JP2016066958A - 信号処理装置及び信号処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】位相変動が抑制された信号処理装置及び信号処理方法を提供する。
【解決手段】受信装置は、伝送路から入力された光信号を変換して得られた電気信号を、クロック信号を用いてサンプリングすることにより生成されたデジタル信号を処理する信号処理装置1cにおいて、デジタル信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償する第１波長分散補償部16と、第１波長分散補償部から出力される一方の信号に対し、非線形光学効果により生じた波形歪みを補償する第１非線形光学効果補償部17と、第１波長分散補償部16から出力される他方の信号の位相変動をＰＤ18で検出し、検出した位相変動に基づいてクロック信号を生成する発振器7を制御する制御部とを有する。
【選択図】図３

Description

本件は、信号処理装置及び信号処理方法に関する。

大容量のデータ伝送の需要の増加に応じ、例えば、１つの波長光で１００（Ｇｂｐｓ）以上の伝送を可能とするデジタルコヒーレント光伝送方式の研究開発が行われている。デジタルコヒーレント光伝送方式では、強度変調方式とは異なり、信号の変調に、光の強度だけでなく、光の位相も用いられる。このような変調方式としては、例えばＤＰ（Dual-Polarization）―ＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying）が挙げられる。

デジタルコヒーレント光伝送方式の受信装置は、例えば、伝送路から受信した信号を局発光で検波し、クロック信号によりサンプリングした後、伝送路内で生じた信号の波形歪みを補償する。このような受信装置において、波形歪みが補償された信号からサンプリングの位相ずれを検出して、位相ずれに基づきクロック信号を制御することにより、位相同期が行われることが知られている（例えば特許文献１参照）。

また、受信装置に非線形効果補償回路（NLC: Nonlinear Compensator）を設けた場合、伝送路内の非線形光学効果により生じた信号の波形歪みが補償され、ＯＳＮＲ（Optical Signal Noise Ratio）耐力が改善されることが知られている（例えば非特許文献１参照）。

特開２０１１−９９５６号公報

T. Oyama, et al. , "Impact of Pulse Shaping and Transceiver Electrical Bandwidths on Nonlinear Compensated Transmission," in Optical Fiber Communication Conference/National Fiber Optic Engineers Conference 2013, OSA Technical Digest (online) (Optical Society of America, 2013), paper OTh3C.2.

受信装置において、非線形効果補償回路、及び伝送路内で生じた信号の波長分散を補償する波長分散補償回路（CDC: Chromatic Dispersion Compensator）を配置すると、信号の波形歪みが効果的に補償される。しかし、非線形効果補償回路や波長分散補償回路には回路遅延が含まれるため、補償回路が増える分だけ信号の遅延（レイテンシ）が増加する。このため、サンプリングに用いるクロック信号を制御しても、クロック信号の追従性（位相同期ループの応答性）が悪く、信号の位相変動が抑制されないという問題が生ずる。

そこで本件は上記の課題に鑑みてなされたものであり、位相変動が抑制された信号処理装置及び信号処理方法を提供することを目的とする。

本明細書に記載の信号処理装置は、伝送路から入力された光信号を変換して得られた電気信号を、クロック信号を用いてサンプリングすることにより生成されたデジタル信号を処理する信号処理装置において、前記デジタル信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償する第１波長分散補償部と、前記第１波長分散補償部から出力される一方の信号に対し、非線形光学効果により生じた波形歪みを補償する第１非線形光学効果補償部と、前記第１波長分散補償部から出力される他方の信号の位相変動を検出し、検出した前記位相変動に基づいて前記クロック信号を制御する制御部とを有する。

本明細書に記載の信号処理方法は、伝送路から入力された光信号を変換して得られた電気信号を、クロック信号を用いてサンプリングすることにより生成されたデジタル信号を処理する信号処理方法において、前記デジタル信号を２つの信号に分岐し、前記２つの信号のうち、一方の信号に対し、前記伝送路内の波長分散及び非線形光学効果により生じた波形歪みを補償し、前記２つの信号のうち、他方の信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償し、前記波形歪みの補償が行われた前記他方のデジタル信号の位相変動を検出し、検出した前記位相変動に基づいて前記クロック信号を制御する方法である。

位相変動が抑制される。

第１比較例の受信装置を示す構成図である。 第２比較例の受信装置を示す構成図である。 実施例の受信装置を示す構成図である。 他の実施例の受信装置を示す構成図である。 信号処理方法を示すフローチャートである。

（第１比較例）
図１は、第１比較例の受信装置を示す構成図である。受信装置は、送信装置からデジタルコヒーレント光伝送方式に従って伝送された光信号Ｓを受信し、局発光Ｌｏにより検波してデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに変換して、送信装置の変調方式に応じた復調方式に従って復調する。変調方式としては、一例として、ＤＰ−ＱＰＳＫを挙げるが、これに限られず、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）が用いられてもよい。また、光信号Ｓとしては、複数の変調信号がＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）などの方法で多重化されたものであってもよい。

受信装置は、局発光源２と、偏波ビームスプリッタ（PBS: Polarization Beam Splitter）３０，３１と、９０度光ハイブリッド回路４０，４１と、光電変換回路（Ｏ／Ｅ）５０〜５３とを有する。受信装置は、さらに、アナログ−デジタル変換回路（ADC: Analog-Digital Converter）６０〜６３と、発振器７と、デジタル信号処理回路１ａとを有する。

