JP2016223947A - Phase margin gain margin measuring circuit - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、測定対象回路であるクローズドループのオペアンプ回路の位相余裕及びゲイン余裕を測定する位相余裕ゲイン余裕測定回路に関するものである。 The present invention relates to a phase margin gain margin measuring circuit for measuring the phase margin and gain margin of a closed loop operational amplifier circuit which is a circuit to be measured.
一般的なクローズドループのオペアンプ回路は、非反転入力端子(+)に電圧Vinが印加され、出力端子から電圧Voutを出力するオペアンプと、一端がオペアンプの出力端子に接続され、他端がオペアンプの反転入力端子(−)に接続されるフィードバック回路(帰還回路)とから構成されている。
ここで、オペアンプのオープンループゲインをA0、フィードバック回路の伝達関数をβとすると、オペアンプの非反転入力端子(+)に印加される電圧Vinと、オペアンプの出力端子から出力される電圧Voutとの関係は、下記の式(1)のように表される。
Operational amplifier circuit of a general closed-loop, non-inverting input terminal (+) to the voltage V in is applied, an operational amplifier for outputting a voltage V out from the output terminal, one end connected to the output terminal of the operational amplifier, the other end And a feedback circuit (feedback circuit) connected to the inverting input terminal (−) of the operational amplifier.
Here, when the open loop gain of the operational amplifier is A 0 and the transfer function of the feedback circuit is β, the voltage V in applied to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier and the voltage V output from the output terminal of the operational amplifier. The relationship with out is expressed as in the following formula (1).
式(1)において、A0βはオペアンプ回路のループゲインであり、A0β=−1であれば、Vout=∞になる。
Vout=∞になる状態が発振であり、発振になる条件を絶対式で表すと、下記の式(2)(3)のようになる。この発振になる条件はバルクハウゼンの発振条件と呼ばれる。
|A0β|=1 (2)
位相=−180°±(360°×n) (3)
n=0,±1,±2,・・・
式(2)において、|A0β|=1は、ゲインが0dBであることに相当する。
In Expression (1), A 0 β is a loop gain of the operational amplifier circuit. If A 0 β = −1, V out = ∞.
The state in which V out = ∞ is oscillation, and the conditions for oscillation are expressed by the following equations (2) and (3). This oscillation condition is called Barkhausen oscillation condition.
| A 0 β | = 1 (2)
Phase = −180 ° ± (360 ° × n) (3)
n = 0, ± 1, ± 2, ...
In equation (2), | A 0 β | = 1 corresponds to a gain of 0 dB.
オペアンプ回路の位相余裕は、ゲインが0dBであるときのオペアンプ回路の位相が、式(3)に示す発振条件を満足している位相に対して、どの程度の差があるかを示すものである。
また、オペアンプ回路のゲイン余裕は、位相が−180°±(360°×n)であるときのオペアンプ回路のゲインが、0dBに対して、どの程度のマイナスの値を有しているかを示すものである。
一般的に、位相余裕については45°以上、ゲイン余裕については10dB以上あることが望ましいとされている。
The phase margin of the operational amplifier circuit indicates how much the phase of the operational amplifier circuit when the gain is 0 dB is different from the phase satisfying the oscillation condition shown in Expression (3). .
Further, the gain margin of the operational amplifier circuit indicates how much negative value the gain of the operational amplifier circuit has when the phase is −180 ° ± (360 ° × n) with respect to 0 dB. It is.
Generally, it is desirable that the phase margin is 45 ° or more and the gain margin is 10 dB or more.
一般的には、オペアンプ回路の位相余裕及びゲイン余裕を測定する場合、オペアンプの出力端子とフィードバック回路との間の接続を切断して、オペアンプの出力端子とフィードバック回路との間に測定器を挿入する。
このとき、測定器の信号源が、フィードバック回路に対してP2の信号を出力すると、オペアンプの出力端子から出力されるP1の信号は、P2の信号が−A0β倍されたものとなるため、測定器が、P1の信号とP2の信号を測定することで、オペアンプ回路のループゲインA0βを算出し、ループゲインA0βから位相余裕及びゲイン余裕を求めるようにする。
Generally, when measuring the phase margin and gain margin of an operational amplifier circuit, disconnect the connection between the operational amplifier output terminal and the feedback circuit, and insert a measuring instrument between the operational amplifier output terminal and the feedback circuit. To do.
At this time, if the signal source of the measuring device outputs the P2 signal to the feedback circuit, the P1 signal output from the output terminal of the operational amplifier is obtained by multiplying the P2 signal by −A 0 β. The measuring device measures the P1 signal and the P2 signal, thereby calculating the loop gain A 0 β of the operational amplifier circuit, and obtaining the phase margin and gain margin from the loop gain A 0 β.
なお、オペアンプ回路の位相余裕及びゲイン余裕を測定する際に、オペアンプの出力端子とフィードバック回路との間の接続を切断して、オペアンプの出力端子とフィードバック回路との間に測定器を挿入する手間を省くために、以下の特許文献1には、測定対象回路のクローズドループの一部に測定用抵抗を事前に挿入し、その測定用抵抗の両端の電圧を測定することで、ループ特性を得る方法が開示されている。
When measuring the phase margin and gain margin of an operational amplifier circuit, disconnect the connection between the operational amplifier output terminal and the feedback circuit, and insert a measuring instrument between the operational amplifier output terminal and the feedback circuit. In order to eliminate the problem, in
従来の位相余裕ゲイン余裕測定回路は以上のように構成されているので、測定対象回路が、クローズドループの一部に測定用抵抗が事前に挿入されているオペアンプ回路であれば、オペアンプ回路の位相余裕及びゲイン余裕を測定する際に、オペアンプの出力端子とフィードバック回路との間の接続を切断して、オペアンプの出力端子とフィードバック回路との間に測定器を挿入するという手間を省くことができる。しかし、全ての測定対象回路が、クローズドループの一部に測定用抵抗が事前に挿入されているオペアンプ回路であるとは限らず、測定用抵抗が挿入されていないオペアンプ回路については、位相余裕やゲイン余裕を測定することができない。したがって、測定用抵抗が挿入されていないオペアンプ回路については、オペアンプの出力端子とフィードバック回路との間の接続を切断して、オペアンプの出力端子とフィードバック回路との間に測定器を挿入する必要があり、位相余裕及びゲイン余裕の測定に多くの手間と時間を要するという課題があった。
また、測定対象回路が、クローズドループの一部に測定用抵抗が事前に挿入されているオペアンプ回路である場合、位相余裕及びゲイン余裕を測定する際の手間が省けても、測定用抵抗が挿入されていることで、オペアンプ回路の設計上の特性と異なるものになっているという課題があった。
Since the conventional phase margin gain margin measurement circuit is configured as described above, if the measurement target circuit is an operational amplifier circuit in which a measurement resistor is inserted in advance in a part of a closed loop, the phase of the operational amplifier circuit When measuring the margin and gain margin, the connection between the output terminal of the operational amplifier and the feedback circuit can be disconnected, and the trouble of inserting a measuring instrument between the output terminal of the operational amplifier and the feedback circuit can be saved. . However, not all measurement target circuits are operational amplifier circuits in which a measurement resistor is inserted in advance in a part of a closed loop. The gain margin cannot be measured. Therefore, for an operational amplifier circuit in which no measurement resistor is inserted, it is necessary to disconnect the connection between the output terminal of the operational amplifier and the feedback circuit and insert a measuring instrument between the output terminal of the operational amplifier and the feedback circuit. In addition, there is a problem that much labor and time are required to measure the phase margin and the gain margin.
