JP2016142651A

JP2016142651A - Power sensor

Info

Publication number: JP2016142651A
Application number: JP2015019240A
Authority: JP
Inventors: 孝輔佐々木; Kosuke Sasaki; 康彦関本; Yasuhiko Sekimoto; 密岡　久仁彦; Kunihiko Mitsuoka; 久仁彦密岡
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 2015-02-03
Filing date: 2015-02-03
Publication date: 2016-08-08

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power sensor capable of outputting a power signal containing just a component of power consumed by a load without requiring a special circuit such as a low pass filter to be provided in an output stage.SOLUTION: A power sensor 1 comprises ; a charge pump 6 that receives as input, a predetermined positive voltage VDD which is based on a ground potential GND and that outputs a negative voltage -VDD obtained by inverting the polarity of the positive voltage; a current measurement circuit 2 that operates based on the positive voltage VDD and the negative voltage -VDD, measures a load current Ii flowing through a load 100 and outputs a current detection signal V1 which is based on the ground potential GND; a voltage measurement circuit 3 that operates base on the positive voltage VDD and the negative voltage -VDD, measures a load voltage VL across the load 100 and generates a voltage detection signal V2 which is based on the ground potential GND; and a multiplication circuit 4 that multiplies the current detection signal V1 and the voltage detection signal V2 together to generate a power signal Vout which is based on the ground potential GND.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、負荷で消費される電力を検出する電力センサーに関する。 The present invention relates to a power sensor that detects power consumed by a load.

従来、磁気抵抗素子を利用して負荷で消費される電力を測定できるようにした電力センサーが提案されている（例えば特許文献１）。この従来の電力センサーは、負荷に対して一次導体を直列に接続すると共に、その一次導体の近傍位置に配置した磁気抵抗素子を負荷と一次導体に対して並列に接続した構成である。そして一次導体が負荷に流れる電流に応じた磁界を発生させて磁気抵抗素子の抵抗値を変化させ、磁気抵抗素子の電圧を検出することにより負荷で消費される電力を測定する。 Conventionally, there has been proposed a power sensor that can measure power consumed by a load using a magnetoresistive element (for example, Patent Document 1). This conventional power sensor has a configuration in which a primary conductor is connected in series to a load, and a magnetoresistive element arranged in the vicinity of the primary conductor is connected in parallel to the load and the primary conductor. The primary conductor generates a magnetic field corresponding to the current flowing through the load, changes the resistance value of the magnetoresistive element, and measures the power consumed by the load by detecting the voltage of the magnetoresistive element.

国際公開第２０１２／１０５４５９号International Publication No. 2012/105459

しかしながら、上述した従来の電力センサーの場合、磁気抵抗素子の両端に現れる電圧に直流成分と交流成分とが含まれており、負荷で消費される電力が直流成分のみに現れるので、そのままでは出力信号が利用し難いという問題がある。そのため、従来の電力センサーは、出力段に高周波成分を除去するためのローパスフィルタを別途設けることが必要となり、回路規模が大きくなってしまうという問題がある。 However, in the case of the above-described conventional power sensor, the voltage appearing at both ends of the magnetoresistive element includes the DC component and the AC component, and the power consumed by the load appears only in the DC component. There is a problem that is difficult to use. For this reason, the conventional power sensor needs to be additionally provided with a low-pass filter for removing high-frequency components in the output stage, and there is a problem that the circuit scale becomes large.

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであり、出力段にローパスフィルタなどの特別な回路を設けることなく、負荷で消費される電力成分のみを含む電力信号を出力できるようにした電力センサーを提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and can output a power signal including only a power component consumed by a load without providing a special circuit such as a low-pass filter in the output stage. An object of the present invention is to provide a power sensor.

上記目的を達成するため、第１に、本発明は、負荷で消費される電力を測定する電力センサーであって、接地電位を基準にした所定の正電圧が入力され、前記正電圧の極性を反転させた負電圧を出力するチャージポンプと、前記正電圧と前記負電圧とに基づいて動作し、前記負荷に流れる負荷電流を測定して前記接地電位を基準にした電流検知信号を出力する電流測定回路と、前記正電圧と前記負電圧とに基づいて動作し、前記負荷にかかる負荷電圧を測定して前記接地電位を基準にした電圧検知信号を出力する電圧測定回路と、前記電流検知信号と前記電圧検知信号とを乗算することにより、前記接地電位を基準にした電力信号を出力する乗算回路と、を備える構成である。 In order to achieve the above object, first, the present invention provides a power sensor for measuring power consumed by a load, wherein a predetermined positive voltage based on a ground potential is input, and the polarity of the positive voltage is set. A charge pump that outputs an inverted negative voltage, and a current that operates based on the positive voltage and the negative voltage, measures a load current flowing through the load, and outputs a current detection signal based on the ground potential A voltage measuring circuit that operates based on the positive voltage and the negative voltage, measures a load voltage applied to the load, and outputs a voltage detection signal based on the ground potential; and the current detection signal And a multiplication circuit that outputs a power signal based on the ground potential by multiplying the voltage detection signal by the voltage detection signal.

第２に、本発明は、上記第１の構成において、前記電流測定回路は、前記負荷電流が流れる第１の導体の近傍位置に配置され、前記第１の導体に流れる電流によって発生する第１の磁界を検出して前記負荷電流を測定することを特徴とする構成である。 Second, the present invention is the first configuration, wherein the current measurement circuit is disposed near the first conductor through which the load current flows, and is generated by the current flowing through the first conductor. The load current is measured by detecting the magnetic field.

第３に、本発明は、上記第１又は第２の構成において、前記電圧測定回路は、前記負荷電圧を所定の抵抗比で分圧した分圧値に基づいて前記負荷電圧を測定することを特徴とする構成である。 Third, in the first or second configuration, the voltage measuring circuit measures the load voltage based on a divided voltage value obtained by dividing the load voltage by a predetermined resistance ratio. This is a characteristic configuration.

第４に、本発明は、上記第１又は第２の構成において、前記電圧測定回路は、前記負荷電圧に応じた電流が流れる第２の導体の近傍位置に配置され、前記第２の導体に流れる電流によって発生する第２の磁界を検出して前記負荷電圧を測定することを特徴とする構成である。 Fourth, the present invention is the above first or second configuration, wherein the voltage measurement circuit is disposed in the vicinity of a second conductor through which a current corresponding to the load voltage flows, and the second conductor The load voltage is measured by detecting a second magnetic field generated by a flowing current.

第５に、本発明は、上記第４の構成において、前記電流測定回路及び前記電圧測定回路は、負荷が接続された回路と絶縁された回路構成であることを特徴とするものである。 Fifth, the present invention is characterized in that, in the fourth configuration, the current measurement circuit and the voltage measurement circuit are circuit configurations insulated from a circuit to which a load is connected.

本発明によれば、乗算回路から出力される電力信号が負荷で消費される電力成分のみを含む信号となり、余分な信号成分を含まないため、出力段にローパスフィルタなどの特別な回路を設ける必要がない。それ故、回路規模を小さくでき、電力センサーを小型化することができる。 According to the present invention, the power signal output from the multiplication circuit becomes a signal including only the power component consumed by the load, and does not include an extra signal component. Therefore, it is necessary to provide a special circuit such as a low-pass filter in the output stage. There is no. Therefore, the circuit scale can be reduced and the power sensor can be reduced in size.

第１実施形態における電力センサーの構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the electric power sensor in 1st Embodiment. 第１実施形態における電力センサーの詳細な回路構成を示す図である。It is a figure which shows the detailed circuit structure of the electric power sensor in 1st Embodiment. 磁気抵抗素子の抵抗特性の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the resistance characteristic of a magnetoresistive element. 第２実施形態における電力センサーの構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the electric power sensor in 2nd Embodiment. 第２実施形態における電力センサーの詳細な回路構成を示す図である。It is a figure which shows the detailed circuit structure of the electric power sensor in 2nd Embodiment. 第２実施形態の電力センサーを１チップデバイスとして構成した場合の配置例を示す図である。It is a figure which shows the example of arrangement | positioning at the time of comprising the electric power sensor of 2nd Embodiment as a 1-chip device.

以下、本発明に関する好ましい実施形態について図面を参照しつつ詳細に説明する。尚、以下に説明する実施形態において互いに共通する部材には同一符号を付しており、それらについての重複する説明は省略する。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the embodiments described below, members that are common to each other are denoted by the same reference numerals, and redundant descriptions thereof are omitted.