ＰＢＳ３０は、送信装置から伝送路Ｆを介して入力された光信号Ｓを、Ｈ軸及びＶ軸（偏光軸）に分離する。Ｈ軸及びＶ軸の信号光成分Ｓｈ，Ｓｖは、９０度光ハイブリッド回路４０，４１にそれぞれ入力される。なお、伝送路Ｆとしては、光ファイバだけでなく、自由空間、半導体基板等に形成された光導波路、及び光送受信器や光中継器で用いられる光素子などが挙げられる。

また、局発光源２は、送信装置の出力光に同期した局発光ＬｏをＰＢＳ３１に入力する。ＰＢＳ３１は、局発光Ｌｏを、Ｈ軸及びＶ軸（偏光軸）に分離する。Ｈ軸及びＶ軸の局発光成分Ｌｏｈ，Ｌｏｖは、９０度光ハイブリッド回路４０，４１にそれぞれ入力される。

９０度光ハイブリッド回路４０は、入力された信号光成分Ｓｈ及び局発光成分Ｌｏｈを干渉させるための導波路を有し、信号光成分Ｓｈを検波する。９０度光ハイブリッド回路４０は、検波結果として、Ｉチャネル及びＱチャネルの各々の振幅及び位相に応じた光成分を光電変換回路５０，５１にそれぞれ出力する。

９０度光ハイブリッド回路４１は、入力された信号光成分Ｓｖ及び局発光成分Ｌｏｖを干渉させるための導波路を有し、信号光成分Ｓｖを検波する。９０度光ハイブリッド回路４１は、検波結果として、Ｉチャネル及びＱチャネルの各々の振幅及び位相に応じた光成分を光電変換回路５２，５３にそれぞれ出力する。

光電変換回路５０〜５３は、入力された光成分を電気信号に変換して、電気信号をＡＤＣ６０〜６３にそれぞれ出力する。光電変換回路５０〜５３としては、例えばフォトディテクタが用いられる。

ＡＤＣ６０〜６３は、発振器７から入力されたクロック信号ＣＬＫを用いて、光電変換回路５０〜５３からそれぞれ入力された電気信号をサンプリングすることにより、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑにそれぞれ変換する。つまり、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑは、電気信号を、クロック信号ＣＬＫに同期してサンプリングすることにより生成される。デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑは、デジタル信号処理回路１ａに入力される。

発振器７は、デジタル信号処理回路１ａからの制御に従って、クロック信号ＣＬＫの周波数を変化させる。つまり、クロック信号ＣＬＫは、周波数が可変である。発振器７としては、例えばＶＣＯ（Voltage-Controlled Oscillator）が用いられる。

デジタル信号処理回路１ａは、波長分散補償回路（CDC）１０と、位相制御回路（PHA: Phase Adjuster）１１と、適応等化型波形歪み補償回路１２と、搬送波同期回路１３と、復調回路１４と、位相検出回路（PD: Phase Detector）１５とを有する。デジタル信号処理回路１ａは、例えば１以上のＤＳＰ（Digital Signal Processor）により構成される。

ＣＤＣ１０は、伝送路Ｆ内の波長分散により生じたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの波形歪みの補償を行う。ＣＤＣ１０は、高速フーリエ変換（FFT: Fast Fourier Transform）部１０１と、波長分散補償部１０２と、逆高速フーリエ変換（IFFT: Inverse FFT）部１０３とを有する。

ＦＦＴ部１０１は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する。波長分散補償部１０２は、周波数ごとに分かれたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに、伝送路Ｆ内の波長分散とは逆の特性を加えることにより、波長分散により生じた波形歪みを補償する。

このように、波長分散補償部１０２は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを周波数ごとに処理するため、容易に波形歪みの補償を行うことが可能となり、回路規模が低減される。ＩＦＦＴ部１０３は、波形歪みが補償されたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。時間領域の信号に戻ったデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑは、ＰＨＡ１１に出力される。

ＰＨＡ１１及びＰＤ１５は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相を制御するための位相同期ループＬ１を構成する。ＰＤ１５は、ＰＨＡ１１から出力されたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相変動を検出する。位相変動の検出手段としては、例えばGardner方式の位相検出器が用いられる。ＰＤ１５は、位相検出器により検出された位相を、検出感度の劣化が補償されるように、位相を正負の各方向に同一分だけシフトして得た感度直線の傾きの変化に基づいて補正してもよい。なお、Gardner方式については、例えば、文献「F.M.Gardner, IEEE Transactions on Communications, 34, No.5, 1986」に記載されている。なお、位相検出器の方式としては、Gardner方式以外にも様々な方式が存在するが、本例での動作は、位相検出方式の選択には依存しない。

ＰＨＡ１１は、ＰＤ１５の検出結果に基づいてデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを遅延させることで、そのサンプリング位相を調整（補償）する。ＰＨＡ１１は、例えば周波数領域の信号に変換されたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに、位相の目標値に応じた回転子係数を乗算することにより、サンプリング位相を調整することができる。あるいは、ＰＨＡ１１は、時間領域のＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタに適切なタップ係数を設定することで、サンプリング位相を調整することができる。これにより、受信装置内においてデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに生じたジッタなどの高速な位相変動が低減される。ＰＨＡ１１は、位相を調整したデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを、適応等化型波形歪み補償回路１２に出力する。

