JP2016220377A - 電源回路、並びにそれを用いる空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】回路規模の大型化を伴わずに、電源高調波電流を抑制できると共に、電源復帰後の電圧のオーバーシュートを抑制できる電源回路を提供する。【解決手段】本発明による電源回路は、三相交流電源１に接続される三相全波整流器２と、三相全波整流器の直流出力側に接続される昇圧チョッパ回路（５，６，７，８）と、昇圧チョッパ回路の昇圧動作を制御する制御回路１３とを備えるものであって、三相全波整流器の出力電圧を平滑する平滑回路（３，４）を備え、昇圧チョッパ回路は、平滑回路の直流出力に接続され、制御回路は、瞬時停電時において、平滑回路の出力電圧に基づいて昇圧チョッパ回路の昇圧動作を停止する。【選択図】図１

Description

本発明は、三相交流電源に接続し、直流電圧を出力すると共に、瞬時停電復帰時の保護機能を有する整流回路を備える電源回路、並びにそれを用いる空気調和機に関する。

空気調和機などに用いられる電源回路は、交流電源から受電する交流電圧（電力）を直流電圧（電力）に整流して平滑する機能を備える。交流電源として三相交流電源を用いる場合、三相交流電源から直流電圧を得る手段として、三相全波整流した電圧をコンデンサで平滑する方式がある。本方式については、出力される直流電圧は全波整流電圧相当の電圧が得られるものの、力率が低く、電源に高調波電流が多く含まれるので電源系統に悪影響を及ぼすことが指摘されている。

これに対し、電源高調波電流を抑制すると共に、全波整流電圧より高い直流電圧を得る手段として、特許文献１に記載の回路が知られている。この回路は、三相交流電源を入力とする低域通過フィルタと、これに接続した交流リアクトルと、三相全波整流器と、スイッチング素子と、ダイオードと、コンデンサとから構成される。この回路において、交流リアクトルとスイッチング素子とダイオードで昇圧チョッパ回路を構成して直流電圧を昇圧し、スイッチング素子のオン・オフ制御を行うことで、電源電流の高調波電流が抑制されると共に、力率が改善される。また、低域通過フィルタは、交流リアクトルに流れる高周波電流が電源側に流出することを抑制する。

また、瞬時停電復帰時における電源回路の保護手段として、特許文献２に記載の制御方式が知られている。本制御方式においては、昇圧回路の出力電圧を検出して、所定の電圧以下であることを検知したときに昇圧回路のスイッチング動作を停止する。

特許第３５０９４９５号公報 特開２００３−７９０５０号公報

上記の従来技術によれば、三相電源側と交流リアクトルの間に接続される低域通過フィルタは、三相の各相に接続されるリアクトルと各相間に接続されるコンデンサ、すなわち、３つのリアクトルと３つのコンデンサで構成されるので、コストアップや回路大型化を伴う。また、昇圧動作に利用する交流リアクトルは三相全波整流器の三相電源側に接続されるで、低域通過フィルタ用のリアクトルとは別に３つのリアクトルが必要であり、回路規模がさらに大型化する。

さらに、上記従来技術による保護方式では、昇圧回路の入力部にフィルタ回路が存在する場合に、瞬時停電復帰後に電圧のオーバーシュートによる過電圧が発生するという問題がある。

そこで、本発明は、回路規模の大型化を伴わずに、電源高調波電流を抑制できると共に、電源復帰後の電圧のオーバーシュートを抑制できる電源回路、並びにそれを用いる空気調和機を提供する。

上記課題を達成するため、本発明による電源回路は、三相交流電源に接続される三相全波整流器と、三相全波整流器に接続される昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の昇圧動作を制御する制御回路と、を備えるものであって、三相全波整流器の出力電圧を平滑する平滑回路を備え、昇圧チョッパ回路は、平滑回路に接続され、制御回路は、平滑回路の出力に基づいて昇圧チョッパ回路の昇圧動作を停止する。

