JP2011091960A

JP2011091960A - Dc-dc converter system

Info

Publication number: JP2011091960A
Application number: JP2009244524A
Authority: JP
Inventors: Hiroki Otani; 裕樹大谷; Katashige Yamada; 堅滋山田
Original assignee: Toyota Motor Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Motor Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2009-10-23
Filing date: 2009-10-23
Publication date: 2011-05-06
Anticipated expiration: 2029-10-23
Also published as: JP5478190B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To enable current control without using a current sensor in a DC-DC converter system. <P>SOLUTION: A rotary electric machine driving system 10 includes an inverter apparatus 14 connected to a rotary electric machine 12, an energy storage apparatus 16, a DC-DC converter body 20 provided between the inverter apparatus 14 and the energy storage apparatus 16 and a DC-DC converter control part 40. An input voltage initial value V<SB>L0</SB>is obtained at an input voltage initial value setting device 62 of the DC-DC converter control part 40, and an internal resistance value R<SB>B</SB>of the energy storage apparatus 16 is obtained by a battery resistance estimating device 64. Using these results and an input voltage detected value V<SB>L</SB>, (V<SB>L</SB>-V<SB>L0</SB>) is divided by the R<SB>B</SB>to calculate an estimated input current value I<SB>B</SB>at an input current estimating device 66. Using the calculated estimated input current value I<SB>B</SB>, a voltage feedback containing a miner loop of current control is performed to correct a duty. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

本発明は、ＤＣＤＣコンバータシステムに係り、特に蓄電装置と負荷駆動装置との間に設けられ、出力電圧指令値に基づいてスイッチング素子のディーティ比を制御して電圧変換を行うＤＣＤＣコンバータシステムに関する。 The present invention relates to a DCDC converter system, and more particularly to a DCDC converter system that is provided between a power storage device and a load driving device and performs voltage conversion by controlling a duty ratio of a switching element based on an output voltage command value.

２次電池等の蓄電装置から駆動状態にある負荷駆動回路に対し電力を供給し、あるいは逆に回生状態にある負荷駆動回路から蓄電装置に電力を供給する装置として、昇降圧を行う電圧変換器が用いられる。この電圧変換器は、直流電力の電圧を変更する機能を有することから、ＤＣＤＣコンバータとも呼ばれる。 A voltage converter that performs step-up / step-down as a device that supplies power from a power storage device such as a secondary battery to a load drive circuit in a drive state, or conversely supplies power from a load drive circuit in a regenerative state to the power storage device Is used. Since this voltage converter has a function of changing the voltage of DC power, it is also called a DCDC converter.

例えば、特許文献１には、２次電池と降圧チョッパ回路とインバータとモータとを利用したエレベータシステムが開示されているが、その従来技術として、モータと接続されるインバータの入力部平滑コンデンサの端子間電圧Ｖ_dcがある設定レベルＶ_cn2以上となったときに、入力部平滑コンデンサの端子間電圧Ｖ_dcがＶ_cn2以下の予め定めた設定電圧Ｖ_refとなるように、降圧チョッパ回路のゲートドライバのＰＷＭ電圧制御を行うＤＣリアクトル制御系が述べられている。 For example, Patent Document 1 discloses an elevator system using a secondary battery, a step-down chopper circuit, an inverter, and a motor. As a conventional technique, a terminal of an input unit smoothing capacitor of an inverter connected to a motor is disclosed. The gate driver of the step-down chopper circuit so that the inter-terminal voltage V _dc of the input unit smoothing capacitor becomes a predetermined set voltage V _{ref of} V _cn2 or less when the inter-voltage V _dc becomes a certain set level V _cn2 or more. A DC reactor control system that performs PWM voltage control is described.

そして、この従来技術のＰＷＭ電圧制御の内容として、ＤＣリアクトルの電流制御系をマイナーループとして設けることが述べられている。すなわち、Ｖ_dcとＶ_refとを比較し、その差分を比例積分要素に入力し、比例積分要素の出力に対してリミッタにより上限リミットを与えた信号を、降圧チョッパ回路のＤＣリアクトルの電流制御系の電流指令値とする。そして、この電流指令値をＤＣリアクトルの電流検出値と比較し、その差分を比例積分要素に入力し、その比例積分要素の出力に対してリミッタにより上下限リミットを与えた信号をＰＷＭ発生手段の入力信号とすることが述べられている。 As a content of this conventional PWM voltage control, it is stated that a DC reactor current control system is provided as a minor loop. That is, V _dc is compared with V _ref , the difference is input to the proportional integration element, and the output of the proportional integration element is given an upper limit by the limiter, and the signal control system for the DC reactor of the step-down chopper circuit Current command value. Then, this current command value is compared with the detected current value of the DC reactor, the difference is input to the proportional integration element, and the signal that gives the upper and lower limit limits to the output of the proportional integration element by the limiter is output from the PWM generating means. It is described as an input signal.

特開２００１−２５３６５３号公報JP 2001-253653 A

特許文献１の降圧チョッパ回路はＤＣＤＣコンバータの１種であり、また、インバータの入力部平滑コンデンサの端子電圧は、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧でもある。したがって、特許文献１には、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧検出値と出力電圧指令値との間の差である出力電圧偏差に対し、ＤＣＤＣコンバータの入力電流検出値と入力電流指令値との間の差である入力電流偏差についてのマイナーループを設けることが述べられていることになる。 The step-down chopper circuit of Patent Document 1 is a type of DCDC converter, and the terminal voltage of the inverter smoothing capacitor of the inverter is also the output voltage of the DCDC converter. Therefore, Patent Document 1 discloses a difference between an input current detection value and an input current command value of a DCDC converter with respect to an output voltage deviation which is a difference between an output voltage detection value of the DCDC converter and an output voltage command value. It is described that a minor loop for the input current deviation is provided.

このように、ＤＣＤＣコンバータを電圧制御のみで構成するよりも、電圧制御のマイナーループに電流制御を付加する構成とすることで、ＤＣＤＣコンバータの出力安定性が向上する。 Thus, the output stability of the DCDC converter is improved by adopting a configuration in which current control is added to the minor loop of voltage control, rather than configuring the DCDC converter only by voltage control.

ここで、特許文献１に述べられている従来技術では、電流制御のマイナーループを設けるために、ＤＣリアクトルの電流検出値を用いている。したがって、そのために電流センサが必要となり、その分、コストが上昇する。 Here, in the prior art described in Patent Document 1, a current detection value of a DC reactor is used in order to provide a minor loop for current control. Therefore, a current sensor is required for that purpose, and the cost increases accordingly.

本発明の目的は、電流センサを用いることなく、電流制御を行うことを可能とするＤＣＤＣコンバータシステムを提供することである。 An object of the present invention is to provide a DCDC converter system that enables current control without using a current sensor.

本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムは、蓄電装置と負荷駆動装置との間に設けられ、出力電圧指令値に基づいてスイッチング素子のディーティ比を制御して電圧変換を行うＤＣＤＣコンバータシステムであって、蓄電装置の端子電圧である入力電圧値と出力電圧指令値とに基づき定常デューティ比を算出する定常デューティ比算出手段と、出力電圧値を検出する出力電圧検出器の検出値である出力電圧検出値と出力電圧指令値との偏差に応じて入力電流指令値を算出する手段と、蓄電装置の内部抵抗値と、入力電圧値を検出する入力電圧検出器の検出値である入力電圧検出値とに基づいて推定入力電流値を算出する推定手段と、入力電流指令値と推定入力電流値のとの偏差に基づき補正デューティ比を算出する手段と、定常ディーティ比と補正ューティ比とに基づき、スイッチング素子のデューティ比を設定する手段と、を備えることを特徴とする。 A DCDC converter system according to the present invention is a DCDC converter system that is provided between a power storage device and a load driving device and performs voltage conversion by controlling a duty ratio of a switching element based on an output voltage command value. A steady duty ratio calculating means for calculating a steady duty ratio based on an input voltage value that is a terminal voltage of the device and an output voltage command value; and an output voltage detection value that is a detection value of an output voltage detector that detects the output voltage value; Based on means for calculating an input current command value according to a deviation from the output voltage command value, an internal resistance value of the power storage device, and an input voltage detection value that is a detection value of an input voltage detector that detects the input voltage value Estimating means for calculating the estimated input current value, means for calculating the correction duty ratio based on the deviation between the input current command value and the estimated input current value, And based on the correction Yuti ratio, characterized in that it comprises means for setting the duty ratio of the switching element.

また、本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、推定手段は、負荷駆動装置が無負荷状態でありかつ電圧変換を行っていないときの入力電圧を入力電圧初期値として設定し、入力電圧検出値と入力電圧初期値との差である電圧降下値を蓄電装置の内部抵抗値で除して推定入力電流値を算出することが好ましい。 In the DCDC converter system according to the present invention, the estimating means sets an input voltage when the load driving device is in a no-load state and is not performing voltage conversion as an input voltage initial value, and inputs an input voltage detection value and an input voltage. It is preferable to calculate the estimated input current value by dividing the voltage drop value, which is the difference from the initial voltage value, by the internal resistance value of the power storage device.

また、本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、推定手段は、蓄電装置の内部抵抗の温度特性に基づき、蓄電装置の温度を検出して蓄電装置の内部抵抗値を推定することが好ましい。 In the DCDC converter system according to the present invention, it is preferable that the estimating means detects the temperature of the power storage device and estimates the internal resistance value of the power storage device based on the temperature characteristic of the internal resistance of the power storage device.

また、本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、定常デューティ比算出手段は、入力電圧検出値に対しローパスフィルタ処理を行ったフィルタ処理後電圧検出値と、出力電圧指令値とに基づいて、定常デューティ比を算出することが好ましい。 Further, in the DCDC converter system according to the present invention, the steady duty ratio calculation means includes a steady duty ratio based on the filtered voltage detection value obtained by performing the low-pass filter processing on the input voltage detection value and the output voltage command value. Is preferably calculated.

また、本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、負荷駆動装置は、回転電機に接続されるインバータ装置であることが好ましい。 In the DCDC converter system according to the present invention, the load driving device is preferably an inverter device connected to the rotating electrical machine.

