JP2016086492A - Capacitor discharge device and control method therefor - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、平滑用コンデンサの放電装置及びその制御方法の技術に関する。 The present invention relates to a smoothing capacitor discharging apparatus and a control method thereof.
電圧形インバータ（以降、本発明ではインバータと称する）は、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器で、広く、交流モータの可変速駆動用途に使われている。環境意識の高まりを背景に市場規模を拡大するハイブリッド電気自動車や電気自動車の中核部品のひとつでもある。 A voltage source inverter (hereinafter referred to as an inverter in the present invention) is a power converter that converts a DC voltage into an AC voltage, and is widely used for variable speed driving of an AC motor. It is also one of the core components of hybrid electric vehicles and electric vehicles that are expanding the market scale against the backdrop of heightened environmental awareness.
これら自動車用途では、特に、何らかの不具合により起こる危険から搭乗者を守るため、各種異常の検出手段を設け、異常検出結果に応じて、安全な動作状態にシステムを遷移させている。 In these automobile applications, in particular, in order to protect the passenger from danger caused by some trouble, various abnormality detection means are provided, and the system is shifted to a safe operation state according to the abnormality detection result.
また、インバータに供給される直流電圧が６０Ｖを超える場合には、スイッチング動作に伴う電圧リプルを除去するためにインバータに並列接続された平滑コンデンサの電荷を所定時間内に放電するための電力消費手段が設けられ、イグニッションをオフにする事で車両を停止状態にした場合や事故などの場合により、システムが必要と判断した場合に電力消費手段を動作させ、前記コンデンサの放電を行い、その電圧が人身の感電がないレベル（６０Ｖ未満）にし、安全を確保している。 Further, when the DC voltage supplied to the inverter exceeds 60V, the power consuming means for discharging the charge of the smoothing capacitor connected in parallel to the inverter within a predetermined time in order to remove the voltage ripple associated with the switching operation. When the vehicle is stopped by turning off the ignition or in the event of an accident, etc., when the system determines that it is necessary, the power consuming means is operated, the capacitor is discharged, and the voltage is Safety is ensured at a level where there is no human shock (less than 60V).
なお、電力消費手段としては、最低２つの手段の採用が求められ（冗長性）、放電に係る時間は例えば、第１の手段では5s以内、第２の手段では5分以内に６０Ｖ未満にする必要がある。 Note that at least two means are required to be used as power consuming means (redundancy), and the discharge time is, for example, within 5 s for the first means and less than 60 V within 5 minutes for the second means. There is a need.
こうした技術は、例えば、特許文献１や特許文献２などに記載されている。 Such a technique is described in, for example, Patent Document 1 and Patent Document 2.
まず、特許文献１記載の方法には、平滑コンデンサの電荷を所定時間内に放電するための電力消費手段として、放電抵抗とスイッチ素子を直列に接続した回路を平滑コンデンサに並列接続する回路（放電回路）が例示され、何らかの制御が実施される事が記載されている。しかし、制御の詳細については、記載がない。 First, in the method described in Patent Document 1, as a power consuming means for discharging the charge of the smoothing capacitor within a predetermined time, a circuit in which a circuit in which a discharge resistor and a switch element are connected in series is connected in parallel to the smoothing capacitor (discharge) Circuit) and some control is described. However, details of the control are not described.
一方、特許文献２記載の方法では、例えば、特許文献１記載に例示された放電回路を制御する方法が詳細に示されている。この方法によれば、平滑コンデンサ電圧の電圧を検出し、イグニッションをオフにより、直流バッテリーとインバータの間に直列接続されたコンタクタの開放指令が与えられた時を基点に、所定時間毎に前記検出電圧値の変化を算出し、その結果と所定の閾値を比較判定して、コンデンサ放電が正常に行われているか判定している。これにより、例えば、前記コンタクタが故障して、指令に反し、閉路を形成している場合は、異常と判定でき、放電動作を停止することで、前記放電抵抗の不具合発生（過熱による焼損など）を未然に防ぐことが出来る。 On the other hand, in the method described in Patent Document 2, for example, a method for controlling the discharge circuit exemplified in Patent Document 1 is shown in detail. According to this method, the voltage of the smoothing capacitor voltage is detected, the ignition is turned off, and the detection is performed at predetermined time intervals based on the time when an open command of the contactor connected in series between the DC battery and the inverter is given. A change in voltage value is calculated, and the result is compared with a predetermined threshold value to determine whether the capacitor discharge is normally performed. Thereby, for example, when the contactor has failed and is against the command and forms a closed circuit, it can be determined that there is an abnormality, and the discharge operation is stopped to cause a malfunction of the discharge resistance (such as burning due to overheating). Can be prevented.