また、上記課題を解決するために、本発明による空気調和機は、交流電動機によって圧縮機が駆動される電動圧縮機と、電動圧縮機に電力を供給する電源回路と、を備え、電動圧縮機によって圧縮される冷媒が冷暖房サイクルにおいて循環するものであって、電源回路が、上記本発明による電源回路における昇圧チョッパ回路に接続されるインバータ回路を備え、インバータ回路の出力する電力が電動圧縮機に供給される。

本発明によれば、昇圧チョッパ回路に流れる高調波電流が平滑回路から供給されるので、昇圧チョッパ回路に同期して三相交流電源側に流れる高調波電流が抑制される。このため、三相交流電源側にフィルタ回路を設けなくても良いので、回路規模を小型化できる。さらに、平滑回路の出力に基づいて昇圧チョッパ回路の昇圧動作を停止するので、電源復帰時における電圧のオーバーシュートを抑制できる。従って、回路規模を低減しながらも、信頼性の高い電源回路が得られると共に、信頼性の高い空気調和機を得ることができる。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

本発明の実施例１である電源回路の回路図である。 電源復帰後における第１の平滑コンデンサの電圧の変化を示す。 比較例による保護制御を行った場合の電圧波形を示す。 実施例１による保護制御を行った場合の電圧波形を示す。 実施例２による保護制御を行った場合の電圧波形を示す。 本発明の実施例３である電源回路における、電圧比（Ｖｏ１／Ｖｏ２）とインダクタンス比（Ｌ２／Ｌ１）との関係を示す。 実施例５の空気調和機の冷暖房サイクル構成図である。 実施例５の空気調和機の室外機の外観図である。

以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。

図１は、本発明の実施例１である電源回路の回路図である。

図１に示すように、本実施例１は、三相交流電源１に接続される三相全波整流器である三相整流ダイオード２（三相ダイオードブリッジ回路）と、三相整流ダイオード２の一対の直流側出力端子の一方（高電位側）に接続される第１のリアクトル３と、第１のリアクトル３を介して三相整流ダイオード２の直流側出力に並列に接続される第１の平滑コンデンサ４を備える。第１のリアクトル３と第１の平滑コンデンサ４は平滑回路を構成する。

さらに、本実施例１は、第１のコンデンサ４の高電位側すなわち平滑回路の高電位側出力に接続される第２のリアクトル５と、第２のリアクトル５を介して第１の平滑コンデンサ４すなわち平滑回路の出力に並列に接続される半導体スイッチング素子６と、半導体スイッチング素子６の高電位側主端子にアノードが接続される逆流阻止用ダイオード７と、逆流阻止用ダイオードのカソードと、平滑回路の低電位側出力あるいは三相整流ダイオード２の低電位側直流出力端子との間に接続される第２の平滑コンデンサ８を備える。第２のリアクトル５と、半導体スイッチング素子６と、逆流阻止用ダイオード７と、第２の平滑コンデンサ８とは昇圧チョッパ回路を構成する。本昇圧チョッパ回路は、半導体スイッチング素子６のオン・オフ動作により昇圧動作を行う。なお、図１においては、半導体スイッチング素子６として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられる。

第２の平滑コンデンサ８の両端に、すなわち昇圧チョッパ回路の出力には、インバータ回路９の直流入力側が接続される。インバータ回路９は、第２の平滑コンデンサ８の両端から直流電力を入力し、この直流電力を交流電力に変換して出力する。インバータ回路９が出力する交流電力によって、電動機１０が駆動される。

