JP2016220497A - Power converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、燃料電池発電システムなどの発電システムに用いられる電力変換器に関する。 The present invention relates to a power converter used in a power generation system such as a fuel cell power generation system.
商用電力系統に接続される種々の発電システムにおいて、燃料電池などの発電設備(発電部)が発電する直流電力を、系統電力に連系する交流電力に変換するためのパワーコンディショナが用いられている。一般的に、パワーコンディショナは、発電設備が出力する直流の発電電力を昇圧回路によって昇圧した後、DC/ACインバータによって系統電力に連系する交流電力に変換するように構成されている。 In various power generation systems connected to a commercial power system, a power conditioner is used to convert DC power generated by a power generation facility (power generation unit) such as a fuel cell into AC power linked to the system power. Yes. Generally, a power conditioner is configured to boost DC power output from a power generation facility by a booster circuit and then convert the generated power to AC power linked to system power by a DC / AC inverter.
かかるパワーコンディショナの昇圧回路としては昇圧チョッパ(非絶縁型コンバータ)が用いられることが多いが、電力変換時の損失低減や低ノイズ化、並びに、双方向電力変換機能を具備させることによる各種機能の付加のために、昇圧チョッパと双方向ブリッジコンバータ(絶縁型コンバータ)とにより2段階で昇圧する構成のものがあり、例えば下記の特許文献1に開示されている。
A booster chopper (non-isolated converter) is often used as a booster circuit for such a power conditioner, but various functions can be achieved by reducing loss during power conversion, reducing noise, and providing a bidirectional power conversion function. For example, a booster chopper and a bidirectional bridge converter (insulated converter) boost the voltage in two stages, which is disclosed in, for example,
この特許文献1に記載の昇圧回路では、昇圧チョッパの出力電圧(第1の変換回路に入力する電圧)を、双方向ブリッジコンバータの出力電圧(第2の変換回路から出力される電圧)よりも高い電圧とすることにより、双方向ブリッジコンバータのトランスに印加される電圧を高くしてトランスの巻線に流れる電流を相対的に小さくし、これによりトランスによる損失を低減して、電力変換器の全体としての変換効率を改善しようとしている。
In the booster circuit described in
ところで、例えば昇圧回路の入力電圧が100Vである場合、系統連系させるために双方向フルブリッジコンバータの出力電圧を280Vまで昇圧する必要があるところ、上記特許文献1の構成の場合には昇圧チョッパで2.8倍まで昇圧する必要がある。このとき、昇圧チョッパと双方向フルブリッジコンバータのスイッチング素子に印加される電圧は280V以上となるため、高耐圧の素子が必要となり、市販の安価なMOS−FETの場合はオン抵抗が高くなりスイッチング損失が非常に大きくなるし、また、高耐圧・低オン抵抗のパワーMOS−FETはコスト高となるという問題がある。 By the way, for example, when the input voltage of the booster circuit is 100V, it is necessary to boost the output voltage of the bidirectional full bridge converter to 280V for grid connection. Therefore, it is necessary to boost the pressure up to 2.8 times. At this time, since the voltage applied to the switching element of the step-up chopper and the bidirectional full-bridge converter is 280 V or more, a high-breakdown-voltage element is required. The loss becomes very large, and the power MOS-FET having a high withstand voltage and low on-resistance has a problem that the cost is high.
そこで、本発明は、スイッチング電源回路である非絶縁型コンバータの昇圧比を可能な限り小さくすることにより、低耐圧・低オン抵抗のスイッチング素子を用いることを可能とし、これによりオン抵抗による損失を低減して高効率な昇圧を行い得る電力変換器を提供することを目的とする。 Therefore, the present invention makes it possible to use a switching element having a low withstand voltage and a low on-resistance by reducing the step-up ratio of the non-insulated converter, which is a switching power supply circuit, as much as possible, thereby reducing the loss due to the on-resistance. An object of the present invention is to provide a power converter capable of reducing and performing highly efficient boosting.
上記目的を達成するために、本発明は、次の技術的手段を講じた。 In order to achieve the above object, the present invention takes the following technical means.
すなわち、本発明は、発電部から入力電路を介して入力する入力電圧を前段となる非絶縁型DC/DCコンバータと後段となる絶縁型DC/DCコンバータとにより2段階で昇圧する昇圧回路と、少なくとも前記非絶縁型DC/DCコンバータの昇圧動作制御を行う制御部とを備える電力変換器において、前記絶縁型DC/DCコンバータの昇圧比が、前記昇圧動作制御による前記非絶縁型DC/DCコンバータの昇圧比の最大値よりも大きく設定されていることを特徴とするものである(請求項1)。 That is, the present invention includes a booster circuit that boosts an input voltage input from a power generation unit via an input electric circuit in two stages by a non-insulated DC / DC converter that is a front stage and an isolated DC / DC converter that is a rear stage. A power converter including at least a control unit that performs boost operation control of the non-insulated DC / DC converter, wherein the boost ratio of the isolated DC / DC converter is determined by the boost operation control. The step-up ratio is set to be larger than the maximum value (claim 1).
かかる本発明の電力変換器によれば、絶縁型DC/DCコンバータの昇圧比を大きくして、主として絶縁型DC/DCコンバータによって所定電圧までの昇圧を行うようにすることで、非絶縁型DC/DCコンバータを構成するスイッチング素子として低耐圧・低オン抵抗の製品を採用することができるとともに、絶縁型DC/DCコンバータの一次側(非絶縁型DC/DCコンバータ側)を構成するスイッチング素子としても低耐圧・低オン抵抗の製品を採用することができ、これにより昇圧回路全体の昇圧比が大きい場合における電力損失を低減して昇圧回路の効率を大きく改善できるとともに、部品調達コストを低減することができる。さらに、上記構成によれば、絶縁型DC/DCコンバータの昇圧比が小さいため、該絶縁型DC/DCコンバータのスイッチング素子のデューティ比の制御許容範囲が相対的に大きくなり、入力電流制御など種々の目的のためのデューティ比の補正制御を許容できるようになる。 According to the power converter of the present invention, the step-up ratio of the isolated DC / DC converter is increased, and the voltage is boosted up to a predetermined voltage mainly by the isolated DC / DC converter. As a switching element that constitutes the primary side (non-insulated DC / DC converter side) of the isolated DC / DC converter, as well as adopting a low withstand voltage and low on-resistance product as the switching element constituting the DC / DC converter Can also adopt products with low withstand voltage and low on-resistance, which can greatly improve the efficiency of the booster circuit by reducing power loss when the boost ratio of the entire booster circuit is large, and reduce the cost of parts procurement be able to. Furthermore, according to the above configuration, since the step-up ratio of the isolated DC / DC converter is small, the control allowable range of the duty ratio of the switching element of the isolated DC / DC converter becomes relatively large, and various control methods such as input current control are possible. The duty ratio correction control for the purpose can be allowed.