上記構成により、ＤＣＤＣコンバータシステムは、出力電圧検出値と出力電圧指令値との偏差に応じて入力電流指令値を算出し、蓄電装置の内部抵抗値と入力電圧検出値とに基づいて推定入力電流値を算出する。蓄電装置の内部抵抗値は予め求めておくことができ、また入力電圧値は、例えばＤＣＤＣコンバータの入力側容量素子の両端子電圧を検出することで取得できる。このようにして、入力電流値は、電流センサを要せずに、演算で算出することができる。 With the above configuration, the DCDC converter system calculates the input current command value according to the deviation between the output voltage detection value and the output voltage command value, and estimates the input current based on the internal resistance value of the power storage device and the input voltage detection value. Calculate the value. The internal resistance value of the power storage device can be obtained in advance, and the input voltage value can be obtained, for example, by detecting both terminal voltages of the input side capacitive element of the DCDC converter. In this way, the input current value can be calculated by calculation without requiring a current sensor.

そして、この演算値を用いてＤＣＤＣコンバータシステムの出力電圧フィードバック制御のマイナーループに電流フィードバックを組み込むことができる。これによって、ＤＣＤＣコンバータシステムとして出力電圧の安定性と負荷電力の急変時の応答性向上を低価格で実現できる。 Then, current feedback can be incorporated into the minor loop of the output voltage feedback control of the DCDC converter system using this calculated value. As a result, as a DCDC converter system, the stability of the output voltage and the improvement of the response when the load power changes suddenly can be realized at a low price.

また、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、負荷駆動装置が無負荷状態でありかつ電圧変換を行っていないときの入力電圧を入力電圧初期値として設定し、入力電圧検出値と入力電圧初期値との差である電圧降下値を蓄電装置の内部抵抗値で除して推定入力電流値を算出するので、電流センサを要せずに入力電流値を推定することができる。 Also, in the DCDC converter system, the input voltage when the load driving device is in a no-load state and not performing voltage conversion is set as the input voltage initial value, which is the difference between the input voltage detection value and the input voltage initial value. Since the estimated input current value is calculated by dividing the voltage drop value by the internal resistance value of the power storage device, the input current value can be estimated without requiring a current sensor.

また、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、蓄電装置の温度を検出して蓄電装置の内部抵抗値を推定するので、予め求めておいた蓄電装置の内部抵抗温度特性を用いて温度センサの検出温度によって容易に蓄電装置の内部抵抗値を得ることができる。また、推定された内部抵抗値に誤差があったとしても、電圧フィードバックループによって目標電圧と検出値との間の誤差をなくすので、制御は安定に動作できる。 Further, in the DCDC converter system, the temperature of the power storage device is detected and the internal resistance value of the power storage device is estimated, so that the power can be easily stored by the temperature detected by the temperature sensor using the internal resistance temperature characteristic of the power storage device determined in advance. The internal resistance value of the device can be obtained. Even if there is an error in the estimated internal resistance value, the error between the target voltage and the detected value is eliminated by the voltage feedback loop, so that the control can operate stably.

また、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、入力電圧検出値に対しローパスフィルタ処理を行ったフィルタ処理後電圧検出値と、出力電圧指令値とに基づいて、定常デューティ比を算出する。入力電圧検出値をそのまま用いて定常デューティ比を算出すると、場合によって定常デューティ比が発散して制御破綻を生じる恐れがある。ローパスフィルタ処理によってカットオフ周波数を低く設定し、定常デューティを算出することで、安定した制御を行うことができる。 In the DCDC converter system, the steady duty ratio is calculated based on the post-filtering voltage detection value obtained by performing the low-pass filter processing on the input voltage detection value and the output voltage command value. If the steady duty ratio is calculated using the input voltage detection value as it is, the steady duty ratio may diverge depending on the case, and there is a possibility that control failure occurs. Stable control can be performed by setting the cut-off frequency low by low-pass filter processing and calculating the steady duty.

また、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、負荷駆動装置として回転電機に接続されるインバータ装置とするので、広くインバータ装置に接続されるＤＣＤＣコンバータシステムについても、電流センサを要せずに入力電流値を推定することができる。 Further, in the DCDC converter system, since the inverter device connected to the rotating electrical machine is used as the load driving device, the input current value is estimated without requiring a current sensor for the DCDC converter system widely connected to the inverter device. Can do.

本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムを含む回転電機駆動システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the rotary electric machine drive system containing the DCDC converter system of embodiment which concerns on this invention. 本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムにおける定常比率設定器の内部構成を説明する図である。It is a figure explaining the internal structure of the steady ratio setting device in the DCDC converter system of embodiment which concerns on this invention. 本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムにおける電圧制御器の内部構成を説明する図である。It is a figure explaining the internal structure of the voltage controller in the DCDC converter system of embodiment which concerns on this invention. 本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムにおける電流制御器の内部構成を説明する図である。It is a figure explaining the internal structure of the current controller in the DCDC converter system of embodiment which concerns on this invention. 本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムにおける入力電流推定器の内部構成を説明する図である。It is a figure explaining the internal structure of the input current estimator in the DCDC converter system of embodiment which concerns on this invention. 本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、入力電圧初期値の設定を行う手順を説明するフローチャートである。4 is a flowchart illustrating a procedure for setting an initial value of an input voltage in the DCDC converter system according to the embodiment of the present invention. 本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムにおいて用いられる電池の内部抵抗の温度特性の１例を示す図である。It is a figure which shows one example of the temperature characteristic of the internal resistance of the battery used in the DCDC converter system of embodiment which concerns on this invention. 本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムを含む別の回転電機駆動システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of another rotary electric machine drive system containing the DCDC converter system of embodiment which concerns on this invention. 従来技術の電流センサを用いる場合において、出力電圧と入力電圧について指令値と検出値との差の様子を示す図である。When using the current sensor of a prior art, it is a figure which shows the mode of the difference of a command value and a detected value about an output voltage and an input voltage. 本発明に係る実施の形態の入力電流推定器を用いる場合において、電池内部抵抗の算出誤差がゼロとして、出力電圧と入力電圧について指令値と検出値との差の様子をシミュレーションで求めた結果を示す図である。When the input current estimator according to the embodiment of the present invention is used, the calculation error of the battery internal resistance is assumed to be zero, and the results of the difference between the command value and the detected value for the output voltage and the input voltage are obtained by simulation. FIG. 図１０に対し、電池内部抵抗の算出誤差を＋２０％としたときのシミュレーション結果を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing a simulation result when the calculation error of the battery internal resistance is + 20% with respect to FIG. 図１０に対し、電池内部抵抗の算出誤差を＋５０％としたときのシミュレーション結果を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing a simulation result when the calculation error of the battery internal resistance is + 50% with respect to FIG. 図１０に対し、電池内部抵抗の算出誤差を−２０％としたときのシミュレーション結果を示す図である。FIG. 11 is a diagram illustrating a simulation result when the calculation error of the battery internal resistance is set to −20% with respect to FIG. 10. 図１０に対し、電池内部抵抗の算出誤差を−４０％としたときのシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result when the calculation error of battery internal resistance is made into -40% with respect to FIG. 図１０に対し、別の条件で電池内部抵抗の算出誤差をゼロとしたときのシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result when the calculation error of battery internal resistance is made into zero on another condition with respect to FIG.

以下に図面を用いて本発明に係る実施の形態につき詳細に説明する。以下では、ＤＣＤＣコンバータシステムに接続される負荷駆動回路としてインバータ装置を説明するが、ＤＣＤＣコンバータシステムを介して蓄電装置との間で直流電力をやり取りする駆動回路であれば、インバータ装置以外のものであってもよい。例えば、一般的なドライバ回路であってもよい。また、負荷駆動回路に接続される負荷装置として車両に搭載される３相回転電機を説明するが、車両搭載以外の回転電機であってもよく、また、回転電機以外の負荷装置、例えば、空調装置、ＡＶ機器、小型モータ等の装置であってもよい。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Hereinafter, the inverter device will be described as a load drive circuit connected to the DCDC converter system. However, any drive circuit other than the inverter device may be used as long as it is a drive circuit that exchanges DC power with the power storage device via the DCDC converter system. There may be. For example, a general driver circuit may be used. Further, although a three-phase rotating electrical machine mounted on a vehicle will be described as a load device connected to the load drive circuit, it may be a rotating electrical machine other than the vehicle mounted, or a load device other than the rotating electrical machine, for example, an air conditioner It may be a device, an AV device, a small motor, or the like.

なお、以下では、適宜リミッタを設けてあるが、場合によってはリミッタを省略することもできる。 In the following, a limiter is provided as appropriate, but the limiter may be omitted depending on circumstances.

以下では、全ての図面において同様の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、本文中の説明においては、必要に応じそれ以前に述べた符号を用いるものとする。 Below, the same code | symbol is attached | subjected to the same element in all the drawings, and the overlapping description is abbreviate | omitted. In the description in the text, the symbols described before are used as necessary.

図１は、ＤＣＤＣコンバータシステムが用いられる回転電機駆動システム１０の構成を説明する図である。回転電機駆動システム１０は、車両に搭載される回転電機１２の駆動を行うシステムである。回転電機駆動システム１０は、回転電機１２に接続されるインバータ装置１４、蓄電装置１６、蓄電装置１６とインバータ装置１４との間に設けられるＤＣＤＣコンバータ本体部２０と、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０とを含んで構成される。ここで、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０とＤＣＤＣコンバータ制御部４０とが、ＤＣＤＣコンバータシステムに相当する。 FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a rotating electrical machine drive system 10 in which a DCDC converter system is used. The rotating electrical machine drive system 10 is a system that drives a rotating electrical machine 12 mounted on a vehicle. The rotating electrical machine drive system 10 includes an inverter device 14 connected to the rotating electrical machine 12, a power storage device 16, a DCDC converter main body 20 provided between the power storage device 16 and the inverter device 14, and a DCDC converter control unit 40. Consists of. Here, the DCDC converter body 20 and the DCDC converter controller 40 correspond to a DCDC converter system.

回転電機１２は、車両に搭載されるモータ・ジェネレータ（ＭＧ）であって、車両の力行時には、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０を介して蓄電装置１６から電力の供給を受けてモータとして機能して車両の車軸を駆動し、制動時には発電機として機能して回生エネルギを回収し、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０を介して蓄電装置１６に供給する３相同期型回転電機である。 The rotating electrical machine 12 is a motor / generator (MG) mounted on the vehicle. When the vehicle is powered, it receives power from the power storage device 16 via the DCDC converter body 20 and functions as a motor. This is a three-phase synchronous rotating electrical machine that drives an axle, functions as a generator during braking, collects regenerative energy, and supplies it to the power storage device 16 via the DCDC converter main body 20.

