL are reduced. It should just be equal. Further, the OFF timing of the third switching element Q3 is fixed, and the OFF timing of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 is made variable so that the increase amount and the decrease amount of the reactor current IL are equal. It is good.
このように、少なくとも期間α及び期間γを設けることで、リアクトル電流ILを増加させることができる期間と、リアクトル電流ILを減少させることができる期間とを得ることができる。 Thus, by providing at least the period α and the period γ, it is possible to obtain a period during which the reactor current IL can be increased and a period during which the reactor current IL can be decreased.
なお、本実施形態において、第2モードにおける制御は第1実施形態と同様の制御を行うため、その説明を省略する。 In the present embodiment, the control in the second mode is the same as that in the first embodiment, and the description thereof is omitted.
上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、第1実施形態に準ずる効果を奏する。 With the above configuration, the power conversion device according to the present embodiment has an effect similar to that of the first embodiment.
<第3実施形態>
本実施形態に係る電力変換装置は、回路構成が第1実施形態と一部異なっている。図10は本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。
<Third Embodiment>
The power converter according to the present embodiment is partially different from the first embodiment in circuit configuration. FIG. 10 is a circuit diagram of the power converter according to this embodiment.
本実施形態に係る電力変換装置は、DCDCコンバータ10であり、DCDCコンバータ10の正極側入力端30a、負極側入力端30bは直流電源である二次電池30が接続され、DCDCコンバータ10の出力端には容量負荷40(平滑コンデンサ)が並列接続され、DCDCコンバータ10の出力端には正極側出力端50a、負極側出力端50bが設けられている。
The power conversion apparatus according to the present embodiment is a
DCDCコンバータ10は、チョークコイル11と、トランスTrと、ブリッジ回路14と、第1スイッチング素子Q1と、第2スイッチング素子Q2とを備えている。
The
トランスTrは、互いに磁気的に結合した第1コイルL1と第2コイルL2とにより構成され、第1コイルL1は、センタータップ13を有している。第2コイルL2の巻数は、第1コイルL1の巻数のN/2倍である。すなわち、第2コイルL2の巻数が、第1コイルL1のいずれか一方の端からセンタータップ13までの巻数のN倍となっている。第2コイルL2は、ブリッジ回路14、及び、DCDCコンバータ10の出力端を介して、容量負荷40に接続されている。
The transformer Tr is composed of a first coil L1 and a second coil L2 that are magnetically coupled to each other, and the first coil L1 has a
第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2はMOSFETであり、第1コイルL1の両端は、それぞれ、第1スイッチング素子Q1のドレイン、第2スイッチング素子Q2のドレインに接続されている。第1コイルL1のセンタータップ13にはチョークコイル11の第1端が接続され、チョークコイル11の第2端は、第3スイッチング素子Q3を介して、正極側入力端30aに接続されている。一方、所定接続点12は、負極側入力端30bを介して、二次電池30の負極に接続されている。チョークコイル11と第3スイッチング素子Q3との間と、所定接続点12と負極側入力端30bとの間は、第3ダイオードD3により接続されている。第3ダイオードD3は、負極側から正極側への通電を可能とし、正極側から負極側への通電を遮断する通電手段である。なお、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2は、それぞれ、逆方向に並列接続された第1寄生ダイオードD1、第2寄生ダイオードD2を有している。
The first switching element Q1 and the second switching element Q2 are MOSFETs, and both ends of the first coil L1 are connected to the drain of the first switching element Q1 and the drain of the second switching element Q2, respectively. The first end of the choke coil 11 is connected to the
ブリッジ回路14は、第1実施形態と同様のものであるため、その説明を省略する。
Since the
DCDCコンバータ10は、入力電圧検出手段17、出力電圧検出手段18、電流検出手段19、パルス生成部20、駆動回路21を備えている。入力電圧検出手段17は、例えば電圧センサであり、二次電池30からチョークコイル11へ入力される電圧である入力電圧Vinを検出する。出力電圧検出手段18は、例えば電圧センサであり、容量負荷40の電圧である出力電圧Vcを検出する。電流検出手段19は、例えば電流センサであり、チョークコイル11の電流を示すリアクトル電流ILを検出する。
The
入力電圧検出手段17が検出した入力電圧Vin、及び、出力電圧検出手段18が検出した出力電圧Vcは、パルス生成部20に入力される。パルス生成部20は、入力された入力電圧Vin及び出力電圧Vcに基づいて、第1スイッチング素子Q1の駆動信号である第1PWM信号、及び、第2スイッチング素子Q2の駆動信号である第2PWM信号を生成し、駆動回路21へ送信する。
The input voltage Vin detected by the
駆動回路21は、パルス生成部20から受信した第1PWM信号に基づいて第1スイッチング素子Q1を駆動し、第2PWM信号に基づいて第2スイッチング素子Q2を駆動する。
The
なお、本実施形態において、第1〜3スイッチング素子Q1〜Q3の制御については、第1実施形態又は第2実施形態と同様の制御が行われる。 In the present embodiment, the same control as in the first embodiment or the second embodiment is performed for the control of the first to third switching elements Q1 to Q3.