In addition, when the measurement target circuit is an operational amplifier circuit in which a measurement resistor is inserted in advance in a part of a closed loop, the measurement resistor can be inserted even if the time required for measuring the phase margin and gain margin is eliminated. As a result, there is a problem that the operational characteristics of the operational amplifier circuit are different.
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、クローズドループの一部に測定用抵抗が挿入されていなくても、オペアンプの出力端子と帰還回路との間の接続を切断して、オペアンプの出力端子と帰還回路との間に測定器を挿入することなく、測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕を測定することができる位相余裕ゲイン余裕測定回路を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and disconnects the connection between the output terminal of the operational amplifier and the feedback circuit even when a measurement resistor is not inserted in a part of the closed loop. An object of the present invention is to obtain a phase margin gain margin measuring circuit capable of measuring the phase margin and gain margin of a circuit to be measured without inserting a measuring instrument between the output terminal of the operational amplifier and the feedback circuit.
この発明に係る位相余裕ゲイン余裕測定回路は、オペアンプの出力端子と反転入力端子との間に帰還回路が接続されている測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕を測定する際に、オペアンプの非反転入力端子に接続される信号源と、測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕を測定する際に、オペアンプの出力端子と、オペアンプの反転入力端子と、オペアンプの非反転入力端子とに接続され、オペアンプの出力端子から帰還回路に出力される信号、帰還回路からオペアンプの反転入力端子に出力される信号及び信号源からオペアンプの非反転入力端子に出力される信号を用いて、測定対象回路の位相及びゲインを算出する位相ゲイン算出部と、信号源から出力される信号の周波数を可変する周波数制御部とを設け、余裕特定部が、周波数制御部により信号の周波数が変えられる毎に、位相ゲイン算出部により算出された位相及びゲインを収集し、各々の周波数での前記測定対象回路の位相及びゲインから、測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕を特定するようにしたものである。 The phase margin gain margin measuring circuit according to the present invention is a non-inverted operational amplifier when measuring the phase margin and gain margin of a circuit to be measured in which a feedback circuit is connected between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier. When measuring the phase margin and gain margin of the signal source connected to the input terminal and the circuit to be measured, it is connected to the output terminal of the operational amplifier, the inverting input terminal of the operational amplifier, and the non-inverting input terminal of the operational amplifier. Using the signal output from the output terminal to the feedback circuit, the signal output from the feedback circuit to the inverting input terminal of the operational amplifier, and the signal output from the signal source to the non-inverting input terminal of the operational amplifier, A phase gain calculation unit for calculating the gain and a frequency control unit for changing the frequency of the signal output from the signal source are provided, and the margin specifying unit is configured to control the frequency. Each time the signal frequency is changed by the unit, the phase and gain calculated by the phase gain calculation unit are collected, and the phase margin and gain margin of the measurement target circuit are obtained from the phase and gain of the measurement target circuit at each frequency. Is specified.
この発明によれば、測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕を測定する際に、オペアンプの非反転入力端子に接続される信号源と、測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕を測定する際に、オペアンプの出力端子と、オペアンプの反転入力端子と、オペアンプの非反転入力端子とに接続され、オペアンプの出力端子から帰還回路に出力される信号、帰還回路からオペアンプの反転入力端子に出力される信号及び信号源からオペアンプの非反転入力端子に出力される信号を用いて、測定対象回路の位相及びゲインを算出する位相ゲイン算出部と、信号源から出力される信号の周波数を可変する周波数制御部とを設け、余裕特定部が、周波数制御部により信号の周波数が変えられる毎に、位相ゲイン算出部により算出された位相及びゲインを収集し、各々の周波数での前記測定対象回路の位相及びゲインから、測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕を特定するように構成したので、クローズドループの一部に測定用抵抗が挿入されていなくても、オペアンプの出力端子と帰還回路との間の接続を切断して、オペアンプの出力端子と帰還回路との間に測定器を挿入することなく、測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕を測定することができる効果がある。 According to the present invention, when measuring the phase margin and gain margin of the measurement target circuit, when measuring the phase margin and gain margin of the signal source connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier and the measurement target circuit, Connected to the output terminal of the operational amplifier, the inverting input terminal of the operational amplifier, and the non-inverting input terminal of the operational amplifier, the signal output from the output terminal of the operational amplifier to the feedback circuit, and the signal output from the feedback circuit to the inverting input terminal of the operational amplifier And a phase gain calculation unit that calculates the phase and gain of the circuit to be measured using a signal output from the signal source to the non-inverting input terminal of the operational amplifier, and a frequency control unit that varies the frequency of the signal output from the signal source The margin specifying unit collects the phase and gain calculated by the phase gain calculation unit every time the frequency of the signal is changed by the frequency control unit. Since the phase margin and gain margin of the measurement target circuit are specified from the phase and gain of the measurement target circuit at each frequency, the measurement resistor is not inserted in a part of the closed loop. Disconnect the connection between the output terminal of the operational amplifier and the feedback circuit, and measure the phase margin and gain margin of the circuit under measurement without inserting a measuring instrument between the output terminal of the operational amplifier and the feedback circuit. There is an effect that can.
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面にしたがって説明する。 Hereinafter, in order to describe the present invention in more detail, modes for carrying out the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1による位相余裕ゲイン余裕測定回路を示す構成図である。
図1において、測定対象回路1は位相余裕ゲイン余裕測定回路2により位相余裕及びゲイン余裕が測定される回路であり、クローズドループの一部に測定用抵抗が挿入されていない。
入力回路11はオペアンプ12の非反転入力端子(+)に対して信号を与える回路である。
オペアンプ12は非反転入力端子(+)と反転入力端子(−)と出力端子を有する演算増幅器である。
フィードバック回路13はオペアンプ12の出力端子と反転入力端子(−)との間に接続されている帰還回路である。
1 is a block diagram showing a phase margin gain margin measuring circuit according to
In FIG. 1, a
The
The
The
位相余裕ゲイン余裕測定回路2の信号源21は測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を測定する際に、オペアンプ12の非反転入力端子(+)に接続され、例えば、正弦波の信号VSを出力する。このとき、入力回路11は、オペアンプ12の非反転入力端子(+)から外される。
位相ゲイン算出部22は測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を測定する際に、オペアンプ12の出力端子と、オペアンプ12の反転入力端子(−)と、オペアンプ12の非反転入力端子(+)とに接続される。
位相ゲイン算出部22はオペアンプ12の出力端子からフィードバック回路13に出力される信号P1、フィードバック回路13からオペアンプ12の反転入力端子(−)に出力される信号P2及び信号源21からオペアンプ12の非反転入力端子(+)に出力される信号VSを測定する測定器22aと、その測定器22aにより測定された信号P1,P2,VSを用いて、測定対象回路1の位相及びゲインを算出する演算器22bとを備えている。
The
When the phase
The phase
位相ゲイン記憶部23は例えばRAMやハードディスクなどの記憶装置から構成されており、位相ゲイン算出部22により算出された測定対象回路1の位相及びゲインを保存する。
周波数制御部24は信号源21から出力される信号VSの周波数を可変する制御回路である。
余裕特定部25は例えばCPUを実装している半導体集積回路あるいはワンチップマイコンなどから構成されており、位相ゲイン記憶部23から周波数制御部24により可変された各々の周波数での測定対象回路1の位相及びゲインを読み出し、各々の周波数での測定対象回路1の位相及びゲインから、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を特定する処理を実施する。
図2はこの発明の実施の形態1による位相余裕ゲイン余裕測定回路の処理内容を示すフローチャートである。
The phase
The
The
FIG. 2 is a flowchart showing the processing contents of the phase margin gain margin measuring circuit according to the first embodiment of the present invention.