しかし、この方法では電圧変化を演算し、比較するような複雑な処理が必要で、その診断確定には所定の時間が必要となる、また、上位コントローラがコンタクタの異常判断を行うために、その期間の放電継続が要求される場合がある。その診断時間はシステム的に決められるため、ユニット単位の診断時間より長い。そして、診断の結果を確定させるまでに消費される電力を加味して、放電抵抗の定格電力を設定すると、抵抗の体格が大きくなり、延いては、コストアップや実装のためのサイズが大きくなるなどの課題があった。 However, this method requires a complicated process of calculating and comparing the voltage change, and a predetermined time is required for confirming the diagnosis. There is a case where it is required to continue discharging for a period. Since the diagnosis time is determined systematically, it is longer than the diagnosis time for each unit. And if you set the rated power of the discharge resistor in consideration of the power consumed until the diagnosis result is confirmed, the physique of the resistor will increase, and eventually the size for cost increase and mounting will increase. There were issues such as.
上記課題を解決するために、本発明に係るコンデンサ放電装置は、直流電圧６０Ｖを超える電源を入力電源として電力変換を行う電圧形インバータ回路と並列に接続された平滑コンデンサの電荷を放電するコンデンサ放電装置であって、前記平滑コンデンサの両端子に並列接続された少なくとも１つの電力消費用の抵抗を有する電力消費回路と、前記抵抗に流れる電流を略一定の第１所定値に制御する放電回路と、
前記放電回路を駆動する電源を前記平滑コンデンサの両端子から供給する電源回路と、を備える。
In order to solve the above-described problems, a capacitor discharge device according to the present invention discharges a charge of a smoothing capacitor connected in parallel with a voltage source inverter circuit that performs power conversion using a power supply exceeding a DC voltage of 60 V as an input power supply A power consumption circuit having at least one power consumption resistor connected in parallel to both terminals of the smoothing capacitor, and a discharge circuit for controlling a current flowing through the resistor to a substantially constant first predetermined value; ,
A power supply circuit for supplying power for driving the discharge circuit from both terminals of the smoothing capacitor.
また、本発明に係るコンデンサ放電装置の制御方法は、直流電圧６０Ｖを超える電源を入力電源として電力変換を行う電圧形インバータ回路と並列に接続された平滑コンデンサの電荷を放電するコンデンサ放電装置の制御方法であって、前記平滑コンデンサの両端子に並列接続された少なくとも１つの電力消費用の抵抗を有する電力消費回路に流れる電流を略一定の第１所定値に制御し、前記電力消費回路を制御する回路を駆動する電源を前記平滑コンデンサの両端子から供給する。 Also, the control method of the capacitor discharge device according to the present invention controls the capacitor discharge device that discharges the electric charge of the smoothing capacitor connected in parallel with the voltage source inverter circuit that performs power conversion using the power source exceeding the DC voltage of 60V as the input power source. A method of controlling a power consumption circuit by controlling a current flowing through a power consumption circuit having at least one power consumption resistor connected in parallel to both terminals of the smoothing capacitor to a substantially constant first predetermined value. A power source for driving the circuit is supplied from both terminals of the smoothing capacitor.
本発明によるコンデンサ放電装置もしくはコンデンサ放電装置の制御方法を採用すれば、平滑コンデンサを放電し、その電圧を安全な値（６０Ｖ未満）まで低減することができる。 If the capacitor discharge device or the method for controlling the capacitor discharge device according to the present invention is employed, the smoothing capacitor can be discharged and the voltage thereof can be reduced to a safe value (less than 60 V).