インバータ装置１４は、回転電機１２を負荷とするときの負荷駆動装置に相当する。インバータ装置１４は、回転電機１２を発電機として機能させるとき、回転電機１２からの交流３相回生電力を直流電力に変換し、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０を介して、蓄電装置１６側に充電電流として供給する交直変換機能を有する。また、回転電機１２をモータとして機能させるとき、蓄電装置１６側からＤＣＤＣコンバータ本体部２０を介して供給される直流電力を交流３相駆動電力に変換し、回転電機１２に駆動電力として供給する直交変換機能を有する。かかるインバータ装置１４は、図１に示されるように、スイッチング素子とダイオードを複数組み合わせて構成される。 The inverter device 14 corresponds to a load driving device when the rotating electrical machine 12 is used as a load. When the rotating electrical machine 12 functions as a generator, the inverter device 14 converts AC three-phase regenerative power from the rotating electrical machine 12 into DC power, and supplies a charging current to the power storage device 16 side via the DCDC converter body 20. Supply AC / DC conversion function. Further, when the rotating electrical machine 12 functions as a motor, the orthogonal power supplied from the power storage device 16 side via the DCDC converter main body 20 to the alternating current three-phase driving power and supplied to the rotating electrical machine 12 as the driving power is orthogonal. Has a conversion function. As shown in FIG. 1, the inverter device 14 is configured by combining a plurality of switching elements and diodes.

蓄電装置１６は充放電可能な直流電力源である。かかる蓄電装置１６としては、例えば、数１００Ｖの端子電圧を有するリチウムイオン組電池あるいはニッケル水素組電池、またはキャパシタ等を用いることができる。 The power storage device 16 is a DC power source that can be charged and discharged. As the power storage device 16, for example, a lithium ion assembled battery or a nickel hydride assembled battery having a terminal voltage of several hundred volts or a capacitor can be used.

インバータ装置１４を作動させる電圧は、蓄電装置１６の両端子電圧と必ずしも同じではないので、その間に電圧変換を行いながら電力をやり取りするためにＤＣＤＣコンバータシステムが設けられる。ＤＣＤＣコンバータシステムは、蓄電装置１６とインバータ装置１４の間に配置されて接続されるＤＣＤＣコンバータ本体部２０とＤＣＤＣコンバータ本体部２０の動作を制御するＤＣＤＣコンバータ制御部４０とを含んで構成される。 Since the voltage for operating the inverter device 14 is not necessarily the same as the voltage across the terminals of the power storage device 16, a DCDC converter system is provided to exchange power while performing voltage conversion therebetween. The DCDC converter system includes a DCDC converter body 20 that is disposed and connected between the power storage device 16 and the inverter device 14 and a DCDC converter controller 40 that controls the operation of the DCDC converter body 20.

ＤＣＤＣコンバータシステムは、リアクトルのエネルギ蓄積作用を利用し、スイッチング素子のデューティ比を制御して、蓄電装置１６側の電圧とインバータ装置１４側の電圧との間の電圧変換を行う機能を有する。例えば、蓄電装置１６側の電圧をＶ_Lとし、インバータ装置側の電圧をＶ_Hとして、スイッチング素子のデューティ比を制御することで、電圧変換比であるＶ_H／Ｖ_Lを制御する機能を有する。 The DCDC converter system has a function of performing voltage conversion between the voltage on the power storage device 16 side and the voltage on the inverter device 14 side by using the energy storage action of the reactor and controlling the duty ratio of the switching element. For example, the voltage on the power storage device 16 side is set to V _L , the voltage on the inverter device side is set to V _H , and the duty ratio of the switching element is controlled to control the voltage conversion ratio V _H / V _L. .

ここで、蓄電装置１６、インバータ装置１４のそれぞれの電源ラインについて、高電圧側を正極側母線、低電圧側を負極側母線と呼ぶことにすると、蓄電装置１６のプラス端子に接続されるラインが蓄電装置１６側の正極側母線であり、蓄電装置１６のマイナス端子に接続されるラインが蓄電装置１６側の負極側母線である。同様に、インバータ装置１４の高電圧側電源ラインがインバータ装置１４側の正極側母線であり、その低電圧側電源ラインがインバータ装置１４側の負極側母線である。図１に示されるように、蓄電装置１６側の負極側母線とインバータ装置１４側の負極側母線とは相互に接続されて共通の負極側母線とされる。 Here, regarding the power supply lines of the power storage device 16 and the inverter device 14, if the high voltage side is referred to as a positive side bus and the low voltage side is referred to as a negative side bus, the line connected to the positive terminal of the power storage device 16 is The positive electrode bus on the power storage device 16 side, and the line connected to the negative terminal of the power storage device 16 is the negative electrode bus on the power storage device 16 side. Similarly, the high voltage side power supply line of the inverter device 14 is a positive side bus on the inverter device 14 side, and the low voltage side power supply line is a negative side bus on the inverter device 14 side. As shown in FIG. 1, the negative side bus on the power storage device 16 side and the negative side bus on the inverter device 14 side are connected to each other to form a common negative side bus.

蓄電装置１６側において、その正極側母線と負極側母線との間に設けられる平滑コンデンサ３０は、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電圧であるＶ_Lを保持する容量素子である。同様に、インバータ装置１４側において、その正極側母線と負極側母線との間に設けられる平滑コンデンサ３２は、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の出力電圧であるＶ_Hを保持する容量素子である。 On the power storage device 16 side, the smoothing capacitor 30 provided between the positive-side bus and the negative-side bus is a capacitive element that holds _VL that is the input voltage of the DCDC converter body 20. Similarly, on the inverter device 14 side, the smoothing capacitor 32 provided between the positive side bus and the negative side bus is a capacitive element that holds V _H that is the output voltage of the DCDC converter main body 20.

ＤＣＤＣコンバータ本体部２０は、上記のように、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０と共にＤＣＤＣコンバータシステムを構成するもので、リアクトル２２と、相互に直列に接続される２つのスイッチング素子２４，２６と、２つのスイッチング素子２４，２６のそれぞれに並列に逆接続されるダイオード２５，２７を含んで構成される。 As described above, the DCDC converter main unit 20 constitutes a DCDC converter system together with the DCDC converter control unit 40, and includes the reactor 22, two switching elements 24 and 26 connected in series with each other, and two switching elements. Each of the elements 24 and 26 includes diodes 25 and 27 that are reversely connected in parallel.

リアクトル２２は、インダクタンスＬを有する素子であって、電流Ｉが流れることで、（ＬＩ²）／２の電磁エネルギを蓄積でき、また、この蓄積された電磁エネルギを放出することができる。リアクトル２２の一方側端子は、蓄電装置１６の一方側端子と接続され、リアクトル２２の他方側端子は、２つのスイッチング素子２４，２６が相互に直列接続されるその接続点に接続される。 The reactor 22 is an element having an inductance L. When the current I flows, the reactor 22 can store (LI ² ) / 2 electromagnetic energy, and can discharge the stored electromagnetic energy. One side terminal of reactor 22 is connected to one side terminal of power storage device 16, and the other side terminal of reactor 22 is connected to a connection point where two switching elements 24 and 26 are connected in series with each other.

２つのスイッチング素子２４，２６は、リアクトル２２に対し、電磁エネルギを蓄積させあるいは放出させることで、蓄電装置１６側とインバータ装置１４側との間において電圧変換を行いながら電力をやり取りさせる機能を有する。２つのスイッチング素子２４の一方側は、リアクトル２２の他方側端子とインバータ装置１４の正極側母線との間に設けられ、２つのスイッチング素子２４の他方側は、リアクトル２２の他方側端子とインバータ装置１４の負極側母線との間に設けられる。 The two switching elements 24 and 26 have a function of exchanging electric power while performing voltage conversion between the power storage device 16 side and the inverter device 14 side by causing the reactor 22 to accumulate or release electromagnetic energy. . One side of the two switching elements 24 is provided between the other side terminal of the reactor 22 and the positive side bus of the inverter device 14, and the other side of the two switching elements 24 is the other side terminal of the reactor 22 and the inverter device. 14 negative electrode buses.

２つのスイッチング素子２４，２６を区別するときは、インバータ装置１４の正極側母線に接続される方を上アーム側のスイッチング素子２４、共通の負極側母線に接続される方を下アーム側のスイッチング素子と呼ぶことができる。かかるスイッチング素子２４，２６としては、大電力用バイポーラトランジスタあるいは大電力用ＭＩＳ（ＭｅｔａｌＩｎｓｕｌａｔｏｒＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタ等を用いることができる。例えば、ｎチャネル型ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｉｎｇＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることができる。 When the two switching elements 24 and 26 are distinguished, the switching device 24 connected to the positive bus on the inverter device 14 is connected to the switching device 24 on the upper arm side, and the switching device 24 connected to the common negative bus is connected to the lower arm side. It can be called an element. As the switching elements 24 and 26, a high power bipolar transistor, a high power MIS (Metal Insulator Semiconductor) transistor, or the like can be used. For example, an n-channel IGBT (Insulating Gate Bipolar Transistor) can be used.

２つのダイオード２５，２７は、２つのスイッチング素子２４，２６に対し、それぞれ並列に逆接続される整流素子である。ダイオード２５は、上アーム側のスイッチング素子２４の電流の流れる方向とは逆方向を整流素子の順方向とするように、並列に逆接続される。すなわち、ダイオード２５は、カソード側がインバータ装置１４の正極側母線に接続され、アノード側がリアクトル２２の他方側端子に接続される。同様に、ダイオード２７は、カソード側がリアクトル２２の他方側端子に接続され、アノード側が共通の負極側母線に接続される。 The two diodes 25 and 27 are rectifying elements reversely connected in parallel to the two switching elements 24 and 26, respectively. The diode 25 is reversely connected in parallel so that the direction in which the current of the switching element 24 on the upper arm side flows is the forward direction of the rectifying element. That is, the diode 25 has a cathode connected to the positive bus of the inverter device 14 and an anode connected to the other terminal of the reactor 22. Similarly, the diode 27 has a cathode connected to the other terminal of the reactor 22 and an anode connected to a common negative bus.

ここで、スイッチング素子２４，２６のオン・オフのデューティ比を適当に変更することで、電圧変換比＝Ｖ_H／Ｖ_Lを制御することができる。スイッチング素子２４，２６のオン・オフは、通常の場合、相補的に行われる。相補的とは、上アーム側のスイッチング素子２４がオンのときは下アーム側のスイッチング素子２６はオフであり、逆に下アーム側のスイッチング素子２６がオンのときは上アーム側のスイッチング素子２４がオフである。デューティ比は、オン時間／（オン時間＋オフ時間）で与えられるが、スイッチング素子２４，２６が相補的にオン・オフするときは、スイッチング素子２４のデューティ比＝（１−スイッチング素子２６のデューティ比）となる。 Here, the voltage conversion ratio = V _H / V _L can be controlled by appropriately changing the ON / OFF duty ratio of the switching elements 24 and 26. The switching elements 24 and 26 are turned on and off in a complementary manner in a normal case. Complementary means that when the upper arm side switching element 24 is on, the lower arm side switching element 26 is off, and conversely, when the lower arm side switching element 26 is on, the upper arm side switching element 24 is off. Is off. The duty ratio is given by ON time / (ON time + OFF time). When the switching elements 24 and 26 are complementarily turned ON / OFF, the duty ratio of the switching element 24 = (1−duty of the switching element 26). Ratio).

