JP2016123148A - Switching power supply - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、交流電力を直流電力へ変換するコンバータ動作を行うスイッチング電源装置(コンバータ装置)に関するものであり、特にワイドバンドギャップ半導体を用いた電源装置に適用可能な技術に関するものである。 The present invention relates to a switching power supply device (converter device) that performs a converter operation for converting alternating current power into direct current power, and particularly relates to a technique applicable to a power supply device using a wide band gap semiconductor.
交流電力を直流電力へ変換する従来のスイッチング電源装置では、入力電力の力率改善機能および出力電圧の昇圧機能を実現する為に、リアクタとダイオードとスイッチング素子からなる昇圧回路を用いる構成が一般的であった。代表例として、いわゆる昇圧チョッパ回路を用いたスイッチング電源装置が挙げられる。 A conventional switching power supply device that converts AC power to DC power generally uses a booster circuit composed of a reactor, a diode, and a switching element to realize a power factor improvement function for input power and a boost function for output voltage. Met. A representative example is a switching power supply device using a so-called boost chopper circuit.
従来の標準的な昇圧チョッパ回路は、交流電力を全波整流する整流用ダイオードブリッジと、整流用ダイオードブリッジの正側出力に一端を接続したリアクタと、リアクタの他端にアノードを接続した逆流阻止用ダイオードと、逆流阻止用ダイオードのアノードと整流用ダイオードブリッジの負側出力の間に接続されたスイッチング素子と、逆流阻止用ダイオードのカソードと整流用ダイオードブリッジの負側出力の間に接続された電解コンデンサとを備え、スイッチング素子を適切にオン・オフ制御することで電源の力率を高めつつ、電解コンデンサの端子間から直流電圧を取り出すように構成されていた。 The conventional standard step-up chopper circuit has a rectifier diode bridge for full-wave rectification of AC power, a reactor with one end connected to the positive output of the rectifier diode bridge, and a reverse flow prevention with an anode connected to the other end of the reactor. Diode, a switching element connected between the anode of the reverse current blocking diode and the negative output of the rectifying diode bridge, and connected between the cathode of the reverse current blocking diode and the negative output of the rectifying diode bridge An electrolytic capacitor is provided, and a DC voltage is extracted from between terminals of the electrolytic capacitor while increasing the power factor of the power source by appropriately turning on and off the switching element.
また、昇圧チョッパ回路の応用形として、いわゆるブリッジレス力率改善回路が提案されている。このブリッジレス力率改善回路は、リアクタとスイッチング素子とダイオードからなる昇圧部を交流電源の2つの電力線のそれぞれに接続し、2つの昇圧部の出力電圧を電解コンデンサで平滑化し、スイッチング素子を適切にオン・オフ制御することで電源の力率を高めつつ、電解コンデンサの端子間から直流電圧を取り出すように構成されていた。このブリッジレス力率改善回路は前述の標準的な昇圧チョッパ回路に比べ、交流電源から直流電圧出力に至る電流経路においてダイオードが1つ削減されている為、ダイオード1つ分の導通損失を抑制することができる。この為、スイッチング電源装置で生じる損失を低減でき、電力変換効率を改善することができるという特徴がある(例えば、特許文献1参照)。 A so-called bridgeless power factor correction circuit has been proposed as an applied form of the boost chopper circuit. In this bridgeless power factor correction circuit, a booster composed of a reactor, a switching element, and a diode is connected to each of the two power lines of the AC power supply, and the output voltage of the two boosters is smoothed by an electrolytic capacitor, so that the switching element is appropriately On and off control, the power factor of the power supply is increased, and a DC voltage is extracted from between the terminals of the electrolytic capacitor. Since this bridgeless power factor correction circuit has one diode reduced in the current path from the AC power supply to the DC voltage output as compared with the above-described standard step-up chopper circuit, the conduction loss for one diode is suppressed. be able to. For this reason, the loss which arises in a switching power supply device can be reduced, and the power conversion efficiency can be improved (for example, refer patent document 1).
また、ブリッジレスブースト型のコンバータにおいて、昇圧部のスイッチング素子をMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor:MOS型電界効果トランジスタ)などの双方向に導通可能な素子とし、MOSFETの寄生ダイオードに電流が流れるタイミングでMOSFETをオン駆動させることで、昇圧部でさらに寄生ダイオード1つ分の損失を抑える、いわゆる同期整流を実現することも知られていた(例えば、特許文献2参照)。 In the bridgeless boost type converter, the switching element of the booster is a bidirectionally conductive element such as a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) and is used as a parasitic diode of the MOSFET. It has also been known to realize so-called synchronous rectification in which the MOSFET is turned on at the timing of current flow to further suppress the loss of one parasitic diode in the booster (see, for example, Patent Document 2).
また、スイッチング電源装置などの電子機器の損失を更に抑制させる手段として、ワイドバンドギャップ半導体素子を導入することも行われている。スイッチング電源装置に使用されるダイオードおよびスイッチング素子は、現在ではシリコン(以下Siと略す)で形成された半導体素子を使用するのが一般的であるが、半導体素子の素材をシリコンからワイドバンドギャップ半導体(代表例として、シリコンカーバイド(以下SiCと略す)、ガリウムナイトライド(以下GaNと略す)が挙げられる)に置き換えることで、素子の導通損失およびスイッチング損失を低減できることが知られている。 In addition, as a means for further suppressing loss of electronic equipment such as a switching power supply device, a wide band gap semiconductor element has been introduced. The diodes and switching elements used in switching power supply devices are generally semiconductor elements formed of silicon (hereinafter abbreviated as Si), but the semiconductor elements are made of silicon and wide band gap semiconductors. (As a typical example, it is known that the conduction loss and switching loss of an element can be reduced by replacing with silicon carbide (hereinafter abbreviated as SiC) and gallium nitride (hereinafter abbreviated as GaN).
スイッチング電源装置においてワイドバンドギャップ半導体で形成されたスイッチング素子やダイオードを導入すれば損失低減が可能になるものの、ワイドバンドギャップ半導体素子は現状ではシリコン半導体素子に対しコストが非常に高く、むやみに導入することはスイッチング電源装置の大幅なコストアップにつながるという問題点があった。 Loss can be reduced by introducing switching elements and diodes made of wide bandgap semiconductors in switching power supply devices, but wide bandgap semiconductor elements are currently much more expensive than silicon semiconductor elements and are introduced unnecessarily. There is a problem in that doing so leads to a significant cost increase of the switching power supply device.
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、本発明の第1の目的は、ワイドバンドギャップ半導体素子を活用しつつ、装置の製造コストを抑制できるスイッチング電源装置を得ることである。また、本発明の第2の目的は、スイッチング電源装置の損失を抑制できる制御動作を実現するスイッチング電源装置を得ることである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and a first object of the present invention is to obtain a switching power supply device that can suppress the manufacturing cost of the device while utilizing a wide band gap semiconductor element. That is. A second object of the present invention is to obtain a switching power supply device that realizes a control operation capable of suppressing loss of the switching power supply device.