上記本発明の電力変換器において、前記入力電路を開閉する開閉器と、該開閉器と前記昇圧回路との間に設けられた入力電圧平滑用コンデンサと、前記昇圧回路によって昇圧された発電電力を交流電力に変換して電力系統に出力するブリッジインバータとをさらに備え、前記昇圧回路及び前記ブリッジインバータは、系統電力を前記入力電圧平滑用コンデンサに逆流させることで系統電圧に応じた電圧まで前記入力電圧平滑用コンデンサを充電可能に構成され、当該充電電圧が発電部の開放電圧の最大値よりも低くなるよう前記絶縁型DC/DCコンバータの昇圧比が設定されているものとすることができる(請求項2)。これによれば、発電部を電力系統に連系させる際に、予め入力電圧平滑用コンデンサを系統電圧によって充電することができ、これにより開閉器によって入力電路を閉じた瞬間に大きな突入電流が発電部から入力電圧平滑用コンデンサに流入することを抑制できる。さらに、充電電圧が発電部の開放電圧の最大値よりも低くなるように絶縁型DC/DCコンバータの昇圧比を設定しているため、系統電圧によって発電部の開放電圧の最大値以上に充電されてしまうことがなく、入力電圧平滑用コンデンサと発電部との間に逆流防止ダイオードを設けずとも発電部へ向けて電流が逆流してしまうことを防止できる。これらにより、特に発電部が燃料電池である場合に、瞬間的に大電流が燃料電池から引き出されることや燃料電池に電流が逆流することによる燃料電池スタックの早期劣化を防止できる。 In the power converter of the present invention, the switch for opening and closing the input electric circuit, the input voltage smoothing capacitor provided between the switch and the booster circuit, and the generated power boosted by the booster circuit A bridge inverter that converts the power into AC power and outputs the power to the power system, wherein the booster circuit and the bridge inverter reverse the system power to the input voltage smoothing capacitor, thereby allowing the input to a voltage corresponding to the system voltage. The voltage smoothing capacitor can be charged, and the step-up ratio of the isolated DC / DC converter can be set so that the charging voltage is lower than the maximum value of the open circuit voltage of the power generation unit ( Claim 2). According to this, when connecting the power generation unit to the power system, the input voltage smoothing capacitor can be charged in advance by the system voltage, and a large inrush current is generated at the moment when the input circuit is closed by the switch. It is possible to suppress the flow from the portion into the input voltage smoothing capacitor. Furthermore, since the step-up ratio of the isolated DC / DC converter is set so that the charging voltage is lower than the maximum value of the open circuit voltage of the power generation unit, the system voltage is charged to exceed the maximum value of the open voltage of the power generation unit. Therefore, current can be prevented from flowing back toward the power generation unit without providing a backflow prevention diode between the input voltage smoothing capacitor and the power generation unit. As a result, when the power generation unit is a fuel cell, it is possible to prevent early deterioration of the fuel cell stack due to instantaneously drawing a large current from the fuel cell or backflow of current to the fuel cell.
また、上記本発明の電力変換器において、前記入力電路を開閉する第1の開閉器と、該第1の開閉器と前記昇圧回路との間に設けられた入力電圧平滑用コンデンサと、前記昇圧回路の後段に設けられた電圧形ブリッジインバータとをさらに備え、該ブリッジインバータは前記昇圧回路によって昇圧された発電電力を交流電力に変換して電力系統に出力するものであり、前記非絶縁型DC/DCコンバータは、出力側から入力側への逆流を防止する逆流防止ダイオードと、該逆流防止ダイオードをバイパスするバイパス路に設けられた第2の開閉器とを備え、絶縁型DC/DCコンバータは、トランスの一次側と二次側との巻線比により昇圧比が設定された双方向コンバータにより構成され、前記制御部は、発電運転を開始する際、前記第1の開閉器を閉成する前に、前記第2の開閉器を閉成して前記絶縁型DC/DCコンバータを逆変換動作させることにより、系統電力を前記ブリッジインバータ、前記絶縁型DC/DCコンバータ及び前記第2の開閉器を介して前記入力電圧平滑用コンデンサに逆流させることで系統電圧に応じた電圧まで前記入力電圧平滑用コンデンサを充電するように構成され、当該充電電圧が発電部の開放電圧の最大値よりも低くなるよう前記トランスの巻線比が設定されていることを特徴とするものである(請求項3)。かかる構成によれば、発電部を電力系統に連系させる際に、予め入力電圧平滑用コンデンサを系統電圧によって充電することができ、これにより開閉器によって入力電路を閉じた瞬間に大きな突入電流が発電部から入力電圧平滑用コンデンサに流入することを抑制できる。さらに、充電電圧が発電部の開放電圧の最大値よりも低くなるように絶縁型DC/DCコンバータのトランスの巻線比を設定しているため、系統電圧によって発電部の開放電圧の最大値以上に充電されてしまうことがなく、入力電圧平滑用コンデンサと発電部との間に逆流防止ダイオードを設けずとも発電部へ向けて電流が逆流してしまうことを防止できる。これらにより、特に発電部が燃料電池である場合に、瞬間的に大電流が燃料電池から引き出されることや燃料電池に電流が逆流することによる燃料電池スタックの早期劣化を防止できる。 In the power converter of the present invention, the first switch that opens and closes the input electric circuit, the input voltage smoothing capacitor provided between the first switch and the booster circuit, and the booster A voltage-type bridge inverter provided at a subsequent stage of the circuit, wherein the bridge inverter converts the generated power boosted by the booster circuit into AC power and outputs the AC power to the power system, the non-insulated DC The DC / DC converter includes a backflow prevention diode that prevents backflow from the output side to the input side, and a second switch provided in a bypass path that bypasses the backflow prevention diode. The isolated DC / DC converter includes: And a bidirectional converter in which a step-up ratio is set by a winding ratio between the primary side and the secondary side of the transformer. When the control unit starts the power generation operation, Before closing the closing device, the second switch is closed and the isolated DC / DC converter is reverse-converted so that the grid power is supplied to the bridge inverter, the isolated DC / DC converter, and The input voltage smoothing capacitor is configured to be charged to a voltage corresponding to a system voltage by causing a reverse flow to the input voltage smoothing capacitor through the second switch, and the charging voltage is an open voltage of the power generation unit. The winding ratio of the transformer is set to be lower than the maximum value of the above (Claim 3). According to such a configuration, when connecting the power generation unit to the power system, the input voltage smoothing capacitor can be charged in advance by the system voltage, so that a large inrush current is generated at the moment when the input circuit is closed by the switch. Inflow from the power generation unit to the input voltage smoothing capacitor can be suppressed. Furthermore, since the winding ratio of the transformer of the isolated DC / DC converter is set so that the charging voltage is lower than the maximum value of the open circuit voltage of the power generation unit, the system voltage exceeds the maximum value of the open voltage of the power generation unit. Therefore, it is possible to prevent the current from flowing back toward the power generation unit without providing a backflow prevention diode between the input voltage smoothing capacitor and the power generation unit. As a result, when the power generation unit is a fuel cell, it is possible to prevent early deterioration of the fuel cell stack due to instantaneously drawing a large current from the fuel cell or backflow of current to the fuel cell.