上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、第1実施形態に準ずる効果を奏する。 With the above configuration, the power conversion device according to the present embodiment has an effect similar to that of the first embodiment.
<変形例>
・各実施形態では、負極側から正極側への通電を可能とし、正極側から負極側への通電を遮断する通電手段として、第3ダイオードD3を用いるものとしているが、第3ダイオードD3の代わりにスイッチング素子を設け、そのスイッチング素子を第3スイッチング素子Q3と同期させて駆動するものとしてもよい。
<Modification>
In each embodiment, the third diode D3 is used as the energization means that enables energization from the negative electrode side to the positive electrode side and cuts off the energization from the positive electrode side to the negative electrode side. It is also possible to provide a switching element and drive the switching element in synchronization with the third switching element Q3.
・第1実施形態では、チョークコイル11と正極側入力端30aとの間に第3スイッチング素子Q3を設けるものとしたが、センタータップ13と負極側入力端30bとの間に第3スイッチング素子Q3を設けるものとしてもよい。また、チョークコイル11と正極側入力端30aとの間、及び、センタータップ13と負極側入力端30bとの間のいずれにも第3スイッチング素子Q3を設けるものとし、同期させて制御するものとしてもよい。
In the first embodiment, the third switching element Q3 is provided between the choke coil 11 and the positive input terminal 30a. However, the third switching element Q3 is provided between the
・第3実施形態では、チョークコイル11と正極側入力端30aとの間に第3スイッチング素子Q3を設けるものとしたが、所定接続点12と負極側入力端30bとの間に第3スイッチング素子Q3を設けるものとしてもよい。また、チョークコイル11と正極側入力端30aとの間、及び、所定接続点12と負極側入力端30bとの間のいずれにも第3スイッチング素子Q3を設けるものとし、同期させて制御するものとしてもよい。
In the third embodiment, the third switching element Q3 is provided between the choke coil 11 and the positive input terminal 30a. However, the third switching element is provided between the
・各実施形態では、ピーク電流制御を行うものとしたが、ピーク電流制御を行わず、出力電圧Vcに対応付けて予め設定されたDuty値に基づいて、制御を行うものとしてもよい。 In each embodiment, the peak current control is performed. However, the peak current control may not be performed, and the control may be performed based on a duty value set in advance in association with the output voltage Vc.
・各実施形態では、スロープ電流Isを加算してピーク電流制御を行うものとしたが、スロープ電流Isを加算せず、リアクトル電流ILの値が第1補正指令値Iref1*、第2補正指令値Iref2*となるように制御してもよい。この場合には、上式(6)、上式(9)により第1補正指令値Iref1*、第2補正指令値Iref2*を算出する上で、スロープ電流Isの期間αでの増加分であるΔIsを加算しないものとすればよい。 In each embodiment, the peak current control is performed by adding the slope current Is, but the slope current Is is not added and the value of the reactor current IL is the first correction command value Iref1 *, the second correction command value. You may control so that it may become Iref2 *. In this case, in calculating the first correction command value Iref1 * and the second correction command value Iref2 * by the above formula (6) and the above formula (9), it is an increment of the slope current Is in the period α. It is sufficient that ΔIs is not added.
・上記各実施形態において、電力変換装置がハイブリッドカーに備えられるものとしたが、ハイブリッドカー以外においても適用可能である。また、DCDCコンバータ10を、双方向に電力の授受を可能なものとしたが、第1コイルL1側から第2コイルL2側への電力の供給のみが可能なものとしてもよく、その場合には、ブリッジ回路14をダイオードブリッジ回路とすればよい。
In each of the above embodiments, the power conversion device is provided in the hybrid car, but the invention can also be applied to other than the hybrid car. In addition, although the
11…チョークコイル、12…所定接続点、13…センタータップ、18…出力電圧検出手段、19…電流検出手段、20…パルス生成部、30…二次電池、73…スロープ補償部、L1…第1コイル、L2…第2コイル、Q1…第1スイッチング素子、Q2…第2スイッチング素子、Q3…第3スイッチング素子、Tr…トランス。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 ... Choke coil, 12 ... Predetermined connection point, 13 ... Center tap, 18 ... Output voltage detection means, 19 ... Current detection means, 20 ... Pulse generation part, 30 ... Secondary battery, 73 ... Slope compensation part, L1 ... 1 coil, L2 ... 2nd coil, Q1 ... 1st switching element, Q2 ... 2nd switching element, Q3 ... 3rd switching element, Tr ... transformer.