本発明のスイッチング電源装置は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するスイッチング電源装置であって、 直流負荷が接続され、前記直流電力を平滑する平滑手段と、 前記交流電源に一端が接続されたリアクタと、アノードが前記リアクタの他端に接続され、カソードが前記平滑コンデンサの正極側端子に接続された逆流阻止用ダイオードと、前記逆流阻止用ダイオードのアノードと前記平滑コンデンサの負極側端子の間に接続されたスイッチング手段とを有する複数個の昇圧部と、 前記スイッチング手段をオン・オフ駆動制御する制御部とを備え、 少なくとも1つの前記昇圧部のスイッチング手段はワイドバンドギャップ半導体素子によって形成されていることを特徴とするものである。 The switching power supply device of the present invention is a switching power supply device that converts AC power supplied from an AC power source into DC power, and is connected to a DC load, smoothing means for smoothing the DC power, and one end of the AC power source. Connected to the other end of the reactor, and a cathode connected to the positive terminal of the smoothing capacitor, an anode of the reverse current blocking diode, and a negative electrode of the smoothing capacitor A plurality of boosting units having switching means connected between side terminals; and a control unit for controlling on / off driving of the switching means, wherein at least one of the boosting unit switching means is a wide band gap semiconductor. It is formed by an element.
本発明のスイッチング電源装置は、複数個の昇圧部を設けて各スイッチング素子に流れる電流を低減するようにしたので、スイッチング手段として電流容量の小さいワイドバンドギャップ半導体によって形成された素子を使用することができ、すべてのスイッチング手段をシリコン半導体で形成された素子にした場合よりもスイッチング電源装置全体のコストを削減しつつ、かつワイドバンドギャップ半導体素子の低損失のメリットを生かすことができ、電力変換効率が高いスイッチング電源装置を得ることができる。 Since the switching power supply device of the present invention is provided with a plurality of boosting sections to reduce the current flowing through each switching element, an element formed of a wide band gap semiconductor having a small current capacity is used as the switching means. It is possible to reduce the cost of the entire switching power supply device compared to the case where all switching means are elements made of silicon semiconductors, and to take advantage of the low loss of wide band gap semiconductor elements, and to convert power A switching power supply device with high efficiency can be obtained.
実施の形態1.
実施の形態1におけるスイッチング電源装置について、図に基づいて構成及び動作を説明する。図1に本実施の形態のスイッチング電源装置を含むシステム構成を示す。本システムは、交流電源(AC)2と、交流電源2から供給される交流電力を直流電力に変換して出力するスイッチング電源装置1と、スイッチング電源装置1の出力に接続され、この変換後の直流電力を消費する直流負荷3とから構成される。交流電源2は2つの電源線(L側,N側)を経由してスイッチング電源装置1に交流電力を供給する。直流負荷3の一例としてはインバータ及びこのインバータによって駆動されるモータの組み合わせが想定される。
The configuration and operation of the switching power supply according to
次にスイッチング電源装置1の構成を説明する。スイッチング電源装置1は、交流電源2のL側電源線に並列接続された昇圧部4及び昇圧部5と、交流電源2のN側電源線に並列接続された昇圧部6及び昇圧部7と、これら4つの昇圧部4〜7の出力に設けられ直流電力を平滑化する平滑手段である平滑コンデンサ8と、平滑コンデンサ8の端子間電圧である直流出力電圧Voutを検出する出力電圧検出部9と、直流負荷3に流れる負荷電流を検出する電流検出部10と、出力電圧検出部9及び電流検出部10が検出した電圧及び電流に基づいて昇圧部4〜7を制御する制御部11とから構成される。電流検出部10は例えばシャント抵抗及びこのシャント抵抗の端子間電圧を検出する手段で構成することができる。平滑コンデンサ8には電解コンデンサを用いることができる。また、平滑コンデンサ8の負極側端子はGND接続(接地)することで、直流出力電圧Voutの基準電位をGNDにしている。
Next, the configuration of the switching
昇圧部4は、L側電源線に一端が接続されたリアクタL1,アノードがリアクタL1の他端に接続され、カソードが平滑コンデンサ8の正極側端子に接続された逆流阻止用ダイオードd1,逆流阻止用ダイオードd1のアノードと平滑コンデンサ8の負極側端子の間に接続されたスイッチング素子Q1,及びスイッチング素子Q1に逆並列接続したダイオードD1から構成される。
The step-
昇圧部5〜7は、それぞれ昇圧部4と同一構成であり、昇圧部5はリアクタL2,ダイオードd2,スイッチング素子Q2,ダイオードD2から構成され、昇圧部6はリアクタL3,ダイオードd3,スイッチング素子Q3,ダイオードD3から構成され、昇圧部7はリアクタL4,ダイオードd4,スイッチング素子Q4,ダイオードD4から構成される。
Each of the
昇圧部4〜7において、スイッチング素子Q1〜Q4及びダイオードd1〜d4は、ワイドバンドギャップ半導体若しくはシリコン半導体素子で形成された素子である。ワイドバンドギャップ半導体としては例えばSiC(炭化珪素)、GaN(窒化ガリウム)又はダイヤモンドがある。昇圧部4〜7におけるワイドバンドギャップ半導体素子とシリコン半導体素子の適用パターンには、図2に示す3つの構成(構成A,B,C)がある。
In the
構成Aではスイッチング素子QnにSiC−MOSFET、ダイオードdnにSiC−ダイオードを使用し、構成Bではスイッチング素子QnにSi−IGBT、ダイオードdnにSiC−ダイオードを使用し、構成Cではスイッチング素子QnにSi−IGBT、ダイオードdnにSi−ダイオードを使用する。ここで、n=1〜4であり、昇圧部4〜7にそれぞれ対応する。
In the configuration A, an SiC-MOSFET is used as the switching element Qn, and an SiC-diode is used as the diode dn. In the configuration B, an Si-IGBT is used as the switching element Qn, and an SiC-diode is used as the diode dn. -Use Si-diodes for IGBT and diode dn. Here, n = 1 to 4, corresponding to the
ダイオードD1〜D4はそれぞれスイッチング素子Q1〜Q4に逆並列に接続したダイオードである。スイッチング素子QnがSiC−MOSFETの場合にはダイオードDnとしてスイッチング素子Qn(SiC−MOSFET)の寄生ダイオードを使用してもよいし、スイッチング素子Qnに逆並列に外付けのSiC−ダイオードを接続する構成でもよい。ダイオードDnとして外付けSiC−ダイオードを追加しない場合は部品点数が削減できコスト的にメリットがある。またダイオードDnとして外付けSiC−ダイオードを追加する場合は寄生ダイオードよりも特性が優れたSiC−ダイオードを使用することができる。後述の動作説明ではダイオードDnは寄生ダイオードである構成で説明する。スイッチング素子QnがSi−IGBTの場合にはダイオードDnはスイッチング素子Qnに逆並列に接続した外付けSi−ダイオード若しく外付けSiC−ダイオードである。 The diodes D1 to D4 are diodes connected in antiparallel to the switching elements Q1 to Q4, respectively. When the switching element Qn is a SiC-MOSFET, a parasitic diode of the switching element Qn (SiC-MOSFET) may be used as the diode Dn, or an external SiC-diode is connected in antiparallel to the switching element Qn. But you can. When an external SiC diode is not added as the diode Dn, the number of parts can be reduced, which is advantageous in terms of cost. When an external SiC diode is added as the diode Dn, an SiC diode having better characteristics than the parasitic diode can be used. In the following description of the operation, the diode Dn is described as a parasitic diode. When the switching element Qn is a Si-IGBT, the diode Dn is an external Si-diode or an external SiC-diode connected in reverse parallel to the switching element Qn.