次に動作について説明する。
測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を測定する際に、位相余裕ゲイン余裕測定回路2の信号源21の出力端子がオペアンプ12の非反転入力端子(+)に接続される。
また、位相ゲイン算出部22の測定器22aが、例えば、プローブなどを用いて、オペアンプ12の出力端子とフィードバック回路13を結ぶ信号線に接続されるとともに、フィードバック回路13とオペアンプ12の反転入力端子(−)を結ぶ信号線に接続される。
なお、位相ゲイン算出部22の測定器22aは、信号源21の出力端子と常に接続されているため、信号源21の出力端子がオペアンプ12の非反転入力端子(+)に接続されることで、位相ゲイン算出部22の測定器22aも、オペアンプ12の非反転入力端子(+)と接続される。
Next, the operation will be described.
When measuring the phase margin and gain margin of the
In addition, the measuring
Since the measuring
この実施の形態1では、説明の便宜上、信号源21から周波数がf1,f2,・・・,fNの信号VSが出力されたときのオペアンプ12のオープンループゲインA0及びフィードバック回路13の伝達関数βを算出するものとする。
以下、信号源21から出力される信号VSの周波数をfnで表記する。nは信号VSの周波数を示す変数であり、n=1,2,・・・,Nである。
ただし、位相余裕及びゲイン余裕の測定を開始する初期段階では、n=1に設定され、順次、nの値がインクリメントされるものとする。
In the first embodiment, for convenience of explanation, the
Hereinafter referred to the frequency of the signal VS output from the
However, in the initial stage of starting the measurement of the phase margin and the gain margin, n = 1 is set, and the value of n is sequentially incremented.
まず、位相余裕ゲイン余裕測定回路2の周波数制御部24は、オペアンプ12の非反転入力端子(+)及び位相ゲイン算出部22に出力する信号VSの周波数をf1に初期設定する(図2のステップST1)。
信号源21は、周波数制御部24が信号VSの周波数をf1に初期設定すると、周波数f1の信号VSをオペアンプ12の非反転入力端子(+)及び位相ゲイン算出部22に出力する(ステップST2)。
信号源21からオペアンプ12の非反転入力端子(+)に出力される信号がVSであるとき、オペアンプ12の出力端子からフィードバック回路13に出力される信号がP1、フィードバック回路13からオペアンプ12の反転入力端子(−)に出力される信号がP2であるとすると、位相ゲイン算出部22の測定器22aが、信号P1,P2,VSを測定する(ステップST3)。
First, the
Signal
When the signal output from the
位相余裕ゲイン余裕測定回路2の演算器22bは、測定器22aが信号P1,P2,VSを測定すると、下記の式(4)に示すように、その信号P1,P2,VSを用いて、オペアンプ12のオープンループゲインA0を算出する(ステップST4)。
また、位相余裕ゲイン余裕測定回路2の演算器22bは、下記の式(5)に示すように、その信号P1,P2を用いて、フィードバック回路13の伝達関数βを算出する(ステップST4)。
When the measuring
Further, the
ここで、オープンループゲインA0のゲインdB(A0)及び位相phase(A0)は、下記の式(6)(7)のように表される。
dB(A0)=dB(P1)−dB(P2−VS) (6)
phase(A0)=phase(P1)−phase(P2−VS) (7)
また、伝達関数βのゲインdB(β)及び位相phase(β)は、下記の式(8)(9)のように表される。
dB(β)=dB(P2)−dB(P1) (8)
phase(β)=phase(P2)−phase(P1) (9)
測定対象回路1の全体のループゲインA0βのゲインdB(A0β)及び位相phase(A0β)は、下記の式(10)(11)のように表される。
dB(A0β)=dB(A0)+dB(β) (10)
phase(A0β)=phase(A0)+phase(β) (11)
Here, the gain dB (A 0 ) and the phase phase (A 0 ) of the open loop gain A 0 are expressed by the following equations (6) and (7).
dB (A 0 ) = dB (P1) −dB (P2−VS) (6)
phase (A 0 ) = phase (P1) −phase (P2-VS) (7)
Further, the gain dB (β) and the phase phase (β) of the transfer function β are expressed by the following equations (8) and (9).
dB (β) = dB (P2) −dB (P1) (8)
phase (β) = phase (P2) −phase (P1) (9)
The gain dB (A 0 β) and the phase phase (A 0 β) of the entire loop gain A 0 β of the
dB (A 0 β) = dB (A 0 ) + dB (β) (10)
phase (A 0 β) = phase (A 0 ) + phase (β) (11)
位相余裕ゲイン余裕測定回路2の演算器22bにより算出されたオペアンプ12のオープンループゲインA0及びフィードバック回路13の伝達関数βは、周波数制御部24により初期設定された周波数f1と組みにして、位相ゲイン記憶部23に記憶される。
周波数制御部24は、nの値をインクリメントし(ステップST5)、nの値がNを超えていなければ(ステップST6:NOの場合)、インクリメント後のnの値にしたがって、オペアンプ12の非反転入力端子(+)及び位相ゲイン算出部22に出力する信号VSの周波数をfnに変更する(ステップST7)。
The open loop gain A 0 of the
The
信号源21は、周波数制御部24が信号VSの周波数をfnに変更すると、周波数fnの信号VSをオペアンプ12の非反転入力端子(+)及び位相ゲイン算出部22に出力する(ステップST2)。
位相ゲイン算出部22の測定器22aは、信号源21が周波数fnの信号VSを出力すると、信号P1,P2,VSを測定する(ステップST3)。
位相余裕ゲイン余裕測定回路2の演算器22bは、測定器22aが信号P1,P2,VSを測定すると、上記の式(4)に示すように、その信号P1,P2,VSを用いて、オペアンプ12のオープンループゲインA0を算出する(ステップST4)。
また、位相余裕ゲイン余裕測定回路2の演算器22bは、上記の式(5)に示すように、その信号P1,P2を用いて、フィードバック回路13の伝達関数βを算出する(ステップST4)。
Signal
When the measuring
Further, the
位相余裕ゲイン余裕測定回路2の演算器22bにより算出されたオペアンプ12のオープンループゲインA0及びフィードバック回路13の伝達関数βは、周波数制御部24により変更された周波数fnと組みにして、位相ゲイン記憶部23に記憶される。
周波数制御部24は、nの値をインクリメントし(ステップST5)、nの値がNを超えていなければ(ステップST6:NOの場合)、インクリメント後のnの値にしたがって、オペアンプ12の非反転入力端子(+)及び位相ゲイン算出部22に出力する信号VSの周波数fnを変更する(ステップST7)。
以下、nの値がNを超えるまで、ステップST2〜ST7の処理が繰り返し実施され、nの値がNを超えると(ステップST6:YESの場合)、ステップST8の処理に移行する。
The open loop gain A 0 of the
The
Thereafter, the processes of steps ST2 to ST7 are repeatedly performed until the value of n exceeds N, and when the value of n exceeds N (step ST6: YES), the process proceeds to step ST8.