また、ＡＤＣ６０〜６３、ＣＤＣ１０、ＰＨＡ１１、ＰＤ１５、及び発振器７は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相を制御するための位相同期ループＬ２を構成する。発振器７は、ＰＤ１５の検出結果に基づいて、クロック信号ＣＬＫの周波数を調整する。このため、ＡＤＣ６０〜６３におけるサンプリング位相が、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相のずれに応じて制御される。

したがって、伝送路Ｆにおいてデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに生じたワンダなどの低速な位相変動が低減される。また、ＡＤＣ６０〜６３において、例えば数十ＧＨｚの高速サンプリングが、回路規模を増加させることなく、可能となる。

適応等化型波形歪み補償回路１２は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの波形歪みを補償する。適応等化型波形歪み補償回路１２は、複数のフィルタ回路を有し、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの特性に応じて、フィルタ回路の特性をリアルタイムに変化させることにより、ＣＤＣ１０の補償対象の波形歪みより高速に変動する波形歪みを補償する。波形歪みが補償されたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑは、搬送波同期回路１３に出力される。

搬送波同期回路１３は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑが、変調方式に応じた信号コンスタレーション（信号空間ダイヤグラム）により正常に復調処理されるように、送信装置の光源の周波数と局発光源２の間の周波数の差分及び位相の差分を補正する。信号コンスタレーションは、実軸（Ｉ）及び虚軸（Ｑ）を有する複素平面上に、信号の振幅及び位相に応じた信号点を表したものである。

搬送波同期回路１３は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの搬送波が有する周波数差及び位相差を推定し、補正する。位相差の推定手段は、例えば、文献「M.G.Taylor, “Phase Estimation Methods for Optical Coherent Detection Using Digital Signal Processing”, JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL.27, NO.7, APRIL 1, 901-914,2009」に記載されている。搬送波同期回路１３は、補正処理を行ったデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを復調回路１４に出力する。

復調回路１４は、変調方式に応じた信号コンスタレーションに基づいて信号点を認識することにより、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを復調処理する。

第１比較例の受信装置は、ＣＤＣ１０により伝送路Ｆ内の波長分散により生じたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの波形歪みを補償できるが、伝送路Ｆ内の非線形光学効果により生じたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの波形歪みを補償することができない。そこで、以下に述べる比較例では、受信装置に非線形効果補償回路（NLC）が追加されている。

（第２比較例）
図２は、第２比較例の受信装置を示す構成図である。図２において、図１と共通する構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。

受信装置は、局発光源２と、ＰＢＳ３０，３１と、９０度光ハイブリッド回路４０，４１と、光電変換回路５０〜５３と、ＡＤＣ６０〜６３と、発振器７と、デジタル信号処理回路１ｂとを有する。

デジタル信号処理回路１ｂは、３段のＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７と、ＰＨＡ１１と、適応等化型波形歪み補償回路１２と、搬送波同期回路１３と、復調回路１４と、ＰＤ１５とを有する。デジタル信号処理回路１ｂは、伝送路Ｆから入力された光信号Ｓを変換して得られた電気信号を、発振器７のクロック信号ＣＬＫを用いてサンプリングすることにより生成されたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを処理する。デジタル信号処理回路１ｂは、例えば１以上のＤＳＰにより形成される。

３段のＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７は、伝送路Ｆ内の波長分散及び非線形光学効果により生じたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの波形歪みを補償する複数段の第１補償部の一例である。ＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７は、デジタル信号処理回路１ｂ内において交互に配置されている。このため、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑは、ＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７の相乗効果により波形歪みの補償が効果的に行われて、ＯＳＮＲ耐力が改善される。

３段のＣＤＣ１６は、第１比較例のＣＤＣ１０と同様に、伝送路Ｆ内の波長分散により生じたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの波形歪みを補償する。各ＣＤＣ１６は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに、波長分散による波形歪みの補償のための全ての補償量を３分割した値を与える。ここで、各ＣＤＣ１６に与えられる補償量は、必ずしも等しくなくてもよく、伝送路の特性に応じて最適な補償量配分は変わるが、制御の簡単化のためにすべて等しくてもよい。

各ＣＤＣ１６は、ＦＦＴ部１６０と、波長分散補償部１６１と、ＩＦＦＴ部１６２とを有する。ＦＦＴ部１６０は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する。すなわち、ＦＦＴ部１６０は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑをフーリエ変換する。波長分散補償部１６１は、周波数ごとに分かれたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに、伝送路Ｆ内の波長分散で生ずる位相回転と逆の位相回転特性を加えることにより、波長分散により生じた波形歪みの一部を補償する。

このように、波長分散補償部１６１は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを周波数ごとに処理するため、容易に波形歪みの補償を行うことが可能となり、ある程度大きな波長分散値を補償することを前提とすると、時間領域で処理を行う回路構成と比較して、小規模な回路で構成できる。ＩＦＦＴ部１６２は、波形歪みが補償されたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。

３段のＮＬＣ１７は、伝送路Ｆ内の非線形光学効果により生じたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの波形歪みを補償する。各ＮＬＣ１７は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに、非線形光学効果による波形歪みの補償のための全ての補償量を３分割した値を与える。ここで、各ＮＬＣ１７に与えられる補償量は、必ずしも等しくなくてもよく、伝送路Ｆの特性に応じて最適な補償量配分は変わるが、制御の簡単化のためにすべて等しくてもよい。