4つの昇圧部4〜7には全体で構成A〜Cのうち2種類以上の構成を適用するようにする。これによりスイッチング素子もしくは逆流阻止用ダイオードの少なくとも1つはSiCデバイスが適用される。
Two or more types of configurations A to C are applied to the four
制御部11は出力電圧検出部9及び電流検出部10が検出した電圧及び電流に基づいて昇圧部4〜7のスイッチング素子Q1〜Q4のオン・オフタイミングの調整を行い、このタイミングに基づいてスイッチング素子Q1〜Q4を個別にオン・オフ制御する。以下、昇圧部4〜7の具体的な構成例を説明する。
The control unit 11 adjusts the on / off timing of the switching elements Q1 to Q4 of the boosting
図3のスイッチング電源装置20は、図1のスイッチング電源装置1において昇圧部4及び昇圧部6に図2の構成A(スイッチング素子Q1,Q3をSiC−MOSFET、ダイオードd1,d3をSiC−ダイオード)をそれぞれ適用し、昇圧部5及び昇圧部7に図2の構成C(スイッチング素子Q2,Q4をSi−IGBT、ダイオードd2,d4をSi−ダイオード)をそれぞれ適用したものである。なお、図3では、図1と同一若しくは対応する部分には同一の符号を付している。また、ダイオードd1,d3がSiC半導体であることを見やすくするために、通常のダイオード素子の記号を楕円形で囲んで表示している。
The switching
制御部11がスイッチング素子Q1〜Q4をオン・オフ制御することにより、以下に説明する(A)非同期整流動作、(B)非同期整流動作+インターリーブ動作、(C)負荷に応じた切替動作+非同期整流動作、(D)負荷に応じた切替動作+同期整流動作の各動作を行うことができるので、順に説明する。 The control unit 11 performs on / off control of the switching elements Q1 to Q4, so that (A) asynchronous rectification operation, (B) asynchronous rectification operation + interleave operation, and (C) switching operation according to load + asynchronous will be described below. Since each operation of the rectification operation and (D) switching operation according to the load + synchronous rectification operation can be performed, the operations will be described in order.
<(A)非同期整流動作>
非同期整流の動作を図4の(a)交流電源2の電圧波形,(b)スイッチング素子Q1〜Q4のスイッチングパターン例も参照して説明する。なおここで非同期整流というのはスイッチング電源装置20のスイッチング素子Q1及びQ3(いずれもSiC−MOSFET)で同期整流を行わないという意味である。
<(A) Asynchronous rectification operation>
The operation of asynchronous rectification will be described with reference to (a) the voltage waveform of the
交流電源2からスイッチング電源装置1へは交流電力が供給されるため、L側電源線がN側電源線よりも高電位の状態(L側電源線が高電位時と略記する。)と、N側電源線がL側電源線よりも高電位の状態(N側電源線が高電位時と略記する。)が周期的に繰り返される。この為、動作説明はL側電源線が高電位時とN側電源線が高電位時とで分けて説明する。
Since AC power is supplied from the
まず、L側電源線が高電位時の動作を説明する。これは図4(a)で交流電源2の電圧が正値である状態での動作に対応する。L側電源線が高電位時には電流が交流電源2のL側からL側電源線経由でスイッチング電源装置20へ流れ込み、この電流は昇圧部4と昇圧部5に分流する。この時、制御部11は図4(b)に示すスイッチングパターンのようにスイッチング素子Q1及びスイッチング素子Q2がオン状態とオフ状態を同時に繰り返すようにし、スイッチング素子Q3及びスイッチング素子Q4はオフ状態を維持するようにする。
First, the operation when the L-side power supply line is at a high potential will be described. This corresponds to the operation in the state where the voltage of the
制御部11の制御によりスイッチング素子Q1及びスイッチング素子Q2がオフ状態である時は昇圧部4ではリアクタL1→ダイオードd1→平滑コンデンサ8及び直流負荷3の経路で電流が流れ、昇圧部5ではリアクタL2→ダイオードd2→平滑コンデンサ8及び直流負荷3の経路で電流が流れる。平滑コンデンサ8及び直流負荷3を流れた電流はダイオードD3→リアクタL3→交流電源2のN側の経路、あるいはダイオードD4→リアクタL4→交流電源2のN側の経路で交流電源2へ至る。このようにして交流電源2のL側から平滑コンデンサ8及び直流負荷3を経由して交流電源2のN側へと至る経路を電流が流れ、平滑コンデンサ8の充電と直流負荷3への電力供給が行われる。なお、スイッチング素子Q3はオフ状態であるので非同期整流の動作となり、スイッチング素子Q3のスイッチ部分には電流が流れず寄生ダイオードであるダイオードD3に電流が流れる。
When the switching element Q1 and the switching element Q2 are in the OFF state by the control of the control unit 11, in the boosting
一方、制御部11の制御によりスイッチング素子Q1及びスイッチング素子Q2がオン状態である時は昇圧部4ではリアクタL1→スイッチング素子Q1の経路で電流が流れ、昇圧部5ではリアクタL2→スイッチング素子Q2の経路で電流が流れる。スイッチング素子Q1若しくはスイッチング素子Q2を流れ出た電流は、昇圧部6のダイオードD3→リアクタL3→交流電源2のN側の経路、あるいは昇圧部7のダイオードD4→リアクタL4→交流電源2のN側の経路で交流電源2へ至る。これにより、リアクタL1及びリアクタL2にエネルギーが蓄積される。このエネルギーが蓄積された状態で制御部11の制御によりスイッチング素子Q1及びスイッチング素子Q2を同時にオフ状態に切り換えるとリアクタL1及びリアクタL2に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ8に流れ、平滑コンデンサ8の端子間電圧である直流出力電圧Voutが昇圧される。なお、L側電源線が高電位の間はスイッチング素子Q3及びスイッチング素子Q4はオフ状態に維持しなければならない。
On the other hand, when the switching element Q1 and the switching element Q2 are in the ON state by the control of the control unit 11, the current flows in the path of the reactor L1 → the switching element Q1 in the boosting
次に、N側電源線が高電位時の動作を説明する。これは図4(a)で交流電源2の電圧が負値である状態での動作に対応する。N側電源線が高電位時には電流が交流電源2のN側からN側電源線経由でスイッチング電源装置20へ流れ込み、この電流は昇圧部6と昇圧部7に分流する。この時、制御部11は図4(b)に示すスイッチングパターンのようにスイッチング素子Q3及びスイッチング素子Q4がオン状態とオフ状態を同時に繰り返すようにし、スイッチング素子Q1及びスイッチング素子Q2はオフ状態を維持するようにする。
Next, an operation when the N-side power supply line is at a high potential will be described. This corresponds to the operation in the state where the voltage of the
制御部11の制御によりスイッチング素子Q3及びスイッチング素子Q4がオフ状態である時は昇圧部6ではリアクタL3→ダイオードd3→平滑コンデンサ8及び直流負荷3の経路で電流が流れ、昇圧部7ではリアクタL4→ダイオードd4→平滑コンデンサ8及び直流負荷3の経路で電流が流れる。平滑コンデンサ8及び直流負荷3を流れた電流はダイオードD1→リアクタL1→交流電源2のL側の経路、あるいはダイオードD2→リアクタL2→交流電源2のL側の経路で交流電源2へ至る。このようにして交流電源2のN側から平滑コンデンサ8及び直流負荷3を経由して交流電源2のL側へと至る経路を電流が流れ、平滑コンデンサ8の充電と直流負荷3への電力供給が行われる。なお、スイッチング素子Q1はオフ状態であるので非同期整流の動作となり、スイッチング素子Q1のスイッチ部分には電流が流れず寄生ダイオードであるダイオードD1に電流が流れる。