したがって、スイッチング素子２４，２６が相補的にオン・オフするときは、いずれかのスイッチング素子のデューティ比でもって、スイッチング素子２４，２６の全体の動作を表すことができる。そこで、以下では、特に断らない限り、デューティ比といえば、上アーム側のスイッチング素子２４のデューティ比をさすものとする。 Therefore, when the switching elements 24 and 26 are turned on and off in a complementary manner, the entire operation of the switching elements 24 and 26 can be expressed by the duty ratio of either switching element. Therefore, hereinafter, unless otherwise specified, the duty ratio refers to the duty ratio of the switching element 24 on the upper arm side.

図１において、上アーム側のスイッチング素子２４がオンのときは、平滑コンデンサ３２の電圧をＶ_HとしてＶ_Hを有するエネルギがリアクトル２２に移される。逆に、上アーム側のスイッチング素子２４がオフのときは下アーム側のスイッチング素子２６がオンであるので、平滑コンデンサ３０の電圧をＶ_LとしてＶ_Lを有するエネルギがリアクトル２２に蓄えられ、次にこのエネルギが平滑コンデンサ３２に移される。したがって、上アーム側のスイッチング素子２４のデューティ比が大きくなると、Ｖ_HがＶ_Lに対し小さくなり、逆に、デューティ比が小さくなると、Ｖ_HがＶ_Lに対し大きくなる。 In Figure 1, the switching element 24 of the upper arm is on, energy having a V _H the voltage of the smoothing capacitor 32 as V _H is transferred to the reactor 22. Conversely, the switching element 26 of the switching element 24 of the upper arm and the lower arm side when the off is on, energy having a V _L voltage of the smoothing capacitor 30 as V _L is stored in the reactor 22, the following This energy is transferred to the smoothing capacitor 32. Therefore, when the duty ratio of the switching element 24 of the upper arm side is increased, V _H decreases to V _L, conversely, the duty ratio becomes smaller, V _H increases to V _L.

理想的に相補的オン・オフがなされ、スイッチング素子２４，２６の抵抗分とリアクトル２２の抵抗分が無視できるときは、上側アームのスイッチング素子２６のデューティ比は（Ｖ_L／Ｖ_H）｝で与えられる。例えば、Ｖ_L＝３００Ｖとして、デューティ比＝０．５とすれば、Ｖ_H＝６００Ｖとなる。逆に、Ｖ_L＝３００Ｖとして、Ｖ_H＝５００Ｖとしたいときは、デューティ比＝（３００／５００）＝０．６とすればよく、Ｖ_L＝３００Ｖとして、Ｖ_H＝７００Ｖとしたいときは、デューティ比＝（３００／７００）＝０．４２８とすればよいことになる。 When the complementary ON / OFF is ideally performed and the resistance of the switching elements 24 and 26 and the resistance of the reactor 22 are negligible, the duty ratio of the switching element 26 of the upper arm is (V _L / V _H )}. Given. For example, if V _L = 300V and the duty ratio is 0.5, then V _H = 600V. On the contrary, when V _L = 300V and V _H = 500V, the duty ratio = (300/500) = 0.6, and when V _L = 300V and V _H = 700V, Duty ratio = (300/700) = 0.428.

図１において、温度センサ３４は、蓄電装置１６の温度である電池温度Ｔ_Bを検出する機能を有する素子である。検出された電池温度Ｔ_Bは、適当な信号線等を介し、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０に伝送される。 In Figure 1, the temperature sensor 34 is an element having a function of detecting the battery temperature T _B is the temperature of the power storage device 16. Detected battery temperature T _B is via a suitable signal line or the like, is transmitted to the DCDC converter control unit 40.

平滑コンデンサ３０に対応して設けられる電圧センサ３６は、平滑コンデンサ３０の両端子間電圧であるＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電圧を検出する機能を有する入力電圧検出器である。電圧センサ３６によって検出されたデータは、入力電圧検出値Ｖ_Lとして、適当な信号線等を介し、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０に伝送される。 The voltage sensor 36 provided corresponding to the smoothing capacitor 30 is an input voltage detector having a function of detecting the input voltage of the DCDC converter main body 20 which is a voltage between both terminals of the smoothing capacitor 30. Data detected by the voltage sensor 36 is transmitted to the DCDC converter control unit 40 via an appropriate signal line or the like as the input voltage detection value V _L.

平滑コンデンサ３２に対応して設けられる電圧センサ３８は、平滑コンデンサ３２の両端子間電圧であるＤＣＤＣコンバータ本体部２０の出力電圧を検出する機能を有する出力電圧検出器である。電圧センサ３８によって検出されたデータは、出力電圧検出値Ｖ_Hとして、適当な信号線等を介し、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０に伝送される。 The voltage sensor 38 provided corresponding to the smoothing capacitor 32 is an output voltage detector having a function of detecting the output voltage of the DCDC converter main body 20 which is a voltage between both terminals of the smoothing capacitor 32. Data detected by the voltage sensor 38 is transmitted as an output voltage detection value V _H to the DCDC converter controller 40 via an appropriate signal line or the like.

ＤＣＤＣコンバータ制御部４０は、上記のようにして伝送された電池温度Ｔ_B、入力電圧検出値Ｖ_L、出力電圧検出値Ｖ_Hを用い、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０における入力電流値を推定し、その推定入力電流値を用いて、ＤＣＤＣコンバータシステムの電圧制御のマイナーループに電流制御を組み込み、デューティ比を補正して、ＤＣＤＣコンバータシステムの作動を制御する機能を有する。以下に述べるＤＣＤＣコンバータ制御部４０の各機能は、ソフトウェアで実現することができ、具体的にはＤＣＤＣコンバータ制御プログラムを実行することで実現できる。勿論、各機能の一部をハードウェアで実現するものとしてもよい。 The DCDC converter control unit 40 estimates the input current value in the DCDC converter main body unit 20 using the battery temperature T _B , the input voltage detection value V _L , and the output voltage detection value V _H transmitted as described above. Using the estimated input current value, current control is incorporated into the voltage control minor loop of the DCDC converter system, and the duty ratio is corrected to control the operation of the DCDC converter system. Each function of the DCDC converter control unit 40 described below can be realized by software, specifically, by executing a DCDC converter control program. Of course, a part of each function may be realized by hardware.

ＤＣＤＣコンバータ制御部４０は、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の作動を制御するためにスイッチング素子２４，２６にオン・オフ指令を生成する。図１では、このオン・オフ指令の生成を、上側のスイッチング素子２４のデューティ比ｄｕｔｙＡの生成に代表させて示されている。なお、スイッチング素子２６のデューティ比は、例えば、理想的な相補的オン・オフ指令の場合、上記のように、（１−スイッチング素子２４のデューティ比）で求めることができる。 The DCDC converter control unit 40 generates an on / off command to the switching elements 24 and 26 in order to control the operation of the DCDC converter main body unit 20. In FIG. 1, the generation of the on / off command is represented by the generation of the duty ratio dutyA of the upper switching element 24. For example, in the case of an ideal complementary on / off command, the duty ratio of the switching element 26 can be obtained by (1-duty ratio of the switching element 24) as described above.

ｄｕｔｙＡは、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいてＶ_Hの電圧フィードバックを行う電圧制御に、マイナーループとして電流フィードバックの電流制御を組み込み、その結果を補正すべきデューティ比ｄｕｔｙ１として求め、フィードバックのないときの定常比率であるデューティ比ｄｕｔｙ２を補正することで算出される。 dutyA is a steady-state ratio when there is no feedback obtained by incorporating current control of current feedback as a minor loop into voltage control for performing voltage feedback of V _{H in} the DCDC converter system and obtaining the result as a duty ratio duty1 to be corrected. It is calculated by correcting the duty ratio duty2.

図１において、出力電圧指令値Ｖ_H ^*は、図示されていない回転電機制御部からＤＣＤＣコンバータシステムに与えられる出力電圧の指令値である。また、トルク指令値Ｔ^*は、回転電機制御部においてインバータ装置１４に対し与えられる回転電機１２の出力すべきトルクの指令値である。 In FIG. 1, an output voltage command value V _H ^* is a command value of an output voltage given to a DCDC converter system from a rotating electrical machine control unit (not shown). The torque command value T ^* is a command value of torque to be output from the rotating electrical machine 12 given to the inverter device 14 in the rotating electrical machine control unit.

最初に、ｄｕｔｙ２を求める部分を説明する。図１において、Ｖ_H ^*とＶ_Lに基づいて、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０のスイッチング素子２４，２６に対するオン・オフ指令信号を生成する部分が、Ｖ_Hのフィードバックがなく、また推定入力電流のフィードバックがないときの定常的なデューティ比ｄｕｔｙ２による動作制御の部分である。具体的には、Ｖ_H ^*とＶ_Lを入力データとして、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４６、定常比率設定器４８によってｄｕｔｙ２を算出し、リミッタ５０、三角波比較器５２を経由して、スイッチング素子２４，２６のオン・オフ指令信号が生成される。 First, the part for obtaining duty2 will be described. In FIG. 1, the part that generates the on / off command signal for the switching elements 24 and 26 of the DCDC converter main body 20 based on V _H ^* and V _L has no feedback of V _{H and} the feedback of the estimated input current. This is the part of the operation control by the steady duty ratio duty2 when there is no. Specifically, duty 2 is calculated by a low-pass filter (LPF) 46 and a steady-state ratio setting unit 48 using V _H ^* and V _L as input data, and the switching element 24, via the limiter 50 and the triangular wave comparator 52, 26 on / off command signals are generated.

ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４６は、入力電圧検出値Ｖ_Lに対し、ローパスフィルタ処理を行って、フィルタ処理後電圧検出値としてＶ_L-LPFを出力する機能を有するフィルタ演算手段である。 The low-pass filter (LPF) 46 is a filter arithmetic unit having a function of performing a low-pass filter process on the input voltage detection value V _L and outputting V _L-LPF as a post-filtering voltage detection value.