ＮＬＣ１７は、例えばback propagation法に従って、フィルタの特性を決定するパラメータを調整することにより、波形歪みを補償する。なお、ここで補償する波形歪みを生ずる非線形光学効果としては、例えば相互位相変調（XPM: Cross Phase Modulation）、四光波混合（FWM: Four-Wave Mixing）、及び自己位相変調（SPM: Self Phase Modulation）が挙げられる。なお、ＮＬＣ１７の方式としては、back propagation法以外にも、Volterraフィルタ法などの様々な方式が存在するが、本例での動作は、ＮＬＣ１７の方式の選択には依存しない。

なお、第２比較例では、３段のＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７が設けられた構成が示されているが、段数（個数）に限定はなく、例えば３〜２０段の範囲で適切な段数のＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７が設けられるとよい。段数をＮ（２以上の整数）とすると、各ＣＤＣ１６の波長分散補償部１６１は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに、波長分散による波形歪みの補償のための全ての補償量をＮ分割した値を与える。ここで、各ＮＬＣ１７に与えられる補償量は、必ずしも等しくなくてもよく、伝送路Ｆの特性に応じて最適な補償量配分は変わるが、制御の簡単化のためにすべて等しくてもよい。

また、各ＮＬＣ１７は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに、非線形光学効果による波形歪みの補償のための全ての補償量のＮ分割した値を与える。ここで、各分散補償部１６１に与えられる補償量は、必ずしも等しくなくてもよく、伝送路の特性に応じて最適な補償量配分は変わるが、制御の簡単化のためにすべて等しくてもよい。

また、ＡＤＣ６０〜６３、３段のＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７、ＰＨＡ１１、ＰＤ１５、及び発振器７は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相を制御するための位相同期ループＬ３を構成する。これにより、発振器７は、ＰＤ１５の検出結果に基づいて、クロック信号ＣＬＫの周波数を調整する。このため、ＡＤＣ６０〜６３におけるサンプリング位相が、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相のずれに応じて制御される。

しかし、上記の制御において、位相同期ループＬ３内の３段のＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７において生ずるデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの遅延（レイテンシ）が問題となる。とりわけＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７の段数が大きい場合には大きな遅延を発生させる。このため、位相同期ループＬ３において、クロック信号ＣＬＫの追従性（応答性）が悪く、ワンダなどの位相変動が抑制されない。

（実施例）
そこで、実施例では、クロック信号ＣＬＫでサンプリングしたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに、複数段の波長分散補償と非線形光学効果の補償を行い、最終段より前の段から分岐したデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの波長分散補償後の位相変動に基づきクロック信号ＣＬＫを位相制御する。これにより、位相同期ループ内の遅延時間が低減されるため、位相変動が抑制される。

図３は、実施例の受信装置を示す構成図である。図３において、図１及び図２と共通する構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。

受信装置は、局発光源２と、ＰＢＳ３０，３１と、９０度光ハイブリッド回路４０，４１と、光電変換回路５０〜５３と、ＡＤＣ６０〜６３と、発振器７と、デジタル信号処理回路１ｃとを有する。

デジタル信号処理回路１ｃは、信号処理装置の一例であり、３段のＣＤＣ１６ａ，１６及びＮＬＣ１７と、ＰＨＡ１１と、適応等化型波形歪み補償回路１２と、搬送波同期回路１３と、復調回路１４と、ＰＤ１５，１８とを有する。デジタル信号処理回路１ｃは、伝送路Ｆから入力された光信号Ｓを変換して得られた電気信号を、クロック信号ＣＬＫを用いてサンプリングすることにより生成されたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを処理する。デジタル信号処理回路１ｃは、例えば１以上のＤＳＰにより形成される。

初段のＣＤＣ１６ａは、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに対し、波長分散により生じた波形歪みを補償する第１波長分散補償部の一例であり、ＦＦＴ部１６０と、波長分散補償部１６１，１６４と、ＩＦＦＴ部１６２，１６５とを有する。このうち、ＦＦＴ部１６０、波長分散補償部１６１、及びＩＦＦＴ部１６２は、２段目及び３段目のＣＤＣ１６と共通するため、初段のＣＤＣ１６ａは、他のＣＤＣ１６の構成を含んでいる。なお、波長分散補償部１６１，１６４は、それぞれ、第１補償部及び第２補償部の一例である。

初段のＣＤＣ１６ａにおいて、ＦＦＴ部１６０は、周波数ごとに分けられたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを波長分散補償部１６１，１６４にそれぞれ分岐して出力する。このため、ＦＦＴ部１６０は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを２つの信号に分岐する分岐部として機能する。ＦＦＴ部１６０において、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑは、例えば電気的な分岐手段により分岐される。なお、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの分岐手段は、ＦＦＴ部１６０と波長分散補償部１６１，１６４の間に設けられてもよい。

初段のＣＤＣ１６ａにおいて、波長分散補償部１６１は、ＦＦＴ部１６０から出力される２つの信号のうち、一方の信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償し、初段のＮＬＣ１７に出力する。初段のＮＬＣ１７は、初段のＣＤＣ１６ａから出力される該一方の信号に対し、非線形光学効果により生じた波形歪みを補償する第１非線形光学効果補償部の一例である。

また、２段目のＣＤＣ１６は、初段のＮＬＣ１７から出力される信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償する第２波長分散補償部の一例である。さらに、２段目のＮＬＣ１７は、２段目のＣＤＣ１６から出力される信号に対し、非線形光学効果により生じた波形歪みを補償する第２非線形光学効果補償部の一例である。この構成によると、上述したように、ＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７の相乗効果により波形歪みの補償が効果的に行われて、ＯＳＮＲ耐力が改善される。