When the switching element Q3 and the switching element Q4 are in the OFF state by the control of the control unit 11, in the boosting
一方、制御部11の制御によりスイッチング素子Q3及びスイッチング素子Q4がオン状態である時は昇圧部6ではリアクタL3→スイッチング素子Q3の経路で電流が流れ、昇圧部7ではリアクタL4→スイッチング素子Q4の経路で電流が流れる。スイッチング素子Q3若しくはスイッチング素子Q4を流れ出た電流は、昇圧部4のダイオードD1→リアクタL1→交流電源2のL側の経路、あるいは昇圧部5のダイオードD2→リアクタL2→交流電源2のL側の経路で交流電源2へ至る。これにより、リアクタL3及びリアクタL4にエネルギーが蓄積される。このエネルギーが蓄積された状態で制御部11の制御によりスイッチング素子Q3及びスイッチング素子Q4を同時にオフ状態に切り換えるとリアクタL3及びリアクタL4に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ8に流れ、平滑コンデンサ8の端子間電圧である直流出力電圧Voutが昇圧される。なお、N側電源線が高電位の間はスイッチング素子Q1及びスイッチング素子Q2はオフ状態に維持しなければならない。
On the other hand, when the switching element Q3 and the switching element Q4 are in the ON state by the control of the control unit 11, the current flows in the path of the reactor L3 → the switching element Q3 in the boosting
以上のように、交流電源2のL側電源線が高電位時はスイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2を同時にオン・オフ制御し、スイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4をオフ状態にし、N側電源線が高電位時はスイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4を同時にオン・オフ制御し、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2をオフ状態にすることで非同期整流動作による昇圧コンバータ機能を実現する。
As described above, when the L side power line of the
SiCデバイスはSiデバイスに比べ価格が高価であり、特に電流容量の大きなものはSiデバイスとの価格差が拡大する。図3に示したスイッチング電源装置20では昇圧部を並列化したので、各スイッチング素子Qnに流れる電流を低減できる。この為、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q3、及びダイオードd1とダイオードd3として電流容量の小さいSiCデバイスを使用するようにすれば、すべてのデバイスをSi半導体にした場合よりもスイッチング電源装置全体のコストを削減しつつ、SiCデバイスの低損失のメリットを生かすことができ、電力変換効率が高いスイッチング電源装置を得ることができる。
A SiC device is more expensive than a Si device, and especially a device having a large current capacity increases the price difference from the Si device. In the switching
<(B)非同期整流動作+インターリーブ動作>
非同期整流動作とインターリーブ動作を組み合わせた動作について、図5の(a)交流電源2の電圧波形,(b)スイッチング素子Q1〜Q4のスイッチングパターン例も参照して説明する。
<(B) Asynchronous rectification operation + interleave operation>
The operation combining the asynchronous rectification operation and the interleave operation will be described with reference to (a) the voltage waveform of the
制御部11は図5(b)に示すスイッチングパターンのように、L側電源線が高電位時にはスイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2のオン状態が交互に繰り返すようにスイッチング素子を制御し、N側電源線が高電位時にはスイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4のオン状態が交互に繰り返すようにスイッチング素子を制御する。このようなスイッチング動作をインターリーブ動作という。 As in the switching pattern shown in FIG. 5B, the control unit 11 controls the switching element so that the ON state of the switching element Q1 and the switching element Q2 is alternately repeated when the L-side power supply line is at a high potential. When the line is at a high potential, the switching element is controlled so that the ON state of the switching element Q3 and the switching element Q4 is alternately repeated. Such a switching operation is called an interleave operation.
また、インターリーブ動作を行っていないスイッチング素子はオフ状態を維持するようにする。具体的にはL側電源線が高電位時にはスイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4をオフ状態にし、N側電源線が高電位時にはスイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2をオフ状態にする。この為、L側電源線が高電位時にはスイッチング素子Q3はオフ状態であるので非同期整流の動作となり、スイッチング素子Q3のスイッチ部分には電流が流れず寄生ダイオードD3に電流が流れる。また、N側電源線が高電位時にはスイッチング素子Q1はオフ状態であるので非同期整流の動作となり、スイッチング素子Q1のスイッチ部分には電流が流れず寄生ダイオードD1に電流が流れる。 In addition, the switching elements that are not performing the interleaving operation are kept off. Specifically, when the L-side power supply line is at a high potential, the switching elements Q3 and Q4 are turned off, and when the N-side power supply line is at a high potential, the switching elements Q1 and Q2 are turned off. For this reason, when the L-side power supply line is at a high potential, the switching element Q3 is in an off state, so that an asynchronous rectification operation is performed, and no current flows through the switch portion of the switching element Q3, and a current flows through the parasitic diode D3. Further, when the N-side power supply line is at a high potential, the switching element Q1 is in an off state, so that an asynchronous rectification operation is performed, and no current flows through the switch portion of the switching element Q1, and a current flows through the parasitic diode D1.
