JP2016119601A - Distortion compensation circuit - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、電力増幅器で発生する非線形歪みを補償する歪み補償回路に関するものである。 The present invention relates to a distortion compensation circuit that compensates for nonlinear distortion generated in a power amplifier.
以下の非特許文献1に開示されている歪み補償回路は、変調波信号を生成する変調波生成部と、変調波生成部により生成された変調波信号をアナログ信号に変換するD/A変換器と、局部発振信号を生成する局部信号源と、局部信号源により生成された局部発振信号を用いて、D/A変換器により変換されたアナログの変調波信号の周波数をアップコンバートし、アップコンバート後の変調波信号である高周波信号を出力する第1のミクサと、第1のミクサから出力された高周波信号を増幅し、増幅後の高周波信号をアンテナに出力する電力増幅器とを備えている。
また、歪み補償回路は、電力増幅器で発生する非線形歪みを補償するために、電力増幅器により増幅された高周波信号の帰還回路を備えている。
A distortion compensation circuit disclosed in the following
In addition, the distortion compensation circuit includes a feedback circuit for a high-frequency signal amplified by the power amplifier in order to compensate for nonlinear distortion generated in the power amplifier.
この帰還回路は、局部信号源により生成された局部発振信号を用いて、電力増幅器により増幅された高周波信号から変調波信号のIベースバンド信号及びQベースバンド信号を復調する直交復調器と、直交復調器により復調されたIベースバンド信号をディジタル信号に変換する第1のA/D変換器と、直交復調器により復調されたQベースバンド信号をディジタル信号に変換する第2のA/D変換器と、第1及び第2のA/D変換器により変換された2つのディジタル信号から電力増幅器の逆特性を算出する増幅器特定推定部とを備えている。
歪み補償回路のDPD処理部は、増幅器特定推定部により算出された電力増幅器の逆特性を用いて、変調波生成部により生成された変調波信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の変調波信号をD/A変換器に出力する。
The feedback circuit includes a quadrature demodulator that demodulates the I baseband signal and the Q baseband signal of the modulated wave signal from the high frequency signal amplified by the power amplifier using the local oscillation signal generated by the local signal source, A first A / D converter that converts the I baseband signal demodulated by the demodulator into a digital signal, and a second A / D converter that converts the Q baseband signal demodulated by the quadrature demodulator into a digital signal And an amplifier specific estimator that calculates inverse characteristics of the power amplifier from the two digital signals converted by the first and second A / D converters.
The DPD processing unit of the distortion compensation circuit performs distortion compensation processing on the modulation wave signal generated by the modulation wave generation unit using the inverse characteristic of the power amplifier calculated by the amplifier specific estimation unit, and performs distortion compensation processing after the distortion compensation processing. The modulated wave signal is output to the D / A converter.
また、以下の特許文献1に開示されている歪み補償回路では、増幅器特定推定部により算出される電力増幅器の逆特性の高精度化を図るために、変調波生成部により生成された変調波信号と、帰還回路から出力される帰還信号とのタイミングを一致させるディジタル信号処理を実施するようにしている。
Further, in the distortion compensation circuit disclosed in
従来の歪み補償回路は以上のように構成されているので、非特許文献1の場合、電力増幅器の逆特性を算出するには、電力増幅器により増幅された高周波信号から変調波信号のIベースバンド信号及びQベースバンド信号を復調する直交復調器と2個のA/D変換器を実装する必要があり、帰還回路の回路規模が大きくなってしまうという課題があった。
また、特許文献1の場合、電力増幅器の逆特性の高精度化を図ることができるが、変調波信号と帰還信号のタイミングを一致させるディジタル信号処理を実施するには、演算規模が大きなディジタル回路を実装する必要があるという課題があった。
Since the conventional distortion compensation circuit is configured as described above, in the case of
In the case of
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、直交復調器などを不要にして帰還回路の構成を簡略化することができるとともに、演算規模が大きなディジタル回路を実装することなく、電力増幅器で発生する非線形歪みを高精度に補償することができる歪み補償回路を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and can simplify the configuration of the feedback circuit by eliminating the need for a quadrature demodulator or the like, and without mounting a digital circuit having a large calculation scale. An object of the present invention is to obtain a distortion compensation circuit capable of highly accurately compensating for nonlinear distortion generated in a power amplifier.
この発明に係る歪み補償回路は、振幅値が異なる複数の既知信号を順番に出力する既知信号生成部と、その既知信号をアナログ信号に変換し、そのアナログ信号の周波数を変換する第1の変換部と、周波数が変換されたアナログ信号を増幅する電力増幅器と、電力増幅器により増幅されたアナログ信号を減衰する減衰器と、減衰器により減衰されたアナログ信号の周波数を変換し、周波数変換後のアナログ信号をディジタル信号に変換する第2の変換部と、ディジタル信号の周波数を解析することで、第2の変換部による周波数変換後のアナログ信号の振幅値及び位相値を特定し、その特定した振幅値及び位相値と既知信号の振幅値及び位相値とから、その既知信号の振幅値に対応する電力増幅器の利得偏差及び位相偏差を算出する偏差算出部とを設け、歪み補償部が、偏差算出部により算出された各々の振幅値に対応する利得偏差及び位相偏差の中から、変調波信号の振幅値に対応する利得偏差及び位相偏差を特定して、その特定した利得偏差及び位相偏差を用いて、その変調波信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の変調波信号を第1の変換部に出力するようにしたものである。 The distortion compensation circuit according to the present invention includes a known signal generation unit that sequentially outputs a plurality of known signals having different amplitude values, a first conversion that converts the known signal into an analog signal, and converts the frequency of the analog signal. A power amplifier for amplifying the analog signal whose frequency is converted, an attenuator for attenuating the analog signal amplified by the power amplifier, and a frequency of the analog signal attenuated by the attenuator, A second conversion unit that converts an analog signal into a digital signal, and an amplitude value and a phase value of the analog signal after frequency conversion by the second conversion unit are identified by analyzing the frequency of the digital signal, and the identification is performed Deviation calculation that calculates the gain deviation and phase deviation of the power amplifier corresponding to the amplitude value of the known signal from the amplitude value and phase value and the amplitude value and phase value of the known signal The distortion compensator specifies the gain deviation and the phase deviation corresponding to the amplitude value of the modulated wave signal from the gain deviation and the phase deviation corresponding to each amplitude value calculated by the deviation calculating unit. The distortion compensation process is performed on the modulated wave signal using the specified gain deviation and phase deviation, and the modulated wave signal after the distortion compensation process is output to the first conversion unit.