余裕特定部25は、位相ゲイン記憶部23に周波数f1,f2,・・・,fNと組になって記憶されているオペアンプ12のオープンループゲインA0及びフィードバック回路13の伝達関数βの読み出しを行う(ステップST8)。
余裕特定部25は、周波数f1,f2,・・・,fNでのオープンループゲインA0及び伝達関数βを読み出すと、周波数f1,f2,・・・,fNでのオープンループゲインA0及び伝達関数βを上記の式(10)(11)に代入することで、周波数f1,f2,・・・,fNでのループゲインA0βのゲインdB(A0β)及び位相phase(A0β)を算出する(ステップST9)。
図3は各周波数でのループゲインA0βのゲインdB(A0β)及び位相phase(A0β)を示すボード線図である。ただし、図3では、説明の便宜上、ゲインdB(A0β)及び位相phase(A0β)をデフォルメして描画している。
測定対象回路1の位相余裕は、図3に示すように、ゲインdB(A0β)が0dBであるときの位相phase(A0β)と180°の差で表される。
また、測定対象回路1のゲイン余裕は、図3に示すように、位相phase(A0β)が180°であるときのゲインdB(A0β)と0dBの差で表される。
そこで、余裕特定部25は、周波数f1,f2,・・・,fNでのループゲインA0βのゲインdB(A0β)及び位相phase(A0β)を算出すると、ゲインdB(A0β)が0dBであるときの位相phase(A0β)と180°の差を求めることで、測定対象回路1の位相余裕を算出する(ステップST10)。
また、余裕特定部25は、位相phase(A0β)が180°であるときのゲインdB(A0β)と0dBの差を求めることで、測定対象回路1のゲイン余裕を算出する(ステップST10)。
FIG. 3 is a Bode diagram showing the gain dB (A 0 β) and phase phase (A 0 β) of the loop gain A 0 β at each frequency. However, in FIG. 3, the gain dB (A 0 β) and the phase phase (A 0 β) are deformed and drawn for convenience of explanation.
As shown in FIG. 3, the phase margin of the
Further, as shown in FIG. 3, the gain margin of the
Therefore, a
Further, the
図4は位相余裕ゲイン余裕測定回路により測定される位相余裕及びゲイン余裕をコンピュータでシミュレーションした場合のシミュレーション結果を示す説明図である。
図4(a)はオペアンプ12の出力端子とフィードバック回路13との間の接続を切断して、オペアンプ12の出力端子とフィードバック回路13との間に測定器を挿入することで測定された場合を示し、図4(b)は実施の形態1の位相余裕ゲイン余裕測定回路2により測定された場合を示している。
このシミュレーション結果では、図4(a)(b)のどちらでも、位相余裕及びゲイン余裕がほぼ同様に測定されることを示している。
即ち、図4(a)(b)のどちらでも、位相余裕は18°である。また、図4(a)のゲイン余裕は27dB、図4(b)のゲイン余裕は26dBであり、1dBの差があるだけである。
FIG. 4 is an explanatory diagram showing simulation results when the phase margin and gain margin measured by the phase margin gain margin measurement circuit are simulated by a computer.
FIG. 4A shows a case where measurement is performed by cutting the connection between the output terminal of the
This simulation result shows that the phase margin and the gain margin are measured in substantially the same manner in both FIGS. 4 (a) and 4 (b).
That is, in both FIGS. 4A and 4B, the phase margin is 18 °. Further, the gain margin of FIG. 4A is 27 dB, and the gain margin of FIG. 4B is 26 dB, which is only 1 dB.
以上で明らかなように、この実施の形態1によれば、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を測定する際に、オペアンプ12の非反転入力端子(+)に接続される信号源21と、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を測定する際に、オペアンプ12の出力端子と、オペアンプ12の反転入力端子(−)と、オペアンプ12の非反転入力端子(+)とに接続され、オペアンプ12の出力端子からフィードバック回路13に出力される信号P1、フィードバック回路13からオペアンプ12の反転入力端子(−)に出力される信号P2及び信号源21からオペアンプ12の非反転入力端子(+)に出力される信号VSを用いて、測定対象回路1の位相及びゲインを算出する位相ゲイン算出部22と、信号源21から出力される信号VSの周波数fnを可変する周波数制御部24とを設け、余裕特定部25が、周波数制御部24により信号の周波数fnが変えられる毎に、位相ゲイン算出部22により算出された位相及びゲインを収集し、各々の周波数での測定対象回路1の位相及びゲインから、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を特定するように構成したので、クローズドループの一部に測定用抵抗が挿入されていなくても、オペアンプ12の出力端子とフィードバック回路13との間の接続を切断して、オペアンプ12の出力端子とフィードバック回路13との間に測定器を挿入することなく、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を測定することができる効果を奏する。
As apparent from the above, according to the first embodiment, when measuring the phase margin and the gain margin of the
実施の形態2.
上記実施の形態1では、余裕特定部25が、周波数f1,f2,・・・,fNでのループゲインA0βのゲインdB(A0β)及び位相phase(A0β)から、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を算出するものを示したが、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕が足りない場合には、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を増やすようにしてもよい。
In the first embodiment, a
一般的に、位相余裕については45°以上、ゲイン余裕については10dB以上あることが望ましいとされており、位相余裕及びゲイン余裕を増やす方策として、例えば、位相補償用コンデンサを追加する方法、スナバ回路を追加する方法、入力端子間の位相補償を行う方法などが考えられる。
図5は位相余裕及びゲイン余裕を増やす方策の一例を示す説明図である。
図5(a)は位相補償用コンデンサを追加する方法を示し、図5(b)はスナバ回路を追加する方法を示し、図5(c)は入力端子間の位相補償を行う方法を示している。
In general, it is desirable that the phase margin is 45 ° or more and the gain margin is 10 dB or more. For example, as a method for increasing the phase margin and the gain margin, for example, a method of adding a phase compensation capacitor, a snubber circuit A method of adding a signal and a method of performing phase compensation between input terminals are conceivable.