本発明に実施形態を図面に基づいて以下に説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
図１は、本実施形態に係る駆動系の全体回路構成図である。自動車用途の交流モータの可変速駆動系は、図１に示すように、高圧バッテリー１、インバータ２、交流モータ３、直流入力電圧検出器４、交流出力のための電流検出器５ないし７、回転位置検出器８、制御回路９、ゲート駆動回路１０、そして制御やゲート駆動に必要なスイッチング電源１１で構成されている。インバータ2には平滑用のコンデンサ（C0）12並びに、コンデンサ（C1）13とコンデンサ（C2）14を直列接続したものが並列に接続されている。それぞれのコンデンサ容量は例えば、コンデンサC0は800uFと大きく、コンデンサC1とコンデンサC2はそれぞれ0.1uFと小さい。放電回路15が更に、インバータ2に並列に接続されている。 FIG. 1 is an overall circuit configuration diagram of a drive system according to the present embodiment. As shown in FIG. 1, a variable speed drive system for an AC motor for automobile use includes a high-voltage battery 1, an inverter 2, an AC motor 3, a DC input voltage detector 4, current detectors 5 to 7 for AC output, and rotation. It comprises a position detector 8, a control circuit 9, a gate drive circuit 10, and a switching power supply 11 necessary for control and gate drive. The inverter 2 is connected in parallel with a smoothing capacitor (C0) 12 and a capacitor (C1) 13 and a capacitor (C2) 14 connected in series. For example, the capacitor C0 is as large as 800uF, and the capacitor C1 and the capacitor C2 are each as small as 0.1uF. A discharge circuit 15 is further connected in parallel to the inverter 2.
図１に示す通り、低圧バッテリー17より例えば、12Vを入力としたスイッチング電源11から動作電圧が与えられる制御回路9、ゲート駆動回路10によりインバータ2は、図示しない上位コントローラの指令に基づき、その出力電流が所定になるように制御され、モータ3が電動もしくは、発電の動作をする。 As shown in FIG. 1, for example, the control circuit 9 and the gate drive circuit 10 to which the operating voltage is applied from the low-voltage battery 17 from the switching power supply 11 to which 12V is input, the inverter 2 outputs its output based on a command from a host controller (not shown). The current is controlled so as to become a predetermined value, and the motor 3 performs an electric or power generation operation.
また、直流バス（＋）（−）に直列に接続されているコンタクタ16は、図示しない例えば、高圧バッテリーコントローラにより、開閉が行われ、運転中は高圧バッテリー1とインバータ2間の閉路を構成する。電動の動作では、バッテリー1からインバータ2、発電の動作では、インバータ2からバッテリー1に向かいそれぞれ、電流が流れる。 The contactor 16 connected in series to the DC bus (+) (−) is opened and closed by a high voltage battery controller (not shown), for example, and forms a closed circuit between the high voltage battery 1 and the inverter 2 during operation. . In the electric operation, current flows from the battery 1 to the inverter 2, and in the power generation operation, current flows from the inverter 2 to the battery 1.
図２は、本実施形態に関する放電回路を中心とした回路図である。コンデンサ12に接続された直流バス（＋）（−）に、放電回路26並びに、それを駆動する電源回路27が接続されている。 FIG. 2 is a circuit diagram centering on the discharge circuit according to the present embodiment. A discharge circuit 26 and a power supply circuit 27 that drives the discharge circuit 26 are connected to the DC bus (+) (−) connected to the capacitor 12.
放電回路26は、電力消費体としての放電抵抗20と、放電抵抗20の電流を一定に制御するためのスイッチ素子21と、電流検出抵抗25と、電流指令設定回路24と、ローパスフィルタ回路23と、ヒステリシスコンパレータ回路22と、により構成される。 The discharge circuit 26 includes a discharge resistor 20 as a power consumer, a switch element 21 for controlling the current of the discharge resistor 20 to be constant, a current detection resistor 25, a current command setting circuit 24, a low-pass filter circuit 23, And a hysteresis comparator circuit 22.
ヒステリシスコンパレータ回路22は、電流検出抵抗25を介して得られかつ放電抵抗を流れる電流に比例したローパスフィルタ回路23通過後の電圧と、放電回路26の電源電圧を分圧抵抗により所定電流に対応し設定した電圧と、を入力としてスイッチ素子21をオンオフ制御する。 The hysteresis comparator circuit 22 corresponds to a predetermined current by dividing the voltage obtained through the current detection resistor 25 and passing through the low-pass filter circuit 23 proportional to the current flowing through the discharge resistor and the power supply voltage of the discharge circuit 26 with a voltage dividing resistor. The switch element 21 is turned on / off using the set voltage as an input.