発電電力を電力系統に系統連系させるパワーコンディショナーなどの電力変換器においては、出力電力が周期的に増減する場合、例えば電力系統が60Hzの交流電力の場合は、電力変換器の出力電力も60Hzの交流電力となるため、非絶縁型DC/DCコンバータ並びに絶縁型DC/DCコンバータの出力部の電圧波形に、系統周波数の2倍の周波数のリップルが発生する。一方、例えば発電部が燃料電池の場合、燃料の使用量により出力許容電流量に上限があり、かかる上限値を超える電流を引き出すと燃料電池スタックが劣化してしまうため、電力変換器の入力電流を瞬時上限値で規制する必要があるが、入力電流に大きなリップルがあると入力電流の平均値を低く抑えざるを得ず、燃料電池から効率よく電力を取り出すことができなくなる。かかる問題を解決するために、上記本発明の電力変換器において、前記入力電路からの入力電流のリップル成分に基づいて該入力電流のリップルを抑制するリップル抑制手段を設けることができる(請求項4)。これによれば、入力電流のリップルの最大値が所定の上限値近傍となるように規制した場合に、抑制前の入力電流の平均値よりも抑制後の入力電流の平均値を大きくすることができ、発電部からの入力電力を可及的に大きく維持して、発電部を保護しつつ高効率で電力を取り出すことが可能になる。 In a power converter such as a power conditioner for connecting the generated power to the power system, when the output power is periodically increased or decreased, for example, when the power system is 60 Hz AC power, the output power of the power converter is also 60 Hz. Therefore, a ripple having a frequency twice the system frequency is generated in the voltage waveform of the output part of the non-insulated DC / DC converter and the isolated DC / DC converter. On the other hand, for example, when the power generation unit is a fuel cell, there is an upper limit for the allowable output current amount depending on the amount of fuel used, and if a current exceeding the upper limit value is drawn, the fuel cell stack will deteriorate, so the input current of the power converter However, if there is a large ripple in the input current, the average value of the input current must be kept low, and power cannot be efficiently extracted from the fuel cell. In order to solve such a problem, in the power converter according to the present invention, a ripple suppression means for suppressing the ripple of the input current based on a ripple component of the input current from the input electric circuit can be provided. ). According to this, when the maximum value of the ripple of the input current is regulated to be in the vicinity of the predetermined upper limit value, the average value of the input current after suppression can be made larger than the average value of the input current before suppression. It is possible to maintain the input power from the power generation unit as large as possible and take out the power with high efficiency while protecting the power generation unit.
さらに、前記非絶縁型DC/DCコンバータは昇圧チョッパにより構成され、前記制御部は、前記昇圧チョッパを構成するスイッチング素子を駆動するPWMパルスのデューティ比を制御することにより前記昇圧動作制御を行うものであり、前記リップル抑制手段は、前記入力電路からの入力電流のリップル成分を抽出するリップル抽出回路と、前記リップル成分の値が基準値より大きい期間は前記リップル成分の値が大きいほど前記PWMパルスのデューティ比を大きく補正するとともに前記リップル成分の値が基準値より小さい期間は前記リップル成分の値が小さいほど前記PWMパルスのデューティ比を小さく補正するデューティ補正回路とを備えることができる(請求項5)。この場合、昇圧チョッパの出力部の電圧に所定周波数のリップルが生じる場合、昇圧チョッパの原理により、出力部の電圧が上昇するにつれて昇圧チョッパの入力電流は小さくなるとともに、出力部の電圧が低下するにつれて昇圧チョッパの入力電流は大きくなり、これにより昇圧チョッパの入力電流にもリップルが生じるが、入力電流のリップル成分の値が大きいほど昇圧チョッパのスイッチング素子を駆動するPWMパルスのデューティ比を大きく、リップル成分の値が小さいほどデューティ比を小さく補正することにより、入力電流のリップルの振幅を小さく抑えることができる。 Further, the non-insulated DC / DC converter is constituted by a boost chopper, and the control unit performs the boost operation control by controlling a duty ratio of a PWM pulse for driving a switching element constituting the boost chopper. The ripple suppression means includes a ripple extraction circuit that extracts a ripple component of an input current from the input circuit, and the PWM pulse increases as the value of the ripple component increases during a period in which the value of the ripple component is greater than a reference value. A duty correction circuit that corrects the duty ratio of the PWM pulse to be smaller as the value of the ripple component is smaller during a period in which the value of the ripple component is smaller than a reference value. 5). In this case, when a ripple of a predetermined frequency is generated in the voltage of the output unit of the boost chopper, the input current of the boost chopper decreases and the voltage of the output unit decreases as the voltage of the output unit increases due to the principle of the boost chopper. As the input current of the step-up chopper increases, ripples also occur in the input current of the step-up chopper, but as the value of the ripple component of the input current increases, the duty ratio of the PWM pulse that drives the switching element of the step-up chopper increases. By correcting the duty ratio to be smaller as the ripple component value is smaller, the amplitude of the ripple of the input current can be reduced.