ローパスフィルタ処理を行うのは、入力電圧検出値をそのまま用いて定常デューティ比を算出すると、場合によって定常デューティ比が発散して制御破綻を生じる恐れがあるからである。カットオフ周波数を低く設定したローパスフィルタ処理によって得られるＶ_L-LPFを用いることで、定常デューティ比の発散を抑制することができる。 The reason why the low-pass filter process is performed is that if the steady duty ratio is calculated using the input voltage detection value as it is, the steady duty ratio may diverge in some cases, resulting in a control failure. By using _VL-LPF obtained by low-pass filter processing with a low cutoff frequency, divergence of the steady duty ratio can be suppressed.

定常比率設定器４８は、Ｖ_H ^*とＶ_L-LPFを用いて、フィードバックがないときのデューティ比を算出して、それを定常比率として設定する機能を有する演算手段である。定常比率は、上側アームのデューティ比で、これをｄｕｔｙ２とすると、上記のように一般的には、（Ｖ_L／Ｖ_H）｝で与えられる。ここでは、Ｖ_Hに出力電圧指令値Ｖ_H ^*を用い、また、Ｖ_Lに代えてＶ_L-LPFを用いることにするので、ｄｕｔｙ２＝（Ｖ_L-LPF／Ｖ_H ^*）で与えられる。 The steady ratio setter 48 is a calculation means having a function of calculating a duty ratio when there is no feedback using V _H ^* and V _L-LPF and setting it as a steady ratio. The steady-state ratio is the duty ratio of the upper arm, and when this is duty2, it is generally given by (V _L / V _H )} as described above. Here, using the V _H to the output voltage command value V _H ^*, also because in using V _L-LPF instead of V _L, it is given by _{duty2 = (V L-LPF /} V H *).

図２は、定常比率設定器４８の内部構成を示す図である。定常比率設定器４８は、除算器７８とリミッタ８０を含んで構成される。除算器７８は、Ｖ_L-LPFを入力値Ａとし、Ｖ_H ^*を入力値Ｂとして、Ａ／Ｂ＝（Ｖ_L-LPF／Ｖ_H ^*）を出力する演算処理手段である。リミッタは、このようにして算出されたＡ／Ｂに対し、上限値と下限値を設定し、以後の処理に適した範囲の値に調整する上下限演算処理手段である。このようにして、上下限設定を行った後のＡ／Ｂが、以後の処理にｄｕｔｙ２として用いられる。上下限設定の例としては、上限を１００％、下限を２５％とすることができる。勿論これ以外の値を上下限とすることもできる。 FIG. 2 is a diagram showing an internal configuration of the steady ratio setting unit 48. The steady ratio setting unit 48 includes a divider 78 and a limiter 80. The divider 78 is arithmetic processing means for outputting A / B = (V _L-LPF / V _H ^* ) with V _L-LPF as the input value A and V _H ^* as the input value B. The limiter is an upper / lower limit calculation processing means for setting an upper limit value and a lower limit value for A / B calculated in this manner and adjusting the values to a range suitable for the subsequent processing. Thus, A / B after setting the upper and lower limits is used as duty 2 in the subsequent processing. As an example of the upper and lower limit settings, the upper limit can be 100% and the lower limit can be 25%. Of course, other values can be used as the upper and lower limits.

次に、フィードバックによる補正のためのｄｕｔｙ１を求める部分を説明する。この部部分は、ＤＣＤＣコンバータシステムにおける出力電圧指令値Ｖ_H ^*に対し出力電圧検出値Ｖ_Hをフィードバックし、その偏差である出力電圧偏差ΔＶ_Hを求め、このΔＶ_Hから入力電流指令値Ｉ_B ^*を算出する。そして、この入力電流指令値Ｉ_B ^*に対する入力電流値をフィードバックしてその偏差である入力電流偏差ΔＩ_Bを算出する。この入力電流偏差をゼロにするようにｄｕｔｙ１が計算されることになる。 Next, a part for obtaining duty 1 for correction by feedback will be described. This portion feeds back an output voltage detection value V _H to an output voltage command value V _H ^* in the DCDC converter system, obtains an output voltage deviation ΔV _H that is a deviation thereof, and uses this ΔV _{H as an} input current command value I _B. ^* Is calculated. Then, by feeding back the input current value for the input current command value I _B ^* calculates an input current deviation [Delta] I _B is the deviation. The duty 1 is calculated so that the input current deviation is zero.

具体的には、ΔＶ_Hを求める減算器５４、ΔＶ_HからＩ_B ^*を算出する電圧制御器５６、ΔＩ_Bを求める減算器６８、ΔＩ_Bからｄｕｔｙ１を算出する電流制御器５８を含んで構成される。なお、従来技術では、例えば、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０のリアクトル２２に流れる電流を電流センサで検出して入力電流値としていたが、図１では、入力電流推定を行うことで、電流センサを用いていない。この入力電流推定の詳細は後述する。 Configuration Specifically, the subtracter 54 to obtain the [Delta] V _H, the voltage controller 56 to calculate the I _B ^* from [Delta] V _H, a subtracter 68 for obtaining the [Delta] I _B, include a current controller 58 for calculating a duty1 from [Delta] I _B Is done. In the prior art, for example, the current flowing through the reactor 22 of the DCDC converter main body 20 is detected by the current sensor to obtain the input current value. However, in FIG. 1, the current sensor is used by estimating the input current. Absent. Details of this input current estimation will be described later.

減算器５４は、ΔＶ_H＝Ｖ_H ^*−Ｖ_Hの演算処理を行って、出力電圧指令値に対する出力電圧検出値の差である電圧偏差を算出する演算処理手段である。電圧制御器５６は、この電圧偏差をゼロにするようなＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電流をＰＩ制御によって求め、これを入力電流指令値Ｉ_B ^*として出力する演算処理手段である。 The subtractor 54 is arithmetic processing means for performing a calculation process of ΔV _H = V _H ^* −V _H and calculating a voltage deviation that is a difference between the output voltage command value and the output voltage detection value. The voltage controller 56 is arithmetic processing means for obtaining an input current of the DCDC converter main body 20 that makes this voltage deviation zero by PI control and outputting this as an input current command value I _B ^* .

図３は、電圧制御器５６の内部構成を示す図である。電圧制御器５６は、ＰＩ制御器７０と、リミッタ７２とを含んで構成される。ＰＩ制御器７０は、ΔＶ_Hを入力し、これに対して比例積分演算を行ってΔＶ_Hをゼロとする指令値を出力する比例微分制御演算処理手段である。リミッタ７２は、このようにして出力された指令値に対し、電流制限をかけて、以後の処理を行う電流制御器５８等の能力を超えない範囲とするための上下限演算処理手段である。 FIG. 3 is a diagram illustrating an internal configuration of the voltage controller 56. The voltage controller 56 includes a PI controller 70 and a limiter 72. The PI controller 70 is a proportional differential control arithmetic processing means for inputting ΔV _H , performing a proportional integral calculation on this, and outputting a command value for setting ΔV _H to zero. The limiter 72 is an upper / lower limit calculation processing means for limiting the current to the command value output in this way so as not to exceed the ability of the current controller 58 and the like for performing the subsequent processing.

再び図１に戻り、減算器６８は、入力電流指令値Ｉ_B ^*に対する入力電流値の差である入力電流偏差ΔＩ_Bを算出する演算処理手段である。入力電流値としては、電流センサを用いずに、次に述べる入力電流推定器６６によって推定された推定入力電流値Ｉ_Bが用いられる。 Referring again to FIG. 1, the subtracter 68 is an operation processing means for calculating a is the difference between the input current value to the input current command value I _B ^* input current deviation [Delta] I _B. As the input current value, an estimated input current value I _B estimated by an input current estimator 66 described below is used without using a current sensor.

電流制御器５８は、この電流偏差をゼロにするようなｄｕｔｙを算出する機能を有するもので、図４に示すように、ＰＩ制御器７４とリミッタ７６を含んで構成される。ＰＩ制御器７４は、ΔＩ_Bを入力し、これに対して比例積分演算を行ってΔＩ_Bをゼロとする指令値を出力する比例微分制御演算処理手段である。リミッタ７６は、このようにして出力された指令値に対し、上下限制限をかけて、以後の処理に適した範囲の値に調整する上下限演算処理手段である。このようにして、上下限設定を行った後のｄｕｔｙが、ｄｕｔｙ２に対するｄｕｔｙ補正値としてのｄｕｔｙ１となる。 The current controller 58 has a function of calculating a duty that makes this current deviation zero, and includes a PI controller 74 and a limiter 76 as shown in FIG. PI controller 74 receives the [Delta] I _B, a proportional-derivative control arithmetic operation means for outputting a command value to the [Delta] I _B to zero by performing a proportional integral operation on this. The limiter 76 is an upper / lower limit calculation processing unit that applies upper / lower limits to the command value output in this way and adjusts the command value to a value in a range suitable for the subsequent processing. In this way, the duty after setting the upper and lower limits becomes duty1 as a duty correction value for duty2.

上下限設定としては、定常比率設定器４８におけるリミッタ８０よりも狭い範囲とする。１例として、リミッタ７６の上下限設定として定常率設定器４８の出力を中心にその±２０％とすることができる。 The upper and lower limits are set in a range narrower than the limiter 80 in the steady ratio setting device 48. As an example, the upper and lower limits of the limiter 76 can be set to ± 20% centered on the output of the steady rate setting device 48.

次に、入力電流の推定について説明する。入力電流の推定は、次のような考えで実行される。すなわち、負荷駆動装置であるインバータ装置１４によって負荷である回転電機１２にトルクを発生させると、蓄電装置１６からＤＣＤＣコンバータ本体部２０を介して電力がインバータ装置１４に電力が供給され、このときＤＣＤＣコンバータ本体部２０を流れる電流に応じて蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bにより電圧降下が生じることになる。このときのＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電圧を検出する電圧センサの検出値である入力電圧検出値Ｖ_Lと、負荷電力がゼロで電圧変換を行っていないＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電圧の初期値である入力電圧初期値Ｖ_L0との差分が上記の電圧降下に相当する。したがって、この電圧降下＝（Ｖ_L−Ｖ_L0）を蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bで除算すると、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０に流れる入力電流を推定できる。 Next, estimation of input current will be described. The estimation of the input current is performed based on the following idea. That is, when torque is generated in the rotating electrical machine 12 that is a load by the inverter device 14 that is a load driving device, power is supplied from the power storage device 16 to the inverter device 14 via the DCDC converter main body 20, and at this time, DCDC so that the voltage drop caused by the internal resistance value R _B of the power storage device 16 in accordance with a current flowing through the converter body portion 20. At this time, an input voltage detection value V _L that is a detection value of a voltage sensor that detects an input voltage of the DCDC converter main body 20 and an initial input voltage of the DCDC converter main body 20 that is not subjected to voltage conversion with zero load power. The difference from the input voltage initial value V _{L0 that} is a value corresponds to the voltage drop. Therefore, when this voltage drop = (V _L −V _L0 ) is divided by the internal resistance value R _B of the power storage device 16, the input current flowing through the DCDC converter main body 20 can be estimated.