この発明によれば、ディジタル信号の周波数を解析することで、第2の変換部による周波数変換後のアナログ信号の振幅値及び位相値を特定し、その特定した振幅値及び位相値と既知信号の振幅値及び位相値とから、その既知信号の振幅値に対応する電力増幅器の利得偏差及び位相偏差を算出する偏差算出部を設け、歪み補償部が、偏差算出部により算出された各々の振幅値に対応する利得偏差及び位相偏差の中から、変調波信号の振幅値に対応する利得偏差及び位相偏差を特定して、その特定した利得偏差及び位相偏差を用いて、その変調波信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の変調波信号を第1の変換部に出力するように構成したので、演算規模が大きなディジタル回路や直交復調器などを実装することなく、電力増幅器で発生する非線形歪みを高精度に補償することができる効果がある。 According to the present invention, by analyzing the frequency of the digital signal, the amplitude value and phase value of the analog signal after frequency conversion by the second conversion unit are specified, and the specified amplitude value and phase value and the known signal A deviation calculating unit that calculates a gain deviation and a phase deviation of the power amplifier corresponding to the amplitude value of the known signal from the amplitude value and the phase value is provided, and each distortion value is calculated by the deviation calculating unit. The gain deviation and the phase deviation corresponding to the amplitude value of the modulated wave signal are identified from the gain deviation and the phase deviation corresponding to, and distortion compensation for the modulated wave signal is performed using the identified gain deviation and phase deviation. Since it is configured to output the modulated wave signal after distortion compensation processing to the first conversion unit, power amplification is achieved without mounting a large-scale digital circuit or quadrature demodulator. In an effect that can compensate for nonlinear distortion generated with high accuracy.
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面にしたがって説明する。
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1による歪み補償回路を示す構成図である。
この歪み補償回路では、事前に、電力増幅器で発生する非線形歪みを補償する際に参照する補償テーブルを作成する段階ではキャリブレーションモードを実施し、補償テーブルの作成が完了した段階では、キャリブレーションモードで作成された補償テーブルを参照して、変調波信号に対する歪み補償処理を実施する運用モードを実施する。
Hereinafter, in order to describe the present invention in more detail, modes for carrying out the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a distortion compensation circuit according to
In this distortion compensation circuit, the calibration mode is executed in advance at the stage of creating a compensation table to be referred to when compensating nonlinear distortion generated in the power amplifier, and the calibration mode is completed at the stage of completing the creation of the compensation table. With reference to the compensation table created in
図1において、既知信号生成部1はキャリブレーションモードで動作し、振幅値An及び位相値θ0が既知である周波数f0の信号(以下、「既知信号」と称する)を生成し、その既知信号を出力する。
ここでは、位相値θが同一で、振幅値Anが異なるN個(n=1,・・・,N:Nは2以上の整数)の既知信号を生成し、N個の既知信号を順番に出力するものとする。
変調波生成部2は運用モードで動作し、変調波信号を生成して、その変調波信号を歪み補償部16に出力する。
スイッチ3はキャリブレーションモードでは既知信号生成部1から出力された既知信号をD/A変換器5に出力し、運用モードでは歪み補償部16による歪み補償処理後の変調波信号をD/A変換器5に出力する。
なお、既知信号生成部1、変調波生成部2及びスイッチ3に対するモードの通知は、制御部20から与えられる。制御部20は、歪み補償回路の内部に実装されていてもよいし、歪み補償回路の外部に実装されていてもよい。
また、既知信号生成部1及び変調波生成部2にはモードの通知が行われず、常に、信号を生成する構成であってもよい。
In FIG. 1, a
Here, the phase value θ is identical, the N amplitude values A n are different (n = 1, ···, N : N is an integer of 2 or more) to generate a known signal, the order of N known signal Shall be output.
The
The
Note that a mode notification to the known
Alternatively, the known
局部信号源4は局部発振信号を生成して、その局部発振信号をミクサ6,10に出力する。
D/A変換器5はスイッチ3から出力された既知信号又は変調波信号をアナログ信号に変換する。
ミクサ6は局部信号源4から出力された局部発振信号を用いて、D/A変換器5により変換されたアナログ信号の周波数をアップコンバート(周波数変換)し、周波数変換後のアナログ信号である高周波信号を電力増幅器7に出力する。
なお、D/A変換器5及びミクサ6から第1の変換部が構成されている。
The
The D /
The
The D /
電力増幅器7はミクサ6から出力された高周波信号を増幅し、増幅後の高周波信号を出力端子8及び減衰器9に出力する。
出力端子8は電力増幅器7により増幅された高周波信号を出力する端子であり、例えばアンテナなどが接続される。
減衰器9は電力増幅器により増幅された高周波信号を減衰する。
この実施の形態1では、減衰器9により減衰された高周波信号の振幅値が、電力増幅器7により増幅される前の高周波信号の振幅値と一致するような減衰率が減衰器9に設定されているものとする。
The
The output terminal 8 is a terminal that outputs a high-frequency signal amplified by the
The
In the first embodiment, an attenuation factor is set in the
ミクサ10は局部信号源4から出力された局部発振信号を用いて、減衰器9により減衰された高周波信号の周波数をダウンコンバート(周波数変換)し、周波数変換後のアナログ信号である帰還信号をA/D変換器11に出力する。
A/D変換器11はミクサ10から出力された帰還信号をディジタル信号に変換し、ディジタルの帰還信号を偏差算出部12に出力する。
なお、ミクサ10及びA/D変換器11から第2の変換部が構成されている。
The
The A /
The
偏差算出部12はフーリエ変換部13、振幅位相特定部14及び補償テーブル作成部15から構成されており、A/D変換器11から出力された帰還信号の周波数を解析し、その周波数の解析結果から、ミクサ10によるダウンコンバート後のアナログ信号(帰還信号)の振幅値Magn及び位相値θを特定し、その特定した振幅値Magn及び位相値θと、既知信号の振幅値An及び位相値θ0とから、既知信号の振幅値Anに対応する電力増幅器7の利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を算出する処理を実施する。
フーリエ変換部13はA/D変換器11から出力された帰還信号に対するフーリエ変換を実施して、その帰還信号を周波数領域の信号に変換する処理を実施する。
振幅位相特定部14はフーリエ変換部13により変換された周波数領域の信号のピーク値を探索し、そのピーク値から周波数f0における振幅値Magn及び位相値θ(ミクサ10による周波数変換後のアナログ信号の振幅値Magn及び位相値θ)を特定する処理を実施する。
補償テーブル作成部15は振幅位相特定部14により特定された振幅値Magn及び位相値θと、既知信号の振幅値An及び位相値θ0とから、既知信号の振幅値Anに対応する電力増幅器7の利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を算出し、各々の振幅値Anに対応する電力増幅器7の利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を示す補償テーブルを作成する処理を実施する。
The
The
The amplitude
Compensation
歪み補償部16は変調波生成部2により生成された変調波信号の振幅値Bを検出し、偏差算出部12の補償テーブル作成部15により作成された補償テーブルから、その振幅値Bに対応する利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を読み出し、その読み出した利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を用いて、その変調波信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の変調波信号をスイッチ3に出力する。
The
図1の例では、歪み補償回路のディジタル回路部の構成要素である既知信号生成部1、変調波生成部2、偏差算出部12及び歪み補償部16のそれぞれが専用のハードウェア(例えば、CPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなど)で構成されているものを想定しているが、そのディジタル回路部がコンピュータで構成されていてもよい。
図2は歪み補償回路のディジタル回路部がコンピュータで構成される場合のハードウェア構成図である。
歪み補償回路のディジタル回路部がコンピュータで構成される場合、図2に示すように、既知信号生成部1、変調波生成部2、偏差算出部12及び歪み補償部16の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリ51に格納し、当該コンピュータのプロセッサ52がメモリ51に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
In the example of FIG. 1, each of the known
FIG. 2 is a hardware configuration diagram when the digital circuit portion of the distortion compensation circuit is configured by a computer.