一方、波長分散補償部１６４は、ＦＦＴ部１６０により周波数ごとに分かれたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに、伝送路Ｆ内の波長分散とは逆の特性を加えることにより、波長分散により生じた波形歪みを補償する。このため、波長分散補償部１６４は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを周波数ごとに処理できるので、容易に波形歪みの補償を行うことが可能となり、ある程度大きな波長分散値を補償することを前提とすると、時間領域で処理を行う回路構成と比較して、小規模な回路で構成できる。

本実施例において、波長分散補償部１６１，１６４にそれぞれ入力されるデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑは、共通のＦＦＴ部１６０によりフーリエ変換されるが、個別のＦＦＴ部によりフーリエ変換されてもよい。この場合、波長分散補償部１６４に入力されるデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑのフーリエ変換には、波長分散補償部１６１に入力されるデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑほどのビット演算精度が要求されないことが一般的である。これは、波長分散補償部１６４から出力されるデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑは、主信号の経路上にある波長分散補償部１６１から出力されるデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑと異なり、位相同期のみに利用されるためである。

このため、波長分散補償部１６４側のＦＦＴ部のビット演算精度を、波長分散補償部１６１側のＦＦＴ部のビット演算精度より低くしてもよい。もっとも、本実施例のように、共通のＦＦＴ部１６０を用いれば、デジタル信号処理回路１ｃの回路規模を、個別のＦＦＴ部を用いた場合より低減できる可能性もある。

波長分散補償部１６４は、初段のＣＤＣ１６ａ内の波長分散補償部１６１の補償量と２段目及び３段目のＣＤＣ１６の補償量に応じた補償量で、ＦＦＴ部１６０から出力される２つの信号のうち、他方の信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償する。なお、本実施例では、３段のＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７を挙げているが、ＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７の段数が２段である場合、波長分散補償部１６４は、初段のＣＤＣ１６ａ内の波長分散補償部１６１の補償量と２段目のＣＤＣ１６の補償量に応じた補償量で波形歪みを補償する。

波長分散補償部１６４は、一例として、波長分散により生じたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの波形歪みに対する３段のＣＤＣ１６の全ての補償量で、波長分散により生じた波形歪みの補償を行う。つまり、波長分散補償部１６４は、１段の回路で各ＣＤＣ１６内の波長分散補償部１６１の３個分に相当する波長分散補償量の波長分散補償を行う。ここで、波長分散補償部１６４から出力されるデジタル信号には、波長分散補償部１６１から出力されたデジタル信号ほどのビット演算精度が要求されないことが一般的である。

ＩＦＦＴ部１６５は、波形歪みが補償されたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。時間領域の信号に戻ったデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑは、ＰＤ１８に出力される。

ＡＤＣ６０〜６３、ＦＦＴ部１６０、波長分散補償部１６４、ＩＦＦＴ部１６５、ＰＤ１８、及び発振器７は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相を制御するための位相同期ループＬ４を構成する。ＰＤ１８は、初段のＣＤＣ１６ａから出力される他方の信号、つまり波長分散補償部１６４から出力される信号の位相変動を検出し、検出した位相変動に基づいてクロック信号ＣＬＫを制御する。

より具体的には、ＰＤ１８は、例えば、上記のGardner方式の位相検出器によりデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相変動を検出する。発振器７は、ＰＤ１８の検出結果に基づいて、クロック信号ＣＬＫの周波数を調整する。

このように、初段のＣＤＣ１６ａから分岐したデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑは、波長分散補償部１６４により波形歪みが補償される。このため、ＡＤＣ６０〜６３におけるサンプリング位相が、波長分散による波形歪みの影響を受けることなく、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相のずれに応じて高精度に制御されて、位相同期が行われる。

また、ＰＤ１８は、最終段より前のＣＤＣ１６、つまり初段のＣＤＣ１６ａから分岐したデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相変動を検出し、検出した位相変動に基づいてクロック信号ＣＬＫを制御する。このため、位相同期ループＬ４内のデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの遅延時間は、第２比較例の位相同期ループＬ３と比較すると、位相同期ループＬ４内のＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７の段数が低減されるので、短縮される。すなわち、位相同期ループＬ４から１段分以上のＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７が除外されることにより、遅延時間が低減される。したがって、位相同期ループＬ４におけるクロック信号ＣＬＫの追従性（応答性）が改善される。

よって、伝送路Ｆにおいてデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに生じたワンダなどの低速な位相変動が抑制される。これにより、デジタル信号処理回路１ｃは、伝送路Ｆから入力された光信号Ｓから、高精度にデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを抽出することができる。

本実施例において、波長分散補償部１６４は、３段のＣＤＣ１６の全ての補償量で、波長分散により生じた波形歪みの補償を行うため、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの波形歪みを最も低減できるが、これに限定されない。波長分散補償部１６４の補償量は、ＡＤＣ６０〜６３におけるサンプリング位相の制御に顕著な悪影響を与えない範囲で、３段のＣＤＣ１６の全ての補償量より少なくてもよいし、多くてもよい。

また、本実施例において、ＰＤ１８は、位相同期ループＬ４内のデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの遅延時間が最短となるように、初段のＣＤＣ１６から分岐したデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相変動に基づいてクロック信号ＣＬＫを制御するが、これに限定されない。ＰＤ１８は、例えば、以下に述べるように、２段目のＣＤＣ１６から分岐したデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相変動に基づいてクロック信号ＣＬＫを制御してもよい。