以上説明したように、本発明の請求項1に係る電力変換器によれば、絶縁型DC/DCコンバータの昇圧比を大きくして、主として絶縁型DC/DCコンバータによって所定電圧までの昇圧を行うようにすることで、非絶縁型DC/DCコンバータを構成するスイッチング素子として低耐圧・低オン抵抗の製品を採用することができるとともに、絶縁型DC/DCコンバータの一次側(非絶縁型DC/DCコンバータ側)を構成するスイッチング素子としても低耐圧・低オン抵抗の製品を採用することができ、これにより昇圧回路全体の昇圧比が大きい場合における電力損失を低減して昇圧回路の効率を大きく改善できるとともに、部品調達コストを低減することができる。さらに、上記構成によれば、絶縁型DC/DCコンバータの昇圧比が小さいため、該絶縁型DC/DCコンバータのスイッチング素子のデューティ比の制御許容範囲が相対的に大きくなり、入力電流制御など種々の目的のためのデューティ比の補正制御を許容できるようになる。 As described above, according to the power converter of the first aspect of the present invention, the step-up ratio of the isolated DC / DC converter is increased, and the boost to a predetermined voltage is mainly performed by the isolated DC / DC converter. By doing so, a product having a low withstand voltage and a low on-resistance can be adopted as a switching element constituting the non-insulated DC / DC converter, and the primary side (non-insulated DC / DC / DC converter) The DC converter side) can also be used as a switching element that has a low withstand voltage and low on-resistance, which reduces power loss and increases the efficiency of the boost circuit when the boost ratio of the entire boost circuit is large. It is possible to improve and reduce the parts procurement cost. Furthermore, according to the above configuration, since the step-up ratio of the isolated DC / DC converter is small, the control allowable range of the duty ratio of the switching element of the isolated DC / DC converter becomes relatively large, and various control methods such as input current control are possible. The duty ratio correction control for the purpose can be allowed.
また、本発明の請求項2に係る電力変換器によれば、発電部を電力系統に連系させる際に、予め入力電圧平滑用コンデンサを系統電圧によって充電することができ、これにより開閉器によって入力電路を閉じた瞬間に大きな突入電流が発電部から入力電圧平滑用コンデンサに流入することを抑制できる。さらに、充電電圧が発電部の開放電圧の最大値よりも低くなるように絶縁型DC/DCコンバータの昇圧比を設定しているため、系統電圧によって発電部の開放電圧の最大値以上に充電されてしまうことがなく、入力電圧平滑用コンデンサと発電部との間に逆流防止ダイオードを設けずとも発電部へ向けて電流が逆流してしまうことを防止できる。これらにより、特に発電部が燃料電池である場合に、瞬間的に大電流が燃料電池から引き出されることや燃料電池に電流が逆流することによる燃料電池スタックの早期劣化を防止できる。 Further, according to the power converter of claim 2 of the present invention, the input voltage smoothing capacitor can be charged with the system voltage in advance when the power generation unit is connected to the power system, and thereby the switch It is possible to suppress a large inrush current from flowing into the input voltage smoothing capacitor from the power generation unit at the moment when the input electric circuit is closed. Furthermore, since the step-up ratio of the isolated DC / DC converter is set so that the charging voltage is lower than the maximum value of the open circuit voltage of the power generation unit, the system voltage is charged to exceed the maximum value of the open voltage of the power generation unit. Therefore, current can be prevented from flowing back toward the power generation unit without providing a backflow prevention diode between the input voltage smoothing capacitor and the power generation unit. As a result, when the power generation unit is a fuel cell, it is possible to prevent early deterioration of the fuel cell stack due to instantaneously drawing a large current from the fuel cell or backflow of current to the fuel cell.
また、本発明の請求項3に係る電力変換器によれば、発電部を電力系統に連系させる際に、予め入力電圧平滑用コンデンサを系統電圧によって充電することができ、これにより開閉器によって入力電路を閉じた瞬間に大きな突入電流が発電部から入力電圧平滑用コンデンサに流入することを抑制できる。さらに、充電電圧が発電部の開放電圧の最大値よりも低くなるように絶縁型DC/DCコンバータのトランスの巻線比を設定しているため、系統電圧によって発電部の開放電圧の最大値以上に充電されてしまうことがなく、入力電圧平滑用コンデンサと発電部との間に逆流防止ダイオードを設けずとも発電部へ向けて電流が逆流してしまうことを防止できる。これらにより、特に発電部が燃料電池である場合に、瞬間的に大電流が燃料電池から引き出されることや燃料電池に電流が逆流することによる燃料電池スタックの早期劣化を防止できる。 According to the power converter of the present invention, the input voltage smoothing capacitor can be charged with the system voltage in advance when the power generation unit is connected to the power system. It is possible to suppress a large inrush current from flowing into the input voltage smoothing capacitor from the power generation unit at the moment when the input electric circuit is closed. Furthermore, since the winding ratio of the transformer of the isolated DC / DC converter is set so that the charging voltage is lower than the maximum value of the open circuit voltage of the power generation unit, the system voltage exceeds the maximum value of the open voltage of the power generation unit. Therefore, it is possible to prevent the current from flowing back toward the power generation unit without providing a backflow prevention diode between the input voltage smoothing capacitor and the power generation unit. As a result, when the power generation unit is a fuel cell, it is possible to prevent early deterioration of the fuel cell stack due to instantaneously drawing a large current from the fuel cell or backflow of current to the fuel cell.
また、本発明の請求項4に係る電力変換器によれば、入力電流のリップルの最大値が所定の上限値近傍となるように規制した場合に、抑制前の入力電流の平均値よりも抑制後の入力電流の平均値を大きくすることができ、発電部からの入力電力を可及的に大きく維持して、発電部を保護しつつ高効率で電力を取り出すことが可能になる。
In the power converter according to
また、本発明の請求項5に係る電力変換器によれば、昇圧チョッパの出力部の電圧に所定周波数のリップルが生じる場合、昇圧チョッパの原理により、出力部の電圧が上昇するにつれて昇圧チョッパの入力電流は小さくなるとともに、出力部の電圧が低下するにつれて昇圧チョッパの入力電流は大きくなり、これにより昇圧チョッパの入力電流にもリップルが生じるが、入力電流のリップル成分の値が大きいほど昇圧チョッパのスイッチング素子を駆動するPWMパルスのデューティ比を大きく、リップル成分の値が小さいほどデューティ比を小さく補正することにより、入力電流のリップルの振幅を小さく抑えることができる。
According to the power converter of
以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。 DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, preferred embodiments of the invention will be described with reference to the drawings.