電源回路27は、電流を制限するための抵抗と、この抵抗に直列に接続されかつ所定の略一定電圧を得るためのツェナダイオードと、このツェナダイオードに並列接続されたリプル除去用のコンデンサと、から構成されている。 The power supply circuit 27 includes a resistor for limiting the current, a Zener diode connected in series to the resistor and obtaining a predetermined substantially constant voltage, a ripple removing capacitor connected in parallel to the Zener diode, It is composed of
図３（ａ）ないし（ｃ）は、図２に示された回路の放電動作時の、直流バス（＋）（−）の両端電圧並びに、放電抵抗に流れる電流をSPICEにより、シミュレーションした結果を示している。 3 (a) to 3 (c) show the results of simulating the voltage at both ends of the DC bus (+) (−) and the current flowing through the discharge resistor by SPICE during the discharging operation of the circuit shown in FIG. Show.
コンデンサ12の平滑コンデンサ容量C0は800uFであり、放電抵抗20の抵抗値は120Ωであり、電流検出抵抗25の抵抗値は0.2Ωであり、ヒステリシスコンパレータ22のヒステリシス幅は+/-5mVであり、比較する電圧基準（電流指令）は54mV、すなわち、放電抵抗電流指令は0.27Aにそれぞれ設定している。 The smoothing capacitor capacitance C0 of the capacitor 12 is 800 uF, the resistance value of the discharge resistor 20 is 120Ω, the resistance value of the current detection resistor 25 is 0.2Ω, and the hysteresis width of the hysteresis comparator 22 is +/− 5 mV, The voltage reference (current command) to be compared is set to 54 mV, that is, the discharge resistance current command is set to 0.27 A.
そして、ロードダンプ（コンタクタ16がモータ発電動作中に開放された）により、平滑コンデンサの初期電圧は高圧バッテリー電圧400V（最大値）より上昇し、550Vとおいた。 Then, due to the load dump (the contactor 16 was opened during the motor power generation operation), the initial voltage of the smoothing capacitor increased from the high voltage battery voltage 400V (maximum value) to 550V.
図３(a)は、電流検出抵抗25の出力をローパスフィルタ回路23を通して検出した波形図である。横軸は時間であり、縦軸は電圧値である。概ね、0.8sまでは電流指令に制御できているが、それ以降は、指令電流に対して、減少している。放電抵抗20での消費電力は0.8sまでは8.7Wで、それ以降は減少している。 FIG. 3A is a waveform diagram in which the output of the current detection resistor 25 is detected through the low-pass filter circuit 23. The horizontal axis is time, and the vertical axis is voltage value. In general, the current command can be controlled up to 0.8 s, but after that, it decreases with respect to the command current. The power consumption at the discharge resistor 20 is 8.7 W up to 0.8 s and decreases thereafter.
図３(b)は、コンデンサ12の両端電圧並びに、放電抵抗20に流れる電流を示している。図３(c)は、図３(b)の時間0.5sから0.6sの時間軸を拡大した場合における、コンデンサ12の両端電圧並びに、放電抵抗20に流れる電流を示している。 FIG. 3B shows the voltage across the capacitor 12 and the current flowing through the discharge resistor 20. FIG. 3C shows the voltage across the capacitor 12 and the current flowing through the discharge resistor 20 when the time axis from 0.5 s to 0.6 s in FIG. 3B is expanded.
図３(c)を参照すれば、スイッチ素子21により放電抵抗電流はパルス状に制御されている様子がわかる。また、設定したスイッチ制御するためのヒステリシス幅では、スイッチング周波数は500Hz程度となっている。放電動作時は、このスイッチングに伴う損失とスイッチ素子21の導通損失が、消費電力に加算され、コンデンサ放電の手助けとなる。 Referring to FIG. 3C, it can be seen that the discharge resistance current is controlled in a pulse shape by the switch element 21. FIG. In the hysteresis width for controlling the set switch, the switching frequency is about 500 Hz. During the discharge operation, the loss associated with the switching and the conduction loss of the switch element 21 are added to the power consumption to assist the capacitor discharge.
コンデンサ12の両端電圧は概ね1.7sで60V未満になっている。また、0.8s以降は270V以下になる。一方、電源回路27に用いた 電流制限抵抗は150kΩ、ツェナ電圧は12Vとした。SPICEシミュレーションに使った素子モデルでは1.8mA（=270/150e3）以下でヒステリシスコンパレータ回路22などへの電流供給のバランスによりツェナ電圧12V（電源電圧）を維持できなくなり低下する。その結果、電源電圧を分圧生成した電流指令相当の電圧も低下するため、放電抵抗20に流れる電流が小さくなることがわかった。 The voltage between both ends of the capacitor 12 is approximately 1.7 s and less than 60V. In addition, it becomes 270V or less after 0.8s. On the other hand, the current limiting resistor used in the power circuit 27 was 150 kΩ, and the Zener voltage was 12V. In the element model used for SPICE simulation, the Zener voltage of 12V (power supply voltage) cannot be maintained due to the balance of current supply to the hysteresis comparator circuit 22 at 1.8mA (= 270 / 150e3) or less. As a result, it was found that the current corresponding to the current command generated by dividing the power supply voltage also decreases, so that the current flowing through the discharge resistor 20 decreases.