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態における電力センサー１の一構成例を示す図である。この電力センサー１は、負荷１００が設けられた測定対象回路１３０の近傍位置に配置され、負荷１００に流れる負荷電流Ｉｉと、負荷１００にかかる負荷電圧ＶＬとを測定して乗算することにより、負荷１００で消費される電力を測定した電力信号Ｖｏｕｔを出力するセンサーである。測定対象回路１３０は、例えば、負荷１００に電力を供給する電源１０１と、負荷１００に対して直列に接続される第１の導体１１０と、２つの外部抵抗１０２，１０３とを有する。第１の導体１１０は、プリント基板などの基板上に形成された配線パターンやバスバーなどによって構成される。そして第１の導体１１０は、負荷電流Ｉｉが流れることにより周囲に負荷電流Ｉｉに応じた第１の磁界Ｈ１を発生させる。一方、外部抵抗１０２，１０３は、負荷１００に応じた耐圧特性を有し、互いに直列に接続される。そして外部抵抗１０２，１０３は、負荷１００に対して直列に接続されることにより負荷電圧ＶＬを所定の抵抗比で分圧した分圧信号（分圧値）Ｖｄを出力する。電力センサー１は、第１の導体１１０から発生する第１の磁界Ｈ１と、外部抵抗１０２，１０３から出力される分圧信号Ｖｄとを検知することにより、負荷１００で消費される電力を測定する。 (First embodiment)
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of the power sensor 1 according to the first embodiment of the present invention. The power sensor 1 is disposed in the vicinity of the measurement target circuit 130 provided with the load 100, and measures and multiplies the load current Ii flowing through the load 100 and the load voltage VL applied to the load 100, thereby multiplying the load. It is a sensor that outputs a power signal Vout obtained by measuring the power consumed at 100. The measurement target circuit 130 includes, for example, a power supply 101 that supplies power to the load 100, a first conductor 110 connected in series to the load 100, and two external resistors 102 and 103. The first conductor 110 is configured by a wiring pattern, a bus bar, or the like formed on a substrate such as a printed circuit board. The first conductor 110 generates a first magnetic field H1 corresponding to the load current Ii around the load current Ii flowing. On the other hand, the external resistors 102 and 103 have a withstand voltage characteristic corresponding to the load 100 and are connected in series with each other. The external resistors 102 and 103 are connected in series to the load 100 to output a divided voltage signal (divided value) Vd obtained by dividing the load voltage VL by a predetermined resistance ratio. The power sensor 1 measures the power consumed by the load 100 by detecting the first magnetic field H1 generated from the first conductor 110 and the divided voltage signal Vd output from the external resistors 102 and 103. .

電力センサー１は、電流測定回路２と、電圧測定回路３と、乗算回路４と、チャージポンプ６とを備える構成である。例えば電力センサー１は、それら複数の回路を１つの基板上に形成した１チップデバイスとして構成される。この電力センサー１は、外部接続端子として、負荷１００で消費される電力を測定した測定信号Ｖｏｕｔを出力する出力端子７と、グランドＧＮＤ（接地電位）を基準に所定の正電圧ＶＤＤを出力する外部直流電源に接続される一対の電源端子８，９とを備えている。ここで、電源端子８は、所定の正電圧である電源電圧ＶＤＤを出力する電圧源に接続され、電源端子９はグランドＧＮＤに接続される。尚、図示を省略しているが、電力センサー１には、外部接続端子として、外部抵抗１０２，１０３によって生成される分圧信号Ｖｄを入力するための入力端子も設けられる。 The power sensor 1 includes a current measurement circuit 2, a voltage measurement circuit 3, a multiplication circuit 4, and a charge pump 6. For example, the power sensor 1 is configured as a one-chip device in which the plurality of circuits are formed on one substrate. This power sensor 1 has an output terminal 7 that outputs a measurement signal Vout obtained by measuring the power consumed by the load 100 as an external connection terminal, and an external that outputs a predetermined positive voltage VDD with reference to the ground GND (ground potential). A pair of power supply terminals 8 and 9 connected to a DC power supply is provided. Here, the power supply terminal 8 is connected to a voltage source that outputs a power supply voltage VDD, which is a predetermined positive voltage, and the power supply terminal 9 is connected to the ground GND. Although not shown, the power sensor 1 is also provided with an input terminal for inputting a divided voltage signal Vd generated by the external resistors 102 and 103 as an external connection terminal.

電流測定回路２は、負荷電流Ｉｉが流れる第１の導体１１０の近傍位置に配置され、第１の導体１１０に流れる負荷電流Ｉｉによって発生する第１の磁界Ｈ１を検出して負荷電流Ｉｉを測定する回路である。この電流測定回路２は、磁界検出部１０と負荷電流検出部２０とを備えている。磁界検出部１０は、第１の導体１１０から生じる第１の磁界Ｈ１を検出し、第１の磁界Ｈ１に応じた信号を負荷電流検出部２０へ出力する。負荷電流検出部２０は、磁界検出部１０から出力される信号に基づいて負荷電流Ｉｉを検知し、負荷電流Ｉｉに応じた電流検知信号Ｖ１を出力する。 The current measuring circuit 2 is disposed in the vicinity of the first conductor 110 through which the load current Ii flows, and detects the first magnetic field H1 generated by the load current Ii flowing through the first conductor 110 to measure the load current Ii. It is a circuit to do. The current measurement circuit 2 includes a magnetic field detection unit 10 and a load current detection unit 20. The magnetic field detection unit 10 detects the first magnetic field H1 generated from the first conductor 110, and outputs a signal corresponding to the first magnetic field H1 to the load current detection unit 20. The load current detection unit 20 detects the load current Ii based on the signal output from the magnetic field detection unit 10, and outputs a current detection signal V1 corresponding to the load current Ii.

電圧測定回路３は、外部抵抗１０２，１０３によって負荷電圧ＶＬが分圧された分圧信号Ｖｄに基づき、負荷電圧ＶＬを測定する回路であり、負荷電圧ＶＬに応じた電圧検知信号Ｖ２を出力する。 The voltage measurement circuit 3 is a circuit that measures the load voltage VL based on the divided signal Vd obtained by dividing the load voltage VL by the external resistors 102 and 103, and outputs a voltage detection signal V2 corresponding to the load voltage VL. .

乗算回路４は、電流測定回路２から出力される電流検知信号Ｖ１と、電圧測定回路３から出力される電圧検知信号Ｖ２とを乗算することにより、負荷１００で消費される電力を算出する回路である。そして乗算回路４は、負荷１００で消費される電力を測定した測定信号（電力信号）Ｖｏｕｔを出力する。 The multiplication circuit 4 is a circuit that calculates the power consumed by the load 100 by multiplying the current detection signal V1 output from the current measurement circuit 2 by the voltage detection signal V2 output from the voltage measurement circuit 3. is there. The multiplication circuit 4 outputs a measurement signal (power signal) Vout obtained by measuring the power consumed by the load 100.

チャージポンプ６は、電源端子８から入力される所定の正電圧である電源電圧ＶＤＤに基づき、その電源電圧ＶＤＤの極性を反転させた負電圧−ＶＤＤを生成する回路である。そしてチャージポンプ６は、負電圧−ＶＤＤを電流測定回路２、電圧測定回路３及び乗算回路４に供給する。 The charge pump 6 is a circuit that generates a negative voltage −VDD by inverting the polarity of the power supply voltage VDD based on the power supply voltage VDD that is a predetermined positive voltage input from the power supply terminal 8. The charge pump 6 supplies the negative voltage −VDD to the current measurement circuit 2, the voltage measurement circuit 3, and the multiplication circuit 4.

図２は、電流測定回路２及び電圧測定回路３の詳細な構成を示す回路図である。第１の導体１１０は、図２に示すように概略Ｕ字状に構成される。そして第１の導体１１０は、所定の間隔で互いに平行に配置され、且つ、直列に接続された一対の第１配線パターン１１１，１１２を有しており、それら一対の第１配線パターン１１１，１１２にそれぞれ異なる方向の負荷電流Ｉｉが流れるように構成される。 FIG. 2 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the current measurement circuit 2 and the voltage measurement circuit 3. The first conductor 110 is configured in a generally U shape as shown in FIG. The first conductor 110 has a pair of first wiring patterns 111 and 112 arranged in parallel to each other at a predetermined interval and connected in series, and the pair of first wiring patterns 111 and 112. Are configured such that load currents Ii in different directions flow in the respective directions.