半導体スイッチング素子６は、制御回路１３が作成する昇圧駆動信号１５によってオン・オフ制御される。制御回路１３は、第２の平滑コンデンサ８の直流電圧を検出する電圧検出器１２の信号と昇圧チョッパ回路の電流を検出する電流検出器１１の信号をフィードバック信号として半導体スイッチング素子６を昇圧チョッパ動作させるための昇圧駆動信号１５を作成する。作成された昇圧駆動信号１５は、半導体スイッチング素子６の制御端子（ゲート端子）に与えられる。なお、本実施例１において、電流検出器１１は、第１のコンデンサ４の低電位側と半導体スイッチング素子６の低電位側主端子との間に流れる電流を検出する。

また、制御回路１３は、インバータ回路９を構成するスイッチング素子を駆動するためのインバータ駆動信号１６を作成する。インバータ駆動信号１６によってスイッチング素子がオン・オフ制御されることにより、直流電力が交流電力に変換される。

さらに、制御回路１３は、電圧検出器１４によって検出される第１の平滑コンデンサ４の直流電圧Ｖｏ１に基づいて、後述するように、瞬時停電時において電源回路を保護するために昇圧駆動信号１５を停止する。

本実施例１において、昇圧チョッパ回路を構成する第２のリアクトル５に流れる高調波電流は、第１の平滑コンデンサ４すなわち平滑回路から供給されるので、三相交流電源１側には昇圧チョッパ回路に同期した高周波電流はほとんど流れない。さらに、図１の電源回路では、従来技術で用いられる三相分のリアクトルと三相分のコンデンサからなる低域通過フィルタが、実質的に、第１のリアクトル３および第１の平滑コンデンサ４からなる平滑回路に置き換えられるので、本回路部分の回路規模は従来の１／３程度に低減される。また、昇圧用のリアクトルすなわち第２のリアクトル５が三相全波整流回路（２）の直流出力側に設けられるので、従来技術で用いられる三相分の交流リアクトルが、実質的に一つの直流リアクトルに置き換えられることになり、リアクトルの数を１／３に減らすことが可能である。

次に本実施例１の昇圧チョッパ動作について説明する。

図１において、三相整流ダイオード２の直流側出力端子に接続される第１のリアクトル３と第１の平滑コンデンサ４で構成される平滑回路は、三相全波整流ダイオード２から出力される全波整流電圧を電圧Ｖｏ１［Ｖ］の直流電圧に変換する。更に、この直流電圧は、第２のリアクトル５とスイッチング素子６と逆流阻止用ダイオード７と第２の平滑コンデンサ８で構成される昇圧チョッパ回路の昇圧動作により電圧Ｖｏ２［Ｖ］（Ｖｏ２＞Ｖｏ１）の直流電圧に変換される。制御回路１３は、電圧検出器１２によって検出される第２の平滑コンデンサ８の直流電圧と、電流検出器１１によって検出される昇圧チョッパ回路の電流を基に、半導体スイッチング素子６の昇圧駆動信号１５を作成して、この昇圧駆動信号１５により昇圧チョッパ回路の昇圧動作を制御する。例えば、制御回路１３は、電圧検出器１１によって検出される第２の平滑コンデンサ８の電圧が昇圧チョッパ回路の出力電圧指令値に近づくように、ＰＷＭ制御回路によって駆動信号を作成する。この時、まず、電圧制御回路によって、第２の平滑コンデンサ８の電圧が出力電圧指令値に近づくように、電流指令が作成され、さらに、電流制御回路によって、電流検出器１１によって検出される昇圧チョッパ回路の電流が電流指令に近づくように、ＰＷＭ制御回路のための変調波（電圧指令）が作成される。そして、ＰＷＭ制御回路において、変調波（電圧指令）と搬送波を比較して駆動信号が作成される。