When the digital circuit unit of the distortion compensation circuit is configured by a computer, the processing contents of the known
次に動作について説明する。
この実施の形態1では、歪み補償回路が、補償テーブルを作成するキャリブレーションモードと、変調波信号に対する歪み補償処理を実施する運用モードとを備えている。
最初に、キャリブレーションモードでの動作を説明する。
制御部20は、動作モードがキャリブレーションモードであることを既知信号生成部1及びスイッチ3に通知する。
Next, the operation will be described.
In the first embodiment, the distortion compensation circuit includes a calibration mode for creating a compensation table and an operation mode for performing distortion compensation processing on a modulated wave signal.
First, the operation in the calibration mode will be described.
The
既知信号生成部1は、制御部20から動作モードがキャリブレーションモードである旨の通知を受けると、振幅値An及び位相値θ0が既知である周波数f0の既知信号s(t)を生成し、その既知信号をスイッチ3及び補償テーブル作成部15に出力する。
このとき、既知信号s(t)の位相値はθ0で同一であるが、振幅値Anが異なるN個(n=1,・・・,N:Nは2以上の整数)の既知信号s(t)を生成し、N個の既知信号s(t)を順番に出力する。
なお、既知信号生成部1により生成される既知信号s(t)は、下記の式(1)のように表される。
式(1)において、tは時間を表す変数である。
When the known
At this time, the phase value of the known signal s (t) is identical with theta 0, N pieces of amplitude A n are different: known signal (n = 1, ···, N N is an integer of 2 or more) s (t) is generated, and N known signals s (t) are output in order.
The known signal s (t) generated by the known
In Expression (1), t is a variable representing time.
スイッチ3は、制御部20から動作モードがキャリブレーションモードである旨の通知を受けているので、既知信号生成部1から既知信号s(t)を受けると、その既知信号s(t)をD/A変換器5に出力する。
D/A変換器5は、スイッチ3から既知信号s(t)を受けると、その既知信号s(t)をアナログ信号に変換し、そのアナログ信号をミクサ6に出力する。
ミクサ6は、D/A変換器5からアナログ信号を受けると、局部信号源4から出力された局部発振信号を用いて、そのアナログ信号の周波数をアップコンバートし、アップコンバート後のアナログ信号である高周波信号Mix1(t)を電力増幅器7に出力する。
ここで、局部信号源4から出力された局部発振信号の周波数がfRFであるとすると、ミクサ6から出力される高周波信号Mix1(t)は、下記の式(2)のように表される。
Since the
When receiving the known signal s (t) from the
When receiving an analog signal from the D /
Here, when the frequency of the local oscillation signal output from the
電力増幅器7は、ミクサ6から高周波信号Mix1(t)を受けると、その高周波信号Mix1(t)を増幅し、増幅後の高周波信号Pout(t)を出力端子8及び減衰器9に出力する。
電力増幅器7により増幅された高周波信号Pout(t)には、電力増幅器7で発生する非線形歪みが含まれているので、高周波信号Pout(t)は、下記の式(3)のように表される。
式(3)において、G0は電力増幅器7の線形利得、ΔGnは振幅値Anの信号を増幅する場合の電力増幅器7の利得偏差、Δφnは振幅値Anの信号を増幅する場合の電力増幅器7の位相偏差である。
When receiving the high frequency signal Mix1 (t) from the
Since the high frequency signal P out (t) amplified by the
In the formula (3), G 0 is linear gain of the
減衰器9は、電力増幅器7から増幅後の高周波信号Pout(t)を受けると、その高周波信号Pout(t)を減衰し、減衰後の高周波信号ATT(t)をミクサ10に出力する。
この実施の形態1では、上述したように、減衰器9により減衰された高周波信号ATT(t)の振幅値が、電力増幅器7により増幅される前の高周波信号Mix1(t)の振幅値と一致するような減衰率が減衰器9に設定されているものとしているので、下記の式(4)に示すように、減衰器9によって振幅値が1/G0になる。
In the first embodiment, as described above, the amplitude value of the high-frequency signal ATT (t) attenuated by the
ミクサ10は、減衰器9から減衰後の高周波信号ATT(t)を受けると、局部信号源4から出力された局部発振信号を用いて、その高周波信号ATT(t)の周波数をダウンコンバートし、ダウンコンバート後のアナログ信号である帰還信号Mix2(t)をA/D変換器11に出力する。
ここで、局部信号源4から出力された局部発振信号の周波数がfRFであるとすると、ミクサ10から出力される帰還信号Mix2(t)は、下記の式(5)のように表される。
A/D変換器11は、ミクサ10から帰還信号Mix2(t)を受けると、その帰還信号Mix2(t)をディジタル信号に変換し、ディジタルの帰還信号Mix2(t)を偏差算出部12に出力する。
When the
Here, when the frequency of the local oscillation signal output from the
When the A /
偏差算出部12のフーリエ変換部13は、A/D変換器11からディジタルの帰還信号Mix2(t)を受けると、ディジタルの帰還信号Mix2(t)に対するフーリエ変換を実施して、その帰還信号Mix2(t)を周波数領域の信号に変換する。
図3はフーリエ変換部13によるフーリエ変換で得られた周波数領域の信号のスペクトルを示す説明図である。
周波数領域の信号のピーク値は、図3に示すように、帰還信号Mix2(t)の周波数f0に現れ、そのピーク値は周波数f0における振幅値Magn及び位相値θを示す複素数で表される。
Upon receiving the digital feedback signal Mix2 (t) from the A /
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a spectrum of a frequency domain signal obtained by Fourier transform by the
As shown in FIG. 3, the peak value of the signal in the frequency domain appears at the frequency f 0 of the feedback signal Mix2 (t), and the peak value is expressed by a complex number indicating the amplitude value Mag n and the phase value θ at the frequency f 0 . Is done.