具体的には、図１において、入力電圧初期値設定器６２において入力電圧初期値Ｖ_L0を求め、電池抵抗推定器６４によって蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bを求め、これらの結果と、入力電圧検出値Ｖ_Lを用い、入力電流推定器６６において推定入力電流値Ｉ_Bを算出する。算出された推定入力電流値Ｉ_Bは、上記の減算器６８に入力される。減算器６８では、電圧制御器５６の出力である入力電流指令値Ｉ_B ^*と推定入力電流値Ｉ_Bとの差である入力電流偏差ΔＩ_Bが求められ、これが電流制御器５８に入力されることになる。 Specifically, in FIG. 1, prompted voltage initial value V _L0 at an input voltage initial value setting unit 62 obtains the internal resistance value R _B of the electrical storage device 16 by the battery resistance estimator 64, and these results, the input Using the detected voltage value V _L , the input current estimator 66 calculates an estimated input current value I _B. The calculated estimated input current value I _B is input to the subtractor 68 described above. The subtracter 68, the input current deviation [Delta] I _B is the difference between the input current command value, which is the output of the voltage controller 56 I _B ^* and the estimated input current I _B is determined, which is input to the current controller 58 It will be.

入力電圧初期値設定器６２は、回転電機１２に対するトルク指令値Ｔ^*と、入力電圧検出値Ｖ_Lと、出力電圧検出値Ｖ_Hを入力として、入力電圧初期値Ｖ_L0を設定する演算処理手段である。 The input voltage initial value setting unit 62 receives the torque command value T ^* for the rotating electrical machine 12, the input voltage detection value V _L, and the output voltage detection value V _H as input, and calculates processing means for setting the input voltage initial value V _L0. It is.

図５は、入力電圧初期値設定器６２において実行される処理手順を示すフローチャートである。最初に、蓄電装置１６の電池としての公称端子電圧を入力電圧初期値Ｖ_L0と設定する（Ｓ１０）。そして、トルク指令値Ｔ^*がゼロであるか否かを判断する（Ｓ１２）。トルク指令値Ｔ^*＝０であることは、負荷駆動装置であるインバータ装置１４の負荷である回転電機１２が無負荷であることを意味する。したがって、Ｓ１２は、負荷駆動装置が無負荷か否かを判断していることになる。 FIG. 5 is a flowchart showing a processing procedure executed in the input voltage initial value setting unit 62. First, the nominal terminal voltage of the battery of the power storage device 16 is set as the input voltage initial value V _L0 (S10). Then, it is determined whether or not the torque command value T ^* is zero (S12). The torque command value T ^* = 0 means that the rotating electrical machine 12 that is the load of the inverter device 14 that is the load driving device is unloaded. Accordingly, in S12, it is determined whether or not the load driving device is unloaded.

Ｓ１２の判断が否定されると、Ｓ１０で設定された入力電圧初期値Ｖ_L0は電池公称値のままとされ、更新が行われない（Ｓ１４）。 If the determination in S12 is negative, the input voltage initial value V _L0 set in S10 is left as the battery nominal value and is not updated (S14).

Ｓ１２の判断が肯定されると、次に、出力電圧検出値Ｖ_Hと入力電圧検出値Ｖ_Lの差電圧である（Ｖ_H−Ｖ_L）が予め定めた範囲以内であるか否かが判断される（Ｓ１６）。予め定めた範囲は、Ｖ_Hを検出する電圧センサ３８とＶ_Lを検出する電圧センサ３６のセンサ誤差の最大値と最小値とから設定される。図５の例では、±１０Ｖが予め定めた範囲とされている。つまり、±１０Ｖ以内の差電圧であるということは、電圧センサ３６，３８の検出誤差の範囲でＤＣＤＣコンバータシステムが電圧変換を行っていないことを意味する。このように、Ｓ１６は、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０が電圧変換を行っていないか否かを判断していることになる。 If the determination in S12 is affirmative, it is next determined whether or not the difference voltage (V _H −V _L ) between the output voltage detection value V _H and the input voltage detection value V _L is within a predetermined range. (S16). The predetermined range is set from the maximum value and the minimum value of the sensor error of the voltage sensor 38 that detects V _H and the voltage sensor 36 that detects V _L. In the example of FIG. 5, ± 10 V is a predetermined range. That is, the difference voltage within ± 10V means that the DCDC converter system does not perform voltage conversion within the range of detection errors of the voltage sensors 36 and 38. As described above, S16 determines whether or not the DCDC converter body 20 is performing voltage conversion.

Ｓ１６の判断が否定されると、Ｓ１２の判断が否定されたときと同様に、Ｓ１０で設定された入力電圧初期値Ｖ_L0は電池公称値のままとされ、更新が行われない（Ｓ１４）。
Ｓ１６の判断が肯定されると、そのときの入力電圧検出値Ｖ_Lが入力電圧初期値として、Ｓ１０で設定された電池公称値から更新される（Ｓ１８）。つまり、負荷駆動装置であるインバータ装置１４が無負荷状態であり、かつＤＣＤＣコンバータ本体部２０が電圧変換を行っていないときの入力電圧検出値Ｖ_Lが入力電圧初期値Ｖ_L0として設定される。設定された入力電圧初期値Ｖ_L0は、入力電流推定器６６に入力される。Ｓ１８，Ｓ１４の後は、再びＳ１２に戻り、上記の手順が繰り返される。 If the determination in S16 is negative, the input voltage initial value V _L0 set in S10 is left as the battery nominal value as in the case where the determination in S12 is negative, and no update is performed (S14).
If the determination in S16 is affirmed, the input voltage detection value V _{L at} that time is updated from the battery nominal value set in S10 as the input voltage initial value (S18). That is, the input voltage detection value V _L when the inverter device 14 that is a load driving device is in a no-load state and the DCDC converter main body 20 is not performing voltage conversion is set as the input voltage initial value V _L0 . The set input voltage initial value V _L0 is input to the input current estimator 66. After S18 and S14, the process returns to S12 again, and the above procedure is repeated.

このようにして、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電圧初期値Ｖ_L0が適宜更新され、以後の入力電流推定の精度を高めることができる。 In this way, the input voltage initial value V _{L0 of} the DCDC converter main body 20 is appropriately updated, and the accuracy of subsequent input current estimation can be improved.

再び図１に戻り、電池抵抗推定器６４は、蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bを求める機能を有するもので、具体的には、予め求めておいた蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bの温度特性に基づき、蓄電装置１６の温度である電池温度Ｔ_Bを検出し、その電池温度Ｔ_Bと、先ほどの内部抵抗値Ｒ_Bの温度特性とから、内部抵抗値Ｒ_Bを推定する。推定された内部抵抗値Ｒ_Bは、入力電流推定器６６に入力される。 Returning to FIG. 1 again, the battery resistance estimator 64 has a function of obtaining the internal resistance value R _B of the power storage device 16. Specifically, the battery resistance estimator 64 calculates the internal resistance value R _B of the power storage device 16 obtained in advance. based on the temperature characteristics to detect the battery temperature T _B is the temperature of the power storage device 16 from its battery temperature T _B, the temperature characteristics of the internal resistance R _B of the previous estimates the internal resistance R _B. The estimated internal resistance value R _B is input to the input current estimator 66.

図６は、蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bの温度特性の一例を示す図である。ここでは、横軸に電池温度Ｔ_Bがとられ、縦軸に内部抵抗値Ｒ_Bがとられる。縦軸の内部抵抗値Ｒ_Bは、Ｔ_B＝２０℃のときの値を１として規格化されている。例えば、Ｔ_B＝０℃では、規格化されたＴ_Bは約１．５であり、２０℃のときのＴ_Bの約１．５倍の大きさにＴ_Bが増加することが示されている。 Figure 6 is a diagram showing an example of the temperature characteristic of the internal resistance R _B of the electrical storage device 16. Here, the battery temperature T _B is taken on the horizontal axis, the vertical axis internal resistance value R _B taken. The internal resistance value R _{B on the} vertical axis is normalized with the value when T _B = 20 ° C. being 1. For example, when T _B = 0 ° C., the normalized T _B is about 1.5, and it is shown that T _B increases to about 1.5 times the size of T _B at 20 ° C. Yes.

内部抵抗値Ｒ_Bは劣化と温度変化によって変化するが、この中では温度変化による変化が支配的である。そこで、図６に示すような温度特性データを用い、温度センサ３４によって取得される電池温度Ｔ_Bを適用して推定されるが、温度センサ３４の検出誤差も生じる。例えば、図６の例で、温度センサ３４が−２０℃を−３０℃と誤検出すると、内部抵抗値Ｒ_Bの誤差として、３／２．５＝１．４、すなわち約４０％程度の誤差となる。仮に温度センサ３４の検出誤差を±５℃であるとすると、内部抵抗値Ｒ_Bの誤差を±２０％程度と考えることができる。このような誤差の影響については後に詳述する。 The internal resistance value R _B changes with deterioration and temperature change, but change due to temperature change is dominant among them. Therefore, using the temperature characteristics data as shown in FIG. 6, but it is estimated by applying the battery temperature T _B, which is acquired by the temperature sensor 34, the detection error of the temperature sensor 34 is also caused. For example, in the example of FIG. 6, if the temperature sensor 34 erroneously detects −20 ° C. as −30 ° C., the error of the internal resistance value R _B is 3 / 2.5 = 1.4, that is, an error of about 40%. It becomes. If the detection error of the temperature sensor 34 is ± 5 ° C., the error of the internal resistance value R _B can be considered to be about ± 20%. The effect of such errors will be described in detail later.

また、蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bの推定は、他の方法で行ってもよい。例えば、蓄電装置１６の動作を制御する電池ＣＰＵにおいて電池内部状態を推定し、劣化を考慮した内部抵抗値と温度との関係を示すマップを用いて、劣化による内部抵抗値Ｒ_Bを推定してもよい。また、電池ＣＰＵで劣化と温度特性まで考慮した内部抵抗値Ｒ_Bを推定した値を用いてもよい。 Also, the estimation of the internal resistance R _B of the power storage device 16 may be performed in other ways. For example, to estimate the battery internal state in the cell CPU for controlling the operation of the power storage device 16, using a map showing the relationship between the internal resistance and temperature in consideration of the deterioration, by estimating the internal resistance R _B by degradation Also good. It is also possible to use a value obtained by estimating the internal resistance R _B of considering degradation and temperature characteristics in cell CPU.