以下、瞬時停電時における本実施例１の保護動作について説明するが、その前に、まず停電復帰時における第１の平滑コンデンサ４の電圧の変動について説明する。

図２は、瞬時停電から電源が復帰した後における第１の平滑コンデンサ４の電圧の変化を示す。瞬時停電が発生した後、時刻ｔ＝０［ｍｓ］で電源が復帰している。この時刻ｔ＝０［ｍｓ］における第１の平滑コンデンサ４の残電圧Ｖｏ１（０）をパラメータとし、図２では、Ｖｏ１（０）＝０［Ｖ］，Ｖｏ１（０）＝１００［Ｖ］，Ｖｏ１（０）＝２００［Ｖ］の場合について、三相交流入力電源１が０［Ｖ］から三相交流入力電圧２００［Ｖ］に復帰したときの電圧（Ｖｏ１）の時間変化を示す。

第１の平滑コンデンサ４の残電圧Ｖｏ１（０）が電源の全波整流電圧２００［Ｖ］とほぼ等しいＶｏ１（０）＝２００［Ｖ］の場合には、電圧のオーバーシュートは軽微であるが、残電圧が低くなる程、電圧のオーバーシュートが大きくなる。Ｖｏ１（０）＝０［Ｖ］の場合では、全波整流電圧（２００Ｖ）の約２倍（約４００Ｖ）にまで、電圧が跳ね上がる。これは、瞬時停電復帰後、第１のリアクトル３と第１の平滑コンデンサ４の共振現象により発生するものであって、瞬時停電から電源が復帰した直後の第１の平滑コンデンサ４の残電圧が高い程、電源復帰後の電圧のオーバーシュートが小さくなる。

上記の知見をもとに、比較例および本実施例１による瞬時停電に対する保護制御について説明する。

図３は、図１の回路において、比較例による保護制御を行った場合の電圧波形を示す。なお、比較例は、前述の従来技術（特許文献２）を適用したものである。

本比較例では、昇圧チョッパ回路の出力電圧の低下を検出したとき、すなわち、図１に示す第２の平滑コンデンサ８の電圧Ｖｏ２を第２の電圧検出器１２によって検出し、検出電圧が所定の電圧以下になったときに、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子６のスイッチングを停止する。このとき、入力電源の全波整流電圧Ｖｓが０［Ｖ］になる瞬時停電発生後において昇圧チョッパ回路は動作を継続しているので、第１の平滑コンデンサ４の電圧Ｖｏ１は低下するが、昇圧チョッパ回路の出力電圧Ｖｏ２は一定の電圧を維持する。やがて昇圧チョッパ回路の出力電圧Ｖｏ２が低下して所定の電圧以下になると、昇圧チョッパ回路のスイッチング動作を停止する。その結果、瞬時停電が終了して電源が復帰したときには、第１の平滑コンデンサ４の残電圧Ｖｏ１は、ほぼ０［Ｖ］であり、その後、図２に示したように、過大な電圧のオーバーシュートが発生する。このため、電源回路が故障する恐れがある。

これに対し、図４は、本実施例１による保護制御を行った場合の電圧波形を示す。

本実施例１では、第１の平滑コンデンサ４の直流電圧（Ｖｏ１）を検出する電圧検出器１４を設け、瞬時停電が発生した場合に、電圧検出器１４よって検出される第１の平滑コンデンサ４の電圧Ｖｏ１が所定の電圧以下になったことを検出したら、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子６の昇圧チョッパ動作を制御する昇圧駆動信号１５を停止し、同時にインバータ回路９を駆動するインバータ（ＩＮＶ）駆動信号１６を停止する。

図４に示すように、本実施例１では、瞬時停電が発生した場合に、電圧検出器１４の検出電圧Ｖｏ１が所定の電圧以下になったときに、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子６のスイッチング動作を制御する昇圧駆動信号１５を停止するようにしたので、瞬時停電復帰時の第１の平滑コンデンサ４の残電圧Ｖｏ１は所定の残電圧（＞０）を確保できる。また、同時に、負荷となるインバータ回路９を駆動するインバータ駆動信号１６を停止するようにしたので、瞬時停電復帰時の第２の平滑コンデンサの残電圧Ｖｏ２も低下せずに、瞬時停電直前の電圧が維持される。これにより、瞬時停電が終了して電源が復帰したときには、第１の平滑コンデンサ４の残電圧Ｖｏ１を高めることができる。このため、図２に示したように、電圧のオーバーシュートが抑制される。