図４は、他の実施例の受信装置を示す構成図である。図４において、図１〜図３と共通する構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。

受信装置は、局発光源２と、ＰＢＳ３０，３１と、９０度光ハイブリッド回路４０，４１と、光電変換回路５０〜５３と、ＡＤＣ６０〜６３と、発振器７と、デジタル信号処理回路１ｄとを有する。

デジタル信号処理回路１ｄは、信号処理装置の一例であり、３段のＣＤＣ１６ｂ，１６及びＮＬＣ１７と、ＰＨＡ１１と、適応等化型波形歪み補償回路１２と、搬送波同期回路１３と、復調回路１４と、ＰＤ１５，１８とを有する。デジタル信号処理回路１ｄは、伝送路Ｆから入力された光信号Ｓを変換して得られた電気信号を、クロック信号ＣＬＫを用いてサンプリングすることにより生成されたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを処理する。デジタル信号処理回路１ｄは、例えば１以上のＤＳＰにより形成される。

３段のＣＤＣ１６ｂ，１６及びＮＬＣ１７のうち、２段目のＣＤＣ１６ｂは、ＦＦＴ部１６０と、波長分散補償部１６１，１６６と、ＩＦＦＴ部１６２，１６５とを有する。このうち、ＦＦＴ部１６０、波長分散補償部１６１、及びＩＦＦＴ部１６２は、初段及び３段目のＣＤＣ１６と共通するため、２段目のＣＤＣ１６ｂは、他のＣＤＣ１６の構成を含んでいる。

ＣＤＣ１６ｂにおいて、ＦＦＴ部１６０は、周波数ごとに分けられたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを波長分散補償部１６１，１６６にそれぞれ分岐して出力する。波長分散補償部１６６は、第２補償部の他例であり、２段目のＣＤＣ１６から分岐されたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに、伝送路Ｆ内の波長分散とは逆の特性を加えることにより、波長分散により生じた波形歪みの補償を行う。なお、波長分散補償部１６１，１６６にそれぞれ入力されるデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑは、共通のＦＦＴ部１６０によりフーリエ変換されるが、個別のＦＦＴ部によりフーリエ変換されてもよい。

デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑは、波長分散補償部１６６に入力される前、初段のＣＤＣ１６内の波長分散補償部１６１により、波長分散による波形歪みの補償のための全ての補償量の一部、例えば３分の１が与えられる。この場合、波長分散補償部１６６は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに、一例として、残りの３分の２の補償量で波形歪みの補償を行えばよい。

したがって、波長分散補償部１６６の補償量は、２段分のＣＤＣ１６、つまり、各波長分散補償部１６１の２個分に相当する。このように、波長分散補償部１６６は、２段目のＣＤＣ１６ｂ内の波長分散補償部１６１の補償量と３段目のＣＤＣ１６の補償量に応じた補償量で、ＦＦＴ部１６０から出力された他方の信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償する。

ＰＤ１８は、波長分散補償部１６６により波形歪みの補償が行われたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相変動を検出し、検出した位相変動に基づいてクロック信号ＣＬＫを制御する。このため、ＡＤＣ６０〜６３におけるサンプリング位相が、波長分散による波形歪みの影響を受けることなく、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相のずれに応じて高精度に制御されて、位相同期が行われる。なお、波長分散補償部１６６の補償量は、ＡＤＣ６０〜６３におけるサンプリング位相の制御に悪影響を与えなければ、２段分のＣＤＣ１６の補償量より少なくても多くてもよい。

本実施例において、ＡＤＣ６０〜６３、初段のＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７、ＦＦＴ部１６０、波長分散補償部１６６、ＩＦＦＴ部１６５、ＰＤ１８、及び発振器７は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相を制御するための位相同期ループＬ５を構成する。位相同期ループＬ５内のデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの遅延時間は、第２比較例の位相同期ループＬ３と比較すると、ＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７の段数が低減されるので、短縮される。したがって、位相同期ループＬ５におけるクロック信号ＣＬＫの追従性が改善される。

また、上述した実施例では、３段のＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７が設けられた構成が示されているが、段数（個数）に限定はなく、例えば３〜２０段の範囲で適切な段数のＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７が設けられるとよい。段数をＮ（２以上の整数）とすると、各ＣＤＣ１６の波長分散補償部１６１は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに、波長分散による波形歪みの全ての補償量の一部、例えばＮ分の１を与える。また、各ＮＬＣ１７は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに、非線形光学効果による波形歪みの全ての補償量の一部、例えばＮ分の１を与える。

さらに、図３の実施例において、波長分散補償部１６４の補償量は、例えば各波長分散補償部１６１の総和となる。図４の実施例において、波長分散補償部１６６の補償量は、例えば各波長分散補償部１６１の総和から、初段の波長分散補償部１６１の補償量を差し引いた値となる。すなわち、波長分散補償部１６４，１６６がＭ段目（Ｍ：１〜Ｎ−１の整数）のＣＤＣ１６に設けられると仮定した場合、波長分散補償部１６４，１６６の補償量は、Ｄ（Ｍ）＋Ｄ（Ｍ＋１）＋・・・Ｄ（Ｎ）となる。ここで、Ｄ（ｉ）は、ｉ段目の波長分散補償部１６１の補償量である。

（信号処理方法）
次に、実施例に係る信号処理方法を説明する。信号処理方法は、例えば、図３または図４に示された受信装置において、伝送路Ｆから入力された光信号Ｓを変換して得られた電気信号を、クロック信号ＣＬＫを用いてサンプリングすることにより生成されたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを処理する方法である。