FIG. 5 is an explanatory diagram showing an example of a measure for increasing the phase margin and the gain margin.
5A shows a method of adding a phase compensation capacitor, FIG. 5B shows a method of adding a snubber circuit, and FIG. 5C shows a method of performing phase compensation between input terminals. Yes.
図6はこの発明の実施の形態2による位相余裕ゲイン余裕測定回路を示す構成図であり、図6において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
スイッチ31は一端がオペアンプ12の出力端子に接続されている。
可変コンデンサ32は容量値の可変が可能なコンデンサであり、一端がスイッチ31の他端に接続されて、他端がオペアンプ12の反転入力端子(−)に接続されている。
コンデンサ制御部33はスイッチ31の開閉を制御するとともに、余裕特定部25により特定された測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、可変コンデンサ32の容量値を調整する回路である。
6 is a block diagram showing a phase margin gain margin measuring circuit according to
One end of the
The
The
次に動作について説明する。
ただし、スイッチ31、可変コンデンサ32及びコンデンサ制御部33を追加している点以外は、上記実施の形態1と同様であるため、ここでは、スイッチ31、可変コンデンサ32及びコンデンサ制御部33について説明する。
最初に、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を測定する際には、コンデンサ制御部33がスイッチ31を開状態に制御することで、オペアンプ12の出力端子と反転入力端子(−)との間に可変コンデンサ32が接続されていない状態にする。
この状態で、余裕特定部25により特定された測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕が足りない場合、例えば、位相余裕が45°未満、あるいは、ゲイン余裕が10dB未満であるような場合、コンデンサ制御部33が、スイッチ31を閉状態に制御して、オペアンプ12の出力端子と反転入力端子(−)との間に可変コンデンサ32が接続されている状態にしてから、その位相余裕やゲイン余裕が少ない程、可変コンデンサ32の容量値が増えるように可変コンデンサ32を制御する。
Next, the operation will be described.
However, the
First, when measuring the phase margin and gain margin of the
In this state, when the phase margin and gain margin of the
可変コンデンサ32が、オペアンプ12の出力端子と反転入力端子(−)との間に接続されている状態は、図5(a)に示すように、位相補償用コンデンサが追加されているものに相当し、可変コンデンサ32の容量値を増やすことで、高域で位相を進ませると、位相余裕を増やすことができる。
コンデンサ制御部33が可変コンデンサ32の容量値を調整したのち、上記実施の形態1と同様に、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を測定する。
測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕が、所望の位相余裕及びゲイン余裕になるまで、可変コンデンサ32の容量値の調整と、位相余裕及びゲイン余裕の測定とを繰り返し実施する。
これにより、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕が、所望の位相余裕及びゲイン余裕になる可変コンデンサ32の容量値が分かれば、適宜、その容量値を有するコンデンサをフィードバック回路13と並列に接続することが可能になり、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕の適正化を図ることができる。
The state in which the
After the
The adjustment of the capacitance value of the
As a result, if the capacitance value of the
図7は可変コンデンサ32の容量値を調整することによる位相補償処理前後の位相余裕及びゲイン余裕を示すボード線図である。
図7(a)は位相補償処理前の位相余裕及びゲイン余裕を示し、図7(b)は位相補償処理後の位相余裕及びゲイン余裕を示している。
図7の例では、可変コンデンサ32の容量値を調整することで、位相余裕が18°から61°に改善し、ゲイン余裕が26dBから35dBに改善していることが分かる。
FIG. 7 is a Bode diagram showing the phase margin and the gain margin before and after the phase compensation processing by adjusting the capacitance value of the
FIG. 7A shows the phase margin and gain margin before the phase compensation processing, and FIG. 7B shows the phase margin and gain margin after the phase compensation processing.
In the example of FIG. 7, it can be seen that the phase margin is improved from 18 ° to 61 ° and the gain margin is improved from 26 dB to 35 dB by adjusting the capacitance value of the
以上で明らかなように、この実施の形態2によれば、一端がオペアンプ12の出力端子に接続されるスイッチ31と、一端がスイッチ31の他端に接続されて、他端がオペアンプ12の反転入力端子(−)に接続される可変コンデンサ32と、スイッチ31の開閉を制御するとともに、余裕特定部25により特定された測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、可変コンデンサ32の容量値を調整するコンデンサ制御部33とを備えるように構成したので、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕の適正化を図ることが可能になる効果を奏する。
As apparent from the above, according to the second embodiment, one end is connected to the output terminal of the
実施の形態3.
上記実施の形態2では、オペアンプ12の出力端子と反転入力端子(−)との間に可変コンデンサ32を接続することで、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を増やすものを示したが、この実施の形態3では、図5(b)に示すようなスナバ回路を追加することで、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を増やすものについて説明する。
Embodiment 3 FIG.
In the second embodiment, the
図8はこの発明の実施の形態3による位相余裕ゲイン余裕測定回路を示す構成図であり、図8において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
スイッチ41は一端がオペアンプ12の出力端子に接続されている。
可変抵抗42は抵抗値の可変が可能な抵抗であり、一端がスイッチ41の他端に接続されている。
可変コンデンサ43は容量値の可変が可能なコンデンサであり、一端が可変抵抗42の他端に接続され、他端がグランドに接地されている。
抵抗コンデンサ制御部44はスイッチ41の開閉を制御するとともに、余裕特定部25により特定された測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、可変抵抗42の抵抗値及び可変コンデンサ43の容量値を調整する回路である。
8 is a block diagram showing a phase margin gain margin measuring circuit according to Embodiment 3 of the present invention. In FIG. 8, the same reference numerals as those in FIG.
One end of the
The
The
The resistance
次に動作について説明する。
ただし、スイッチ41、可変抵抗42、可変コンデンサ43及び抵抗コンデンサ制御部44を追加している点以外は、上記実施の形態1と同様であるため、ここでは、スイッチ41、可変抵抗42、可変コンデンサ43及び抵抗コンデンサ制御部44について説明する。
最初に、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を測定する際には、抵抗コンデンサ制御部44がスイッチ41を開状態に制御することで、オペアンプ12の出力端子とグランドとの間に、可変抵抗42と可変コンデンサ43からなる直列回路が接続されていない状態にする。
この状態で、余裕特定部25により特定された測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕が足りない場合、例えば、位相余裕が45°未満、あるいは、ゲイン余裕が10dB未満であるような場合、抵抗コンデンサ制御部44が、スイッチ41を閉状態に制御して、オペアンプ12の出力端子とグランドとの間に、可変抵抗42と可変コンデンサ43からなる直列回路が接続されている状態にしてから、その位相余裕及びゲイン余裕に応じて、可変抵抗42の抵抗値及び可変コンデンサ43の容量値を調整する。
Next, the operation will be described.