電流測定回路２の磁界検出部１０は、第１の導体１１０の近傍位置に設けられ、第１の導体１１０から生じる第１の磁界Ｈ１を非接触で検知する。この磁界検出部１０は、複数の磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６を備えて構成される第１のブリッジ回路１１を有している。第１のブリッジ回路１１では４つの磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６がブリッジ接続されている。これらの磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６は、磁気抵抗効果によって電気抵抗が変化する素子であり、第１の導体１１０から発生する第１の磁界Ｈ１に応じて抵抗値を変化させる。図３は、磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６の抵抗特性の一例を示す図である。尚、図３は、異方性磁気抵抗効果を示すＡＭＲ素子の特性を示している。磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６がＡＭＲ素子である場合、図３に示すように外部からの磁界Ｈが作用すると、その磁界Ｈの方向及び大きさに応じて抵抗値Ｒが変化する。また磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６がＡＭＲ素子でない場合、特性曲線は図３とは異なるものになるが、磁界Ｈの方向及び大きさに応じて抵抗値Ｒが変化する点は同様である。そのため、磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６は、ＡＭＲ素子以外の素子（例えば巨大磁気抵抗効果を示すＧＭＲ素子など）であっても良い。 The magnetic field detector 10 of the current measurement circuit 2 is provided in the vicinity of the first conductor 110 and detects the first magnetic field H1 generated from the first conductor 110 in a non-contact manner. The magnetic field detection unit 10 includes a first bridge circuit 11 that includes a plurality of magnetoresistive elements 13, 14, 15, and 16. In the first bridge circuit 11, four magnetoresistive elements 13, 14, 15 and 16 are bridge-connected. These magnetoresistive elements 13, 14, 15, and 16 are elements whose electric resistance changes due to the magnetoresistive effect, and change the resistance value according to the first magnetic field H <b> 1 generated from the first conductor 110. FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the resistance characteristics of the magnetoresistive elements 13, 14, 15 and 16. FIG. 3 shows the characteristics of the AMR element showing the anisotropic magnetoresistance effect. When the magnetoresistive elements 13, 14, 15, and 16 are AMR elements, when an external magnetic field H acts as shown in FIG. 3, the resistance value R changes according to the direction and magnitude of the magnetic field H. When the magnetoresistive elements 13, 14, 15, 16 are not AMR elements, the characteristic curve is different from that shown in FIG. 3 except that the resistance value R varies depending on the direction and magnitude of the magnetic field H. is there. Therefore, the magnetoresistive elements 13, 14, 15, and 16 may be elements other than the AMR element (for example, a GMR element exhibiting a giant magnetoresistive effect).

図２に戻り、磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６は、感度方向を同一方向に揃えた状態でＵ字状に構成された第１の導体１１０の内側に配置される。具体的に説明すると、２つの磁気抵抗素子１３，１４は、Ｕ字形状において互いに平行に延びる２つの第１配線パターン１１１，１１２のうちの一方の第１配線パターン１１１の近傍位置に設けられ、別の２つの磁気抵抗素子１５，１６は、他方の第１配線パターン１１２の近傍位置に設けられる。そして４つの磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６がブリッジ接続された第１のブリッジ回路１１は、一端が電源電圧ＶＤＤに接続され、他端がチャージポンプ６によって生成される負電圧−ＶＤＤに接続される。また第１のブリッジ回路１１は、磁気抵抗素子１３，１６を互いに接続すると共に、磁気抵抗素子１５，１４を互いに接続したクロス配線によって構成される。 Returning to FIG. 2, the magnetoresistive elements 13, 14, 15, and 16 are disposed inside the first conductor 110 configured in a U shape with the sensitivity directions aligned in the same direction. Specifically, the two magnetoresistive elements 13 and 14 are provided in the vicinity of one of the two first wiring patterns 111 and 112 extending in parallel with each other in the U shape, The other two magnetoresistive elements 15 and 16 are provided in the vicinity of the other first wiring pattern 112. In the first bridge circuit 11 in which the four magnetoresistive elements 13, 14, 15, 16 are bridge-connected, one end is connected to the power supply voltage VDD and the other end is set to the negative voltage −VDD generated by the charge pump 6. Connected. The first bridge circuit 11 is constituted by a cross wiring that connects the magnetoresistive elements 13 and 16 to each other and connects the magnetoresistive elements 15 and 14 to each other.

第１の導体１１０に負荷電流Ｉｉが流れていないときには、第１のブリッジ回路１１における２つの中点ａ，ｂの電位は互いに等しくなり、電位差は生じない。これに対し、第１の導体１１０に負荷電流Ｉｉが流れると、第１の導体１１０の周囲には負荷電流Ｉｉの方向に対して右回り方向に第１の磁界Ｈ１が発生する。このとき、一方の第１配線パターン１１１の近傍位置にある磁気抵抗素子１３，１４には、例えば図２に示すように右向き方向の磁界Ｈａが作用し、他方の第１配線パターン１１２の近傍位置にある磁気抵抗素子１５，１６には、その磁界Ｈａと大きさが等しく、且つ、逆向きの磁界Ｈｂが作用する。そして一方の第１配線パターン１１１の近傍位置にある磁気抵抗素子１３，１４の抵抗値が磁界ＨａによってΔＲだけ増加すると、他方の第１配線パターン１１２の近傍位置にある磁気抵抗素子１５，１６の抵抗値は磁界ＨｂによってΔＲだけ減少し、第１のブリッジ回路１１の２つの中点ａ，ｂのうち、第１の中点ａの電位が上がり、第２の中点ｂの電位が下がる。したがって、第１のブリッジ回路１１の２つの中点ａ，ｂには第１の導体１１０に流れる負荷電流Ｉｉに応じた電位差が現れる。 When the load current Ii does not flow through the first conductor 110, the potentials of the two middle points a and b in the first bridge circuit 11 are equal to each other, and no potential difference is generated. On the other hand, when the load current Ii flows through the first conductor 110, a first magnetic field H1 is generated around the first conductor 110 in the clockwise direction with respect to the direction of the load current Ii. At this time, a magnetic field Ha in the right direction acts on the magnetoresistive elements 13 and 14 in the vicinity of one of the first wiring patterns 111, for example, as shown in FIG. The magnetoresistive elements 15 and 16 are applied with a magnetic field Hb having the same magnitude as the magnetic field Ha and in the opposite direction. When the resistance value of the magnetoresistive elements 13 and 14 in the vicinity of one of the first wiring patterns 111 is increased by ΔR due to the magnetic field Ha, the resistance of the magnetoresistive elements 15 and 16 in the vicinity of the other first wiring pattern 112 is increased. The resistance value is decreased by ΔR due to the magnetic field Hb, and the potential of the first middle point “a” of the two middle points “a” and “b” of the first bridge circuit 11 increases and the potential of the second middle point “b” decreases. Therefore, a potential difference corresponding to the load current Ii flowing through the first conductor 110 appears at the two middle points a and b of the first bridge circuit 11.

ところで、４つの磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６には、第１の導体１１０から発生する第１の磁界Ｈ１（すなわち、Ｈａ，Ｈｂ）だけではなく、外部環境からの外部磁界が作用する。しかし、そのような外部磁界は、４つの磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６のそれぞれに対して同一方向で且つ均一に作用するため、各磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６の抵抗値は、外部磁界に対して等しい割合で増減し、第１のブリッジ回路１１の２つの中点ａ，ｂには外部磁界による電位差は生じない。すなわち、電流測定回路２は、外部磁界による影響を打ち消し、負荷電流Ｉｉが流れる第１の導体１１０から発生する第１の磁界Ｈ１に対してのみ感度を有するように構成される。 Incidentally, not only the first magnetic field H1 generated from the first conductor 110 (that is, Ha and Hb) but also an external magnetic field from the external environment acts on the four magnetoresistive elements 13, 14, 15, and 16. . However, such an external magnetic field acts uniformly on the four magnetoresistive elements 13, 14, 15, and 16 in the same direction, so that the resistance values of the magnetoresistive elements 13, 14, 15, and 16 are equal. Increases and decreases at an equal rate with respect to the external magnetic field, and no potential difference due to the external magnetic field occurs at the two middle points a and b of the first bridge circuit 11. That is, the current measurement circuit 2 is configured to cancel the influence of the external magnetic field and to have sensitivity only to the first magnetic field H1 generated from the first conductor 110 through which the load current Ii flows.

負荷電流検出部２０は、差動アンプ２１と、出力抵抗２２と、４つのコイル（第１コイル）２３，２４，２５，２６とを備えており、第１のブリッジ回路１１の２つの中点ａ，ｂに現れる電位差に基づき第１の導体１１０に流れる負荷電流Ｉｉに応じた電流検知信号Ｖ１を出力する。４つのコイル２３，２４，２５，２６は、それぞれ同一の特性を有し、第１のブリッジ回路１１を構成する４つの磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６の近傍位置に１対１で設けられる。そして各コイル２３，２４，２５，２６は直列に接続された回路構成を有し、その回路の一端が出力抵抗２２を介して差動アンプ２１の出力端に接続され、他端がグランドＧＮＤに接続される。差動アンプ２１は、２つの中点ａ，ｂの電位差に応じて電流検知信号Ｖ１を出力することにより、出力抵抗２２を介して４つのコイル２３，２４，２５，２６にコイル電流を流す。このコイル電流は、各コイル２３，２４，２５，２６から各磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６に作用している第１の磁界Ｈ１を打ち消す磁界を発生させる。つまり、差動アンプ２１は、２つの中点ａ，ｂの電位差が０になるようにコイル電流をフィードバックするのである。 The load current detection unit 20 includes a differential amplifier 21, an output resistor 22, and four coils (first coils) 23, 24, 25, and 26, and two midpoints of the first bridge circuit 11. A current detection signal V1 corresponding to the load current Ii flowing through the first conductor 110 is output based on the potential difference appearing at a and b. The four coils 23, 24, 25, and 26 have the same characteristics, and are provided in a one-to-one relationship at positions near the four magnetoresistive elements 13, 14, 15, and 16 that constitute the first bridge circuit 11. It is done. Each of the coils 23, 24, 25, and 26 has a circuit configuration connected in series. One end of the circuit is connected to the output end of the differential amplifier 21 via the output resistor 22, and the other end is connected to the ground GND. Connected. The differential amplifier 21 outputs a current detection signal V1 according to the potential difference between the two middle points a and b, thereby causing a coil current to flow through the four coils 23, 24, 25 and 26 via the output resistor 22. This coil current generates a magnetic field that cancels the first magnetic field H1 acting on each magnetoresistive element 13, 14, 15, 16 from each coil 23, 24, 25, 26. That is, the differential amplifier 21 feeds back the coil current so that the potential difference between the two middle points a and b becomes zero.