上述のように、実施例１によれば、瞬時停電から電源が復帰する場合に、電圧のオーバーシュートが抑制されるので、電源回路の故障が防止され、信頼性が向上する。

なお、上記実施例１おいては、平滑回路の出力である出力電圧に基づいて、昇圧チョッパ回路の昇圧動作を停止したが、出力電圧に代えて平滑回路の出力である出力電流に基づいて昇圧チョッパ回路の昇圧動作を停止してもよい。この場合、出力電圧の大きさと出力電流の大きさの関係を予め求めておけば、図１における電流検出器１１によって検出される平滑回路の出力電流によって、上記実施例１と同様に昇圧動作を停止させて、電圧のオーバーシュートを抑制することができる。

また、上記実施例１では昇圧チョッパ回路を含む直流電源回路の負荷がインバータ回路であるが、これに限らず、直流電力を消費する他の回路や機器を負荷としても良い。

次に、本発明の実施例２の電源回路による保護制御について説明する。

図５は、本実施例２による保護制御を行った場合の電圧波形を示す。なお、回路構成は図１と同様であり、制御回路１３における保護制御の方式が実施例１とは異なる。従って、以下、主に、実施例１と異なる点について説明する。

図２に示すように、電圧検出器１４によって検出される第１の平滑コンデンサ４の電圧Ｖｏ１が所定の電圧以下になったときに、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子６の昇圧チョッパ動作を制御する昇圧駆動信号１５を停止するが、インバータ回路９の動作は継続する。すなわち、昇圧駆動信号１５を停止後、電圧検出回器１２によって検出される第２の平滑コンデンサ８の電圧Ｖｏ２が所定の電圧以下になったときに、インバータ回路９を駆動するインバータ（ＩＮＶ）駆動信号１６を停止する。

昇圧チョッパ回路のスイッチング素子６の昇圧チョッパ動作を制御する昇圧駆動信号１５を停止した後も、インバータ回路９は動作を継続しているので、第２の平滑コンデンサ８が放電を継続することにより、昇圧チョッパ回路の出力電圧すなわち第２の平滑コンデンサ８の電圧Ｖｏ２の電圧は、瞬時停電直前よりも低下する。本実施例２では、昇圧駆動信号が停止された後、電圧検出器１２によって検出される第２の平滑コンデンサ８の電圧Ｖｏ２が所定の電圧以下になったとき、制御回路１３がインバータ（ＩＮＶ）駆動信号１６を停止して、インバータ回路９の電力変換動作を停止する。これにより、本実施例２では、瞬時停電期間におけるインバータ回路９の停止時間を短縮することできる。

なお、本実施例１においても、第１の平滑コンデンサ４の電圧Ｖｏ１が所定の電圧以下になったときに、スイッチング素子６の昇圧チョッパ動作を停止するので、電源復帰時における第１の平滑コンデンサ４の残電圧Ｖｏ１を高めることができる。このため、電圧のオーバーシュートが抑制される。

本発明の実施例３として、図１の回路構成にて、第１のリアクトル３のインダクタンスＬ１が第２のリアクトル５のインダクタンスＬ２以上に設定される電源回路について説明する。なお、瞬停時における保護制御の方式については、実施例１，２のいずれでもよい。