図2は本発明の一実施形態に係るパワーコンディショナ1(電力変換器)の概略構成を示している。本実施形態に係るパワーコンディショナ1は、発電部2が出力する直流発電電力を商用電力系統3に連系する交流電力に変換して商用電力系統3に向けて出力するものであって、発電部2から入力する発電電力を系統電圧の最大値(200V電力系統の場合で280V)に応じた所定電圧(例えば320V)まで昇圧させる昇圧回路4と、昇圧後の直流発電電力を系統電力に連系する交流電力に変換するDC/ACインバータ5と、昇圧回路4とインバータ5との間に設けられたDCリンクコンデンサからなるDCリンク部6と、インバータ5の出力部と商用電力系統3との間に設けられた連系リレー7と、昇圧回路4・インバータ5及び連系リレー7の動作を制御する制御部10と、発電部2から昇圧回路4及びDCリンク部6を介して供給される発電電力若しくは電力系統3からダイオードブリッジ9を介して供給される系統電力に基づいて制御電源電圧を生成して制御部10に出力する補助電源部8とを備えている。なお、電力系統3に向けて発電電力を出力するとは、例えば家庭内や構内の引き込み配線内で系統電力に対して発電電力を連系させるものであればよく、発電電力を電力会社の配電線に逆潮流させる必要は無い。
FIG. 2 shows a schematic configuration of a power conditioner 1 (power converter) according to an embodiment of the present invention. The
発電部2は、例えば固体酸化物形燃料電池ユニット(SOFC)であり、内蔵された制御部2aによって発電動作が制御される。燃料電池の発電動作制御は、可能な限り発電を継続するよう制御するが、併設される貯湯タンクの貯湯量や蓄電池の蓄電量等により発電動作を継続できない場合や、発電動作しても全体のエネルギー効率の向上が見込めない場合等には発電動作が停止される。発電部2の制御部2aは、パワーコンディショナ1の制御部10に通信接続されており、発電部2から出力電流制限値などの各種情報がパワーコンディショナ1の制御部10に送信され、これにより発電部2の運転状態に応じてパワーコンディショナ1の動作制御を的確に行うことが可能となっている。
The power generation unit 2 is, for example, a solid oxide fuel cell unit (SOFC), and the power generation operation is controlled by a built-in control unit 2a. Fuel cell power generation operation control is carried out to continue power generation as much as possible.However, if the power generation operation cannot be continued due to the amount of hot water stored in the hot water storage tank or the amount of electricity stored in the storage battery, When the improvement in energy efficiency cannot be expected, the power generation operation is stopped. The control unit 2a of the power generation unit 2 is communicatively connected to the
インバータ5は、フルブリッジ形の電圧形ブリッジインバータであり、複数のMOS−FETなどのスイッチング素子5aをHブリッジ形に接続するとともに各スイッチング素子5aに帰還ダイオード5bを並列接続することにより構成されており、その出力側には連系リアクトル5cが設けられている。このインバータ5は、制御部10によるいわゆる電流モード制御(電圧形インバータの電流制御)を行うことによって出力電流を制御するものであり、系統3への電力出力時はDCリンク部6からの直流電力がPWM制御若しくはPAM制御によって交流電力に変換されて系統3へ出力される。一方、発電運転開始時などに、必要に応じてブリッジコンバータのスイッチング動作制御を停止しつつ連系リレー7を閉成することにより、ブリッジ接続された複数の帰還ダイオード5bをダイオードブリッジとして機能させ、交流の系統電力を整流してDCリンク部6に供給可能となっている。なお、図2においてはインバータ5として2レベルインバータを例示したが、3レベルインバータを用いることもできる。
The
DCリンク部6は、逆流防止ダイオード11を介して補助電源部8の電力入力部に接続されており、発電部2が発電電力を出力している間、昇圧回路4及びDCリンク部6を介して発電電力が補助電源部8に供給される。なお、昇圧回路4が停止していても、昇圧回路4の入力電圧がDCリンク部6に印加されてDCリンク電圧が昇圧回路4の入力電圧と略等しくなり、かかる電圧に基づいて制御部10用の制御電源電圧を生成できるように補助電源部8が構成されている。
The
制御部10は、昇圧回路4及びインバータ5における各電力変換動作並びに連系リレー7の開閉動作を制御するとともに、パワーコンディショナ1の筐体に取り付けられた液晶表示器などからなる表示部(図示せず)の表示制御や、パワーコンディショナ1における各種異常検出制御や、発電電力量や家庭内の消費電力量の積算などの種々の制御を行わせることができる。制御部10は、典型的には、マイコンを中央処理装置として備えるとともに、マイコンからの制御信号に基づいて上記各制御対象への駆動信号を生成出力する駆動回路を各制御対象毎に備えている。
The
昇圧回路4は、図1に示すように、発電部2から入力電路12を介して入力する入力電圧を、前段となる昇圧チョッパ41(非絶縁型DC/DCコンバータ)と、後段となる双方向フルブリッジコンバータ42(絶縁型DC/DCコンバータ)とにより2段階で昇圧するよう構成されている。これら昇圧チョッパ41及びフルブリッジコンバータ42は、それぞれ制御部10によって昇圧動作制御が行われる。
As shown in FIG. 1, the
昇圧チョッパ41への入力電路12には制御部10によって開閉動作が制御される入力リレー43(第1の開閉器)が設けられており、待機運転時は入力リレー43を開成することによって昇圧回路4を発電部2から遮断できるようになっている。また、昇圧チョッパ41の入力側には入力電流検出センサ44と入力電圧検出センサ45とが設けられており、検出された入力電流値及び入力電圧値は制御部10に入力されて、各種制御に用いられる。また、DCリンク部6のDCリンク電圧も、分圧器47及び絶縁回路48を介して制御部10に入力されている。なお、入力電流検出センサ44は、入力電流に応じた電圧を検出信号として出力するものを用いている。
An input relay 43 (first switch) whose switching operation is controlled by the
入力リレー43と昇圧チョッパ41との間には入力電圧平滑用コンデンサ46が設けられている。
An input
昇圧チョッパ41は、昇圧リアクトル41aと、該昇圧リアクトル41aの出力側に直列に接続された逆流防止ダイオード41bと、昇圧リアクトル41aの蓄積エネルギーを制御するMOS−FETなどのスイッチング素子41cと、逆流防止ダイオード41bの出力部に設けられた平滑コンデンサ41dと、逆流防止ダイオード41bをバイパスするバイパス路を開閉する突入電流防止用リレー41e(第2の開閉器)とを備え、スイッチング素子41c及びリレー41eは制御部10によって駆動制御される。本実施形態では、昇圧チョッパ41が定常的に連続モードで動作するよう、昇圧リアクトル41aのインダクタンスやスイッチング素子41cを駆動するPWMパルスの周波数等が設計されている。
The step-up