偏差算出部12の振幅位相特定部14は、フーリエ変換部13がディジタルの帰還信号Mix2(t)を周波数領域の信号に変換すると、その周波数領域の信号のピーク値を探索し、そのピーク値から周波数f0における振幅値Magn及び位相値θを特定する。
振幅位相特定部14により特定される周波数f0における振幅値Magnは、ミクサ10によるダウンコンバート後のアナログ信号の振幅値Magnに相当し、振幅位相特定部14により特定される周波数f0における位相値θは、ミクサ10によるダウンコンバート後のアナログ信号の位相値θに相当する。
振幅値Magn及び位相値θは、下記の式(6)及び式(7)のように表される。
When the
Amplitude Mag n at frequency f 0 which is specified by the amplitude
The amplitude value Mag n and the phase value θ are expressed by the following equations (6) and (7).
偏差算出部12の補償テーブル作成部15は、振幅位相特定部が周波数f0における振幅値Magn及び位相値θを特定すると、下記の式(8)に示すように、周波数f0における振幅値Magn及び位相値θと、既知信号の振幅値An及び位相値θ0とから、電力増幅器7の利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を算出する。
Compensation
上記の式(6)より、Magn=ΔGnAnであるため、式(8)に示す電力増幅器7の利得偏差ΔGain(n)は、下記の式(10)に示すように、振幅値Anの信号を増幅する場合の電力増幅器7の利得偏差ΔGnと一致する。
また、上記の式(7)より、θ=Δφnであるため、既知信号s(t)の位相値θ0(既知の位相値)が例えば“0”であれば、式(9)に示す電力増幅器7の位相偏差ΔPhase(n)は、下記の式(11)に示すように、振幅値Anの信号を増幅する場合の電力増幅器7の位相偏差Δφnと一致する。
The equation (6) above, since it is Mag n = ΔG n A n, gain deviation ΔGain of the
Further, from the above equation (7), since it is theta = [Delta] [phi n, if the phase value theta 0 known signal s (t) (known phase value) is for example "0", shown in the formula (9) phase deviation ΔPhase power amplifier 7 (n), as shown in the following equation (11), coincides with the phase deviation [Delta] [phi n of
補償テーブル作成部15は、既知信号生成部1が既知信号s(t)を出力する毎に、電力増幅器7の利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を算出すると、その利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を記憶する。
この実施の形態1では、既知信号生成部1が、振幅値Anが異なるN個の既知信号s(t)を出力するものとしているので、N個の振幅値Anに対応する利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を記憶する。
これにより、補償テーブル作成部15は、既知信号s(t)の各々の振幅値Anに対応する電力増幅器7の利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を示す補償テーブルを作成する。
The compensation
In the first embodiment, a known
Thus, compensation
図4は補償テーブル作成部15による補償テーブルの作成例を示す説明図である。
図4の例では、既知信号生成部1から出力される既知信号s(t)の振幅値Anが3ビットで表現される場合を示しており、既知信号s(t)の振幅値Anが0〜7まで変化する。
図4に示している電力増幅器7の利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)は、実際の算出値を四捨五入等することで規格化された値になっている。
FIG. 4 is an explanatory diagram showing an example of creating a compensation table by the compensation
In the example of FIG. 4 shows the case where the amplitude value A n of the known signal s (t) outputted from the known-
The gain deviation ΔGain (n) and phase deviation ΔPhase (n) of the
次に、運用モードでの動作を説明する。
制御部20は、補償テーブルの作成が完了すると、動作モードが運用であることを変調波生成部2及びスイッチ3に通知する。
変調波生成部2は、制御部20から動作モードが運用モードである旨の通知を受けると、変調波信号m(t)を生成して、その変調波信号m(t)を歪み補償部16に出力する。
なお、変調波生成部2により生成される変調波信号m(t)は、下記の式(12)のように表される。
式(12)において、Bは変調波信号m(t)の振幅値である。
Next, the operation in the operation mode will be described.
When the creation of the compensation table is completed, the
When receiving a notification from the
The modulated wave signal m (t) generated by the modulated
In Expression (12), B is the amplitude value of the modulated wave signal m (t).
歪み補償部16は、変調波生成部2から変調波信号m(t)を受けると、その変調波信号m(t)の振幅値Bを検出する。
振幅値Bの検出処理自体は公知の技術であるため詳細な説明を省略するが、変調波生成部2から変調波信号m(t)の振幅値Bを知らせてもらうようにしてもよい。
歪み補償部16は、変調波信号m(t)の振幅値Bを検出すると、偏差算出部12の補償テーブル作成部15により作成された補償テーブルから、その振幅値Bに対応する利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を読み出す処理を行う。
When the
Since the detection process of the amplitude value B itself is a known technique, a detailed description thereof is omitted, but the amplitude value B of the modulated wave signal m (t) may be notified from the modulated
When the
図4の補償テーブルが作成されているとき、変調波信号m(t)の振幅値Bが、例えば、振幅値A3と一致する場合、その振幅値Bに対応する利得偏差ΔGain(n)として“1”を特定し、その振幅値Bに対応する位相偏差ΔPhase(n)として“2”を特定する。
また、変調波信号m(t)の振幅値Bが、例えば、振幅値A3と振幅値A4との間の値である場合、その振幅値Bが振幅値A4より振幅値A3の方に近ければ、その振幅値Bに対応する利得偏差ΔGain(n)として“1”(振幅値A3に対応する利得偏差ΔGain(n))を特定し、その振幅値Bに対応する位相偏差ΔPhase(n)として“2”(振幅値A3に対応する位相偏差ΔPhase(n))を特定する。一方、その振幅値Bが振幅値A3より振幅値A4の方に近ければ、その振幅値Bに対応する利得偏差ΔGain(n)として“2”(振幅値A4に対応する利得偏差ΔGain(n))を特定し、その振幅値Bに対応する位相偏差ΔPhase(n)として“2”(振幅値A4に対応する位相偏差ΔPhase(n))を特定する。
ここでは、振幅値A3又は振幅値A4のうちの近い方の振幅値に対応する利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を特定する例を示しているが、振幅値A3に対応する利得偏差ΔGain(n)と振幅値A4に対応する利得偏差ΔGain(n)との補間値を振幅値Bに対応する利得偏差ΔGain(n)とし、振幅値A3に対応する位相偏差ΔPhase(n)と振幅値A4に対応する位相偏差ΔPhase(n)との補間値を振幅値Bに対応する位相偏差ΔPhase(n)としてもよい。
When compensation table of FIG. 4 has been created, the amplitude value B of the modulated wave signal m (t) is, for example, if it matches the amplitude value A 3, as the gain deviation ΔGain (n) corresponding to the amplitude value B “1” is specified, and “2” is specified as the phase deviation ΔPhase (n) corresponding to the amplitude value B.