Claims (7)
前記直流電源の正極に入力端が接続されるチョークコイル(11)と、
センタータップ(13)を有し、両端がそれぞれ第1スイッチング素子(Q1)、第2スイッチング素子(Q2)を介して所定接続点(12)に接続され、前記センタータップが前記直流電源の負極に接続され且つ前記所定接続点が前記チョークコイルの出力端に接続されており、又は、前記センタータップが前記チョークコイルの出力端に接続され且つ前記所定接続点が前記直流電源の前記負極に接続されている、前記トランスを構成する第1コイル(L1)と、
前記直流電源と前記チョークコイルとの接続を切り替える、第3スイッチング素子(Q3)と、
前記第3スイッチング素子がOFFであるときに、前記チョークコイルの入力端と前記所定接続点とを通電可能に接続する通電手段(D3)と、
前記第1コイルと磁気的に結合する、前記トランスを構成する第2コイル(L2)と、
前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子とのそれぞれに、ON信号とOFF信号との一方を送信するパルス生成部(20)と、を備え、
前記第1スイッチング素子、前記第2スイッチング素子及び前記第3スイッチング素子がいずれもONである期間と、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子の一方がONであり、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子の他方及び前記第3スイッチング素子がOFFである期間とを含む制御を行う、電力変換装置。 A power converter that supplies power from an input side to which a DC power supply (30) is connected to an output side via a transformer (Tr),
A choke coil (11) having an input terminal connected to the positive electrode of the DC power supply;
The center tap (13) has both ends connected to a predetermined connection point (12) via the first switching element (Q1) and the second switching element (Q2), respectively, and the center tap is connected to the negative electrode of the DC power source. And the predetermined connection point is connected to the output end of the choke coil, or the center tap is connected to the output end of the choke coil and the predetermined connection point is connected to the negative electrode of the DC power supply. A first coil (L1) constituting the transformer,
A third switching element (Q3) for switching the connection between the DC power supply and the choke coil;
Energization means (D3) for connecting the input end of the choke coil and the predetermined connection point so that energization is possible when the third switching element is OFF;
A second coil (L2) constituting the transformer and magnetically coupled to the first coil;
A pulse generator (20) that transmits one of an ON signal and an OFF signal to each of the first switching element and the second switching element;
A period in which all of the first switching element, the second switching element, and the third switching element are ON; and one of the first switching element and the second switching element is ON; A power conversion device that performs control including a period in which the other of the second switching elements and the third switching element are OFF.
前記出力電圧が所定値よりも小さい場合には、前記第1スイッチング素子、前記第2スイッチング素子及び第3スイッチング素子をいずれもONとする制御と、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子の一方をONとし、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子の他方と前記第3スイッチング素子とをOFFとする制御とを交互に繰り返す第1モードとし、
前記出力電圧が所定値よりも大きい場合には、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子を共にONとする制御と、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子の一方をONとし他方をOFFとする制御とを交互に繰り返し、且つ、第3スイッチング素子のON状態を継続する第2モードとすることを特徴とする、請求項2に記載の電力変換装置。 Voltage detection means (18) for detecting an output voltage that is a voltage on the second coil side;
When the output voltage is smaller than a predetermined value, the first switching element, the second switching element, and the third switching element are all turned on, and the first switching element and the second switching element A first mode in which one is turned on and the other switching of the first switching element and the second switching element and the third switching element are turned off alternately;
When the output voltage is greater than a predetermined value, both the first switching element and the second switching element are turned on, and one of the first switching element and the second switching element is turned on and the other is turned on. The power conversion device according to claim 2, wherein the second mode in which the control to turn OFF is alternately repeated and the ON state of the third switching element is continued is set.
前記電流値が予め定められた値である指令値となるように、前記第1スイッチング素子、前記第2スイッチング素子、及び前記第3スイッチング素子を制御することを特徴とする、請求項3に記載の電力変換装置。 A current detecting means (19) for detecting a current value of the choke coil;
The first switching element, the second switching element, and the third switching element are controlled so that the current value becomes a command value that is a predetermined value. Power converter.
前記第1モードと前記第2モードとでは、前記スロープ信号のスロープ量が異なることを特徴とする、請求項4〜6のいずれか1項に記載の電力変換装置。 A slope compensator (73) for adding a slope signal that is a sawtooth wave to the current value;
The power converter according to any one of claims 4 to 6, wherein the slope amount of the slope signal is different between the first mode and the second mode.
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Applications Claiming Priority (1)
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2017005773A true JP2017005773A (en) | 2017-01-05 |
JP6406133B2 JP6406133B2 (en) | 2018-10-17 |
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ID=57754596
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2015113768A Active JP6406133B2 (en) | 2015-06-04 | 2015-06-04 | Power converter |
Country Status (1)
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Date | Code | Title | Description |
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A977 | Report on retrieval |
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