例えば、第１の導体１１０に負荷電流Ｉｉが流れていないとき、磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６には外部磁界だけが作用する。この外部磁界を例えば図３に示すＸであると仮定する。第１の導体１１０に負荷電流Ｉｉが流れ、第１の磁界Ｈ１が磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６に作用すると、各磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６の抵抗値は、図３に示す外部磁界Ｘに対応する抵抗値を中心（動作点）に、第１の磁界Ｈ１の大きさ及び方向に応じて変化する。そして磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６は、第１のブリッジ回路１１を構成することにより、外部磁界Ｘだけが作用している状態を中心とする抵抗変化を、線形とみなせる部分で動作させることができる。すなわち、第１の導体１１０に流れる負荷電流Ｉｉにより磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６の抵抗がそれぞれ線形に変化するので、負荷電流検出部２０は、コイル２３，２４，２５，２６に流すコイル電流を正確に決めることができ、第１の磁界Ｈ１をコイル電流でキャンセルすることができる。これにより、４つの磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６に対して常に外部磁界だけが作用している状態となる制御が行われ、磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６の動作点を、例えば図３においてＸで示す位置に固定することができる。したがって、第１の導体１１０に流れる負荷電流Ｉｉが変化しても磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６の抵抗値Ｒを安定させた状態で負荷電流Ｉｉを測定することができる。 For example, when the load current Ii is not flowing through the first conductor 110, only the external magnetic field acts on the magnetoresistive elements 13, 14, 15 and 16. Assume that this external magnetic field is, for example, X shown in FIG. When the load current Ii flows through the first conductor 110 and the first magnetic field H1 acts on the magnetoresistive elements 13, 14, 15, 16, the resistance values of the magnetoresistive elements 13, 14, 15, 16 are as shown in FIG. The resistance value corresponding to the external magnetic field X shown in FIG. 4 changes in accordance with the magnitude and direction of the first magnetic field H1 with the center (operation point) as the center. The magnetoresistive elements 13, 14, 15, and 16 constitute the first bridge circuit 11, and operate the resistance change centered on the state where only the external magnetic field X acts on a portion that can be regarded as linear. be able to. That is, since the resistances of the magnetoresistive elements 13, 14, 15, 16 change linearly due to the load current Ii flowing through the first conductor 110, the load current detection unit 20 flows through the coils 23, 24, 25, 26. The coil current can be accurately determined, and the first magnetic field H1 can be canceled by the coil current. As a result, control is performed so that only the external magnetic field is always applied to the four magnetoresistive elements 13, 14, 15, and 16. For example, it can be fixed at a position indicated by X in FIG. Therefore, even if the load current Ii flowing through the first conductor 110 changes, the load current Ii can be measured in a state where the resistance value R of the magnetoresistive elements 13, 14, 15, 16 is stabilized.

差動アンプ２１は、電源電圧ＶＤＤと、チャージポンプ６によって生成される負電圧−ＶＤＤとを電源としており、グランドＧＮＤを基準とした電流検知信号Ｖ１を出力する。つまり、差動アンプ２１から出力される電流検知信号Ｖ１は、負荷１００に流れる負荷電流Ｉｉの方向及び大きさに応じてグランドＧＮＤを基準にして正負双方向に変動する信号となり、負荷電流Ｉｉが０のときには電流検知信号Ｖ１は接地電位（すなわち０Ｖ）の信号となる。したがって、負荷電流Ｉｉに応じた電圧をＶｉとすると、Ｖ１＝Ｖｉとして表すことができる。 The differential amplifier 21 uses the power supply voltage VDD and the negative voltage −VDD generated by the charge pump 6 as power supplies, and outputs a current detection signal V1 with reference to the ground GND. That is, the current detection signal V1 output from the differential amplifier 21 is a signal that varies in both positive and negative directions with respect to the ground GND according to the direction and magnitude of the load current Ii flowing through the load 100, and the load current Ii is When it is 0, the current detection signal V1 is a signal of the ground potential (that is, 0V). Therefore, when the voltage corresponding to the load current Ii is Vi, it can be expressed as V1 = Vi.

電圧測定回路３は、アンプ３９を備えて構成される。アンプ３９は、外部抵抗１０２，１０３によって負荷電圧ＶＬが分圧された分圧信号Ｖｄを入力し、その分圧信号Ｖｄを所定の増幅率で増幅した電圧検知信号Ｖ２を出力する。このような電圧測定回路３は、電流測定回路２と比較すると部品数が少なく、回路規模が小さいので、小型化を図ることが可能である。アンプ３９は、電源電圧ＶＤＤと、チャージポンプ６によって生成される負電圧−ＶＤＤとを電源としており、グランドＧＮＤを基準とした電圧検知信号Ｖ２を出力する。つまり、アンプ３９から出力される電圧検知信号Ｖ２は、負荷１００にかかる負荷電圧ＶＬの方向及び大きさに応じてグランドＧＮＤを基準にして正負双方向に変動する信号となり、負荷電圧ＶＬが０のときには電圧検知信号Ｖ２は接地電位（すなわち０Ｖ）の信号となる。したがって、負荷電圧ＶＬに応じた電圧をＶｖとすると、Ｖ２＝Ｖｖとして表すことができる。 The voltage measurement circuit 3 includes an amplifier 39. The amplifier 39 receives a divided signal Vd obtained by dividing the load voltage VL by the external resistors 102 and 103, and outputs a voltage detection signal V2 obtained by amplifying the divided signal Vd with a predetermined amplification factor. Such a voltage measurement circuit 3 has a smaller number of parts and a smaller circuit scale than the current measurement circuit 2, and thus can be reduced in size. The amplifier 39 uses the power supply voltage VDD and the negative voltage −VDD generated by the charge pump 6 as power supplies, and outputs a voltage detection signal V2 with reference to the ground GND. That is, the voltage detection signal V2 output from the amplifier 39 is a signal that varies in both positive and negative directions with reference to the ground GND according to the direction and magnitude of the load voltage VL applied to the load 100, and the load voltage VL is zero. Sometimes the voltage detection signal V2 is a signal of the ground potential (that is, 0V). Therefore, when the voltage corresponding to the load voltage VL is Vv, it can be expressed as V2 = Vv.

そして乗算回路４は、電流検知信号Ｖ１と電圧検知信号Ｖ２とを乗算することにより、グランドＧＮＤを基準にした電力信号Ｖｏｕｔを生成して出力する。すなわち、乗算回路４から出力される電力信号ＶｏｕｔはＶｏｕｔ＝Ｖ１・Ｖ２＝Ｖｉ・Ｖｖとなる。乗算回路４は、負荷１００で消費される電力成分のみを含む電力信号Ｖｏｕｔを出力することが可能であり、出力段にローパスフィルタなどの特別な回路を設ける必要がない。それ故、電力センサー１の小型化を図ることも可能である。尚、乗算回路４は、外部から入力される電源電圧ＶＤＤとチャージポンプ６によって生成される負電圧−ＶＤＤとを電源電圧として動作することにより、電流検知信号Ｖ１及び電圧検知信号Ｖ２が正負いずれの値であっても電力信号Ｖｏｕｔを正常に出力することができる。 The multiplication circuit 4 multiplies the current detection signal V1 and the voltage detection signal V2 to generate and output a power signal Vout with respect to the ground GND. That is, the power signal Vout output from the multiplication circuit 4 is Vout = V1 · V2 = Vi · Vv. The multiplier circuit 4 can output the power signal Vout including only the power component consumed by the load 100, and it is not necessary to provide a special circuit such as a low-pass filter in the output stage. Therefore, it is possible to reduce the size of the power sensor 1. The multiplication circuit 4 operates using the power supply voltage VDD input from the outside and the negative voltage −VDD generated by the charge pump 6 as the power supply voltage, so that the current detection signal V1 and the voltage detection signal V2 are either positive or negative. Even if it is a value, the power signal Vout can be normally output.