なお、昇圧チョッパ41が不連続モードの場合には出力電圧式が非線形関数となることで昇圧比率によって最適な補正ゲインが複雑に変化し、これにより動作条件によっては後述するリップル抑制制御により入力電流が発振してしまう可能性がある。また、応答速度が遅い事によりDCリンク部6にリンギングが発生するおそれもあり、制御部10によるPWM補正量とリップル抑制制御による補正量とが整合せずに入力電流がハンチングを引き起こす可能性がある。これらいずれの場合においても、燃料電池に過大電流が流れモジュールを劣化させてしまう要因となるが、本実施形態では応答速度が速く安定度が高い連続モードで昇圧チョッパ41を動作させることにより、これらの問題発生を回避している。
When the
双方向フルブリッジコンバータ42は、トランス42aを介して接続された第1及び第2のブリッジ回路を備え、各ブリッジ回路は、Hブリッジ接続された複数のMOS−FETなどのスイッチング素子42b,42cと、各スイッチング素子42b,42cに並列接続された帰還ダイオード42d,42eとにより構成されている。発電運転時は、制御部10が第1のブリッジ回路の複数のスイッチング素子42bを所定周波数で交互にスイッチングさせることにより昇圧チョッパ41の出力を交流変換してトランス42aの一次側巻線(20T)に印加すると、二次側巻線(52T)から巻線比に応じて昇圧された交流電力が出力され、これを第2のブリッジ回路の帰還ダイオード42eにより直流変換してDCリンク部6に出力する。また、DCリンク部6側から昇圧チョッパ41側に電力を逆流させる場合には、制御部10が第2のブリッジ回路の複数のスイッチング素子42cを所定周波数で交互にスイッチングさせることによりDCリンク電圧を交流変換してトランス42aの二次側巻線(52T)に印加すると、一次側巻線(20T)から巻線比に応じて降圧された交流電力が出力され、これを第1のブリッジ回路の帰還ダイオード42dにより直流変換して平滑コンデンサ41dに出力する。
The bidirectional
本実施形態では、一次側巻線数に対する二次側巻線数の比は52T/20T=2.6とされており、したがって、発電運転時の昇圧比は約2.6倍、逆流時の降圧比は約0.4倍となっている。なお、フォワードコンバータやフライバックコンバータなどを用いることによりさらに昇圧比を大きくすることも可能である。 In the present embodiment, the ratio of the number of secondary side windings to the number of primary side windings is 52T / 20T = 2.6. Therefore, the step-up ratio during power generation operation is about 2.6 times, and during reverse flow The step-down ratio is about 0.4 times. Note that the boost ratio can be further increased by using a forward converter, a flyback converter, or the like.
一方、昇圧チョッパ41の昇圧比は、昇圧チョッパ41の入力電圧と、DCリンク電圧の目標電圧と、上記双方向フルブリッジコンバータ42の昇圧比とによって、昇圧チョッパ41の昇圧動作制御の結果として定まる。
On the other hand, the boost ratio of the
昇圧チョッパ41及びインバータ5は種々の動作制御を行わせることができるが、例えば、発電部2の定格出力700W(出力電圧100V、最大出力電流7A)、パワーコンディショナ1の出力側に接続された負荷の消費電力が700W以上である場合、若しくは余剰電力の蓄電手段等が存在する場合は、パワーコンディショナ1を最大出力で運転させることが可能であり、昇圧チョッパ41には、発電部2の制御部2aからの出力電流制限指令値に応じた入力電流となるよう昇圧チョッパ41のスイッチング素子41cを駆動するPWMパルスのデューティをフィードバック制御する入力電流制御を行わせるとともに、DCリンク電圧が所定電圧となるようインバータ5の出力制御を行わせることができる。また、DCリンク電圧に基づいてDCリンク電圧が目標電圧となるよう昇圧チョッパ41のスイッチング素子41cを駆動するPWMパルスのデューティをフィードバック制御することも可能である。
The step-up
本実施形態では、DCリンク電圧を系統3に連系させるために必要な所定電圧、例えば320Vに昇圧するようフィードバック制御されるが、発電部2の定格出力電圧を100V(開放時の最大電圧は120V)とすると、定常状態で昇圧チョッパ41の出力電圧は(320V/2.6倍)=123Vとなり、昇圧チョッパ41の昇圧比は約1.23倍となる。系統連系時はDCリンク電圧に系統電力3の周波数の2倍の周波数のリップルが生じるし、また、発電部2の出力電圧にも種々の要因により変動が生じるため、昇圧チョッパ41の昇圧比は常に一定ではないが、正常運転中の昇圧チョッパ41の昇圧比の最大値が双方向フルブリッジコンバータ42の昇圧比よりも小さくなるように各種制御目標値や回路定数等が設定されている。
In this embodiment, feedback control is performed so that the DC link voltage is boosted to a predetermined voltage required to link the system 3 to 320 V, for example, 320 V. However, the rated output voltage of the power generation unit 2 is 100 V (the maximum voltage at the time of opening is 120V), the output voltage of the step-up
また、本実施形態では、昇圧チョッパ41の入力電流のリップルを抑制するリップル抑制手段が設けられている。該リップル抑制手段は、図1に示すように、入力電流センサ44の出力信号に基づいて入力電流のリップル成分を抽出して増幅するリップル抽出回路13と、昇圧チョッパ41のスイッチング素子41cを駆動するために制御部10が出力するPWMパルスのデューティを補正するデューティ補正回路14とから主構成されている。
In the present embodiment, a ripple suppression unit that suppresses the ripple of the input current of the
リップル抽出回路13は、入力電流のリップル成分の直流成分を遮断するカップリングコンデンサ13aと、該リップル成分を増幅するとともに基準電位をPWMパルスの振幅に応じて2.5Vにシフトさせるアンプ13bとを備えている。
The
デューティ補正回路14は、PWMパルス波形を積分する積分回路14aと、積分後のPWMパルス波形とリップル抽出回路13の出力波形とを比較するコンパレータ14bとを備えている。
The
図3は入力電流のリップル成分の波形を示しており、該リップル成分は系統周波数の2倍の120Hz又は100Hzの周波数で脈動する。一方、図4に示すように、PWMパルスの周波数は60kHzとされており、積分によってパルスの立ち上がり直後は急峻に立ち上がり時間経過とともになだらかな曲線を描き、同様にパルスの立ち下がり直後は急峻に立ち下がり時間経過とともになだらかな曲線を描く波形となっている。 FIG. 3 shows a waveform of a ripple component of the input current, and the ripple component pulsates at a frequency of 120 Hz or 100 Hz which is twice the system frequency. On the other hand, as shown in FIG. 4, the frequency of the PWM pulse is set to 60 kHz, and by integration, a gentle curve is drawn as the rise time elapses immediately after the rise of the pulse, and similarly, immediately after the fall of the pulse The waveform has a gentle curve as the fall time elapses.