まず、図１の回路構成において、インダクタンスＬ１の第１のリアクトル３と静電容量Ｃ１の第１の平滑コンデンサ４で構成される平滑回路は、低周波通過ＬＣフィルタ回路を構成する。また、インダクタンスＬ２の第２のリアクトル５と静電容量Ｃ２の第２の平滑コンデンサ８も低周波通過ＬＣフィルタ回路を構成する。従って、図１の回路構成は、２段の低周波通過ＬＣフィルタ回路を含んでいる。このような２段の低周波通過ＬＣフィルタを有する整流回路では、三相交流電源を投入したとき、あるいは三相交流電源が瞬時電源から復帰するときなどに、ＬＣフィルタ回路の出力電圧が入力電圧より大きくなり、整流回路の出力電圧にオーバーシュートが発生する。しかも、１段目と２段目のＬＣフィルタ回路の特性の違い（回路定数Ｌ，Ｃの違い）により出力電圧のオーバーシュート量が変化する。そこで、Ｌを変えた場合のオーバーシュート量の変化について、本発明者の検討結果を説明する。

図６は、本発明の実施例３である電源回路における、電圧比（Ｖｏ１／Ｖｏ２）、すなわち第１の平滑コンデンサ４の電圧Ｖｏ１と第２の平滑コンデンサ８の電圧Ｖｏ２の比と、インダクタンス比（Ｌ２／Ｌ１）、すなわち第１のリアクトル３のインダクタンスＬ１と第２のリアクトル５のインダクタンスＬ２の比との関係を示す。ここで、電圧比（Ｖｏ１／Ｖｏ２）は、１段目のＬＣフィルタ回路の出力電圧すなわち第１の平滑コンデンサ４の電圧Ｖｏ１の最大値Ｖｏ１（ｐｅａｋ）と、２段目のＬＣフィルタ回路の出力電圧すなわち第２の平滑コンデンサ８の電圧Ｖｏ２の最大値Ｖｏ２（ｐｅａｋ）との比（Ｖｏ２（ｐｅａｋ）／Ｖｏ１（ｐｅａｋ））である。また、図６では、Ｌ１をパラメータとして、Ｌ１＝０．５［ｍＨ］，Ｌ１＝０．７［ｍＨ］，Ｌ１＝１［ｍＨ］，Ｌ１＝２［ｍＨ］，Ｌ１＝５［ｍＨ］の各場合について、Ｌ２をＬ１の０．１〜１０倍に変化させる時の（Ｖｏ１／Ｖｏ２）と（Ｌ２／Ｌ１）の関係を示す。

図６が示すように、Ｌ２／Ｌ１≦１であれば、Ｖｏ２／Ｖｏ１≦１．１５である。すなわち本実施例３のようにＬ１≧Ｌ２であれば、電圧Ｖｏ２のオーバーシュートが実効的に抑制できる。また、好ましくは、０．１≦Ｌ２／Ｌ１≦０．７であれば、ほぼＶｏ１／Ｖｏ２＝１となり、より確実に電圧Ｖｏ２のオーバーシュートを抑制できる。

本発明の実施例４として、図１の回路構成にて、第１の平滑コンデンサ４の静電容量Ｃ１が第２の平滑コンデンサ８の静電容量Ｃ２以上に設定される電源回路について説明する。

本実施例４では、昇圧チョッパ回路動作により第２の平滑コンデンサ８の出力電圧は第１の平滑コンデンサ４の電圧より高くなる分、相対的に第２の平滑コンデンサ８の電流の負荷電流のリップル電流値は低くなることを考慮して、Ｃ２をＣ１以下とする。これにより、第２の平滑コンデンサのサイズが低減できるので、電源回路を小型化できる。また、Ｃ１≧Ｃ２であるため、比較的短い時間の瞬時停電が発生した場合に、インバータ駆動信号を停止せずにインバータ回路９の駆動を継続してモータ１０の運転を維持することが可能になる。

なお、インバータ回路９以外の負荷に対しても、本実施例４により、瞬時停電時に負荷の駆動を継続できる。

次に、本発明の実施例５である空気調和機について説明する。

本実施例５の空気調和機は、圧縮機が三相交流電動機によって駆動される電動圧縮機、およびこの電動圧縮機に三相交流電圧（電力）を供給する電源回路として、図１に示す実施例１の電源回路を備えている。なお、圧縮機を駆動する三相交流電動機は、図１における電動機１０に相当する。従って、図１のインバータ回路９の出力する交流電力が電動圧縮機に供給される。