このように本実施形態の電力センサー１は、外部直流電源から出力される電源電圧ＶＤＤの極性を反転させた負電圧−ＶＤＤを出力するチャージポンプ６を備えており、電流測定回路２、電圧測定回路３及び乗算回路４のそれぞれが電源電圧ＶＤＤと負電圧−ＶＤＤとに基づいて動作し、グランドＧＮＤを基準にした電流検知信号Ｖ１と電圧検知信号Ｖ２とを出力するため、乗算回路４ではそれらの電流検知信号Ｖ１と電圧検知信号Ｖ２とを単純に乗算するだけでグランドＧＮＤを基準にした電力信号Ｖｏｕｔを出力することができる。そして電力信号Ｖｏｕｔは負荷１００で消費される電力成分のみを含む信号であるため、電力信号Ｖｏｕｔに対して余分な信号処理を行う必要がなく、回路規模を小さくできるという利点がある。 As described above, the power sensor 1 of this embodiment includes the charge pump 6 that outputs the negative voltage −VDD obtained by inverting the polarity of the power supply voltage VDD output from the external DC power supply. Each of the circuit 3 and the multiplier circuit 4 operates based on the power supply voltage VDD and the negative voltage −VDD, and outputs the current detection signal V1 and the voltage detection signal V2 with respect to the ground GND. The power signal Vout based on the ground GND can be output by simply multiplying the current detection signal V1 and the voltage detection signal V2. Since the power signal Vout is a signal including only the power component consumed by the load 100, there is no need to perform extra signal processing on the power signal Vout, and there is an advantage that the circuit scale can be reduced.

（第２実施形態）
次に本発明の第２実施形態について説明する。第１実施形態で説明した電力センサー１は、電圧測定回路３が外部抵抗１０２，１０３によって生成される分圧信号Ｖｄを入力し、その分圧信号Ｖｄに基づいて負荷電圧ＶＬに応じた電圧検知信号Ｖ２を出力する。そのような電力センサー１は、測定対象回路１３０と絶縁されていないため、測定対象回路１３０に対してノイズが混入すると、そのノイズが電力センサー１の内部回路に入り込み、測定精度が低下する可能性がある。そこで、第２実施形態では、ノイズの影響を低減することが可能な構成例について説明する。 (Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the power sensor 1 described in the first embodiment, the voltage measurement circuit 3 receives the divided voltage signal Vd generated by the external resistors 102 and 103, and detects the voltage corresponding to the load voltage VL based on the divided voltage signal Vd. The signal V2 is output. Since such a power sensor 1 is not insulated from the measurement target circuit 130, if noise enters the measurement target circuit 130, the noise may enter the internal circuit of the power sensor 1 and the measurement accuracy may be reduced. There is. Therefore, in the second embodiment, a configuration example capable of reducing the influence of noise will be described.

図４は、第２実施形態における電力センサー１ａの一構成例を示す図である。この電力センサー１ａは、負荷１００が設けられた測定対象回路１３０の近傍位置に配置され、負荷１００に流れる負荷電流Ｉｉと、負荷１００にかかる負荷電圧ＶＬとを非接触で測定して乗算することにより、負荷１００で消費される電力を測定した電力信号Ｖｏｕｔを出力するセンサーである。測定対象回路１３０は、例えば、負荷１００に電力を供給する電源１０１と、負荷１００に対して直列に接続される第１の導体１１０と、負荷１００に対して並列に接続される第２の導体１２０と、第２の導体１２０に対して直列に接続される抵抗１０４とを有する。抵抗１０４は、負荷電圧ＶＬに応じた電流Ｉｖを第２の導体１２０に流すためのものである。第１及び第２の導体１１０，１２０は、プリント基板などの基板上に形成された配線パターンやバスバーなどによって構成される。そして第１の導体１１０には負荷１００に流れる負荷電流Ｉｉが流れ、第２の導体１２０には負荷１００にかかる負荷電圧ＶＬに応じた電流Ｉｖが流れる。第１の導体１１０は、負荷電流Ｉｉが流れることにより周囲に負荷電流Ｉｉに応じた第１の磁界Ｈ１を発生させる。また第２の導体１２０は、負荷電圧ＶＬに応じた電流Ｉｖが流れることにより周囲に電流Ｉｖに応じた第２の磁界Ｈ２を発生させる。電力センサー１ａは、それら第１及び第２の磁界Ｈ１，Ｈ２を非接触で検知することにより、負荷１００で消費される電力を測定する。 FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of the power sensor 1a according to the second embodiment. The power sensor 1a is disposed in the vicinity of the measurement target circuit 130 provided with the load 100, and measures and multiplies the load current Ii flowing through the load 100 and the load voltage VL applied to the load 100 in a non-contact manner. Thus, the sensor outputs a power signal Vout obtained by measuring the power consumed by the load 100. The measurement target circuit 130 includes, for example, a power supply 101 that supplies power to the load 100, a first conductor 110 connected in series to the load 100, and a second conductor connected in parallel to the load 100. 120 and a resistor 104 connected in series to the second conductor 120. The resistor 104 is for causing a current Iv corresponding to the load voltage VL to flow through the second conductor 120. The first and second conductors 110 and 120 are configured by a wiring pattern or a bus bar formed on a substrate such as a printed circuit board. A load current Ii flowing through the load 100 flows through the first conductor 110, and a current Iv corresponding to the load voltage VL applied to the load 100 flows through the second conductor 120. The first conductor 110 generates a first magnetic field H1 corresponding to the load current Ii around the load current Ii flowing. Further, the second conductor 120 generates a second magnetic field H2 corresponding to the current Iv in the surroundings when a current Iv corresponding to the load voltage VL flows. The power sensor 1a measures the power consumed by the load 100 by detecting the first and second magnetic fields H1 and H2 in a non-contact manner.

電力センサー１ａは、第１実施形態と同様に、電流測定回路２と、電圧測定回路３と、乗算回路４と、チャージポンプ６とを備え、これらの各回路を１つの基板上に形成した１チップデバイスとして構成される。電流測定回路２、乗算回路４及びチャージポンプ６は、第１実施形態で説明したものと同様である。これに対し、電圧測定回路３は、第１実施形態と異なる構成である。すなわち、電圧測定回路３は、負荷電圧ＶＬに応じた電流Ｉｖが流れる第２の導体１２０の近傍位置に配置され、第２の導体１２０に流れる電流Ｉｖによって発生する第２の磁界Ｈ２を検出して負荷電圧ＶＬを測定する。この電圧測定回路３は、磁界検出部３０と負荷電圧検出部４０とを備えている。磁界検出部３０は、第２の導体１２０から生じる第２の磁界Ｈ２を検出し、第２の磁界Ｈ２に応じた信号を負荷電圧検出部４０へ出力する。負荷電圧検出部４０は、磁界検出部３０から出力される信号に基づいて負荷電圧ＶＬを検知し、負荷電圧ＶＬに応じた電圧検知信号Ｖ２を出力する。 Similar to the first embodiment, the power sensor 1a includes a current measurement circuit 2, a voltage measurement circuit 3, a multiplication circuit 4, and a charge pump 6, and each of these circuits is formed on one substrate. Configured as a chip device. The current measurement circuit 2, the multiplication circuit 4, and the charge pump 6 are the same as those described in the first embodiment. On the other hand, the voltage measurement circuit 3 has a configuration different from that of the first embodiment. That is, the voltage measurement circuit 3 is disposed in the vicinity of the second conductor 120 through which the current Iv corresponding to the load voltage VL flows, and detects the second magnetic field H2 generated by the current Iv flowing through the second conductor 120. To measure the load voltage VL. The voltage measurement circuit 3 includes a magnetic field detection unit 30 and a load voltage detection unit 40. The magnetic field detection unit 30 detects the second magnetic field H2 generated from the second conductor 120, and outputs a signal corresponding to the second magnetic field H2 to the load voltage detection unit 40. The load voltage detection unit 40 detects the load voltage VL based on the signal output from the magnetic field detection unit 30, and outputs a voltage detection signal V2 corresponding to the load voltage VL.

図５は、電流測定回路２及び電圧測定回路３の詳細な構成を示す回路図である。尚、図５において電流測定回路２を構成する磁界検出部１０及び負荷電流検出部２０の構成は第１実施形態で説明したものと同様である。図５に示すように電圧測定回路３は、電流測定回路２と同様の構成を有している。すなわち、第２の導体１２０は、概略Ｕ字状に構成され、所定の間隔で互いに平行に配置され、且つ、直列に接続された一対の第２配線パターン１２１，１２２を有しており、それら一対の第２配線パターン１２１，１２２にそれぞれ異なる方向の電流Ｉｖが流れるように構成される。 FIG. 5 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the current measurement circuit 2 and the voltage measurement circuit 3. In addition, in FIG. 5, the structure of the magnetic field detection part 10 and the load current detection part 20 which comprise the electric current measurement circuit 2 is the same as that of what was demonstrated in 1st Embodiment. As shown in FIG. 5, the voltage measurement circuit 3 has the same configuration as the current measurement circuit 2. That is, the second conductor 120 is configured in a substantially U shape, has a pair of second wiring patterns 121 and 122 arranged in parallel with each other at a predetermined interval, and connected in series. The current Iv in different directions flows through the pair of second wiring patterns 121 and 122, respectively.