However, since the
First, when measuring the phase margin and the gain margin of the
In this state, when the phase margin and gain margin of the
可変抵抗42と可変コンデンサ43からなる直列回路が、オペアンプ12の出力端子とグランドとの間に接続されている状態は、図5(b)に示すように、スナバ回路が追加されているものに相当する。スナバ回路は、ゲインのピークを抑える作用をもたらすため、クローズドループの安定化を図ることができる。
抵抗コンデンサ制御部44が、可変抵抗42の抵抗値及び可変コンデンサ43の容量値を調整したのち、上記実施の形態1と同様に、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を測定する。
測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕が、所望の位相余裕及びゲイン余裕になるまで、可変抵抗42の抵抗値及び可変コンデンサ43の容量値の調整と、位相余裕及びゲイン余裕の測定とを繰り返し実施する。
これにより、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕が、所望の位相余裕及びゲイン余裕になる可変抵抗42の抵抗値及び可変コンデンサ43の容量値が分かれば、適宜、その抵抗値を有する抵抗と、その容量値を有するコンデンサとの直列回路をオペアンプ12の出力端子とグランドとの間に接続することが可能になり、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕の適正化を図ることができる。
The state in which the series circuit composed of the
After the resistance
The adjustment of the resistance value of the
Thus, if the resistance value of the
以上で明らかなように、この実施の形態3によれば、一端がオペアンプ12の出力端子に接続されているスイッチ41と、一端がスイッチ41の他端に接続されている可変抵抗42と、一端が可変抵抗42の他端に接続され、他端がグランドに接地されている可変コンデンサ43と、スイッチ41の開閉を制御するとともに、余裕特定部25により特定された測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、可変抵抗42の抵抗値及び可変コンデンサ43の容量値を調整する抵抗コンデンサ制御部44とを備えるように構成したので、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕の適正化を図ることが可能になる効果を奏する。
As is apparent from the above, according to the third embodiment, the
実施の形態4.
上記実施の形態2では、オペアンプ12の出力端子と反転入力端子(−)との間に可変コンデンサ32を接続することで、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を増やすものを示したが、この実施の形態4では、図5(c)に示すように、入力端子間の位相補償を行うことで、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を増やすものについて説明する。
Embodiment 4 FIG.
In the second embodiment, the
図9はこの発明の実施の形態4による位相余裕ゲイン余裕測定回路を示す構成図であり、図9において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
スイッチ51は一端がオペアンプ12の非反転入力端子(+)に接続されている。
可変抵抗52は抵抗値の可変が可能な抵抗であり、一端がスイッチ51の他端に接続されている。
可変コンデンサ53は容量値の可変が可能なコンデンサであり、一端が可変抵抗52の他端に接続され、他端がオペアンプ12の反転入力端子(−)に接続されている。
抵抗コンデンサ制御部54はスイッチ51の開閉を制御するとともに、余裕特定部25により特定された測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、可変抵抗52の抵抗値及び可変コンデンサ53の容量値を調整する回路である。
FIG. 9 is a block diagram showing a phase margin gain margin measuring circuit according to Embodiment 4 of the present invention. In FIG. 9, the same reference numerals as those in FIG.
One end of the
The
The
The resistance
次に動作について説明する。
ただし、スイッチ51、可変抵抗52、可変コンデンサ53及び抵抗コンデンサ制御部54を追加している点以外は、上記実施の形態1と同様であるため、ここでは、スイッチ51、可変抵抗52、可変コンデンサ53及び抵抗コンデンサ制御部54について説明する。
最初に、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を測定する際には、抵抗コンデンサ制御部54がスイッチ51を開状態に制御することで、オペアンプ12の非反転入力端子(+)と反転入力端子(−)との間に、可変抵抗52と可変コンデンサ53からなる直列回路が接続されていない状態にする。
この状態で、余裕特定部25により特定された測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕が足りない場合、例えば、位相余裕が45°未満、あるいは、ゲイン余裕が10dB未満であるような場合、抵抗コンデンサ制御部54が、スイッチ51を閉状態に制御して、オペアンプ12の非反転入力端子(+)と反転入力端子(−)との間に、可変抵抗52と可変コンデンサ53からなる直列回路が接続されている状態にしてから、その位相余裕及びゲイン余裕に応じて、可変抵抗52の抵抗値及び可変コンデンサ53の容量値を調整する。
Next, the operation will be described.
However, except that a
First, when measuring the phase margin and gain margin of the
In this state, when the phase margin and gain margin of the
可変抵抗52と可変コンデンサ53からなる直列回路が、オペアンプ12の非反転入力端子(+)と反転入力端子(−)との間に接続されている状態は、図5(c)に示すように、入力端子間の位相補償を行うものに相当する。
抵抗コンデンサ制御部54が、可変抵抗52の抵抗値及び可変コンデンサ53の容量値を調整したのち、上記実施の形態1と同様に、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を測定する。
測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕が、所望の位相余裕及びゲイン余裕になるまで、可変抵抗52の抵抗値及び可変コンデンサ53の容量値の調整と、位相余裕及びゲイン余裕の測定とを繰り返し実施する。
これにより、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕が、所望の位相余裕及びゲイン余裕になる可変抵抗52の抵抗値及び可変コンデンサ53の容量値が分かれば、適宜、その抵抗値を有する抵抗と、その容量値を有するコンデンサとの直列回路をオペアンプ12の非反転入力端子(+)と反転入力端子(−)との間に接続することが可能になり、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕の適正化を図ることができる。
As shown in FIG. 5C, a series circuit composed of the
After the resistance
The adjustment of the resistance value of the
Thus, if the resistance value of the
以上で明らかなように、この実施の形態4によれば、一端がオペアンプ12の非反転入力端子(+)に接続されているスイッチ51と、一端がスイッチ51の他端に接続されている可変抵抗52と、一端が可変抵抗52の他端に接続され、他端がオペアンプ12の反転入力端子(−)に接続されている可変コンデンサ53と、スイッチ51の開閉を制御するとともに、余裕特定部25により特定された測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、可変抵抗52の抵抗値及び可変コンデンサ53の容量値を調整する抵抗コンデンサ制御部54とを備えるように構成したので、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕の適正化を図ることが可能になる効果を奏する。
As is apparent from the above, according to the fourth embodiment, the
実施の形態5.
上記実施の形態2では、オペアンプ12の出力端子と反転入力端子(−)との間に可変コンデンサ32を接続し、上記実施の形態3では、オペアンプ12の出力端子とグランドとの間に可変抵抗42と可変コンデンサ43からなる直列回路を接続し、上記実施の形態4では、オペアンプ12の非反転入力端子(+)と反転入力端子(−)との間に可変抵抗52と可変コンデンサ53からなる直列回路を接続するものを示している。
この実施の形態5では、上記実施の形態2の接続状態、上記実施の形態3の接続状態、あるいは、上記実施の形態4の接続状態を必要に応じて選択可能な位相余裕ゲイン余裕測定回路について説明する。
Embodiment 5. FIG.
In the second embodiment, the
In the fifth embodiment, a phase margin gain margin measuring circuit capable of selecting the connection state of the second embodiment, the connection state of the third embodiment, or the connection state of the fourth embodiment as necessary. explain.