Further, when the amplitude value B of the modulated wave signal m (t) is, for example, a value between the amplitude value A 3 and the amplitude value A 4 , the amplitude value B is greater than the amplitude value A 4 by the amplitude value A 3 . the closer towards the phase difference thereof as the amplitude value B to the corresponding gain deviation ΔGain (n) "1" which identifies the (gain deviation corresponds to the amplitude value a 3 ΔGain (n)), corresponding to the amplitude value B as ΔPhase (n) "2" specifying the (phase deviation corresponds to the amplitude value a 3 ΔPhase (n)). On the other hand, the if the amplitude value B is close than the amplitude value A 3 towards the amplitude A 4, gain deviation corresponds to the gain deviation ΔGain (n) as the "2" (amplitude value A 4 corresponding to the amplitude value B DerutaGain (n)) to identify, for specifying the phase deviation DerutaPhase corresponding to the amplitude value B (as n) "2" (phase deviation corresponds to the amplitude value a 4 ΔPhase (n)).
Here, an example is shown in which the gain deviation ΔGain (n) and the phase deviation ΔPhase (n) corresponding to the closer amplitude value of the amplitude value A 3 or the amplitude value A 4 are specified, but the amplitude value A 3 the interpolation value of the corresponding gain deviation DerutaGain (n) and the gain deviation DerutaGain (n) corresponding to the amplitude value a 4 and gain deviation DerutaGain (n) corresponding to the amplitude value B, the phase corresponding to the amplitude value a 3 interpolated value of the phase deviation DerutaPhase (n) the deviation DerutaPhase and (n) corresponding to the amplitude value a 4 may be the phase deviation DerutaPhase (n) corresponding to the amplitude value B of.
歪み補償部16は、変調波信号m(t)の振幅値Bに対応する利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を読み出すと、その利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を用いて、その変調波信号m(t)に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の変調波信号であるmc(t)をスイッチ3に出力する。
具体的には、電力増幅器7により増幅された高周波信号Pout(t)の振幅値である(G0×ΔGn)×Anが(式(3)を参照)、G0×Anになるようにするため、変調波信号m(t)の振幅値Bを利得偏差ΔGain(n)で除算する。
また、電力増幅器7により増幅された高周波信号Pout(t)の位相値である2π×(fRF+f0)t+Δφnが、2π×(fRF+f0)tになるようにするため、変調波信号m(t)の位相値から位相偏差ΔPhase(n)を減算する。
これにより、歪み補償処理後の変調波信号であるmc(t)は、下記の式(13)のように表される。
When the
Specifically, (see Equation (3)) is the amplitude value of the amplified RF signal P out (t) by the power amplifier 7 (G 0 × ΔG n) × A n is the G 0 × A n In order to achieve this, the amplitude value B of the modulated wave signal m (t) is divided by the gain deviation ΔGain (n).
Further, modulation is performed so that 2π × (f RF + f 0 ) t + Δφ n that is the phase value of the high-frequency signal P out (t) amplified by the
Thereby, m c (t), which is the modulated wave signal after the distortion compensation processing, is expressed as the following equation (13).
スイッチ3は、制御部20から動作モードが運用モードである旨の通知を受けているので、歪み補償部16から歪み補償処理後の変調波信号mc(t)を受けると、その変調波信号mc(t)をD/A変換器5に出力する。
D/A変換器5は、スイッチ3から変調波信号mc(t)を受けると、その変調波信号mc(t)をアナログ信号に変換し、そのアナログ信号をミクサ6に出力する。
ミクサ6は、D/A変換器5からアナログ信号を受けると、局部信号源4から出力された局部発振信号を用いて、そのアナログ信号の周波数をアップコンバートし、アップコンバート後のアナログ信号である高周波信号Mix1(t)を電力増幅器7に出力する。
ここで、局部信号源4から出力された局部発振信号の周波数がfRFであるとすると、ミクサ6から出力される高周波信号Mix1(t)は、下記の式(14)のように表される。
Since the
When receiving the modulation wave signal m c (t) from the
When receiving an analog signal from the D /
Here, when the frequency of the local oscillation signal output from the
電力増幅器7は、ミクサ6から高周波信号Mix1(t)を受けると、その高周波信号Mix1(t)を増幅し、増幅後の高周波信号Pout(t)を出力端子8に出力する。
歪み補償部16によって変調波信号m(t)に対する歪み補償処理が実施されているので、電力増幅器7により増幅された高周波信号Pout(t)は、下記の式(15)のように表される。
When receiving the high frequency signal Mix1 (t) from the
Since distortion compensation processing is performed on the modulated wave signal m (t) by the
以上で明らかなように、この実施の形態1によれば、A/D変換器11から出力された帰還信号Mix2(t)の周波数を解析し、その周波数の解析結果から、ミクサ10によるダウンコンバート後のアナログ信号の振幅値Magn及び位相値θを特定し、その特定した振幅値Magn及び位相値θと、既知信号の振幅値An及び位相値θ0とから、既知信号の振幅値Anに対応する電力増幅器7の利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を算出する偏差算出部12を設け、歪み補償部16が、偏差算出部12により算出された各振幅値Anに対応する利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)の中から、変調波信号m(t)の振幅値Bに対応する利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を特定し、その特定した利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を用いて、その変調波信号m(t)に対する歪み補償処理を実施するように構成したので、演算規模が大きなディジタル回路や直交復調器などを実装することなく、電力増幅器7で発生する非線形歪みを高精度に補償することができる効果を奏する。
As apparent from the above, according to the first embodiment, the frequency of the feedback signal Mix2 (t) output from the A /
即ち、変調波信号m(t)に対する歪み補償処理に用いる電力増幅器7の利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を算出するに際して、電力増幅器により増幅された高周波信号から変調波信号のIベースバンド信号及びQベースバンド信号を復調する直交復調器を帰還回路に実装する必要がない。また、帰還回路には1個のA/D変換器11を実装すれば足りる。したがって、非特許文献1に開示されている歪み補償回路と比べて、帰還回路の構成を簡略化することができる。
また、変調波信号m(t)に対する歪み補償処理に用いる電力増幅器7の利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を算出するに際して、変調波信号m(t)と帰還信号Mix2(t)のタイミングを一致させるディジタル信号処理を実施することなく、利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を高精度に算出することができるため、演算規模が大きなディジタル回路を実装する必要がない。したがって、演算規模の大規模を招くことなく、電力増幅器7で発生する非線形歪みを高精度に補償することができる。
That is, when calculating the gain deviation ΔGain (n) and phase deviation ΔPhase (n) of the
Further, when calculating the gain deviation ΔGain (n) and phase deviation ΔPhase (n) of the
実施の形態2.