以上のような非同期整流動作とインターリーブ動作を組み合わせた動作を行うことで、(a)非同期整流の動作時の効果の他に、交流電源2側から見たスイッチング周波数が等価的に上昇するため、リアクタL1〜L4を小型化できるという効果が得られる。
By performing the operation combining the asynchronous rectification operation and the interleave operation as described above, (a) in addition to the effect at the time of the asynchronous rectification operation, the switching frequency viewed from the
<(C)負荷に応じた切替動作+非同期整流動作>
図3のスイッチング電源装置20は、昇圧部4及び昇圧部6に構成A(スイッチング素子Q1,Q3をSiC−MOSFET、ダイオードd1,d3をSiC−ダイオード)をそれぞれ適用し、昇圧部5及び昇圧部7に図2の構成C(スイッチング素子Q2,Q4をSi−IGBT、ダイオードd2,d4をSi−ダイオード)をそれぞれ適用したものであった。すなわち昇圧部4及び昇圧部6はSiCデバイスを含む構成とし、昇圧部5及び昇圧部7はSiデバイスのみで構成している。そこで、以下に説明するように直流負荷3の負荷状態に応じてスイッチング素子Qnのスイッチングパターンを可変にするようにしてもよい。
<(C) Switching operation according to load + Asynchronous rectification operation>
The switching
具体的な制御内容を図6の動作フローに基づいて説明する。まず制御部11に負荷状態の判定閾値(Pth)を設定する(ステップS1)。制御部11内に記憶部(図示していない)を設け、この記憶部に判定閾値(Pth)を予め保持するようにしてもよいし、他の装置や機器(図示していない)からの指示や、スイッチング電源装置20内に設けた装置全体管理用のマイコン(図示していない)からの指示に基づいて、制御部11内に判定閾値(Pth)を設定するようにしてもよい。なお、以下の説明では判定閾値(Pth)を電力値で規定したケースで説明する。
Specific control contents will be described based on the operation flow of FIG. First, a load condition determination threshold (Pth) is set in the control unit 11 (step S1). A storage unit (not shown) may be provided in the control unit 11, and a determination threshold value (Pth) may be held in advance in this storage unit, or an instruction from another device or device (not shown) Alternatively, the determination threshold value (Pth) may be set in the control unit 11 based on an instruction from a microcomputer (not shown) for overall device management provided in the switching
次に、制御部11は出力電圧検出部9及び電流検出部10が検出した出力電圧及び負荷電流に基づいて直流負荷3での消費電力(Pm)を算出する。この消費電力(Pm)は制御部11が検出した直流負荷3の負荷状態に対応する(ステップS2)。
Next, the control unit 11 calculates the power consumption (Pm) at the DC load 3 based on the output voltage and the load current detected by the output
次に、制御部11は検出した直流負荷3の負荷状態(Pm)と負荷状態の判定閾値(Pth)を比較し、直流負荷3の負荷状態(Pm)が判定閾値(Pth)以下である場合(Pm≦Pth)は「低負荷状態」であると判定しステップS4に進み、負荷状態(Pm)が判定閾値(Pth)よりも大きい場合(Pm>Pth)は「高負荷状態」と判定し、ステップS5に進む。 Next, the control unit 11 compares the detected load state (Pm) of the DC load 3 with the determination threshold value (Pth) of the load state, and when the load state (Pm) of the DC load 3 is equal to or less than the determination threshold value (Pth). (Pm ≦ Pth) is determined to be a “low load state”, and the process proceeds to step S4. When the load state (Pm) is larger than the determination threshold value (Pth) (Pm> Pth), it is determined to be a “high load state”. The process proceeds to step S5.
ステップS4では、低負荷状態であるのでスイッチング素子がSiCデバイスである昇圧部4及び昇圧部6のスイッチング素子Q1,Q3のみスイッチングし(L側電源線が高電位時にはスイッチング素子Q1をオン・オフ駆動し、N側電源線が高電位時にはスイッチング素子Q3をオン・オフ駆動する。)、昇圧部5及び昇圧部7のスイッチング素子Q2,Q4は常にオフしてスイッチング動作を行わないようにする。一方、ステップS5では、高負荷状態であるので昇圧部4〜7のスイッチング素子Q1〜Q4全てをオン・オフ駆動(L側電源線が高電位時にはスイッチング素子Q1,Q2をオン・オフ駆動し、N側電源線が高電位時にはスイッチング素子Q3,Q4をオン・オフ駆動する。)させる。
In step S4, since the load is low, only switching elements Q1 and Q3 of boosting
高負荷状態時のスイッチング素子Q1〜Q4のスイッチングパターンは図4(b)の非同期整流時動作のスイッチングパターンでもよいし、図5(b)のインターリーブ動作のスイッチングパターンでもよい。 The switching pattern of the switching elements Q1 to Q4 in the high load state may be the switching pattern of the asynchronous rectification operation of FIG. 4B or the switching pattern of the interleave operation of FIG.
そして、この後ステップS2〜S4のフローを繰り返し実行することにより、直流負荷3の負荷状態が時々刻々変化した場合でも昇圧部4〜7のスイッチング素子Q1〜Q4のスイッチング動作を負荷状態に対応して切り替えることができる。
Then, by repeatedly executing the flow of steps S2 to S4, the switching operation of the switching elements Q1 to Q4 of the
例えば、スイッチング電源装置20を搭載した空気調和機を暖房中間条件で運転した時には直流負荷3が低負荷状態になるので、SiCデバイスを含む昇圧部4,6のみを動作させ、定格条件での運転に移行した場合には直流負荷3の負荷状態が所定の閾値を超えて高負荷状態になってからSiデバイスのみで構成した昇圧部5,7も合わせて動作させることが可能である。
For example, when the air conditioner equipped with the switching
以上説明したように、直流負荷3が低負荷状態時にはSiCデバイスを含む昇圧部4,6のみを動作させるようにしたので、損失が小さい特性を有するSiCデバイスに重点的に電流を流しながら、スイッチング素子Q1,Q3のスイッチング回数を減らすことで、スイッチング電源装置20の電力変換損失を抑制することができる。SiCデバイスはSiデバイスに比べ高価ではあるが電流容量が小さい方がSiCデバイスのコストを低減できる。ここに説明したスイッチング電源装置20はSiCデバイスの使用箇所を抑え、かつ昇圧部を並列化することでスイッチング素子の電流定格を下げるようにしたので、低電流容量のSiCデバイスを使用することを可能した。これによりスイッチング電源装置全体のコストを抑えつつ、損失低減が可能になる。
As described above, when the DC load 3 is in a low load state, only the step-up
なお、このような負荷に応じた切替動作制御は、運転時間に対して低負荷運転の時間が占める割合が大きい機器、例えば空調調和機などに搭載されたスイッチング電源装置に適用すると、機器の損失低減により効果的である。 It should be noted that switching operation control according to such a load is a loss of equipment when applied to equipment that has a large ratio of low-load operation time to operation time, for example, a switching power supply installed in an air conditioner or the like. It is more effective by reduction.