電圧測定回路３の磁界検出部３０は、第２の導体１２０の近傍位置に設けられる。この磁界検出部３０は、複数の磁気抵抗素子３３，３４，３５，３６を備えて構成される第２のブリッジ回路３１を有している。第２のブリッジ回路３１では４つの磁気抵抗素子３３，３４，３５，３６がブリッジ接続されている。これらの磁気抵抗素子３３，３４，３５，３６は、磁気抵抗効果によって電気抵抗が変化する素子であり、第２の導体１２０から発生する第２の磁界Ｈ２に応じて抵抗値を変化させる。また、これら４つの磁気抵抗素子３３，３４，３５，３６は、電流測定回路２に設けられた４つの磁気抵抗素子１３，１４，１５，１６と同じ特性を有している。 The magnetic field detector 30 of the voltage measurement circuit 3 is provided in the vicinity of the second conductor 120. The magnetic field detection unit 30 includes a second bridge circuit 31 that includes a plurality of magnetoresistive elements 33, 34, 35, and 36. In the second bridge circuit 31, four magnetoresistive elements 33, 34, 35, and 36 are bridge-connected. These magnetoresistive elements 33, 34, 35, and 36 are elements whose electric resistance changes due to the magnetoresistive effect, and change the resistance value according to the second magnetic field H <b> 2 generated from the second conductor 120. Further, these four magnetoresistive elements 33, 34, 35, 36 have the same characteristics as the four magnetoresistive elements 13, 14, 15, 16 provided in the current measuring circuit 2.

それら４つの磁気抵抗素子３３，３４，３５，３６は、感度方向を同一方向に揃えた状態でＵ字状に構成された第２の導体１２０の内側に配置される。具体的に説明すると、２つの磁気抵抗素子３３，３４は、Ｕ字形状において互いに平行に延びる２つの第２配線パターン１２１，１２２のうちの一方の第２配線パターン１２１の近傍位置に設けられ、別の２つの磁気抵抗素子３５，３６は、他方の第２配線パターン１２２の近傍位置に設けられる。そして４つの磁気抵抗素子３３，３４，３５，３６がブリッジ接続された第２のブリッジ回路３１は、一端が電源電圧ＶＤＤに接続され、他端がチャージポンプ６によって生成される負電圧−ＶＤＤに接続される。また第２のブリッジ回路３１は、磁気抵抗素子３３，３６を互いに接続すると共に、磁気抵抗素子３５，３４を互いに接続したクロス配線によって構成される。 The four magnetoresistive elements 33, 34, 35, and 36 are arranged inside the second conductor 120 configured in a U shape with the sensitivity directions aligned in the same direction. Specifically, the two magnetoresistive elements 33 and 34 are provided in the vicinity of one of the two second wiring patterns 121 and 122 extending in parallel with each other in a U shape, The other two magnetoresistive elements 35 and 36 are provided in the vicinity of the other second wiring pattern 122. In the second bridge circuit 31 in which the four magnetoresistive elements 33, 34, 35, and 36 are bridge-connected, one end is connected to the power supply voltage VDD and the other end is set to the negative voltage −VDD generated by the charge pump 6. Connected. Further, the second bridge circuit 31 is configured by a cross wiring in which the magnetoresistive elements 33 and 36 are connected to each other and the magnetoresistive elements 35 and 34 are connected to each other.

第２の導体１２０に負荷電圧ＶＬに応じた電流Ｉｖが流れていないときには、第２のブリッジ回路３１における２つの中点ｃ，ｄの電位は互いに等しくなり、電位差は生じない。これに対し、第２の導体１２０に負荷電圧ＶＬに応じた電流Ｉｖが流れると、第２の導体１２０の周囲には電流Ｉｖの方向に対して右回り方向に第２の磁界Ｈ２が発生する。このとき、一方の第２配線パターン１２１の近傍位置にある磁気抵抗素子３３，３４には、例えば図５に示すように右向き方向の磁界Ｈｃが作用し、他方の第２配線パターン１２２の近傍位置にある磁気抵抗素子３５，３６には、その磁界Ｈｃと大きさが等しく、且つ、逆向きの磁界Ｈｄが作用する。そして一方の第２配線パターン１２１の近傍位置にある磁気抵抗素子３３，３４の抵抗値が磁界ＨｃによってΔＲだけ増加すると、他方の第２配線パターン１２２の近傍位置にある磁気抵抗素子３５，３６の抵抗値は磁界ＨｄによってΔＲだけ減少し、第２のブリッジ回路３１の２つの中点ｃ，ｄのうち、第１の中点ｃの電位が上がり、第２の中点ｄの電位が下がる。したがって、第２のブリッジ回路３１の２つの中点ｃ，ｄには第２の導体１２０に流れる電流Ｉｖに応じた電位差が現れる。 When the current Iv corresponding to the load voltage VL does not flow through the second conductor 120, the potentials of the two middle points c and d in the second bridge circuit 31 are equal to each other, and no potential difference is generated. On the other hand, when the current Iv corresponding to the load voltage VL flows through the second conductor 120, the second magnetic field H2 is generated around the second conductor 120 in the clockwise direction with respect to the direction of the current Iv. . At this time, a magnetic field Hc in the rightward direction acts on the magnetoresistive elements 33 and 34 in the vicinity of one second wiring pattern 121 as shown in FIG. 5, for example, and the position in the vicinity of the other second wiring pattern 122. The magnetoresistive elements 35 and 36 are applied with a magnetic field Hd having the same magnitude as the magnetic field Hc and in the opposite direction. When the resistance value of the magnetoresistive elements 33 and 34 near the second wiring pattern 121 is increased by ΔR by the magnetic field Hc, the magnetoresistive elements 35 and 36 near the other second wiring pattern 122 The resistance value decreases by ΔR due to the magnetic field Hd, and the potential of the first midpoint c of the two midpoints c and d of the second bridge circuit 31 increases and the potential of the second midpoint d decreases. Therefore, a potential difference corresponding to the current Iv flowing through the second conductor 120 appears at the two middle points c and d of the second bridge circuit 31.

また４つの磁気抵抗素子３３，３４，３５，３６には外部環境からの外部磁界も作用するが、第２のブリッジ回路３１は、そのような外部磁界による影響を打ち消すことができるため、電流Ｉｖによって第２の導体１２０から発生する第２の磁界Ｈ２に対してのみ感度を有する。 The four magnetoresistive elements 33, 34, 35, and 36 are also affected by an external magnetic field from the external environment. However, since the second bridge circuit 31 can cancel the influence of such an external magnetic field, the current Iv. Therefore, only the second magnetic field H2 generated from the second conductor 120 is sensitive.

負荷電圧検出部４０は、差動アンプ４１と、出力抵抗４２と、４つのコイル（第２コイル）４３，４４，４５，４６とを備えており、第２のブリッジ回路３１の２つの中点ｃ，ｄに現れる電位差に基づき第２の導体１２０に流れる電流Ｉｖに応じた電圧検知信号Ｖ２を出力する。４つのコイル４３，４４，４５，４６は、それぞれ同一の特性を有し、第２のブリッジ回路３１を構成する４つの磁気抵抗素子３３，３４，３５，３６の近傍位置に１対１で設けられる。そして各コイル４３，４４，４５，４６は直列に接続された回路構成を有し、その回路の一端が出力抵抗４２を介して差動アンプ４１の出力端に接続され、他端がグランドＧＮＤに接続される。差動アンプ４１は、２つの中点ｃ，ｄの電位差に応じて電圧検知信号Ｖ２を出力することにより、出力抵抗４２を介して４つのコイル４３，４４，４５，４６にコイル電流を流す。このコイル電流は、各コイル４３，４４，４５，４６から各磁気抵抗素子３３，３４，３５，３６に作用している第２の磁界Ｈ２を打ち消す磁界を発生させる。つまり、差動アンプ４１は、２つの中点ｃ，ｄの電位差が０になるようにコイル電流をフィードバックするのである。これにより、４つの磁気抵抗素子３３，３４，３５，３６に対して常に外部磁界だけが作用している状態となる制御が行われ、磁気抵抗素子３３，３４，３５，３６の動作点を、例えば図３においてＸで示す位置に固定することができる。したがって、負荷電圧ＶＬの変化によって第２の導体１２０に流れる電流Ｉｖが変化した場合であっても磁気抵抗素子３３，３４，３５，３６の抵抗値Ｒを安定させた状態で負荷電圧ＶＬに応じた電流Ｉｖを測定することができる。 The load voltage detection unit 40 includes a differential amplifier 41, an output resistor 42, and four coils (second coils) 43, 44, 45, 46, and two midpoints of the second bridge circuit 31. The voltage detection signal V2 corresponding to the current Iv flowing through the second conductor 120 is output based on the potential difference appearing at c and d. The four coils 43, 44, 45, 46 have the same characteristics, and are provided in a one-to-one relationship in the vicinity of the four magnetoresistive elements 33, 34, 35, 36 constituting the second bridge circuit 31. It is done. Each of the coils 43, 44, 45, and 46 has a circuit configuration connected in series, and one end of the circuit is connected to the output end of the differential amplifier 41 via the output resistor 42, and the other end is connected to the ground GND. Connected. The differential amplifier 41 outputs a voltage detection signal V2 according to the potential difference between the two middle points c and d, thereby causing a coil current to flow through the four coils 43, 44, 45, and 46 via the output resistor 42. This coil current generates a magnetic field that cancels the second magnetic field H2 acting on each magnetoresistive element 33, 34, 35, 36 from each coil 43, 44, 45, 46. That is, the differential amplifier 41 feeds back the coil current so that the potential difference between the two middle points c and d becomes zero. Thus, control is performed so that only the external magnetic field is always applied to the four magnetoresistive elements 33, 34, 35, and 36, and the operating points of the magnetoresistive elements 33, 34, 35, and 36 are For example, it can be fixed at a position indicated by X in FIG. Therefore, even when the current Iv flowing through the second conductor 120 changes due to the change of the load voltage VL, the resistance value R of the magnetoresistive elements 33, 34, 35, 36 is stabilized in accordance with the load voltage VL. Current Iv can be measured.