ある時刻を経過すると放電抵抗電流が所定値より低下するが、放電は継続できる。そして、所定時刻内に60V以下まで放電が可能であることが確認できた。ここで、用いたコンパレータ素子の電源電圧範囲は2〜36V、スイッチ素子のゲート閾値電圧は最低3.5Vである。 When a certain time elapses, the discharge resistance current falls below a predetermined value, but the discharge can be continued. It was confirmed that the discharge was possible to 60 V or less within a predetermined time. Here, the power supply voltage range of the used comparator element is 2 to 36V, and the gate threshold voltage of the switch element is at least 3.5V.
図４は例えば、特許文献2に記載された実施例において、コンタクタが正常に判定された後の平滑コンデンサの両端電圧並びに、放電抵抗に流れる電流を示している。放電抵抗に直列に接続されたスイッチ素子21は、常時オンに制御され、放電抵抗電流が、平滑コンデンサの両端電圧の低下と共に減少している。放電抵抗は約1.7sにて60V以下に放電できる1000Ωに設定。 FIG. 4 shows, for example, the voltage across the smoothing capacitor and the current flowing through the discharge resistor after the contactor is normally determined in the embodiment described in Patent Document 2. The switch element 21 connected in series with the discharge resistor is controlled to be always on, and the discharge resistance current decreases with a decrease in the voltage across the smoothing capacitor. The discharge resistance is set to 1000Ω, which can discharge to 60V or less in about 1.7s.
図４の例において抵抗に流れる２秒間の平均電流は約0.28Aである。従って、放電抵抗での平均消費電力は、78.4Wと本発明の8.7W以下に比べ、約10倍大きい。 In the example of FIG. 4, the average current flowing through the resistor for 2 seconds is about 0.28A. Therefore, the average power consumption at the discharge resistance is 78.4 W, which is about 10 times larger than 8.7 W or less of the present invention.
更に、異常判定がなく、コンタクタが閉路形成状態で放電が行われる場合には、消費電力は、高圧バッテリー電圧400Vが放電抵抗に印可される。その結果、消費電力は160Wに達する。 Furthermore, when there is no abnormality determination and the discharge is performed while the contactor is in the closed circuit formation state, the high voltage battery voltage 400V is applied to the discharge resistance as the power consumption. As a result, power consumption reaches 160W.
これら結果から、本発明を適用することで、所定の放電を短時間に達成し、かつ、放電抵抗の消費電力を大幅に低減できることがわかる。延いては、放電回路の小型化、低コスト化を達成できる。 From these results, it can be seen that by applying the present invention, predetermined discharge can be achieved in a short time and the power consumption of the discharge resistor can be significantly reduced. As a result, the discharge circuit can be reduced in size and cost.
更に、放電回路を動作させる電源をコンデンサ12両端から得ているため、電圧が60V以上であれば場合、制御回路9の電源である低圧バッテリーが切り離された状態であっても、放電動作が継続できるという特有の効果も有している。 Furthermore, since the power supply for operating the discharge circuit is obtained from both ends of the capacitor 12, if the voltage is 60 V or higher, the discharge operation continues even when the low-voltage battery that is the power supply for the control circuit 9 is disconnected. It also has a unique effect of being able to.
また、放電回路を動作させる電源はコンデンサ12を放電せしめるため、十分な安全確保のために、早い時間で放電を実現できる回路とは別に搭載を求められる常時放電回路として、活用することができる。 Further, since the power source for operating the discharge circuit discharges the capacitor 12, it can be utilized as a constant discharge circuit that is required to be mounted separately from a circuit that can realize discharge in an early time for ensuring sufficient safety.
図５は、図２のスイッチ素子21をオフに保持し、平滑コンデンサ（C0）12の放電特性を求めたものである。約270s（5分以下）で60V以下となった。 FIG. 5 shows the discharge characteristics of the smoothing capacitor (C0) 12 with the switch element 21 of FIG. 2 held off. It became 60V or less in about 270s (5 minutes or less).