<(D)負荷に応じた切替動作+同期整流の動作>
前述の「(C)負荷に応じた切替動作+非同期整流動作」ではスイッチング素子Qnは非同期整流のスイッチングパターンを用いたが、直流負荷3が低負荷時にはスイッチングパターンを同期整流のパターンにしてもよい。直流負荷3が低負荷時の同期整流のスイッチング動作を図7の(a)交流電源2の電圧波形,(b)スイッチング素子Q1〜Q4のスイッチングパターン例も参照して説明する。
<(D) Switching operation according to load + Synchronous rectification operation>
In the above “(C) switching operation according to load + asynchronous rectification operation”, the switching element Qn uses an asynchronous rectification switching pattern. However, when the DC load 3 is low in load, the switching pattern may be a synchronous rectification pattern. . The switching operation of synchronous rectification when the DC load 3 is low will be described with reference to (a) the voltage waveform of the
まず、L側電源線が高電位時の動作を説明する。これは図7(a)で交流電源2の電圧が正値である状態での動作に対応する。Si−IGBTであるスイッチング素子Q2およびスイッチング素子Q4は、交流電源2の電源周期の全期間に亘って常にオフ状態とする。また、L側電源線が高電位時はSiC−MOSFETであるスイッチング素子Q3はオン状態を維持する。L側電源線が高電位時には交流電源2のL側からスイッチング電源装置20へ流れ込んだ電流は昇圧部4に流れる。なお、スイッチング素子Q2が常にオフ状態で昇圧部5は昇圧動作をしていないので、ダイオードd2には逆電圧が掛かり昇圧部5には電流は流れない。
First, the operation when the L-side power supply line is at a high potential will be described. This corresponds to the operation in the state where the voltage of the
制御部11により、SiC−MOSFETであるスイッチング素子Q1がオン状態の時は、昇圧部4ではリアクタL1→スイッチング素子Q1の経路で電流が流れ、スイッチング素子Q1を流れ出た電流は、昇圧部6のスイッチング素子Q3のスイッチ部分→リアクタL3→交流電源2のN側の経路、あるいは昇圧部7のダイオードD4→リアクタL4→交流電源2のN側の経路で交流電源2へ至る。これにより、リアクタL1にエネルギーが蓄積される。
When the switching element Q1, which is a SiC-MOSFET, is turned on by the control unit 11, a current flows in the path of the reactor L1 → the switching element Q1 in the boosting
この後、スイッチング素子Q1をオフ状態にすると昇圧部4ではリアクタL1→ダイオードd1→平滑コンデンサ8及び直流負荷3の経路で電流が流れ、リアクタL1に蓄積されたエネルギーにより出力電圧が昇圧される。直流負荷3を流れた電流は、スイッチング素子Q3がオン状態で同期整流動作することにより、スイッチング素子Q3→リアクタL3→交流電源2のN側の経路、あるいは昇圧部7のダイオードD4→リアクタL4→交流電源2のN側の経路で交流電源2へ至る。
Thereafter, when the switching element Q1 is turned off, in the boosting
このようにL側電源線が高電位時は、交流電源2のL側からN側へと至る電流経路において、電流は寄生ダイオードであるダイオードD3を通らずにスイッチング素子Q3のスイッチ部分を流れる。MOSFETの損失はダイオードよりも小さい為、同期整流動作によりほぼダイオード1つ分の導通損失を減らすことができる。
Thus, when the L-side power supply line is at a high potential, in the current path from the L side to the N side of the
N側電源線が高電位時の時は、昇圧部4と昇圧部6の役割がL側電源線が高電位の場合と逆になる。即ち図7(b)のスイッチングパターンのようにスイッチング素子Q1がオン状態を維持し、スイッチング素子Q3がオン状態の時にリアクトルL3にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子Q3がオフ状態の時にリアクトルL3に蓄積されたエネルギーが直流負荷3側に流れ、昇圧が可能となる。この場合も、スイッチング素子Q1の同期整流動作によりほぼダイオード1つ分の導通損失を減らすことができる。
When the N-side power supply line is at a high potential, the roles of the
なお、直流負荷3が高負荷状態にある時は直流負荷3に流れる電流が増えていくので、直流負荷3から交流電源2へと戻る電流を1つのSiC−MOSFET素子に集中させると素子破壊が懸念されるので好ましくない。この為、直流負荷が低負荷状態時のみ同期整流動作を実施することで、低負荷時動作時のスイッチング電源装置20の電力変換損失を更に抑制することができる。
Note that when the DC load 3 is in a high load state, the current flowing through the DC load 3 increases. Therefore, if the current returning from the DC load 3 to the
また、直流負荷3が高負荷状態にスイッチングパターンとしてインターリーブ動作にしてもよいことは、「(C)負荷に応じた切替動作+非同期整流動作」の場合と同様である。 Further, the DC load 3 may be switched to an interleave operation as a switching pattern in a high load state as in the case of “(C) switching operation according to load + asynchronous rectification operation”.
以上の説明では、図1のスイッチング電源装置1において昇圧部4及び昇圧部6に図2の構成Aをそれぞれ適用し、昇圧部5及び昇圧部7に構成Cをそれぞれ適用した構成例で説明したが、昇圧部4〜7のそれぞれに図2の構成A,B,Cを適用する組み合わせはこれに限るものではない。
In the above description, the configuration example in which the configuration A of FIG. 2 is applied to the boosting
また、図1のスイッチング電源装置1では、交流電源2のL側電源線及びN側電源線にそれぞれ2つの昇圧部を設けたが、各電源線に3つ以上の昇圧部を設けた構成にしてもよい。
In addition, in the switching
実施の形態2.
実施の形態2におけるスイッチング電源装置について、図に基づいて構成及び動作を説明する。図8に本実施の形態のスイッチング電源装置を含むシステム構成を示す。図8では、図1と同一若しくは対応する部分には同一の符号を付している。本システムは、交流電源(AC)2と、交流電源2から入力した交流電力を直流電力に変換して出力するスイッチング電源装置30と、スイッチング電源装置30の出力に接続され、この変換後の直流電力を消費する直流負荷3とから構成される。スイッチング電源装置30は実施の形態1で説明したスイッチング電源装置1とは昇圧部の構成が相違するのでこの相違点を中心に以下説明する。
The configuration and operation of the switching power supply device according to the second embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 8 shows a system configuration including the switching power supply device of this embodiment. In FIG. 8, the same or corresponding parts as those in FIG. This system is connected to an AC power source (AC) 2, a switching
<(A)非同期整流動作>
スイッチング電源装置30の昇圧部は交流電源2のL側電源線に接続された昇圧部31と、N側電源線に接続された昇圧部32とで構成される。昇圧部31は、L側電源線に一端が接続されたリアクタL5,アノードがリアクタL5の他端に接続され、カソードが平滑コンデンサ8の正極側端子に接続された逆流阻止用ダイオードd5,逆流阻止用ダイオードd5のアノードと平滑コンデンサ8の負極側端子の間に接続されたSiC−MOSFETであるスイッチング素子Q5,及びスイッチング素子Q5に並列接続されたSi−IGBTであるスイッチング素子Q6から構成される。なお、スイッチング素子Q5にはMOSFETの寄生ダイオードD5が存在する。また、逆流阻止用ダイオードd5,d6はそれぞれSiC−ダイオード若しくはSi−ダイオードである。
<(A) Asynchronous rectification operation>
The boosting unit of the switching
ここで、スイッチング素子Q5とスイッチング素子Q6の並列接続とは、スイッチング素子Q5(SiC−MOSFET)のドレイン端子とスイッチング素子Q6(Si−IGBT)のコレクタ端子が接続され、スイッチング素子Q5(SiC−MOSFET)のソース端子とスイッチング素子Q6(Si−IGBT)のエミッタ端子が接続された接続形態である。 Here, the parallel connection of the switching element Q5 and the switching element Q6 means that the drain terminal of the switching element Q5 (SiC-MOSFET) and the collector terminal of the switching element Q6 (Si-IGBT) are connected, and the switching element Q5 (SiC-MOSFET). ) And the emitter terminal of the switching element Q6 (Si-IGBT) are connected to each other.