図10はこの発明の実施の形態5による位相余裕ゲイン余裕測定回路を示す構成図であり、図11はこの発明の実施の形態5による位相余裕ゲイン余裕測定回路の可変素子回路61を示す構成図である。図10において、図1と同一符号は同一または相当部分を示している。
図10及び図11において、可変素子回路61はオペアンプ12の非反転入力端子(+)、反転入力端子(−)及び出力端子と接続されており、可変素子として可変抵抗73と可変コンデンサ76を備えるとともに、複数のスイッチ71,72,74,75,77,78を備えている回路である。
スイッチ制御部62は可変素子回路61を構成しているスイッチ71,72,74,75,77,78の開閉を制御する回路である。
抵抗コンデンサ制御部63は余裕特定部25により特定された測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、可変素子回路61を構成している可変抵抗73の抵抗値及び可変コンデンサ76の容量値を調整する回路である。
10 is a block diagram showing a phase margin gain margin measuring circuit according to Embodiment 5 of the present invention, and FIG. 11 is a block diagram showing a
10 and 11, the
The
The resistance
スイッチ71は一端がオペアンプ12の非反転入力端子(+)に接続されている第1のスイッチである。
スイッチ72は一端がオペアンプ12の出力端子に接続されている第2のスイッチである。
可変抵抗73は抵抗値の可変が可能な抵抗であり、一端がスイッチ71,72の他端に接続されている。
スイッチ74は一端が可変抵抗73の他端に接続されている第3のスイッチである。
The
The
The
The
スイッチ75は一端がオペアンプ12の出力端子に接続されている第4のスイッチである。
可変コンデンサ76は容量値の可変が可能なコンデンサであり、一端がスイッチ74,75の他端に接続されている。
スイッチ77は一端がオペアンプ12の反転入力端子(−)に接続されている第5のスイッチである。
スイッチ78は一端が可変コンデンサ76及びスイッチ77の他端に接続されて、他端がグランドに接地されている第6のスイッチである。
The
The
The
The
次に動作について説明する。
最初に、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕を測定する際には、スイッチ制御部62が、図11に示すように、可変素子回路61を構成しているスイッチ71,72,74,75,77,78を開状態に制御することで、可変素子回路61が接続されていない状態にする。
この状態で、余裕特定部25により特定された測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕が足りない場合、スイッチ制御部62が、図12に示すように、可変素子回路61を構成しているスイッチ75,77を閉状態に制御してから、抵抗コンデンサ制御部63が、その位相余裕及びゲイン余裕に応じて、可変素子回路61を構成している可変コンデンサ76の容量値を調整する。
スイッチ75,77が閉状態で、スイッチ71,72,74,78が開状態であるときの回路構成は、オペアンプ12の出力端子と反転入力端子(−)との間に可変コンデンサ32が接続されている上記実施の形態2と同様の構成である。
Next, the operation will be described.
First, when measuring the phase margin and gain margin of the
In this state, when the phase margin and gain margin of the
The circuit configuration when the
ここでは、スイッチ制御部62が、スイッチ75,77を閉状態に制御する例を示したが、スイッチ71,72,74,75,77,78が開の状態である図11の状態から、スイッチ制御部62が、図13に示すように、可変素子回路61を構成しているスイッチ72,74,78を閉状態に制御するようにしてもよい。
抵抗コンデンサ制御部63は、余裕特定部25により特定された測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、可変素子回路61を構成している可変抵抗73の抵抗値及び可変コンデンサ76の容量値を調整する。
スイッチ72,74,78が閉状態で、スイッチ71,75,77が開状態であるときの回路構成は、オペアンプ12の出力端子とグランドとの間に、可変抵抗42と可変コンデンサ43からなる直列回路が接続されている上記実施の形態3と同様の構成である。
Here, an example is shown in which the
The resistance
The circuit configuration when the
また、スイッチ71,72,74,75,77,78が開の状態である図11の状態から、スイッチ制御部62が、図14に示すように、可変素子回路61を構成しているスイッチ71,74,77を閉状態に制御するようにしてもよい。
この場合も、抵抗コンデンサ制御部63は、余裕特定部25により特定された測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、可変素子回路61を構成している可変抵抗73の抵抗値及び可変コンデンサ76の容量値を調整する。
スイッチ71,74,77が閉状態で、スイッチ72,75,78が開状態であるときの回路構成は、オペアンプ12の非反転入力端子(+)と反転入力端子(−)との間に、可変抵抗52と可変コンデンサ53からなる直列回路が接続されている上記実施の形態4と同様の構成である。
Further, from the state of FIG. 11 in which the
Also in this case, the resistance
The circuit configuration when the
以上で明らかなように、この実施の形態5によれば、可変素子回路61を構成しているスイッチ71,72,74,75,77,78の開閉を制御するスイッチ制御部62と、余裕特定部25により特定された測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、可変素子回路61を構成している可変抵抗73の抵抗値及び可変コンデンサ76の容量値を調整する抵抗コンデンサ制御部63とを備えるように構成したので、上記実施の形態2〜4と同様に、測定対象回路1の位相余裕及びゲイン余裕の適正化を図ることが可能になる効果を奏する。また、位相余裕及びゲイン余裕を増やすための回路構成を必要に応じて切り換えることができる効果を奏する。
As is apparent from the above, according to the fifth embodiment, the
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。 In the present invention, within the scope of the invention, any combination of the embodiments, or any modification of any component in each embodiment, or omission of any component in each embodiment is possible. .
1 測定対象回路、2 位相余裕ゲイン余裕測定回路、11 入力回路、12 オペアンプ、13 フィードバック回路(帰還回路)、21 信号源、22 位相ゲイン算出部、22a 測定器、22b 演算器、23 位相ゲイン記憶部、24 周波数制御部、25 余裕特定部、31 スイッチ、32 可変コンデンサ、33 コンデンサ制御部、41 スイッチ、42 可変抵抗、43 可変コンデンサ、44 抵抗コンデンサ制御部、51 スイッチ、52 可変抵抗、53 可変コンデンサ、54 抵抗コンデンサ制御部、61 可変素子回路、62 スイッチ制御部、63 抵抗コンデンサ制御部、71 スイッチ(第1のスイッチ)、72 スイッチ(第2のスイッチ)、73 可変抵抗、74 スイッチ(第3のスイッチ)、75 スイッチ(第4のスイッチ)、76 可変コンデンサ、77 スイッチ(第5のスイッチ)、78 スイッチ(第6のスイッチ)。
DESCRIPTION OF
Claims (8)
前記測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕を測定する際に、前記オペアンプの出力端子と、前記オペアンプの反転入力端子と、前記オペアンプの非反転入力端子とに接続され、前記オペアンプの出力端子から前記帰還回路に出力される信号、前記帰還回路から前記オペアンプの反転入力端子に出力される信号及び前記信号源から前記オペアンプの非反転入力端子に出力される信号を用いて、前記測定対象回路の位相及びゲインを算出する位相ゲイン算出部と、
前記信号源から出力される信号の周波数を可変する周波数制御部と、
前記周波数制御部により信号の周波数が変えられる毎に、前記位相ゲイン算出部により算出された位相及びゲインを収集し、各々の周波数での前記測定対象回路の位相及びゲインから、前記測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕を特定する余裕特定部と
を備えた位相余裕ゲイン余裕測定回路。 A signal source connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier when measuring the phase margin and the gain margin of the measurement target circuit in which the feedback circuit is connected between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier;
When measuring the phase margin and the gain margin of the circuit to be measured, the operational amplifier is connected to the output terminal of the operational amplifier, the inverting input terminal of the operational amplifier, and the non-inverting input terminal of the operational amplifier, and from the output terminal of the operational amplifier Using the signal output to the feedback circuit, the signal output from the feedback circuit to the inverting input terminal of the operational amplifier, and the signal output from the signal source to the non-inverting input terminal of the operational amplifier, And a phase gain calculation unit for calculating the gain;
A frequency control unit that varies the frequency of the signal output from the signal source;
Each time the frequency of the signal is changed by the frequency control unit, the phase and gain calculated by the phase gain calculation unit are collected, and from the phase and gain of the measurement target circuit at each frequency, the measurement target circuit A phase margin gain margin measuring circuit including a margin identifying unit for identifying a phase margin and a gain margin.