上記実施の形態1では、既知信号s(t)の周波数がf0で一定である例を示したが、この実施の形態2では、既知信号s(t)の周波数が変更される場合について説明する。
図5は既知信号s(t)の周波数の変更例を示す説明図である。
図5の例では、既知信号s(t)の周波数が時間の経過に伴ってf0→f1のように変更され、また、既知信号s(t)の周波数がf0のとき振幅値がA0→A1→A2・・・のように変更され、既知信号s(t)の周波数がf1のとき振幅値がA0→A1→A2・・・のように変更されている。
時間の経過に伴って既知信号s(t)の周波数fn及び振幅値Anが変更されるため、既知信号生成部1により生成される既知信号s(t)は、下記の式(16)のように表される。
式(16)において、m=0,・・・Mである。
In the first embodiment, an example in which the frequency of the known signal s (t) is constant at f 0 has been described. However, in the second embodiment, a case where the frequency of the known signal s (t) is changed will be described. To do.
FIG. 5 is an explanatory diagram showing an example of changing the frequency of the known signal s (t).
In the example of FIG. 5, the frequency of the known signal s (t) is changed as f 0 → f 1 as time passes, and the amplitude value is changed when the frequency of the known signal s (t) is f 0. A 0 → A 1 → A 2 ... And when the frequency of the known signal s (t) is f 1 , the amplitude value is changed as A 0 → A 1 → A 2. Yes.
Because with the passage of time the frequency f n and the amplitude values A n of the known signal s (t) is changed, a known signal s generated by the known signal generator unit 1 (t), the following equation (16) It is expressed as
In equation (16), m = 0,...
歪み補償回路の構成は上記実施の形態1と同様である。
以下、歪み補償回路の動作を説明する。
最初に、キャリブレーションモードでの動作を説明する。
制御部20は、動作モードがキャリブレーションモードであることを既知信号生成部1及びスイッチ3に通知する。
The configuration of the distortion compensation circuit is the same as that of the first embodiment.
Hereinafter, the operation of the distortion compensation circuit will be described.
First, the operation in the calibration mode will be described.
The
既知信号生成部1は、制御部20から動作モードがキャリブレーションモードである旨の通知を受けると、式(16)に示す既知信号s(t)を生成し、その既知信号をスイッチ3及び補償テーブル作成部15に出力する。
図5は、M=1の例であり、既知信号s(t)の周波数がf0→f1のように変更されるため、最初に、位相値がθ0、周波数がf0で、振幅値Anが異なるN個の既知信号s(t)を生成して、N個の既知信号s(t)を順番に出力する。
次に、位相値がθ0、周波数がf1で、振幅値Anが異なるN個の既知信号s(t)を生成し、N個の既知信号s(t)を順番に出力する。
When the known
FIG. 5 is an example of M = 1, and since the frequency of the known signal s (t) is changed as f 0 → f 1 , first, the phase value is θ 0 , the frequency is f 0 , and the amplitude N known signals s (t) having different values An are generated, and N known signals s (t) are output in order.
Next, N known signals s (t) having a phase value of θ 0 , a frequency of f 1 and different amplitude values An are generated, and the N known signals s (t) are sequentially output.
スイッチ3は、制御部20から動作モードがキャリブレーションモードである旨の通知を受けているので、既知信号生成部1から既知信号s(t)を受けると、上記実施の形態1と同様に、その既知信号s(t)をD/A変換器5に出力する。
D/A変換器5は、スイッチ3から既知信号s(t)を受けると、上記実施の形態1と同様に、その既知信号s(t)をアナログ信号に変換し、そのアナログ信号をミクサ6に出力する。
ミクサ6は、D/A変換器5からアナログ信号を受けると、上記実施の形態1と同様に、局部信号源4から出力された局部発振信号を用いて、そのアナログ信号の周波数をアップコンバートし、アップコンバート後のアナログ信号である高周波信号Mix1(t)を電力増幅器7に出力する。
ここで、局部信号源4から出力された局部発振信号の周波数がfRFであるとすると、ミクサ6から出力される高周波信号Mix1(t)は、下記の式(17)のように表される。
Since the
When the D /
When the
Here, assuming that the frequency of the local oscillation signal output from the
電力増幅器7は、ミクサ6から高周波信号Mix1(t)を受けると、上記実施の形態1と同様に、その高周波信号Mix1(t)を増幅し、増幅後の高周波信号Pout(t)を出力端子8及び減衰器9に出力する。
電力増幅器7により増幅された高周波信号Pout(t)には、電力増幅器7で発生する非線形歪みが含まれているので、高周波信号Pout(t)は、下記の式(18)のように表される。
When receiving the high frequency signal Mix1 (t) from the
Since the high frequency signal P out (t) amplified by the
減衰器9は、電力増幅器7から増幅後の高周波信号Pout(t)を受けると、上記実施の形態1と同様に、その高周波信号Pout(t)を減衰し、減衰後の高周波信号ATT(t)をミクサ10に出力する。
減衰器9により減衰された高周波信号ATT(t)は、下記の式(19)のように表される。
When receiving the amplified high-frequency signal P out (t) from the
The high frequency signal ATT (t) attenuated by the
ミクサ10は、減衰器9から減衰後の高周波信号ATT(t)を受けると、上記実施の形態1と同様に、局部信号源4から出力された局部発振信号を用いて、その高周波信号ATT(t)の周波数をダウンコンバートし、ダウンコンバート後のアナログ信号である帰還信号Mix2(t)をA/D変換器11に出力する。
ミクサ10から出力される帰還信号Mix2(t)は、下記の式(20)のように表される。
A/D変換器11は、ミクサ10から帰還信号Mix2(t)を受けると、上記実施の形態1と同様に、その帰還信号Mix2(t)をディジタル信号に変換し、ディジタルの帰還信号Mix2(t)を偏差算出部12に出力する。
When receiving the attenuated high-frequency signal ATT (t) from the
The feedback signal Mix2 (t) output from the
When the A /
偏差算出部12のフーリエ変換部13は、A/D変換器11からディジタルの帰還信号Mix2(t)を受けると、上記実施の形態1と同様に、ディジタルの帰還信号Mix2(t)に対するフーリエ変換を実施して、その帰還信号を周波数領域の信号に変換する。
偏差算出部12の振幅位相特定部14は、フーリエ変換部13がディジタルの帰還信号Mix2(t)を周波数領域の信号に変換すると、上記実施の形態1と同様に、その周波数領域の信号のピーク値を探索し、そのピーク値から周波数fmにおける振幅値Magn及び位相値θを特定する。
既知信号s(t)の周波数fmが時間の経過に伴って変更されるので、既知信号生成部1から、例えば周波数f0の既知信号s(t)が出力されているときは、周波数領域の信号のピーク値から周波数f0における振幅値Magn及び位相値θを特定し、例えば周波数f1の既知信号s(t)が出力されているときは、周波数領域の信号のピーク値から周波数f1における振幅値Magn及び位相値θを特定する。
振幅位相特定部14により特定される周波数fmにおける振幅値Magnは、ミクサ10によるダウンコンバート後のアナログ信号の振幅値Magnに相当し、振幅位相特定部14により特定される周波数fmにおける位相値θは、ミクサ10によるダウンコンバート後のアナログ信号の位相値θに相当する。
振幅値Magn及び位相値θは、上記の式(6)及び式(7)のように表される。
Upon receiving the digital feedback signal Mix2 (t) from the A /
When the
Since the frequency f m of the known signal s (t) is changed over time, from the known
Amplitude Mag n at the frequency f m which is specified by the amplitude
The amplitude value Mag n and the phase value θ are expressed as in the above equations (6) and (7).