昇圧部32は昇圧部31と同様な構成であり、リアクタL6,逆流阻止用ダイオードd6,SiC−MOSFETであるスイッチング素子Q7、Si−IGBTであるスイッチング素子Q8、及びスイッチング素子Q7(SiC−MOSFET)の寄生ダイオードD7で構成され、スイッチング素子Q7とスイッチング素子Q8は並列接続されている。
The boosting unit 32 has the same configuration as the boosting
制御部11は電流検出部10及び出力電圧検出部9がそれぞれ検出した負荷電流と出力電圧に基づいて、スイッチング素子Q5,Q6,Q7,Q8をそれぞれオン・オフ制御する。これにより、昇圧部31及び昇圧部32の出力端に接続された平滑コンデンサ8に昇圧された電圧が発生する。
The control unit 11 performs on / off control of the switching elements Q5, Q6, Q7, and Q8 based on the load current and the output voltage detected by the
次に制御部11の動作について図9の(a)交流電源2の電圧波形,(b)スイッチング素子Q5〜Q8のスイッチングパターン例も参照して説明する。まず、L側電源線が高電位時の動作を説明する。これは図9(a)で交流電源2の電圧が正値である状態での動作に対応する。L側電源線が高電位時には交流電源2のL側からスイッチング電源装置30の昇圧部31へ電流が流れ込む。この時、制御部11は図9(b)に示すスイッチングパターンのようにスイッチング素子Q5及びスイッチング素子Q6がオン状態とオフ状態を同時に繰り返すように制御する。一方、スイッチング素子Q7及びスイッチング素子Q8はオフ状態を維持するように制御する。
Next, the operation of the control unit 11 will be described with reference to (a) the voltage waveform of the
スイッチング素子Q5及びスイッチング素子Q6が同時にオフ状態の時は、交流電源2のL側からの電流はリアクトルL5→ダイオードd5→平滑コンデンサ8及び直流負荷3の経路で流れ、平滑コンデンサ8及び直流負荷3を流れ出た電流はダイオードD7→リアクタL6→交流電源2のN側の経路で交流電源2へ至る。このようにして交流電源2のL側から平滑コンデンサ8及び直流負荷3を経由して交流電源2のN側へと至る経路を電流が流れることで、平滑コンデンサ8の充電と直流負荷3への電力供給が行われる。なお、スイッチング素子Q7はオフ状態であるので非同期整流の動作となり、スイッチング素子Q7の寄生ダイオードであるダイオードD7に電流が流れる。
When the switching element Q5 and the switching element Q6 are simultaneously OFF, the current from the L side of the
一方、制御部11の制御によりスイッチング素子Q5及びスイッチング素子Q6が同時にオン状態である時はリアクタL5→スイッチング素子Q5,Q6→ダイオードD7→リアクタL6→交流電源2のN側の経路で電流が流れる。これにより、リアクタL5にエネルギーが蓄積される。このエネルギーが蓄積された状態で制御部11の制御によりスイッチング素子Q5及びスイッチング素子Q6を同時にオフ状態に切り換えるとリアクタL5に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ8に流れ、平滑コンデンサ8の端子間電圧である直流出力電圧Voutが昇圧される。
On the other hand, when the switching element Q5 and the switching element Q6 are simultaneously turned on by the control of the control unit 11, a current flows through a path on the N side of the reactor L5 → switching elements Q5, Q6 → diode D7 → reactor L6 →
次に、N側電源線が高電位時の動作を説明する。これは図9(a)で交流電源2の電圧が負値である状態での動作に対応する。N側電源線が高電位時には電流が交流電源2のN側からスイッチング電源装置30の昇圧部32へ流れ込む。この時、制御部11は図9(b)に示すスイッチングパターンのようにスイッチング素子Q7及びスイッチング素子Q8がオン状態とオフ状態を同時に繰り返すように制御する。一方、スイッチング素子Q5及びスイッチング素子Q6はオフ状態を維持するように制御する。これにより、N側電源線が高電位時の動作と同様に平滑コンデンサ8の端子間電圧である直流出力電圧Voutが昇圧される。
Next, an operation when the N-side power supply line is at a high potential will be described. This corresponds to the operation in the state where the voltage of the
以上のように、交流電源2のL側電源線が高電位時はスイッチング素子Q5とスイッチング素子Q6を同時にオン・オフ制御し、スイッチング素子Q7とスイッチング素子Q8をオフ状態にし、N側電源線が高電位時はスイッチング素子Q7とスイッチング素子Q8を同時にオン・オフ制御し、スイッチング素子Q5とスイッチング素子Q6をオフ状態にすることで非同期整流動作による昇圧コンバータ機能を実現する。
As described above, when the L side power line of the
図8に示したスイッチング電源装置30では昇圧部31,32内のスイッチング素子を並列化したので、各スイッチング素子Qnに流れる電流を低減できる。この為、スイッチング素子Q5及びスイッチング素子Q7に電流容量の小さいSiCデバイスを使用することができ、SiCデバイスのコストを低減できる。
In the switching
また、SiCデバイスはスイッチング素子及びダイオードの一部に適用したので、すべてのデバイスをワイドバンドギャップ半導体にした場合よりもSiCデバイスの使用素子数を低減できる。このように、スイッチング電源装置全体のコストを削減しつつ、SiCデバイスの低損失のメリットを生かすことができ、電力変換効率が高いスイッチング電源装置を得ることができる。 Further, since the SiC device is applied to a part of the switching element and the diode, the number of used elements of the SiC device can be reduced as compared with the case where all the devices are wide band gap semiconductors. Thus, while reducing the cost of the entire switching power supply device, it is possible to take advantage of the low loss of the SiC device and obtain a switching power supply device with high power conversion efficiency.
<(B)負荷に応じた切替動作>
制御部11で直流負荷3の負荷状態に応じてスイッチング素子Qnのスイッチングパターンを可変にするようにしてもよい。具体的な制御内容を図10の動作フローに基づいて説明する。
<(B) Switching operation according to load>
The control unit 11 may make the switching pattern of the switching element Qn variable according to the load state of the DC load 3. Specific control contents will be described based on the operation flow of FIG.
ステップS11〜S13は、実施の形態1で説明した動作フロー(図6)のステップS1〜S3と基本的に同じである。ステップS13で制御部11は検出した直流負荷3の負荷状態(Pm)と負荷状態の判定閾値(Pth)を比較し、直流負荷3の負荷状態(Pm)が判定閾値(Pth)以下である場合(Pm≦Pth)は「低負荷状態」であると判定しステップS14に進み、負荷状態(Pm)が判定閾値(Pth)よりも大きい場合(Pm>Pth)は「高負荷状態」と判定し、ステップS15に進む。 Steps S11 to S13 are basically the same as steps S1 to S3 in the operation flow (FIG. 6) described in the first embodiment. In step S13, the control unit 11 compares the detected load state (Pm) of the DC load 3 with the determination threshold value (Pth) of the load state, and the load state (Pm) of the DC load 3 is equal to or less than the determination threshold value (Pth). It is determined that (Pm ≦ Pth) is a “low load state”, and the process proceeds to step S14. If the load state (Pm) is larger than the determination threshold value (Pth) (Pm> Pth), it is determined as a “high load state”. The process proceeds to step S15.