以下、本実施例５の空気調和機について、図７および図８を用いて、さらに説明する。

図７は本実施例５の空気調和機の冷暖房サイクル構成図である。空気調和機は、室内熱交換器５１、室外熱交換器５２、圧縮機５３、膨張弁５４、四方弁５５、室内送風ファン５６および室外送風ファン５７を備えている。圧縮機５３と室外熱交換器５２と室外送風ファン（プロペラファン）５７と膨張弁５４は室外機（図８参照）に配置され、室内熱交換器５１と室内送風ファン５６は室内機（図示せず）に配置されている。

冷房運転時、圧縮機５３より吐出された高温且つ高圧の冷媒は、四方弁５５を介して室外熱交換器５２に流入する。室外熱交換器５２に流入した冷媒は、室外送風ファン５７によって送られる室外の空気と熱交換することで、凝縮されて液冷媒となる。液冷媒は、膨張弁５４を通過することで低温低圧の二相冷媒になり、室内熱交換器５１に流入する。室内熱交換器５１に流入した低温低圧の二相冷媒は、室内送風ファン５６によって送られる室内の空気と熱交換する。このとき、室内熱交換器５１に送られた室内の空気は、室内熱交換器５１に流入した低温低圧の二相冷媒によって冷却され、吹出口（図示せず）から室内に吐出される。吹出口（図示せず）から室内に吐出される空気は、吸込口（図示せず）における空気の温度よりも低いため、室内の温度を下げることができる。室内熱交換器５１で熱交換された冷媒は四方弁５５を介して再び圧縮機５３に戻る。

暖房運転時、圧縮機５３より吐出された高温且つ高圧の冷媒は、四方弁５５を介して室内熱交換器５１に流入する。そして、四方弁５５、室外熱交換器５２を通過して、四方弁５５を介して圧縮機５３に戻る。

図８は本実施例５の空気調和機の室外機の外観図である。室外機内の空間は、仕切り板７０を挟んで、圧縮機５３が設置される圧縮機室Ａと、室外送風ファン５７が設置される送風機室Ｂに分割されている。圧縮機５３を駆動する電源装置などの電装品７９は、電装箱内に収納された状態で、圧縮機５３と上蓋８０の間であって、圧縮機室Ａと送風機室Ｂとに跨る位置に設置されている。また、電装品７９は、仕切り板７０の上方に位置し、仕切り板７０によって支持されている。

室外の空気は、室外送風ファン５７によって、室外機の背面側から吸い込まれ、室外熱交換器５２を通過した後、室外機の前面側（前面パネル８１）から吹き出される。

圧縮機５３すなわち電動圧縮機が備える三相交流電動機に、実施例１（図１）の電源回路によって可変電圧、可変周波数の三相交流電圧（電力）が供給され、三相交流電動機が回転すると、三相交流電動機によって圧縮機５３が駆動される。これにより、空気調和機は、上述したように冷房および暖房動作を行う。

本実施例５の空気調和機によれば、瞬時停電から電源が復帰する場合に、圧縮機を駆動する電源回路における電圧のオーバーシュートが抑制されるので、空気調和機の故障が防止され、信頼性が向上する。

なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

例えば、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子６として、図示したＩＧＢＴ限らず、ＭＯＳＦＥＴや接合型バイポーラトランジスタなどを適用しても良い。