図６は、実施例2に関する放電回路を中心とした回路図である。実施例１と異なる点は、実施例１で説明した放電回路26に代わり、コンパレータ回路61、電圧閾値設定回路62、高電圧検出回路63を追加した放電回路60を用いた点である。
電圧閾値設定回路62は、電源電圧を分圧し、図１に示された制御回路9において過電圧として検出される電圧値を設定する。
FIG. 6 is a circuit diagram centering on the discharge circuit according to the second embodiment. The difference from the first embodiment is that a discharge circuit 60 to which a comparator circuit 61, a voltage threshold setting circuit 62, and a high voltage detection circuit 63 are added is used instead of the discharge circuit 26 described in the first embodiment.
The voltage threshold setting circuit 62 divides the power supply voltage and sets a voltage value detected as an overvoltage in the control circuit 9 shown in FIG.
高電圧検出回路63は、コンデンサ12の両端の電圧を分圧したものを、コンパレータ回路61の（-）入力に、前記電圧閾値設定回路63の出力電圧を同（+）入力へ供給する。そして、コンパレータ回路61のオープンコレクタ出力をローパスフィルタ回路23の出力に接続する。 The high voltage detection circuit 63 supplies a voltage obtained by dividing the voltage across the capacitor 12 to the (−) input of the comparator circuit 61 and the output voltage of the voltage threshold setting circuit 63 to the (+) input. Then, the open collector output of the comparator circuit 61 is connected to the output of the low-pass filter circuit 23.
この動作について説明する。コンパレータ回路61の出力は、前記通りの入力接続により、平滑コンデンサC0両端の電圧が閾値電圧として設定した過電圧値を超えるとオン状態となる。 This operation will be described. The output of the comparator circuit 61 is turned on when the voltage across the smoothing capacitor C0 exceeds the overvoltage value set as the threshold voltage by the input connection as described above.
この出力は、電流検出経路の出力段に接続されており、オン状態では電流検出値は、実電流に関わらず、“０”に保持される。その結果、電流指令設定回路24の設定値を下回っているので、スイッチ素子21は常時オンとなる。 This output is connected to the output stage of the current detection path, and in the ON state, the current detection value is held at “0” regardless of the actual current. As a result, since it is below the set value of the current command setting circuit 24, the switch element 21 is always on.
そして、放電抵抗20での放電が行われる。平滑コンデンサ（C0）12両端の電圧は減少し、過電圧として設定した閾値を下回るとコンパレータ回路61のオープンコレクタ出力はオフ状態となる。その結果、電流検出値は実電流相当の値となり、ヒステリシスコンパレータ回路22は電流指定設定回路24の設定値に基づいて、オンオフ動作を行い。実施例１で説明したとおりの放電作用をもたらす。 Then, discharge at the discharge resistor 20 is performed. The voltage across the smoothing capacitor (C0) 12 decreases, and the open collector output of the comparator circuit 61 is turned off when the voltage falls below a threshold set as an overvoltage. As a result, the current detection value becomes a value corresponding to the actual current, and the hysteresis comparator circuit 22 performs the on / off operation based on the setting value of the current designation setting circuit 24. The discharge action as described in the first embodiment is brought about.
過電圧閾値以上でスイッチ素子21が従来方式と同じく、オンを継続する。コンタクタ16が開放されない場合は、高圧バッテリーの最大値を越えた電圧になることはない（理由は複数の電圧源が並列接続された場合、最小の電圧値となる）ため、従来方式の様なコンタクタ異常を判定するような診断処理は不要である。 When the overvoltage threshold is exceeded, the switch element 21 continues to be turned on as in the conventional method. If the contactor 16 is not opened, the voltage does not exceed the maximum value of the high voltage battery (the reason is that the minimum voltage value is obtained when multiple voltage sources are connected in parallel). A diagnostic process for determining contactor abnormality is unnecessary.
図７は、本実施例2を適用した場合のコンデンサ12の放電特性を示す。過電圧閾値はインバータ回路保護ができる460Vに設定している。そして、高電圧バッテリーの最大値は400Vである。 FIG. 7 shows the discharge characteristics of the capacitor 12 when Example 2 is applied. The overvoltage threshold is set to 460V that can protect the inverter circuit. And the maximum value of high voltage battery is 400V.