再び図１に戻り、入力電流推定器６６は、蓄電装置１６の入力電圧初期値Ｖ_L0と、入力電圧検出値Ｖ_Lと、内部抵抗値Ｒ_Bとに基づいて、電流センサを用いずに、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電流を推定し、これを推定入力電流値Ｉ_Bとする機能を有する演算処理手段である。 Returning to FIG. 1 again, the input current estimator 66 does not use a current sensor based on the input voltage initial value V _L0 , the input voltage detection value V _L, and the internal resistance value R _B of the power storage device 16. This is an arithmetic processing means having a function of estimating an input current of the DCDC converter main body 20 and setting it as an estimated input current value I _B.

具体的には、入力電圧検出値Ｖ_Lと入力電圧初期値Ｖ_L0との差分＝（Ｖ_L−Ｖ_L0）を求め、これを内部抵抗値Ｒ_Bで除算し、得られる値を推定入力電流値Ｉ_Bとする。ここで、上記のように、（Ｖ_L−Ｖ_L0）は、インバータ装置１４によって回転電機１２にトルクを発生させたときに、蓄電装置１６からＤＣＤＣコンバータ本体部２０を介して電力がインバータ装置１４に電力が供給されてＤＣＤＣコンバータ本体部２０に電流が流れるが、その電流によって蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bのところで生じる電圧降下の大きさを示すものである。したがって、この電流の大きさは、（Ｖ_L−Ｖ_L0）／Ｒ_Bで与えられることになる。 Specifically, the difference between the input voltage detection value V _L and the input voltage initial value V _L0 = (V _L −V _L0 ) is obtained, and this is divided by the internal resistance value R _B , and the resulting value is estimated input current. Let it be the value I _B. Here, as described above, when (V _L −V _L0 ) generates torque in the rotating electrical machine 12 by the inverter device 14, power is transferred from the power storage device 16 via the DCDC converter main body 20 to the inverter device 14. the current flows to the DCDC converter main body 20 is supplied with electric power, it shows the magnitude of the voltage drop caused at the internal resistance R _B of the electrical storage device 16 by the current. Thus, the magnitude of this current will be given by _{_{(V L -V L0) / R}} B.

図７は、入力電流推定器６６の構成を示す図である。入力電流推定器６６は、減算器８１と、除算器８２と、リミッタ８４を含んで構成される。減算器８１は、電圧センサ３６の検出値である入力電圧検出値Ｖ_Lと、入力電圧初期値設定器６２によって設定された入力電圧初期値Ｖ_L0とを入力として、（Ｖ_L−Ｖ_L0）を算出する機能を有する。除算器８２は、電池抵抗推定器６４によって算出された内部抵抗値Ｒ_Bを入力値Ａとし、減算器８１の出力である（Ｖ_L−Ｖ_L0）を入力Ｂとして、Ａ／Ｂを演算する機能を有する。 FIG. 7 is a diagram showing the configuration of the input current estimator 66. The input current estimator 66 includes a subtracter 81, a divider 82, and a limiter 84. The subtracter 81 receives the input voltage detection value V _L that is a detection value of the voltage sensor 36 and the input voltage initial value V _L0 set by the input voltage initial value setting unit 62 as inputs, and (V _L −V _L0 ). It has the function to calculate. The divider 82 calculates A / B using the internal resistance value R _B calculated by the battery resistance estimator 64 as the input value A and the output (V _L −V _L0 ) of the subtractor 81 as the input B. It has a function.

リミッタ８４は電圧制御器５６におけるリミッタ７２と同様に、このようにして出力された電流値に対し、電流制限をかけて、以後の処理を行う電流制御器５８等の能力を超えない範囲とするための上下限演算処理手段である。リミッタ８４の出力が推定入力電流値Ｉ_Bとして、減算器６８に入力される。 Similarly to the limiter 72 in the voltage controller 56, the limiter 84 limits the current value output in this way to a range that does not exceed the ability of the current controller 58 and the like for performing the subsequent processing. This is an upper and lower limit calculation processing means. The output of the limiter 84 is input to the subtracter 68 as the estimated input current value I _B.

減算器６８では、上記のように、電圧制御器５６によって算出された入力電流指令値Ｉ_B ^*に対し、推定入力電流値Ｉ_Bが減算されて入力電流偏差ΔＩ_Bが算出され、電流制御器５８に出力される。電流制御器５８においては、上記のように、ｄｕｔｙ２に対する補正値としてのｄｕｔｙ１が算出される。 The subtracter 68, as described above, with respect to the calculated input current command value I _B ^* by the voltage controller 56, the estimated input current I _B is subtracted input current deviation [Delta] I _B are calculated, the current controller 58. In the current controller 58, duty1 is calculated as a correction value for duty2 as described above.

このようにして、電流センサを用いずに算出された推定入力電流値Ｉ_Bを用いてｄｕｔｙ２が算出されると、定常比率設定器４８によって算出されたｄｕｔｙ１に対して補正が行われ、補正後のデューティ比であるｄｕｔｙＡを内容とする制御信号がＤＣＤＣコンバータ本体部２０に対して出力される。具体的には、減算器６０、リミッタ５０、三角波比較器５２によって、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０に対する制御信号が生成される。 In this manner, when duty2 is calculated using the estimated input current I _B calculated without using a current sensor, is corrected for duty1 calculated by the constant ratio setter 48 is performed, the corrected A control signal having a duty ratio of A is output to the DCDC converter body 20. Specifically, a control signal for the DCDC converter main body 20 is generated by the subtractor 60, the limiter 50, and the triangular wave comparator 52.

減算器６０は、フィードバックが行われないときのデューティ比であるｄｕｔｙ２に対し、電流フィードバックのマイナーループを含む電圧フィードバックによる補正をデューティ比として補正するために、（ｄｕｔｙ２−ｄｕｔｙ１）を演算する機能を有する。例えば、定常比率設定器４８がｄｕｔｙ２＝０．５と設定し、フィードバックによる補正がデューティ比に換算して＋０．１であるときは、減算器６０は、ｄｕｔｙＡ＝０．５−０．１＝０．４を出力する。 The subtractor 60 has a function of calculating (duty2−duty1) in order to correct the duty ratio, which is a duty ratio when no feedback is performed, as a duty ratio using a voltage feedback correction including a minor loop of current feedback. Have. For example, when the steady ratio setting unit 48 sets duty2 = 0.5 and the correction by feedback is converted to the duty ratio and +0.1, the subtractor 60 sets the dutyA = 0.5−0.1 =. 0.4 is output.

リミッタ５０は、算出されたｄｕｔｙＡに対し上下限制限を加える演算処理手段である。三角波比較器５２は、算出されたｄｕｔｙＡを、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０を構成するスイッチング素子２４，２６のオン・オフ制御信号に変換する機能を有する制御信号発生器である。 The limiter 50 is arithmetic processing means for adding upper and lower limit restrictions to the calculated duty A. The triangular wave comparator 52 is a control signal generator having a function of converting the calculated duty A into an on / off control signal for the switching elements 24 and 26 constituting the DCDC converter body 20.

例えば、上記の例でｄｕｔｙＡ＝０．４と算出されるときは、上アーム側のスイッチング素子２４について、基準の三角波の周期Ｔ₀に対し、オン時間が４０％、オフ時間が６０％のパルス信号が出力される。下アーム側のスイッチング素子２６については、スイッチング素子２４に対し相補的なパルス信号が出力される。すなわち、スイッチング素子２４がオンのときにスイッチング素子２６がオフ、スイッチング素子２４がオフのときにスイッチング素子２６がオンとなるようなパルス信号が出力される。 For example, when dutyA = 0.4 is calculated in the above example, for the switching element 24 on the upper arm side, a pulse with an on-time of 40% and an off-time of 60% with respect to the period T ₀ of the reference triangular wave A signal is output. For the switching element 26 on the lower arm side, a complementary pulse signal is output to the switching element 24. That is, a pulse signal is output so that the switching element 26 is turned off when the switching element 24 is on, and the switching element 26 is turned on when the switching element 24 is off.

このようにして、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、電流センサを用いることなく、電流制御を行うことを可能となり、この電流制御をマイナーループとして電圧制御を行うことができる。 Thus, in the DCDC converter system, current control can be performed without using a current sensor, and voltage control can be performed using this current control as a minor loop.

上記では、回転電機を１つとして説明したが、回転電機を２つとし、それぞれのインバータについて１つのＤＣＤＣコンバータ本体部を用いる構成とすることもできる。図８は、車両に２台の回転電機１２，１３を搭載し、一方を車両駆動用、他方を発電機用として用いる回転電機駆動システム１１の構成を示す図である。 In the above description, the number of rotating electric machines is one. However, it is also possible to have two rotating electric machines and one DCDC converter main body for each inverter. FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a rotating electrical machine drive system 11 in which two rotating electrical machines 12 and 13 are mounted on a vehicle and one is used for driving a vehicle and the other is used for a generator.

この構成では、図１の構成に比較して、回転電機１３が増加し、その駆動用としてインバータ装置１５が設けられる。２つのインバータ装置１４，１５は、１つのＤＣＤＣコンバータ本体部２０に接続される。ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の構成、これを制御するＤＣＤＣコンバータ制御部４０の構成の内容は図１で説明したものと同じであるので、詳細な説明を省略する。 In this configuration, the rotating electrical machine 13 is increased as compared with the configuration of FIG. 1, and an inverter device 15 is provided for driving the rotating electrical machine 13. The two inverter devices 14 and 15 are connected to one DCDC converter main body 20. The configuration of the DCDC converter main body 20 and the content of the configuration of the DCDC converter control unit 40 for controlling it are the same as those described with reference to FIG.

上記構成の作用、特に蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bの誤差に影響について、図９以下を用いて説明する。図９は、電流センサを用いた従来技術の場合の入力電流値Ｉ_Bと出力電圧の様子を示す図で、横軸は時間である。ここでは、図９の上段側に出力電圧について出力電圧指令値Ｖ_H ^*と実際の出力電圧検出値Ｖ_Hが示されており、図９の下段側に、（Ｖ_H ^*−Ｖ_H）＝ΔＶ_Hに対応する入力電流指令値Ｉ_B ^*と電流センサによって実際に検出された入力電流値Ｉ_Bが示されている。 Operation of the above configuration, in particular affects the error of the internal resistance R _B of the electrical storage device 16 will be described with reference to FIG. 9 below. FIG. 9 is a diagram showing the state of the input current value I _B and the output voltage in the case of the conventional technique using a current sensor, and the horizontal axis is time. Here, the output voltage command value V _H ^* and the actual output voltage detection value V _H are shown for the output voltage on the upper side of FIG. 9, and (V _H ^* −V _H ) = are shown actually has detected input current value I _B by the input current command value I _B ^* and the current sensors corresponding to [Delta] V _H.