図５は、信号処理方法を示すフローチャートである。以下の説明では、一例として、図３に示された位相同期ループＬ１，Ｌ４に関する処理について述べるが、図４に示された位相同期ループＬ１，Ｌ５に関しても同様の処理が行われる。

９０度光ハイブリッド回路４０，４１は、局発光源２から入力された局発光Ｌｏを用いて、伝送路Ｆから入力された光信号Ｓを、ＰＢＳ３０，３１によりＨ軸及びＶ軸ごとに分けて検波する（ステップＳｔ１）。次に、光電変換回路５０〜５３は、９０度光ハイブリッド回路４０，４１により検波された光信号Ｓを光電変換する（ステップＳｔ２）。

次に、ＡＤＣ６０〜６３は、光電変換により得られた電気信号を、クロック信号ＣＬＫを用いてサンプリングすることでデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑにそれぞれ変換する（ステップＳｔ３）。次に、初段のＣＤＣ１６は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを２つの信号に分岐して波長分散補償部１６４に出力する（ステップＳｔ４）。以降は、位相同期ループＬ４におけるステップＳｔ５〜Ｓｔ７の処理及び位相同期ループＬ１におけるステップＳｔ８〜Ｓｔ１０の処理が並行して行われる。

波長分散補償部１６４は、上記の２つの信号の一方、つまり最終段より前の段のＣＤＣ１６から分岐したデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに、波長分散により生じた波形歪みの補償を行う（ステップＳｔ５）。より具体的には、波長分散補償部１６４は、初段のＣＤＣ１６から分岐したデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに、波長分散により生じた波形歪みの補償を行う。また、波長分散補償部１６４は、一例として、波長分散により生じたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの波形歪みに対する３段のＣＤＣ１６の全ての補償量で、波長分散により生じた波形歪みの補償を行う。

次に、ＰＤ１８は、波形歪みの補償が行われたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相変動を検出する（ステップＳｔ６）。次に、ＰＤ１８は、検出した位相変動に基づいてクロック信号ＣＬＫの周波数を制御する（ステップＳｔ７）。すなわち、発振器７は、ＰＤ１８の検出結果に基づいて、クロック信号ＣＬＫの周波数を調整する。これにより、ＡＤＣ６０〜６３におけるサンプリング位相が、波長分散による波形歪みの影響を受けることなく、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相のずれに応じて高精度に制御される。

一方、３段のＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７は、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに、伝送路Ｆ内の波長分散及び非線形光学効果により生じた波形歪みの補償を交互に行う（ステップＳｔ８）。デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑは、各ＣＤＣ１６の波長分散補償部１６１により、波長分散による波形歪みが補償され、ＮＬＣ１７により、非線形光学効果による波形歪みが補償される。すなわち、３段のＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７は、上記の２つの信号の他方に対し、伝送路Ｆ内の波長分散及び非線形光学効果により生じた波形歪みを補償する。

次に、ＰＤ１５は、３段のＣＤＣ１６及びＮＬＣ１７により波形歪みの補償が行われたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相変動を検出する（ステップＳｔ９）。次に、ＰＨＡ１１は、ＰＤ１５の検出結果に基づいてデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相を調整する（ステップＳｔ１０）。このようにして、受信装置における信号処理は行われる。

これまで述べたように、実施例に係る信号処理装置１ｃ，１ｄは、伝送路Ｆから入力された光信号Ｓを変換して得られた電気信号を、クロック信号ＣＬＫを用いてサンプリングすることにより生成されたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを処理する。信号処理装置１ｃは、第１波長分散補償部１６ａ，１６ｂと、第１非線形光学効果補償部１７と、制御部１８とを有する。

第１波長分散補償部１６ａ，１６ｂは、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑに対し、波長分散により生じた波形歪みを補償する。第１非線形光学効果補償部１７は、第１波長分散補償部１６ａ，１６ｂから出力される一方の信号に対し、非線形光学効果により生じた波形歪みを補償する。制御部１８は、第１波長分散補償部１６ａ，１６ｂから出力される他方の信号の位相変動を検出し、検出した位相変動に基づいてクロック信号ＣＬＫを制御する。

上記の構成によると、第１波長分散補償部１６ａ，１６ｂ及び第１非線形光学効果補償部１７は、波長分散及び非線形光学効果により生じたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの波形歪みをそれぞれ補償する。このため、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑは、波長分散及び非線形光学効果による波形歪みが補償される。

また、制御部１８は、第１波長分散補償部１６ａ，１６ｂにより波形歪みの補償が行われた信号の位相変動を検出し、検出した位相変動に基づいてクロック信号ＣＬＫを制御する。このため、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑのサンプリング位相が、波長分散による波形歪みの影響を受けることなく、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相変動に応じて高精度に制御されて、位相同期が行われる。

さらに、位相同期ループＬ４，Ｌ５内のデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの遅延時間は、位相同期ループＬ４，Ｌ５から第１非線形光学効果補償部１７が除外されるため、短縮される。したがって、位相同期ループＬ４，Ｌ５におけるクロック信号ＣＬＫの追従性（応答性）が改善される。

よって、実施例に係る信号処理装置１ｃ，１ｄによると、デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑの位相変動が抑制される。

また、実施例に係る信号処理方法は、伝送路Ｆから入力された光信号Ｓを変換して得られた電気信号を、クロック信号ＣＬＫを用いてサンプリングすることにより生成されたデジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを処理する方法であり、以下の工程を有する。