本実施例により、放電により60V以下に達する時間が1.45sとなり、実施例１の1.7sより短縮できていることがわかる。また、スイッチ素子21のオンを継続する期間の抵抗消費電力は2kW強になるが、その印可時間は30msと極めて短く、サージ耐量の高い抵抗を採用すれば定格電力の約1000倍まで許容が可能である。従って、放電回路の小型化、低コスト化を達成できる。 According to the present example, the time to reach 60 V or less by discharge is 1.45 s, which is shorter than 1.7 s of Example 1. In addition, the resistance power consumption during the ON period of the switch element 21 is over 2kW, but the application time is as short as 30ms, and up to about 1000 times the rated power can be allowed by using a resistor with high surge resistance. It is. Therefore, the discharge circuit can be reduced in size and cost.
また、本実施例を採用すれば、過電圧状態を迅速に解消でき、高圧バッテリー1に接続されたインバータ回路2や図示を省略した高圧バッテリー1から低圧バッテリー17に電力変換を行うDCDCコンバータ回路の通常動作を可能にする。 Further, if this embodiment is adopted, the overvoltage state can be quickly eliminated, and an inverter circuit 2 connected to the high voltage battery 1 or a DCDC converter circuit that performs power conversion from the high voltage battery 1 (not shown) to the low voltage battery 17 is usually used. Enable operation.
その結果、これら回路を使いコンデンサ12の放電を補助させることが可能となる。延いては、放電抵抗20にて消費する電力を低減でき、放電回路の小型化、低コスト化を達成できる。 As a result, the discharge of the capacitor 12 can be assisted using these circuits. As a result, the power consumed by the discharge resistor 20 can be reduced, and the size and cost of the discharge circuit can be reduced.
本発明は自動車用途で高圧バッテリーに接続されたインバータに適用ができる。 The present invention can be applied to an inverter connected to a high voltage battery for automobile use.
1…高圧バッテリー、2…インバータ、3…モータ、4…直流電圧検出器、5〜7…電流検出器、８…回転位置検出器、9…制御回路、10…ゲート駆動回路、11…スイッチング電源、12〜14…コンデンサ、15… 放電回路、16…コンタクタ、17…低圧バッテリー、20… 放電抵抗、21…スイッチ素子、22…ヒステリシスコンパレータ回路、23…ローパスフィルタ回路、24…電流指令設定回路、25…電流検出抵抗、26…放電回路、27…電源回路、28…放電回路、61…コンパレータ回路、62…電圧閾値設定回路、63…高電圧検出回路、C0… コンデンサ（及び、その容量）、C1… コンデンサ（及び、その容量）、C2… コンデンサ（及び、その容量）、Tu+…トランジスタ、Tv+…トランジスタ、Tw+…トランジスタ、Tu-…トランジスタ、Tv-…トランジスタ、Tw-…トランジスタ、Du+…ダイオード、Dv+…ダイオード、Dw+…ダイオード、Du-…ダイオード、Dv-…、Dw-…ダイオード DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... High voltage battery, 2 ... Inverter, 3 ... Motor, 4 ... DC voltage detector, 5-7 ... Current detector, 8 ... Rotation position detector, 9 ... Control circuit, 10 ... Gate drive circuit, 11 ... Switching power supply 12-14: Capacitor, 15 ... Discharge circuit, 16 ... Contactor, 17 ... Low voltage battery, 20 ... Discharge resistor, 21 ... Switch element, 22 ... Hysteresis comparator circuit, 23 ... Low pass filter circuit, 24 ... Current command setting circuit, 25 ... Current detection resistor, 26 ... Discharge circuit, 27 ... Power supply circuit, 28 ... Discharge circuit, 61 ... Comparator circuit, 62 ... Voltage threshold setting circuit, 63 ... High voltage detection circuit, C0 ... Capacitor (and its capacity), C1 ... Capacitor (and its capacity), C2 ... Capacitor (and its capacity), Tu + ... Transistor, Tv + ... Transistor, Tw + ... Transistor, Tu -... Transistor, Tv -... Transistor, Tw -... Transistor, Du + ... Diodes, Dv + ... Diodes, Dw + ... Diodes, Du -... Diodes, Dv -..., Dw -... Diodes
Claims (6)
前記平滑コンデンサの両端子に並列接続された少なくとも１つの電力消費用の抵抗を有する電力消費回路と、
前記抵抗に流れる電流を略一定の第１所定値に制御する放電回路と、
前記放電回路を駆動する電源を前記平滑コンデンサの両端子から供給する電源回路と、を備えるコンデンサ放電装置。 A capacitor discharge device that discharges the charge of a smoothing capacitor connected in parallel with a voltage source inverter circuit that performs power conversion using a power supply exceeding a DC voltage of 60 V as an input power supply,
A power consuming circuit having at least one power consuming resistor connected in parallel to both terminals of the smoothing capacitor;
A discharge circuit for controlling the current flowing through the resistor to a substantially constant first predetermined value;
A capacitor discharge device comprising: a power supply circuit that supplies power for driving the discharge circuit from both terminals of the smoothing capacitor.