偏差算出部12の補償テーブル作成部15は、振幅位相特定部が周波数fmにおける振幅値Magn及び位相値θを特定すると、下記の式(21)に示すように、周波数fmにおける振幅値Magn及び位相値θと、既知信号の振幅値An及び位相値θ0とから、電力増幅器7の利得偏差ΔGain(n,fm)及び位相偏差ΔPhase(n,fm)を算出する。
Compensation
上記の式(6)より、Magn=Anであるため、式(21)に示す電力増幅器7の利得偏差ΔGain(n,fm)は、下記の式(23)に示すように、振幅値Anの信号を増幅する場合の電力増幅器7の利得偏差ΔGnと一致する。
また、上記の式(7)より、θ=Δφnであるため、既知信号s(t)の位相値θ0(既知の位相値)が例えば“0”であれば、式(22)に示す電力増幅器7の位相偏差ΔPhase(n)は、下記の式(24)に示すように、振幅値Anの信号を増幅する場合の電力増幅器7の位相偏差Δφnと一致する。
From the above equation (6), since Mag n = An , the gain deviation ΔGain (n, f m ) of the
Further, from the above equation (7), since θ = Δφn, if the phase value θ 0 (known phase value) of the known signal s (t) is, for example, “0”, the equation (22) is obtained. phase deviation ΔPhase power amplifier 7 (n), as shown in the following equation (24), coincides with the phase deviation [Delta] [phi n of
補償テーブル作成部15は、既知信号生成部1が既知信号s(t)を出力する毎に、電力増幅器7の利得偏差ΔGain(n,fm)及び位相偏差ΔPhase(n,fm)を算出すると、その利得偏差ΔGain(n,fm)及び位相偏差ΔPhase(n,fm)を記憶する。
この実施の形態2では、既知信号生成部1が、周波数fmを変更しながら、振幅値Anが異なるN個の既知信号s(t)を出力するものとしているので、(M×N)個の振幅値Anに対応する利得偏差ΔGain(n,fm)及び位相偏差ΔPhase(n,fm)を記憶する。
Compensation
In the second embodiment, the known
図6は補償テーブル作成部15により記憶されている(M×N)個の振幅値Anに対応する利得偏差ΔGain(n,fm)及び位相偏差ΔPhase(n,fm)の一例を示す説明図である。
図6の例では、既知信号生成部1から出力される既知信号s(t)の振幅値Anが3ビットで表現される場合を示しており、既知信号s(t)の振幅値Anが0〜7まで変化する。
図6に示している電力増幅器7の利得偏差ΔGain(n,fm)及び位相偏差ΔPhase(n,fm)は、実際の算出値を四捨五入等することで規格化された値になっている。
Figure 6 shows an example of compensation are stored by the table creating unit 15 (M × N) number of gain deviation ΔGain corresponding to the amplitude value A n (n, f m) and the phase deviation ΔPhase (n, f m) It is explanatory drawing.
In the example of FIG. 6 shows the case where the amplitude value A n of the known signal s (t) outputted from the known-
Gain deviation ΔGain of the
補償テーブル作成部15は、例えば、図6の場合、周波数f0の既知信号s(t)の8個の振幅値Anに対応する利得偏差ΔGain(n,f0)及び位相偏差ΔPhase(n,f0)と、周波数f1の既知信号s(t)の8個の振幅値Anに対応する利得偏差ΔGain(n,f1)及び位相偏差ΔPhase(n,f1)とを記憶しているので、2つの周波数f0,f1に対応する利得偏差ΔGain(n,f0),ΔGain(n,f1)を統合するとともに、2つの周波数f0,f1に対応する位相偏差ΔPhase(n,f0),ΔPhase(n,f1)を統合することで、各々の振幅値Anに対応する電力増幅器7の利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を示す補償テーブルを作成する。
図7は補償テーブル作成部15による補償テーブルの作成例を示す説明図である。
図7の例では、2つの周波数f0,f1に対応する利得偏差ΔGain(n,f0),ΔGain(n,f1)を平均化することで統合し、2つの周波数f0,f1に対応する位相偏差ΔPhase(n,f0),ΔPhase(n,f1)を平均化することで統合している。
例えば、図6における統合前の振幅値A6に着目すると、利得偏差ΔGain(6,f0)が4、利得偏差ΔGain(6,f1)が3、位相偏差ΔPhase(6,f0)が4、位相偏差ΔPhase(6,f1)が2であるため、図7に示すように、統合後の利得偏差ΔGain(6)及び位相偏差ΔPhase(6)は下記のようになる。
統合後の利得偏差ΔGain(6)=(4+3)/2=3.5
統合後の位相偏差ΔPhase(6)=(4+2)/2=3
Compensation
FIG. 7 is an explanatory diagram showing an example of creating a compensation table by the compensation
In the example of FIG. 7, the gain deviations ΔGain (n, f 0 ) and ΔGain (n, f 1 ) corresponding to the two frequencies f 0 and f 1 are integrated by averaging, and the two frequencies f 0 and f are integrated. The phase deviations ΔPhase (n, f 0 ) and ΔPhase (n, f 1 ) corresponding to 1 are integrated by averaging.
For example, paying attention to the amplitude value A 6 before integration in FIG 6, the gain deviation ΔGain (6, f 0) is 4, the gain deviation ΔGain (6, f 1) is 3, the phase deviation ΔPhase (6, f 0) is 4. Since the phase deviation ΔPhase (6, f 1 ) is 2, as shown in FIG. 7, the gain deviation ΔGain (6) and the phase deviation ΔPhase (6) after integration are as follows.