差動アンプ４１は、電源電圧ＶＤＤと、チャージポンプ６によって生成される負電圧−ＶＤＤとを電源としており、グランドＧＮＤを基準とした電圧検知信号Ｖ２を出力する。つまり、差動アンプ４１から出力される電圧検知信号Ｖ２は、負荷１００にかかる負荷電圧ＶＬの方向及び大きさに応じてグランドＧＮＤを基準にして正負双方向に変動する信号となり、負荷電圧ＶＬが０のときには電圧検知信号Ｖ２は接地電位（すなわち０Ｖ）の信号となる。したがって、負荷電圧ＶＬに応じた電圧をＶｖとすると、Ｖ２＝Ｖｖとして表すことができる。 The differential amplifier 41 uses the power supply voltage VDD and the negative voltage −VDD generated by the charge pump 6 as power supplies, and outputs a voltage detection signal V2 with reference to the ground GND. That is, the voltage detection signal V2 output from the differential amplifier 41 becomes a signal that varies in both positive and negative directions with respect to the ground GND according to the direction and magnitude of the load voltage VL applied to the load 100, and the load voltage VL is When it is 0, the voltage detection signal V2 is a signal of the ground potential (that is, 0V). Therefore, when the voltage corresponding to the load voltage VL is Vv, it can be expressed as V2 = Vv.

そして乗算回路４は、第１実施形態と同様に、電流測定回路２から出力される電流検知信号Ｖ１と、電圧測定回路３から出力される電圧検知信号Ｖ２とを乗算することにより、グランドＧＮＤを基準にした電力信号Ｖｏｕｔを生成して出力する。そして本実施形態においても、乗算回路４から出力される電力信号ＶｏｕｔはＶｏｕｔ＝Ｖ１・Ｖ２＝Ｖｉ・Ｖｖとなり、負荷１００で消費される電力成分のみを含む電力信号Ｖｏｕｔを出力することができるため、出力段にローパスフィルタなどの特別な回路を設ける必要がない。それ故、電力センサー１ａの小型化を図ることも可能である。 As in the first embodiment, the multiplication circuit 4 multiplies the current detection signal V1 output from the current measurement circuit 2 by the voltage detection signal V2 output from the voltage measurement circuit 3, thereby obtaining the ground GND. A reference power signal Vout is generated and output. Also in this embodiment, the power signal Vout output from the multiplication circuit 4 is Vout = V1 · V2 = Vi · Vv, and the power signal Vout including only the power component consumed by the load 100 can be output. It is not necessary to provide a special circuit such as a low-pass filter at the output stage. Therefore, it is possible to reduce the size of the power sensor 1a.

図６は、電力センサー１ａを１チップデバイスとして構成した場合の配置例を示す図である。例えば図６に示すように、電力センサー１ａが実装される基板上において第１及び第２の導体１１０，１２０は、互いに絶縁された状態で上下方向に重ね合わせられ、第１の導体１１０を構成する一対の第１配線パターン１１１，１１２と、第２の導体１２０を構成する一対の第２配線パターン１２１，１２２とが直交するように交叉させた状態に配線される。そして１チップデバイスとして構成される電力センサー１ａは、第１配線パターン１１１，１１２と第２配線パターン１２１，１２２とが交叉して形成される矩形領域の内側に配置される。そして磁気抵抗素子１３〜１６，３３〜３６は、１チップデバイスの周縁部に配置され、第１配線パターン１１１，１１２又は第２配線パターン１２１，１２２の近傍位置に設けられる。例えば、磁気抵抗素子１３，１４は一方の第１配線パターン１１１の近傍位置に配置され、磁気抵抗素子１５，１６は他方の第１配線パターン１１２の近傍位置に配置される。また磁気抵抗素子３３，３４は一方の第２配線パターン１２１の近傍位置に配置され、磁気抵抗素子３５，３６は他方の第２配線パターン１２２の近傍位置に配置される。このような配置によれば、磁気抵抗素子１３，１４は、第１配線パターン１１１から発生する磁界に対して高い感度を有し、他の配線パターン１１２，１２１，１２２から発生する磁界に対する感度が低くなるため、他の配線パターン１１２，１２１，１２２から発生する磁界と干渉することなく、第１配線パターン１１１から発生する磁界を検知することが可能である。また磁気抵抗素子１５，１６は、第１配線パターン１１２から発生する磁界に対して高い感度を有し、他の配線パターン１１１，１２１，１２２から発生する磁界に対する感度が低くなるため、他の配線パターン１１１，１２１，１２２から発生する磁界と干渉することなく、第１配線パターン１１２から発生する磁界を検知することが可能である。また磁気抵抗素子３３，３４は、第２配線パターン１２１から発生する磁界に対して高い感度を有し、他の配線パターン１１１，１１２，１２２から発生する磁界に対する感度が低くなるため、他の配線パターン１１１，１１２，１２２から発生する磁界と干渉することなく、第２配線パターン１２１から発生する磁界を検知することが可能である。さらに磁気抵抗素子３５，３６は、第２配線パターン１２２から発生する磁界に対して高い感度を有し、他の配線パターン１１１，１１２，１２１から発生する磁界に対する感度が低くなるため、他の配線パターン１１１，１１２，１２１から発生する磁界と干渉することなく、第２配線パターン１２２から発生する磁界を検知することが可能である。したがって、一対の第１配線パターン１１１，１１２と一対の第２配線パターン１２１，１２２とを互いに交叉させ、各磁気抵抗素子１３〜１６，３３〜３６を上記のように配置することにより、各磁気抵抗素子１３〜１６，３３〜３６は、第１の導体１１０又は第２の導体１２０に電流が流れることによって発生する磁界を良好に検知することができるようになる。また磁気抵抗素子以外の回路素子は、１チップデバイスの中央に配置される。尚、図６は、一対の第１配線パターン１１１，１１２と、一対の第２配線パターン１２１，１２２とが直交する場合を例示しているが、各磁気抵抗素子１３〜１６，３３〜３６において検知対象となる磁界を他の磁界と干渉させることなく検知することができるのであれば、一対の第１配線パターン１１１，１１２と一対の第２配線パターン１２１，１２２とは、必ずしも直交するものに限られない。 FIG. 6 is a diagram illustrating an arrangement example when the power sensor 1a is configured as a one-chip device. For example, as shown in FIG. 6, the first and second conductors 110 and 120 are stacked in the vertical direction while being insulated from each other on the substrate on which the power sensor 1 a is mounted, thereby forming the first conductor 110. The pair of first wiring patterns 111 and 112 and the pair of second wiring patterns 121 and 122 constituting the second conductor 120 are wired so as to cross each other at right angles. The power sensor 1a configured as a one-chip device is disposed inside a rectangular region formed by intersecting the first wiring patterns 111 and 112 and the second wiring patterns 121 and 122. The magnetoresistive elements 13 to 16 and 33 to 36 are arranged at the peripheral edge of the one-chip device, and are provided in the vicinity of the first wiring patterns 111 and 112 or the second wiring patterns 121 and 122. For example, the magnetoresistive elements 13 and 14 are disposed in the vicinity of one first wiring pattern 111, and the magnetoresistive elements 15 and 16 are disposed in the vicinity of the other first wiring pattern 112. The magnetoresistive elements 33 and 34 are disposed in the vicinity of one second wiring pattern 121, and the magnetoresistive elements 35 and 36 are disposed in the vicinity of the other second wiring pattern 122. According to such an arrangement, the magnetoresistive elements 13 and 14 have high sensitivity to the magnetic field generated from the first wiring pattern 111 and are sensitive to magnetic fields generated from the other wiring patterns 112, 121, and 122. Therefore, the magnetic field generated from the first wiring pattern 111 can be detected without interfering with the magnetic field generated from the other wiring patterns 112, 121, and 122. In addition, the magnetoresistive elements 15 and 16 have high sensitivity to the magnetic field generated from the first wiring pattern 112 and low sensitivity to the magnetic field generated from the other wiring patterns 111, 121, and 122. The magnetic field generated from the first wiring pattern 112 can be detected without interfering with the magnetic field generated from the patterns 111, 121, and 122. In addition, the magnetoresistive elements 33 and 34 have high sensitivity to the magnetic field generated from the second wiring pattern 121 and have low sensitivity to the magnetic field generated from the other wiring patterns 111, 112, and 122. The magnetic field generated from the second wiring pattern 121 can be detected without interfering with the magnetic field generated from the patterns 111, 112, and 122. In addition, the magnetoresistive elements 35 and 36 have high sensitivity to the magnetic field generated from the second wiring pattern 122, and the sensitivity to the magnetic field generated from the other wiring patterns 111, 112, and 121 is low. The magnetic field generated from the second wiring pattern 122 can be detected without interfering with the magnetic field generated from the patterns 111, 112, and 121. Therefore, the pair of first wiring patterns 111 and 112 and the pair of second wiring patterns 121 and 122 are crossed with each other, and the magnetoresistive elements 13 to 16 and 33 to 36 are arranged as described above, whereby The resistance elements 13 to 16 and 33 to 36 can detect a magnetic field generated when a current flows through the first conductor 110 or the second conductor 120. Circuit elements other than the magnetoresistive element are arranged in the center of the one-chip device. 6 illustrates the case where the pair of first wiring patterns 111 and 112 and the pair of second wiring patterns 121 and 122 are orthogonal to each other. In each of the magnetoresistive elements 13 to 16 and 33 to 36, FIG. If the magnetic field to be detected can be detected without interfering with other magnetic fields, the pair of first wiring patterns 111 and 112 and the pair of second wiring patterns 121 and 122 are not necessarily orthogonal to each other. Not limited.