前記余裕特定部により特定された測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、前記可変コンデンサの容量値を調整するコンデンサ制御部と
を備えたことを特徴とする請求項1記載の位相余裕ゲイン余裕測定回路。 A variable capacitor having one end connected to the output terminal of the operational amplifier and the other end connected to the inverting input terminal of the operational amplifier;
The phase margin gain according to claim 1, further comprising: a capacitor control unit that adjusts a capacitance value of the variable capacitor according to a phase margin and a gain margin of the measurement target circuit identified by the margin identification unit. Margin measuring circuit.
前記余裕特定部により特定された測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、前記直列回路を構成している前記可変抵抗の抵抗値及び前記可変コンデンサの容量値を調整する抵抗コンデンサ制御部と
を備えたことを特徴とする請求項1記載の位相余裕ゲイン余裕測定回路。 A series circuit composed of a variable resistor and a variable capacitor connected between the output terminal of the operational amplifier and the ground;
A resistance capacitor control unit that adjusts the resistance value of the variable resistor and the capacitance value of the variable capacitor constituting the series circuit according to the phase margin and the gain margin of the measurement target circuit specified by the margin specifying unit; The phase margin gain margin measuring circuit according to claim 1, further comprising:
前記余裕特定部により特定された測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、前記直列回路を構成している前記可変抵抗の抵抗値及び前記可変コンデンサの容量値を調整する抵抗コンデンサ制御部と
を備えたことを特徴とする請求項1記載の位相余裕ゲイン余裕測定回路。 A series circuit comprising a variable resistor and a variable capacitor connected between a non-inverting input terminal and an inverting input terminal of the operational amplifier;
A resistance capacitor control unit that adjusts the resistance value of the variable resistor and the capacitance value of the variable capacitor constituting the series circuit according to the phase margin and the gain margin of the measurement target circuit specified by the margin specifying unit; The phase margin gain margin measuring circuit according to claim 1, further comprising:
一端が前記オペアンプの出力端子に接続される第2のスイッチと、
一端が前記第1及び第2のスイッチの他端に接続される可変抵抗と、
一端が前記可変抵抗の他端に接続される第3のスイッチと、
一端が前記オペアンプの出力端子に接続される第4のスイッチと、
一端が前記第3及び第4のスイッチの他端に接続される可変コンデンサと、
一端が前記オペアンプの反転入力端子に接続される第5のスイッチと、
一端が前記可変コンデンサ及び前記第5のスイッチの他端に接続されて、他端がグランドに接地される第6のスイッチとから構成されている可変素子回路と、
前記可変素子回路を構成している第1から第6のスイッチの開閉を制御するスイッチ制御部と、
前記余裕特定部により特定された測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、前記可変素子回路を構成している前記可変抵抗の抵抗値及び前記可変コンデンサの容量値を調整する抵抗コンデンサ制御部と
を備えたことを特徴とする請求項1記載の位相余裕ゲイン余裕測定回路。 A first switch having one end connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier;
A second switch having one end connected to the output terminal of the operational amplifier;
A variable resistor having one end connected to the other end of the first and second switches;
A third switch having one end connected to the other end of the variable resistor;
A fourth switch having one end connected to the output terminal of the operational amplifier;
A variable capacitor having one end connected to the other end of the third and fourth switches;
A fifth switch having one end connected to the inverting input terminal of the operational amplifier;
A variable element circuit having one end connected to the other end of the variable capacitor and the fifth switch and the other end grounded to the ground;
A switch control unit for controlling opening and closing of the first to sixth switches constituting the variable element circuit;
A resistance capacitor control unit that adjusts the resistance value of the variable resistor and the capacitance value of the variable capacitor constituting the variable element circuit in accordance with the phase margin and gain margin of the measurement target circuit specified by the margin specifying unit. The phase margin gain margin measuring circuit according to claim 1, further comprising:
前記抵抗コンデンサ制御部は、前記余裕特定部により特定された測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、前記可変コンデンサの容量値を調整することを特徴とする請求項5記載の位相余裕ゲイン余裕測定回路。 The switch control unit controls the first to third and sixth switches to an open state, and controls the fourth and fifth switches to a closed state.
6. The phase margin gain according to claim 5, wherein the resistance capacitor control unit adjusts a capacitance value of the variable capacitor according to a phase margin and a gain margin of the measurement target circuit specified by the margin specifying unit. Margin measuring circuit.
前記抵抗コンデンサ制御部は、前記余裕特定部により特定された測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、前記可変抵抗の抵抗値及び前記可変コンデンサの容量値を調整することを特徴とする請求項5記載の位相余裕ゲイン余裕測定回路。 The switch control unit controls the first, fourth, and fifth switches to an open state, and controls the second, third, and sixth switches to a closed state,
The resistance capacitor control unit adjusts a resistance value of the variable resistor and a capacitance value of the variable capacitor according to a phase margin and a gain margin of a measurement target circuit specified by the margin specifying unit. Item 6. A phase margin gain margin measuring circuit according to Item 5.
前記抵抗コンデンサ制御部は、前記余裕特定部により特定された測定対象回路の位相余裕及びゲイン余裕に応じて、前記可変抵抗の抵抗値及び前記可変コンデンサの容量値を調整することを特徴とする請求項5記載の位相余裕ゲイン余裕測定回路。 The switch control unit controls the second, fourth, and sixth switches to an open state, and controls the first, third, and fifth switches to a closed state,
The resistance capacitor control unit adjusts a resistance value of the variable resistor and a capacitance value of the variable capacitor according to a phase margin and a gain margin of a measurement target circuit specified by the margin specifying unit. Item 6. A phase margin gain margin measuring circuit according to Item 5.
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WO2021060558A1 (en) * | 2019-09-27 | 2021-04-01 | 学校法人福岡大学 | Circuit characteristic measurement system and circuit characteristic measurement method |
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2015
- 2015-06-01 JP JP2015111573A patent/JP2016223947A/en active Pending
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