したがって、入力電流のリップル成分が基準電位よりも大きい場合(リップルの山)は、補正後(山期間)に示されるようにリップル成分が大きいほどデューティが小さく補正されたPWMパルス波形がコンパレータ14bから出力される。一方、入力電流のリップル成分が基準電位よりも小さい場合(リップルの谷)は、補正後(谷期間)に示されるようにリップル成分が小さいほどデューティが大きく補正されたPWMパルス波形がコンパレータ14bから出力される。
Therefore, when the ripple component of the input current is larger than the reference potential (ripple peak), as shown in the corrected (crest period), the PWM pulse waveform whose duty is corrected to be smaller as the ripple component is larger is output from the
コンパレータ14bが出力する補正後のPWMパルスは、スイッチング素子41cの駆動回路15に入力され、補正後のPWMパルスに基づいてスイッチング素子41cがオンオフ制御される。ここで、図5に示すように、入力電流のリップルの山期間はDCリンク電圧のリップルの谷期間と対応し、入力電流のリップルの谷期間はDCリンク電圧のリップルの山期間と対応しているので、昇圧チョッパの原理によりDCリンク電圧が低下した場合にはリアクタンス電流、すなわち入力電流が上昇しようとするが、入力電流の山期間ではPWMパルスのデューティを小さく補正することにより入力電流が大きく上昇することを抑え、また、DCリンク電圧が上昇した場合には入力電流が下降しようとするが入力電流の谷期間ではPWMパルスのデューティを大きく補正することにより入力電流が大きく下降することを抑え、これによって入力電流のリップル成分を小さく抑制している。
The corrected PWM pulse output from the
参考のため、図6に、リップル抑制手段によるPWMパルスのデューティの補正を行わない場合の入力電流のリップルの状態を示しており、図から明かなように、非常に大きなリップル成分が入力電流に現れている。このときのリップル成分の振幅は5A程度もあり、振幅の最大値は12A程度にもなっている。燃料電池ユニットの瞬間最大出力電流は7Aであるため、リップル抑制を行わない場合には入力電流のリップルの最大値が7Aとなるように入力電流の平均値を制御する必要があり、効率よく発電電力を取り出すことができなくなるが、本実施形態によれば、入力電流の平均値で7A近くまで発電電力を取り出すことができる。 For reference, FIG. 6 shows the ripple state of the input current when the duty of the PWM pulse is not corrected by the ripple suppression means. As is clear from the figure, a very large ripple component is included in the input current. Appears. At this time, the amplitude of the ripple component is about 5A, and the maximum value of the amplitude is about 12A. Since the instantaneous maximum output current of the fuel cell unit is 7A, it is necessary to control the average value of the input current so that the maximum value of the ripple of the input current is 7A when ripple suppression is not performed. Although it becomes impossible to take out electric power, according to this embodiment, generated electric power can be taken out to 7 A by the average value of input current.
なお、上記したように、昇圧チョッパ41の昇圧比は小さい方が高効率となるが、昇圧比が小さすぎるとリップル抑制制御による補正がなされた場合にオンデューティが0%となり、リップル抑制制御を行うことができなくなることが想定されるため、補正によるPWMデューティ変動値以上のオンデューティとなるよう、制御部10によるDCリンク電圧制御を行うことが好ましい。
As described above, the smaller the boost ratio of the
また、本実施形態では、制御部10は、発電運転を開始する際、入力リレー43を閉成する前に、突入電流防止用リレー41eを閉成して双方向ブリッジコンバータ42を逆変換動作させることにより、200V電力系統の場合は、DCリンク電圧が280Vに充電され、双方向ブリッジコンバータにより平滑コンデンサ41d及び入力電圧平滑用コンデンサ46に、280V/2.6倍=約107Vが充電される。このように、双方向ブリッジコンバータ42の昇圧比、即ちトランス42aの一次側と二次側の巻線比を、上記充電電圧107Vが発電部2の開放電圧である120Vよりも低くなるようにしておくことで、入力リレー43閉成時の突入電流を抑制するとともに燃料電池モジュールへの逆流を防止し、これにより燃料電池モジュールの劣化を防止できる。
Further, in the present embodiment, when starting the power generation operation, the
本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、適宜設計変更することができる。例えば、絶縁型DC/DCコンバータ42は、制御部10によって制御されるものでなくともよく、例えば自励式のものであっても、トランスの一次側のスイッチング素子や昇圧チョッパのスイッチング素子として低耐圧・低オン抵抗のものを採用できるメリットがある。また、上記リップル抑制制御は、燃料電池発電システム用パワーコンディショナにおいて特に有用であるが、直流電力を負荷に出力する電力変換器の場合でも、負荷の消費電力が所定周波数で変動する場合などにも電力変換器の入力電流にリップルが生じることがあり、かかるリップルを抑制するために上記リップル抑制制御を行うことも可能である。また、入力電圧平滑コンデンサ46に系統電力を逆流させて充電させる方法乃至経路としては、上記突入電流防止用リレー41eに限定されるものではなく、例えば特許文献1に記載されたような双方向コンバータにより昇圧回路を構成することもできる。
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be appropriately changed in design. For example, the insulation type DC /
1 パワーコンディショナ
2 発電部
3 電力系統
4 昇圧回路
41 昇圧チョッパ(非絶縁型DC/DCコンバータ)
41b 逆流防止ダイオード
41c スイッチング素子
41e 第2の開閉器
42 双方向フルブリッジコンバータ(絶縁型DC/DCコンバータ)
42a トランス
43 第1の開閉器
46 入力電圧平滑用コンデンサ
5 ブリッジインバータ
6 DCリンク部
10 制御部
12 入力電路
13 入力電流のリップル成分抽出回路
14 PWMパルスのデューティ補正回路
DESCRIPTION OF
41b
Claims (5)
前記絶縁型DC/DCコンバータの昇圧比が、前記昇圧動作制御による前記非絶縁型DC/DCコンバータの昇圧比の最大値よりも大きく設定されていることを特徴とする電力変換器。 A booster circuit that boosts an input voltage input from a power generation unit via an input electric circuit in two stages by a non-insulated DC / DC converter in a preceding stage and an isolated DC / DC converter in a subsequent stage, and at least the non-insulated DC A power converter including a control unit that performs step-up operation control of the DC converter,
The power converter, wherein the step-up ratio of the isolated DC / DC converter is set to be larger than the maximum value of the step-up ratio of the non-insulated DC / DC converter by the step-up operation control.