上記のように構成される電力センサー１ａは、センサー内部において、電流測定回路２、電圧測定回路３、乗算回路４及びチャージポンプ６のそれぞれを、負荷１００が接続された測定対象回路１３０と絶縁させた回路構成である。そのため、測定対象回路１３０に対してノイズが混入した場合であっても、電力センサー１ａは、そのようなノイズの影響を受け難く、負荷１００で消費される電力の測定精度を向上させることができる。 The power sensor 1a configured as described above insulates each of the current measurement circuit 2, the voltage measurement circuit 3, the multiplication circuit 4, and the charge pump 6 from the measurement target circuit 130 to which the load 100 is connected. Circuit configuration. Therefore, even when noise is mixed in the measurement target circuit 130, the power sensor 1a is not easily affected by such noise and can improve the measurement accuracy of the power consumed by the load 100. .

（変形例）
以上、本発明に関する幾つかの実施形態について説明したが、本発明は上述したものに限定されるものではなく、種々の変形例が適用可能である。例えば、上記実施形態では、電流測定回路２と、電圧測定回路３と、乗算回路４と、チャージポンプ６とが１つの基板上に形成された１チップデバイスとして構成される場合を例示した。しかし、これに限られるものではなく、少なくとも電流測定回路２と電圧測定回路３とが１つのチップ上に形成されるものであれば良い。例えば、第２実施形態の電力センサー１ａの場合、少なくとも電流測定回路２と電圧測定回路３とが１つのチップ上に形成されていれば、そのチップを図６に示したように配置することにより、負荷電流Ｉｉと負荷電圧ＶＬとを同時に非接触で測定することができるようになる。 (Modification)
As mentioned above, although several embodiment regarding this invention was described, this invention is not limited to what was mentioned above, A various modification is applicable. For example, in the above embodiment, the case where the current measurement circuit 2, the voltage measurement circuit 3, the multiplication circuit 4, and the charge pump 6 are configured as a one-chip device formed on one substrate has been illustrated. However, the present invention is not limited to this, as long as at least the current measurement circuit 2 and the voltage measurement circuit 3 are formed on one chip. For example, in the case of the power sensor 1a of the second embodiment, if at least the current measurement circuit 2 and the voltage measurement circuit 3 are formed on one chip, the chip is arranged as shown in FIG. The load current Ii and the load voltage VL can be measured simultaneously without contact.

また上記第１及び第２実施形態において、第１及び第２のブリッジ回路１１，３１を構成する４つの抵抗が全て磁気抵抗素子１３〜１６，３３〜３６で構成される場合を例示したが、これに限られるものではなく、例えば第１及び第２のブリッジ回路１１，３１のそれぞれに磁気抵抗素子を２つずつ設けた構成としても良い。この場合、各ブリッジ回路１１，３１における他の２つの抵抗は固定抵抗として設けられる。各ブリッジ回路１１，３１に設ける磁気抵抗素子の数を２つにすれば、それら磁気抵抗素子の近傍に配置するコイルの数を低減することができるため、回路規模をより小さくできるという利点がある。ただし、磁気抵抗素子の数を２つにすると、各ブリッジ回路１１，３１において外部磁場の影響を良好に打ち消すことができなくなる。そのため、第１及び第２のブリッジ回路１１，３１は、４つの抵抗が全て磁気抵抗素子１３〜１６，３３〜３６で構成することが好ましい。 Moreover, in the said 1st and 2nd embodiment, although the four resistors which comprise the 1st and 2nd bridge circuits 11 and 31 comprised all the magnetoresistive elements 13-16 and 33-36, For example, the first and second bridge circuits 11 and 31 may be provided with two magnetoresistive elements. In this case, the other two resistors in each of the bridge circuits 11 and 31 are provided as fixed resistors. If the number of the magnetoresistive elements provided in each of the bridge circuits 11 and 31 is two, the number of coils arranged in the vicinity of the magnetoresistive elements can be reduced, so that the circuit scale can be further reduced. . However, if the number of magnetoresistive elements is two, the influence of the external magnetic field cannot be canceled satisfactorily in each of the bridge circuits 11 and 31. Therefore, it is preferable that the first and second bridge circuits 11 and 31 are configured by the magnetoresistive elements 13 to 16 and 33 to 36, all of the four resistors.

１，１ａ…電力センサー、２…電流測定回路、３…電圧測定回路、４…乗算回路、６…チャージポンプ、１１…第１のブリッジ回路、１３〜１６…磁気抵抗素子、２３〜２６…コイル（第１コイル）、３１…第２のブリッジ回路、３３〜３６…磁気抵抗素子、４３〜４６…コイル（第２コイル）、１１０…第１の導体、１１１，１１２…第１配線パターン、１２０…第２の導体、１２１，１２２…第２配線パターン、１００…負荷。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1, 1a ... Power sensor, 2 ... Current measurement circuit, 3 ... Voltage measurement circuit, 4 ... Multiplication circuit, 6 ... Charge pump, 11 ... 1st bridge circuit, 13-16 ... Magnetoresistive element, 23-26 ... Coil (First coil), 31 ... second bridge circuit, 33 to 36 ... magnetoresistive element, 43 to 46 ... coil (second coil), 110 ... first conductor, 111, 112 ... first wiring pattern, 120 ... 2nd conductor, 121,122 ... 2nd wiring pattern, 100 ... load.

Claims

A power sensor that measures power consumed by a load,
A charge pump that receives a predetermined positive voltage based on the ground potential and outputs a negative voltage obtained by inverting the polarity of the positive voltage;
A current measuring circuit that operates based on the positive voltage and the negative voltage, measures a load current flowing through the load, and outputs a current detection signal based on the ground potential;
A voltage measuring circuit that operates based on the positive voltage and the negative voltage, measures a load voltage applied to the load, and outputs a voltage detection signal based on the ground potential;
A multiplication circuit that outputs a power signal based on the ground potential by multiplying the current detection signal and the voltage detection signal;
A power sensor comprising:

The current measuring circuit is arranged in the vicinity of the first conductor through which the load current flows, and measures the load current by detecting a first magnetic field generated by the current flowing through the first conductor. The power sensor according to claim 1.

The power sensor according to claim 1, wherein the voltage measurement circuit measures the load voltage based on a divided value obtained by dividing the load voltage by a predetermined resistance ratio.

The voltage measurement circuit is arranged in the vicinity of the second conductor through which a current corresponding to the load voltage flows, and detects the second magnetic field generated by the current flowing through the second conductor to measure the load voltage. The power sensor according to claim 1, wherein the power sensor is a power sensor.

The power sensor according to claim 4, wherein the current measurement circuit and the voltage measurement circuit have a circuit configuration insulated from a circuit to which a load is connected.