ステップS14では、低負荷状態であるのでSiCデバイスであるスイッチング素子Q5,Q7のみスイッチングし(L側電源線が高電位時にはスイッチング素子Q5をオン・オフ駆動し、N側電源線が高電位時にはスイッチング素子Q7をオン・オフ駆動する。)、Siデバイスであるスイッチング素子Q6,Q8は常にオフしてスイッチング動作を行わないようにする。スイッチング素子Q5,Q7の具体的なスイッチングパターンは非同期整流のスイッチングパターンでよい(図9(b)のスイッチング素子Q5,Q7のスイッチングパターン)。 In step S14, since the load is low, only switching elements Q5 and Q7, which are SiC devices, are switched (switching element Q5 is turned on / off when the L-side power line is at a high potential, and switching is performed when the N-side power line is at a high potential. The element Q7 is driven on and off.) The switching elements Q6 and Q8, which are Si devices, are always turned off so as not to perform the switching operation. A specific switching pattern of the switching elements Q5 and Q7 may be an asynchronous rectification switching pattern (switching patterns of the switching elements Q5 and Q7 in FIG. 9B).
一方、ステップS15では、高負荷状態であるのでスイッチング素子Q5〜Q8全てをオン・オフ駆動(L側電源線が高電位時にはスイッチング素子Q5,Q6をオン・オフ駆動し、N側電源線が高電位時にはスイッチング素子Q7,Q8をオン・オフ駆動する。)させる(図9(b)のスイッチング素子Q5〜Q8のスイッチングパターン)。 On the other hand, in step S15, since the load is high, all the switching elements Q5 to Q8 are turned on / off (the switching elements Q5 and Q6 are turned on / off when the L-side power line is at a high potential, and the N-side power line is high). When the potential is applied, the switching elements Q7 and Q8 are turned on and off.) (Switching patterns of the switching elements Q5 to Q8 in FIG. 9B).
なお、ステップS14の低負荷状態の動作において、スイッチング素子Q5,Q7を同期整流動作させるようにしてもよい。これにより、L側電源線が高電位時は、交流電源2のL側からN側へと至る電流経路において、電流は寄生ダイオードであるダイオードD7を通らずにスイッチング素子Q7のスイッチ部分を流れる。N側電源線が高電位時は、交流電源2のN側からL側へと至る電流経路において、電流は寄生ダイオードであるダイオードD5を通らずにスイッチング素子Q5のスイッチ部分を流れる。MOSFETの損失はダイオードよりも小さい為、同期整流動作によりほぼダイオード1つ分の導通損失を減らすことができる。N側電源線が高電位時の時も同様に同期整流動作によりほぼダイオード1つ分の導通損失を減らすことができる。
In the operation in the low load state in step S14, the switching elements Q5 and Q7 may be synchronously rectified. Thus, when the L-side power supply line is at a high potential, current flows through the switch portion of the switching element Q7 in the current path from the L side to the N side of the
以上説明したように、直流負荷3が低負荷状態時にはSiCデバイスのスイッチング素子のみスイッチング動作させるようにしたので、損失が小さい特性を有するSiCデバイスに重点的に電流を流しながら、スイッチング素子Q1,Q3のスイッチング回数を減らすことで、スイッチング電源装置20の電力変換損失を抑制することができる。SiCデバイスはSiデバイスに比べ高価ではあるが電流容量が小さい方がSiCデバイスのコストを低減できる。ここに説明したスイッチング電源装置30はSiCデバイスの使用箇所を抑え、かつスイッチング素子を並列化することで各スイッチング素子の電流定格を下げることができ、低電流容量のSiCデバイスを使用することを可能した。これによりスイッチング電源装置全体のコストを抑えつつ、損失低減が可能になる。
As described above, since only the switching element of the SiC device is switched when the DC load 3 is in a low load state, the switching elements Q1, Q3 are made to flow while focusing current on the SiC device having a small loss characteristic. By reducing the number of times of switching, power conversion loss of the switching
なお、このような負荷に応じた切替動作制御は、運転時間に対して低負荷運転の時間が占める割合が大きい機器、例えば空調調和機などに搭載されたスイッチング電源装置に適用すると、機器の損失低減により効果的である。 It should be noted that switching operation control according to such a load is a loss of equipment when applied to equipment that has a large ratio of low-load operation time to operation time, for example, a switching power supply installed in an air conditioner or the like. It is more effective by reduction.
1 スイッチング電源装置
2 交流電源
3 直流負荷
4〜7 昇圧部
8 平滑コンデンサ
9 出力電圧検出部
10 電流検出部
11 制御部
20 スイッチング電源装置
30 スイッチング電源装置
31〜32 昇圧部
L1〜L6 リアクタ
Q1〜Q8 スイッチング素子
D1〜D5,D7 ダイオード(寄生ダイオード)
d1〜d6 逆流阻止用ダイオード
DESCRIPTION OF
d1 to d6 Backflow prevention diode
Claims (10)
直流負荷が接続され、前記直流電力を平滑する平滑手段と、
前記交流電源に一端が接続されたリアクタと、アノードが前記リアクタの他端に接続され、カソードが前記平滑コンデンサの正極側端子に接続された逆流阻止用ダイオードと、前記逆流阻止用ダイオードのアノードと前記平滑コンデンサの負極側端子の間に接続されたスイッチング手段とを有する複数個の昇圧部と、
前記スイッチング手段をオン・オフ駆動制御する制御部とを備え、
少なくとも1つの前記昇圧部のスイッチング手段はワイドバンドギャップ半導体素子によって形成されていることを特徴とするスイッチング電源装置。 A switching power supply device that converts AC power supplied from an AC power source into DC power,
Smoothing means connected to a DC load and smoothing the DC power;
A reactor having one end connected to the AC power supply; an anode connected to the other end of the reactor; a cathode connected to the positive terminal of the smoothing capacitor; and an anode of the reverse current blocking diode; A plurality of boosting units having switching means connected between the negative electrode side terminals of the smoothing capacitor;
A control unit that controls on / off drive of the switching means,
The switching power supply device characterized in that at least one of the booster switching means is formed of a wide band gap semiconductor element.
前記直流負荷の負荷状態が低負荷状態時にはスイッチング手段もしくはダイオードがワイドバンドギャップ半導体素子によって形成されている前記昇圧部のスイッチング手段のみオン・オフ駆動するとともに、その他の前記昇圧部のスイッチング手段はオフ駆動し、
前記直流負荷の負荷状態が高負荷状態時には全ての前記昇圧部のスイッチング手段をオン・オフ駆動することを特徴とする請求項1〜2のいずれか一つに記載のスイッチング電源装置。 The control unit determines a low load state when a load state of a DC load connected to the smoothing unit is equal to or less than a predetermined threshold value, and determines a high load state when the load state is greater than the threshold value,
When the load state of the DC load is a low load state, only the switching unit or the switching unit of the boosting unit in which the diode is formed of a wide band gap semiconductor element is turned on / off, and the other switching units of the boosting unit are turned off. Drive
3. The switching power supply device according to claim 1, wherein when the load state of the DC load is a high load state, the switching units of all the boosting units are driven on and off. 4.
前記直流負荷の負荷状態の判定は、これらの検出した出力電圧と負荷電流に基づいて算出した電力を用いて行うことを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源装置。 An output voltage detection unit that detects an output voltage that is a voltage between terminals of the smoothing unit, and a current detection unit that detects a load current flowing in a DC load connected to the smoothing unit,
The switching power supply apparatus according to claim 3, wherein the determination of the load state of the DC load is performed using electric power calculated based on the detected output voltage and load current.
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