１…三相交流電源
２…三相整流ダイオード
３…第１のリアクトル
４…第１の平滑コンデンサ
５…第２のリアクトル
６…スイッチング素子
７…逆流阻止用ダイオード
８…第２の平滑コンデンサ
９…インバータ回路
１０…モータ
１１…電流検出器
１２…電圧検出器
１３…制御回路
１４…電圧検出器
１５…昇圧駆動信号
１６…インバータ駆動信号。
５１…室内熱交換器
５２…室外熱交換器
５３…圧縮機
５４…膨張弁
５５…四方弁
５６…室内送風ファン
５７…室外送風ファン
７０…仕切り板
７９…電装品
８０…上蓋
８１…前面パネル

Claims (10)

1. 三相交流電源に接続される三相全波整流器と、
   前記三相全波整流器の直流出力側に接続される昇圧チョッパ回路と、
   前記昇圧チョッパ回路の昇圧動作を制御する制御回路と、
   を備える電源回路において、
   前記三相全波整流器の出力電圧を平滑する平滑回路を備え、
   前記昇圧チョッパ回路は、前記平滑回路に接続され、
   前記制御回路は、前記平滑回路の出力に基づいて前記昇圧チョッパ回路の前記昇圧動作を停止することを特徴とする電源回路。
2. 請求項１に記載される電源回路において、
   前記平滑回路は、前記三相全波整流器に接続される第１のリアクトルと、前記第１のリアクトルを介して前記三相全波整流器に接続される第１のコンデンサを有し、
   前記平滑回路の前記出力が前記第１のコンデンサの電圧であることを特徴とする電源回路。
3. 請求項２に記載される電源回路において、
   前記第１のコンデンサの電圧を検出する電圧検出器を備え、
   前記制御回路は、前記電圧検出器の検出電圧に基づいて前記チョッパ回路の前記昇圧動作を停止することを特徴とする電源回路。
4. 請求項２に記載される電源回路において、
   前記第１のリアクトルのインダクタンスの値は、前記昇圧チョッパ回路が備える昇圧用の第２のリアクトルのインダクタンスの値以上であることを特徴とする電源回路。
5. 請求項２に記載される電源回路において、
   前記昇圧チョッパ回路が備える昇圧用の第２のコンデンサの静電容量の値は、前記第１のコンデンサの静電容量の値以下であることを特徴とする電源回路。
6. 請求項１に記載の電源回路において、
   前記昇圧チョッパ回路に接続されるインバータ回路を備えることを特徴とする電源回路。
7. 請求項６に記載の電源回路において、
   前記制御回路は、前記平滑回路の出力に基づいて前記インバータ回路の動作を停止することを特徴とする電源回路。
8. 請求項６に記載の電源回路において、
   前記制御回路は、前記チョッパ回路の昇圧動作を停止した後、前記昇圧チョッパ回路の出力電圧に基づいて前記インバータ回路の動作を停止することを特徴とする電源回路。
9. 請求項８に記載の電源回路において、
   前記昇圧チョッパ回路の出力電圧は、前記昇圧チョッパ回路が備える昇圧用の第２の平滑コンデンサの電圧であることを特徴とする電源回路。
10. 交流電動機によって圧縮機が駆動される電動圧縮機と、
    電動圧縮機に電力を供給する電源回路と、
    を備え、
    前記電動圧縮機によって圧縮される冷媒が冷暖房サイクルにおいて循環する空気調和機において、
    前記電源回路が、
    三相交流電源に接続される三相全波整流器と、
    前記三相全波整流器に接続される昇圧チョッパ回路と、
    前記昇圧チョッパ回路の昇圧動作を制御する制御回路と、
    を備える電源回路において、
    前記三相全波整流器の出力電圧を平滑する平滑回路を備え、
    前記昇圧チョッパ回路は、前記平滑回路に接続され、
    前記制御回路は、前記平滑回路の出力に基づいて前記チョッパ回路の前記昇圧動作を停止し、
    さらに、前記昇圧チョッパ回路に接続されるインバータ回路を備え、
    前記インバータ回路の出力する電力が前記電動圧縮機に供給される
    ことを特徴とする空気調和機。

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