前記略一定に制御される電流値は、前記平滑コンデンサの両端電圧が６０Ｖ未満に至るまでの時間が所定の値以下になるように設定されるコンデンサ放電装置。 The capacitor discharge device according to claim 1,
The capacitor discharge device in which the current value controlled to be substantially constant is set so that the time until the voltage across the smoothing capacitor becomes less than 60 V is less than or equal to a predetermined value.
前記平滑コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出回路と、
所定電圧値を設定する電圧閾値設定回路と、
前記電圧検出回路により検出された前記電圧値と前記電圧閾値設定回路により設定された前記所定電圧値を比較するコンパレータ回路と、を備え、
前記放電回路は、前記コンパレータ回路の比較結果に基づき、前記平滑コンデンサの両端電圧が前記電圧形インバータ回路を保護するための過電圧保護閾値を越えたと判定した場合に、前記抵抗に流れる電流が前記第１所定値よりも大きい第２所定値となるように制御するコンデンサ放電装置。 The capacitor discharging device according to claim 1 or 2,
A voltage detection circuit for detecting a voltage across the smoothing capacitor;
A voltage threshold setting circuit for setting a predetermined voltage value;
A comparator circuit that compares the voltage value detected by the voltage detection circuit with the predetermined voltage value set by the voltage threshold setting circuit;
When the discharge circuit determines that the voltage across the smoothing capacitor exceeds an overvoltage protection threshold for protecting the voltage source inverter circuit based on the comparison result of the comparator circuit, the current flowing through the resistor is the first current flowing through the resistor. A capacitor discharge device that controls to be a second predetermined value that is greater than one predetermined value.
前記平滑コンデンサの両端子に並列接続された少なくとも１つの電力消費用の抵抗を有する電力消費回路に流れる電流を略一定の第１所定値に制御し、
前記電力消費回路を制御する回路を駆動する電源を前記平滑コンデンサの両端子から供給するコンデンサ放電装置の制御方法。 A method for controlling a capacitor discharge device that discharges a charge of a smoothing capacitor connected in parallel with a voltage source inverter circuit that performs power conversion using a power supply exceeding a DC voltage of 60 V as an input power supply,
Controlling a current flowing in a power consumption circuit having at least one power consumption resistor connected in parallel to both terminals of the smoothing capacitor to a substantially constant first predetermined value;
A method for controlling a capacitor discharge device, wherein a power source for driving a circuit for controlling the power consumption circuit is supplied from both terminals of the smoothing capacitor.
前記略一定に制御される電流値は、前記平滑コンデンサの両端電圧が６０Ｖ未満に至るまでの時間が所定の値以下になるように設定されるコンデンサ放電装置の制御方法。 It is a control method of the capacitor discharge device according to claim 4,
The method for controlling a capacitor discharge device, wherein the current value controlled to be substantially constant is set such that the time until the voltage across the smoothing capacitor is less than 60 V is less than or equal to a predetermined value.
前記平滑コンデンサの両端電圧を検出された電圧値と前記所定電圧値を比較し、
当該比較結果に基づき、前記平滑コンデンサの両端電圧が前記電圧形インバータ回路を保護するための過電圧保護閾値を越えたと判定した場合に、前記電力消費回路に流れる電流が前記第１所定値よりも大きい第２所定値となるように制御するコンデンサ放電装置の制御方法。 A method for controlling a capacitor discharge device according to claim 1 or 2,
Compare the voltage value detected the voltage across the smoothing capacitor and the predetermined voltage value,
Based on the comparison result, when it is determined that the voltage across the smoothing capacitor has exceeded the overvoltage protection threshold for protecting the voltage source inverter circuit, the current flowing through the power consumption circuit is greater than the first predetermined value. A method for controlling a capacitor discharge device that controls the second predetermined value.
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