前記入力電路を開閉する開閉器と、該開閉器と前記昇圧回路との間に設けられた入力電圧平滑用コンデンサと、前記昇圧回路によって昇圧された発電電力を交流電力に変換して電力系統に出力するブリッジインバータとをさらに備え、前記昇圧回路及び前記ブリッジインバータは、系統電力を前記入力電圧平滑用コンデンサに逆流させることで系統電圧に応じた電圧まで前記入力電圧平滑用コンデンサを充電可能に構成され、当該充電電圧が発電部の開放電圧の最大値よりも低くなるよう前記絶縁型DC/DCコンバータの昇圧比が設定されていることを特徴とする電力変換器。 The power converter according to claim 1, wherein
A switch that opens and closes the input electric circuit, an input voltage smoothing capacitor provided between the switch and the booster circuit, and converts the generated power boosted by the booster circuit into alternating current power into an electric power system. An output bridge inverter, and the booster circuit and the bridge inverter are configured to charge the input voltage smoothing capacitor to a voltage corresponding to the system voltage by causing the system power to flow backward to the input voltage smoothing capacitor. The step-up ratio of the isolated DC / DC converter is set such that the charging voltage is lower than the maximum value of the open circuit voltage of the power generation unit.
前記入力電路を開閉する第1の開閉器と、該第1の開閉器と前記昇圧回路との間に設けられた入力電圧平滑用コンデンサと、前記昇圧回路の後段に設けられた電圧形ブリッジインバータとをさらに備え、該ブリッジインバータは前記昇圧回路によって昇圧された発電電力を交流電力に変換して電力系統に出力するものであり、
前記非絶縁型DC/DCコンバータは、出力側から入力側への逆流を防止する逆流防止ダイオードと、該逆流防止ダイオードをバイパスするバイパス路に設けられた第2の開閉器とを備え、
絶縁型DC/DCコンバータは、トランスの一次側と二次側との巻線比により昇圧比が設定された双方向コンバータにより構成され、
前記制御部は、発電運転を開始する際、前記第1の開閉器を閉成する前に、前記第2の開閉器を閉成して前記絶縁型DC/DCコンバータを逆変換動作させることにより、系統電力を前記ブリッジインバータ、前記絶縁型DC/DCコンバータ及び前記第2の開閉器を介して前記入力電圧平滑用コンデンサに逆流させることで系統電圧に応じた電圧まで前記入力電圧平滑用コンデンサを充電するように構成され、
当該充電電圧が発電部の開放電圧の最大値よりも低くなるよう前記トランスの巻線比が設定されていることを特徴とする電力変換器。 The power converter according to claim 1, wherein
A first switch for opening and closing the input circuit; an input voltage smoothing capacitor provided between the first switch and the booster circuit; and a voltage-type bridge inverter provided at a subsequent stage of the booster circuit. And the bridge inverter converts the generated power boosted by the booster circuit into AC power and outputs it to the power system,
The non-insulated DC / DC converter includes a backflow prevention diode that prevents backflow from the output side to the input side, and a second switch provided in a bypass path that bypasses the backflow prevention diode,
The isolated DC / DC converter is composed of a bidirectional converter in which a step-up ratio is set by a winding ratio between the primary side and the secondary side of the transformer.
When the power generation operation is started, the control unit closes the second switch and reverse-converts the insulated DC / DC converter before closing the first switch. The input voltage smoothing capacitor is reduced to a voltage corresponding to the system voltage by causing the system power to flow back to the input voltage smoothing capacitor via the bridge inverter, the isolated DC / DC converter, and the second switch. Configured to charge,
The power converter, wherein the transformer turns ratio is set so that the charging voltage is lower than the maximum value of the open circuit voltage of the power generation unit.
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Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2018164377A (en) * | 2017-03-27 | 2018-10-18 | ファナック株式会社 | Converter device with short-circuit fault detection function and short-circuit fault detection method for converter device |
WO2019035174A1 (en) * | 2017-08-14 | 2019-02-21 | 日産自動車株式会社 | Power control system |
JP2021507660A (en) * | 2017-12-21 | 2021-02-22 | エスエムエイ ソーラー テクノロジー アクティエンゲゼルシャフトSMA Solar Technology AG | Capacitor discharge method for inverter assembly |
WO2022074803A1 (en) * | 2020-10-08 | 2022-04-14 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Power conversion device |
-
2015
- 2015-05-26 JP JP2015106438A patent/JP2016220497A/en active Pending
Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2018164377A (en) * | 2017-03-27 | 2018-10-18 | ファナック株式会社 | Converter device with short-circuit fault detection function and short-circuit fault detection method for converter device |
US10910832B2 (en) | 2017-03-27 | 2021-02-02 | Fanuc Corporation | Converter apparatus having function of detecting short circuit failure, and method for detecting short circuit failure of converter apparatus |
WO2019035174A1 (en) * | 2017-08-14 | 2019-02-21 | 日産自動車株式会社 | Power control system |
CN111033929A (en) * | 2017-08-14 | 2020-04-17 | 日产自动车株式会社 | Power control system |
JPWO2019035174A1 (en) * | 2017-08-14 | 2020-09-17 | 日産自動車株式会社 | Power control system |
US10916957B2 (en) | 2017-08-14 | 2021-02-09 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power control system |
JP2021507660A (en) * | 2017-12-21 | 2021-02-22 | エスエムエイ ソーラー テクノロジー アクティエンゲゼルシャフトSMA Solar Technology AG | Capacitor discharge method for inverter assembly |
JP7410858B2 (en) | 2017-12-21 | 2024-01-10 | エスエムエイ ソーラー テクノロジー アクティエンゲゼルシャフト | Capacitor discharge method for inverter assembly |
WO2022074803A1 (en) * | 2020-10-08 | 2022-04-14 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Power conversion device |
JP7120474B1 (en) * | 2020-10-08 | 2022-08-17 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | power converter |
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