工程（１）：デジタル信号Ｈｉ，Ｈｑ，Ｖｉ，Ｖｑを２つの信号に分岐する。
工程（２）：２つの信号のうち、一方の信号に対し、伝送路Ｆ内の波長分散及び非線形光学効果により生じた波形歪みを補償する。
工程（３）：２つの信号のうち、他方の信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償する。
工程（４）：波形歪みの補償が行われた他方の信号の位相変動を検出する。
工程（５）：検出した位相変動に基づいてクロック信号ＣＬＫを制御する。

実施例に係る信号処理方法は、実施例に係る信号処理装置１ｃ，１ｄと同様の構成を含むので、上述した内容と同様の作用効果を奏する。

上述した実施形態は本発明の好適な実施の例である。但し、これに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変形実施可能である。

なお、以上の説明に関して更に以下の付記を開示する。
（付記１） 伝送路から入力された光信号を変換して得られた電気信号を、クロック信号を用いてサンプリングすることにより生成されたデジタル信号を処理する信号処理装置において、
前記デジタル信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償する第１波長分散補償部と、
前記第１波長分散補償部から出力される一方の信号に対し、非線形光学効果により生じた波形歪みを補償する第１非線形光学効果補償部と、
前記第１波長分散補償部から出力される他方の信号の位相変動を検出し、検出した前記位相変動に基づいて前記クロック信号を制御する制御部とを有することを特徴とする信号処理装置。
（付記２） 前記第１非線形光学効果補償部から出力される信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償する第２波長分散補償部と、
前記第２波長分散補償部から出力される信号に対し、非線形光学効果により生じた波形歪みを補償する第２非線形光学効果補償部とを、さらに有することを特徴とする付記１に記載の信号処理装置。
（付記３） 前記第１波長分散補償部は、
前記デジタル信号を前記一方の信号及び前記他方の信号に分岐する分岐部と、
前記一方の信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償し、前記第１非線形光学効果補償部に出力する第１補償部と、
前記第１補償部の補償量と前記第２波長分散補償部の補償量に応じた補償量で、前記他方の信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償する第２補償部とを有し、
前記制御部は、前記第２補償部から出力される前記他方の信号の位相変動を検出することを特徴とする付記２に記載の信号処理装置。
（付記４） 伝送路から入力された光信号を変換して得られた電気信号を、クロック信号を用いてサンプリングすることにより生成されたデジタル信号を処理する信号処理方法において、
前記デジタル信号を２つの信号に分岐し、
前記２つの信号のうち、一方の信号に対し、前記伝送路内の波長分散及び非線形光学効果により生じた波形歪みを補償し、
前記２つの信号のうち、他方の信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償し、
前記波形歪みの補償が行われた前記他方の信号の位相変動を検出し、
検出した前記位相変動に基づいて前記クロック信号を制御する、ことを特徴とする信号処理方法。
（付記５） 前記一方の信号に対する、波長分散による波形歪みの補償量に応じた補償量で、前記他方の信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償することを特徴とする付記４に記載の信号処理方法。

１ａ〜１ｄ デジタル信号処理回路
７ 発振器
１１ 位相制御回路
１５ 位相検出回路
１６ 波長分散補償回路
１７ 非線形効果補償回路
５０〜５３ 光電変換回路
６０〜６３ アナログ−デジタル変換回路
１６０ ＦＥＴ部
１６１，１６４，１６５ 波長分散補償部

Claims (4)

1. 伝送路から入力された光信号を変換して得られた電気信号を、クロック信号を用いてサンプリングすることにより生成されたデジタル信号を処理する信号処理装置において、
   前記デジタル信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償する第１波長分散補償部と、
   前記第１波長分散補償部から出力される一方の信号に対し、非線形光学効果により生じた波形歪みを補償する第１非線形光学効果補償部と、
   前記第１波長分散補償部から出力される他方の信号の位相変動を検出し、検出した前記位相変動に基づいて前記クロック信号を制御する制御部とを有することを特徴とする信号処理装置。
2. 前記第１非線形光学効果補償部から出力される信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償する第２波長分散補償部と、
   前記第２波長分散補償部から出力される信号に対し、非線形光学効果により生じた波形歪みを補償する第２非線形光学効果補償部とを、さらに有することを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
3. 前記第１波長分散補償部は、
   前記デジタル信号を前記一方の信号及び前記他方の信号に分岐する分岐部と、
   前記一方の信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償し、前記第１非線形光学効果補償部に出力する第１補償部と、
   前記第１補償部の補償量と前記第２波長分散補償部の補償量に応じた補償量で、前記他方の信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償する第２補償部とを有し、
   前記制御部は、前記第２補償部から出力される前記他方の信号の位相変動を検出することを特徴とする請求項２に記載の信号処理装置。
4. 伝送路から入力された光信号を変換して得られた電気信号を、クロック信号を用いてサンプリングすることにより生成されたデジタル信号を処理する信号処理方法において、
   前記デジタル信号を２つの信号に分岐し、
   前記２つの信号のうち、一方の信号に対し、前記伝送路内の波長分散及び非線形光学効果により生じた波形歪みを補償し、
   前記２つの信号のうち、他方の信号に対し、波長分散により生じた波形歪みを補償し、
   前記波形歪みの補償が行われた前記他方の信号の位相変動を検出し、
   検出した前記位相変動に基づいて前記クロック信号を制御する、ことを特徴とする信号処理方法。

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