Gain deviation after integration ΔGain (6) = (4 + 3) /2=3.5
Phase deviation after integration ΔPhase (6) = (4 + 2) / 2 = 3
運用モードでの動作は、上記実施の形態1と同じであるため説明を省略する。
この実施の形態2のように、補償テーブル作成部15が、周波数が異なる同一の振幅値Anに対応する複数の利得偏差を統合するとともに、周波数が異なる同一の振幅値Anに対応する複数の位相偏差を統合することで、各々の振幅値Anに対応する利得偏差ΔGain(n)及び位相偏差ΔPhase(n)を示す補償テーブルを作成するように構成したので、既知信号s(t)の周波数fmを時間の経過に伴って変更する場合でも、上記実施の形態1と同様に、演算規模が大きなディジタル回路や直交復調器などを実装することなく、電力増幅器7で発生する非線形歪みを高精度に補償することができる効果を奏する。
また、既知信号s(t)の周波数fmを変更することにより、電力増幅器7の周波数特性を考慮した補償テーブルを作成することができるため、上記実施の形態1よりも更に高精度に電力増幅器7で発生する非線形歪みを補償することができる効果を奏する。
Since the operation in the operation mode is the same as that in the first embodiment, description thereof is omitted.
As the second embodiment, a plurality compensation
Further, by changing the frequency f m of the known signal s (t), it is possible to create a compensation table in consideration of the frequency characteristic of the
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。 In the present invention, within the scope of the invention, any combination of the embodiments, or any modification of any component in each embodiment, or omission of any component in each embodiment is possible. .
1 既知信号生成部、2 変調波生成部、3 スイッチ、4 局部信号源、5 D/A変換器(第1の変換部)、6 ミクサ(第1の変換部)、7 電力増幅器、8 出力端子、9 減衰器、10 ミクサ(第2の変換部)、11 A/D変換器(第2の変換部)、12 偏差算出部、13 フーリエ変換部、14 振幅位相特定部、15 補償テーブル作成部、16 歪み補償部、20 制御部、51 メモリ、52 プロセッサ。
DESCRIPTION OF
Claims (5)
前記既知信号をアナログ信号に変換し、前記アナログ信号の周波数を変換する第1の変換部と、
前記周波数が変換されたアナログ信号を増幅する電力増幅器と、
前記電力増幅器により増幅されたアナログ信号を減衰する減衰器と、
前記減衰器により減衰されたアナログ信号の周波数を変換し、周波数変換後のアナログ信号をディジタル信号に変換する第2の変換部と、
前記ディジタル信号の周波数を解析することで、前記第2の変換部による周波数変換後のアナログ信号の振幅値及び位相値を特定し、前記特定した振幅値及び位相値と前記既知信号の振幅値及び位相値とから、前記既知信号の振幅値に対応する前記電力増幅器の利得偏差及び位相偏差を算出する偏差算出部と、
前記偏差算出部により算出された各々の振幅値に対応する利得偏差及び位相偏差の中から、前記変調波信号の振幅値に対応する利得偏差及び位相偏差を特定して、前記特定した利得偏差及び位相偏差を用いて、前記変調波信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の変調波信号を前記第1の変換部に出力する歪み補償部と
を備えた歪み補償回路。 A known signal generator for sequentially outputting a plurality of known signals having different amplitude values;
A first converter that converts the known signal into an analog signal and converts the frequency of the analog signal;
A power amplifier for amplifying the analog signal having the converted frequency;
An attenuator for attenuating the analog signal amplified by the power amplifier;
A second converter that converts the frequency of the analog signal attenuated by the attenuator and converts the analog signal after the frequency conversion into a digital signal;
By analyzing the frequency of the digital signal, the amplitude value and phase value of the analog signal after frequency conversion by the second conversion unit are specified, and the specified amplitude value and phase value and the amplitude value of the known signal and A deviation calculating unit for calculating a gain deviation and a phase deviation of the power amplifier corresponding to the amplitude value of the known signal from the phase value;
From the gain deviation and the phase deviation corresponding to each amplitude value calculated by the deviation calculating unit, the gain deviation and the phase deviation corresponding to the amplitude value of the modulated wave signal are specified, and the specified gain deviation and A distortion compensation circuit comprising: a distortion compensation unit that performs a distortion compensation process on the modulated wave signal using a phase deviation and outputs the modulated wave signal after the distortion compensation process to the first conversion unit.
前記第2の変換部により変換されたディジタル信号に対するフーリエ変換を実施して、前記ディジタル信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部により変換された周波数領域の信号から、前記第2の変換部による周波数変換後のアナログ信号の振幅値及び位相値を特定する振幅位相特定部と、
前記振幅位相特定部により特定されたアナログ信号の振幅値と前記既知信号の振幅値から、前記既知信号の振幅値に対応する前記電力増幅器の利得偏差を算出するとともに、前記振幅位相特定部により特定されたアナログ信号の位相値と前記既知信号の位相値から、前記既知信号の振幅値に対応する前記電力増幅器の位相偏差を算出し、各々の振幅値に対応する前記電力増幅器の利得偏差及び位相偏差を示す補償テーブルを作成する補償テーブル作成部とから構成されていることを特徴とする請求項1記載の歪み補償回路。 The deviation calculator is
A Fourier transform unit that performs a Fourier transform on the digital signal converted by the second conversion unit, and converts the digital signal into a frequency domain signal;
An amplitude phase specifying unit for specifying an amplitude value and a phase value of an analog signal after frequency conversion by the second conversion unit, from the frequency domain signal converted by the Fourier transform unit;
The gain deviation of the power amplifier corresponding to the amplitude value of the known signal is calculated from the amplitude value of the analog signal specified by the amplitude phase specifying unit and the amplitude value of the known signal, and specified by the amplitude phase specifying unit The phase deviation of the power amplifier corresponding to the amplitude value of the known signal is calculated from the phase value of the analog signal and the phase value of the known signal, and the gain deviation and phase of the power amplifier corresponding to each amplitude value are calculated. The distortion compensation circuit according to claim 1, further comprising a compensation table creation unit that creates a compensation table indicating a deviation.
前記補償テーブル作成部は、周波数が異なっているが振幅値が同一である複数の既知信号に対応する複数の利得偏差を統合するとともに、周波数が異なっているが振幅値が同一である複数の既知信号に対応する位相偏差を統合することで、各々の振幅値に対応する前記電力増幅器の利得偏差及び位相偏差を示す補償テーブルを作成することを特徴とする請求項2から請求項4のうちのいずれか1項記載の歪み補償回路。 When the known signal generation unit sequentially outputs a plurality of known signals having different amplitude values, the frequency of the plurality of known signals is changed, and then the process of outputting the plurality of known signals in order is repeatedly performed.
The compensation table creation unit integrates a plurality of gain deviations corresponding to a plurality of known signals having different frequencies but having the same amplitude value, and a plurality of known signals having different frequencies but the same amplitude value. The compensation table which shows the gain deviation and phase deviation of the power amplifier corresponding to each amplitude value is created by integrating the phase deviation corresponding to the signal. The distortion compensation circuit according to claim 1.
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