図９に示されるように、出力電圧指令値Ｖ_H ^*が傾斜波形状に変化すると、ΔＶ_Hが発生し、これをゼロにするための入力電流指令値Ｉ_B ^*が求められ、フィードバックが行われる。電流センサを用いる場合には、図９に示されるように、入力電流検出値Ｉ_Bが入力電流指令値Ｉ_B ^*に追従し、出力電圧検出値Ｖ_Hが出力電圧指令値Ｖ_H ^*によく追従していることが分かる。 As shown in FIG. 9, when the output voltage command value V _H ^* changes to a ramp waveform, ΔV _H is generated, and an input current command value I _B ^* for making this zero is obtained, and feedback is performed. Is called. When the current sensor is used, as shown in FIG. 9, the input current detection value I _B follows the input current command value I _B ^* , and the output voltage detection value V _H is often equal to the output voltage command value V _H ^* . You can see that it is following.

図１０は、図１の構成により、電流センサを用いず、推定入力電流値Ｉ_Bを算出し、これを用いてフィードバックを行わせた場合の様子をシミュレーションによって求めた結果を示す図である。図１０の横軸は図９と同じく時間である。また、図１０の上段側に出力電圧について出力電圧指令値Ｖ_H ^*と実際の出力電圧検出値Ｖ_Hが示されており、図１０の下段側に、（Ｖ_H ^*−Ｖ_H）＝ΔＶ_Hに対応する入力電流指令値Ｉ_B ^*と推定入力電流値Ｉ_Bが示されている。なお、ここでは、蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bを求める際の誤差を±０％としてある。 10, the configuration of FIG. 1, without using a current sensor, calculates the estimated input current value I _B, illustrates the results obtained by simulating the appearance of a case that has made feedback using the same. The horizontal axis in FIG. 10 is time as in FIG. Further, the output voltage command value V _H ^* and the actual output voltage detection value V _H are shown for the output voltage on the upper side of FIG. 10, and (V _H ^* −V _H ) = ΔV is shown on the lower side of FIG. An input current command value I _B ^* and an estimated input current value I _B corresponding to _H are shown. Here, some error in determining the internal resistance R _B of the electric storage device 16 as 0% ±.

図１０と図９を比較して分かるように、図１の構成により、電流センサを用いず、推定入力電流値Ｉ_Bを算出し、これを用いてフィードバックを行わせた場合の様子は、電流センサを用いて実際に検出した入力電流値を用いてフィードバックを行わせた場合とほとんど同じである。すなわち、図１の構成によって入力電流を推定することで、電流センサを用いないで電流制御およびこれをマイナーループとする電圧フィードバックを有効に行うことができることが分かる。 As can be seen from a comparison between FIG. 10 and FIG. 9, with the configuration of FIG. 1, the estimated input current value I _B is calculated without using a current sensor, and feedback is performed using this value. This is almost the same as when feedback is performed using the input current value actually detected using a sensor. That is, it can be seen that by estimating the input current with the configuration of FIG. 1, current control and voltage feedback using this as a minor loop can be effectively performed without using a current sensor.

図１１から図１４は、蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bの誤差を様々に仮定してシミュレーションした様子を示す図である。これらの図の横軸はいずれも時間であり、また、各図上段側に出力電圧について出力電圧指令値Ｖ_H ^*と実際の出力電圧検出値Ｖ_Hが示されており、各図の下段側に、（Ｖ_H ^*−Ｖ_H）＝ΔＶ_Hに対応する入力電流指令値Ｉ_B ^*と推定入力電流値Ｉ_Bが示されていることは図１０と同じである。なお、図１４では、参考のために、電流センサを用いたときの入力電流検出値も示されている。 FIGS. 11 14 is a diagram showing a state of a simulation by variously assumed error of the internal resistance R _B of the electrical storage device 16. The horizontal axis of these figures is time, and the output voltage command value V _H ^* and the actual output voltage detection value V _H are shown for the output voltage on the upper side of each figure. In FIG. 10, the input current command value I _B ^* and the estimated input current value I _B corresponding to (V _H ^* −V _H ) = ΔV _H are shown. In FIG. 14, the input current detection value when a current sensor is used is also shown for reference.

図１１、図１２には、内部抵抗値Ｒ_Bがプラス側の誤差となるときは、Ｉ_B ^*が増加するときに推定入力電流値Ｉ_BがＩ_B ^*よりもさらに大きくなり、Ｉ_B ^*が減少するときに推定入力電流値Ｉ_BがＩ_B ^*よりもさらに小さくなる様子が示されている。つまり、追従がオーバーシュート気味となる。 11, FIG. 12, when the internal resistance value R _B becomes an error of the plus side, the estimated input current I _B becomes larger than I _B ^* when the I _B ^* increases, I _B ^* It is shown that the estimated input current value I _B is further smaller than I _B ^* when I decreases. That is, the follow-up tends to overshoot.

これに対し、図１３、図１４には、内部抵抗値Ｒ_Bがプラス側の誤差となるときは、Ｉ_B ^*が増加するときに推定入力電流値Ｉ_BがＩ_B ^*よりも小さく、Ｉ_B ^*が減少するときに推定入力電流値Ｉ_BがＩ_B ^*よりも大きくなる様子が示されている。つまり、追従がアンダーシュート気味となる。 On the other hand, in FIGS. 13 and 14, when the internal resistance value R _B is a plus error, the estimated input current value I _B is smaller than I _B ^* when I _B ^* increases, _It is shown that the estimated input current value I _B becomes larger than I _B ^* when _B ^* decreases. That is, the follow-up seems to be undershoot.

なお、図１５は、内部抵抗値Ｒ_Bの誤差を±０％としながら、図１０とは異なる条件の下でシミュレーションを行った結果であるが、図１０とほとんど同じ結果となることが示されている。 Incidentally, FIG. 15, while the error of the internal resistance value R _B and 0% ±, is a result of the simulation under different conditions and Figure 10, is shown to be almost the same results as FIG. 10 ing.

いずれにせよ、これらの図において、出力電圧検出値Ｖ_Hは、出力電圧指令値Ｖ_H ^*に比べ、数１０Ｖ程度の一時的な電圧偏差を生じる程度に収まっている。したがって、蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bの誤差は、±４０％程度であれば、出力電圧の変動を許容範囲内に収めることができることが分かる。 In any case, in these figures, the output voltage detection value V _H is within a range that causes a temporary voltage deviation of about several tens of volts compared to the output voltage command value V _H ^* . Therefore, the error of the internal resistance R _B of the power storage device 16, be about ± 40%, it is found that it is possible to keep the fluctuation of the output voltage within the acceptable range.

本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムは、例えば、車両に搭載される回転電機を駆動するインバータ装置に接続されて利用することができる。 The DCDC converter system according to the present invention can be used by being connected to an inverter device that drives a rotating electrical machine mounted on a vehicle, for example.

１０，１１回転電機駆動システム、１２，１３回転電機、１４，１５インバータ装置、１６蓄電装置、２０ＤＣＤＣコンバータ本体部、２２リアクトル、２４，２６スイッチング素子、２５，２７ダイオード、３０，３２平滑コンデンサ、３４温度センサ、３６，３８電圧センサ、４０ＤＣＤＣコンバータ制御部、４８定常比率設定器、５０，７２，７６，８０，８４リミッタ、５２三角波比較器、５４，６０，６８，８１減算器、５６電圧制御器、５８電流制御器、６２入力電圧初期値設定器、６４電池抵抗推定器、６６入力電流推定器、７０，７４ＰＩ制御器、７８，８２除算器。 10, 11 Rotating electrical machine drive system, 12, 13 Rotating electrical machine, 14, 15 Inverter device, 16 Power storage device, 20 DCDC converter body, 22 Reactor, 24, 26 Switching element, 25, 27 Diode, 30, 32 Smoothing capacitor, 34 Temperature sensor, 36, 38 Voltage sensor, 40 DCDC converter control unit, 48 Steady ratio setter, 50, 72, 76, 80, 84 Limiter, 52 Triangular wave comparator, 54, 60, 68, 81 Subtractor, 56 Voltage Controller, 58 Current controller, 62 Input voltage initial value setter, 64 Battery resistance estimator, 66 Input current estimator, 70, 74 PI controller, 78, 82 Divider.

Claims

A DCDC converter system that is provided between a power storage device and a load driving device and performs voltage conversion by controlling a duty ratio of a switching element based on an output voltage command value,
A steady duty ratio calculating means for calculating a steady duty ratio based on an input voltage value which is a terminal voltage of the power storage device and an output voltage command value;
Means for calculating an input current command value according to a deviation between an output voltage detection value and an output voltage command value, which is a detection value of an output voltage detector for detecting an output voltage value;
Estimating means for calculating an estimated input current value based on an internal resistance value of the power storage device and an input voltage detection value that is a detection value of an input voltage detector for detecting the input voltage value;
Means for calculating a correction duty ratio based on a deviation between the input current command value and the estimated input current value;
Means for setting the duty ratio of the switching element based on the steady duty ratio and the corrected duty ratio;
A DCDC converter system comprising:

The DCDC converter system according to claim 1, wherein
The estimation means is
Set the input voltage when the load drive is in no load and not performing voltage conversion as the input voltage initial value,
A DCDC converter system that calculates an estimated input current value by dividing a voltage drop value, which is a difference between an input voltage detection value and an input voltage initial value, by an internal resistance value of the power storage device.

The DCDC converter system according to claim 2,
The estimation means is
A DCDC converter system characterized by detecting a temperature of a power storage device based on a temperature characteristic of an internal resistance of the power storage device and estimating an internal resistance value of the power storage device.

The DCDC converter system according to claim 1, wherein
The steady duty ratio calculation means is
A DCDC converter system, wherein a steady duty ratio is calculated based on a post-filtering voltage detection value obtained by performing low-pass filtering on an input voltage detection value and an output voltage command value.

The DCDC converter system according to claim 1, wherein
The DC / DC converter system, wherein the load driving device is an inverter device connected to the rotating electrical machine.