JP2016025826A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ、二次電池システム及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるロスを低減しコンバータ効率を高める。
【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、負荷５及び電源６が一次側に接続され二次電池１１が二次側に接続され二次電池１１への充電を可能かつ二次電池１１による放電を可能とする。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、インダクタ２９、インダクタ２９の一次側に接続された第１及び第２スイッチＳ１，Ｓ２、及び、インダクタ２９の二次側に接続された第３及び第４スイッチＳ３，Ｓ４を含むＨブリッジ回路と、前記充電又は前記放電の際に、スイッチのオンオフの切り替えを行って昇圧する昇圧動作と、スイッチのオンオフの切り替えを行って降圧する降圧動作とを繰り返す制御を実行可能である制御部３０とを備えている。制御部３０が行う制御に、スイッチ全てのオンオフ状態を変化させないで前記昇圧動作から前記降圧動作へ切り替える非スイッチング制御が含まれている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、二次電池及びＤＣ−ＤＣコンバータを備えている二次電池システム、並びに、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法に関する。

近年、例えば停電時の非常用電源として使用することのできる二次電池を備えたシステムの市場ニーズが高まっている。前記システムの二次電池として、溶融塩電池、ナトリウム硫黄電池、リチウムイオン電池及び鉛蓄電池等が知られているが、これらの中でも、溶融塩電池（例えば特許文献１参照）は、高いエネルギー密度を備えていることに加えて、不燃性であるという利点を有しており注目されている。

このような二次電池を備えているシステムでは、図１６に示すように、二次電池８３と、設備機械等の負荷８１及びこの負荷８１へ電力を供給する電源８２とは、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０を介して接続されている。このＤＣ−ＤＣコンバータ８０の一次側に、負荷８１及び電源８２が接続され、二次側に二次電池８３が接続されており、一次側から二次側へ電流が流れることで二次電池８３への充電が可能となり、二次側から一次側へ電流が流れることで二次電池８３から負荷８１への電力共有（放電）が可能となる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０は、充電及び放電それぞれの場合において、所望の電圧を出力させるために昇圧動作及び降圧動作を行うことができる回路構成を有している。

特開２０１４−５６８１１号公報

図１６に示すＤＣ−ＤＣコンバータ８０の回路構成について説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ８０は、単一のインダクタ８６及び四つのスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を有しており、これらスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、制御部８４からの制御信号（駆動信号）に従ってオンオフの切り替えが行われる。制御部８４は、これらスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の一部に対してＰＷＭ制御等を行うことにより、昇圧動作及び降圧動作が可能となる。

図１７は、図１６に示すスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の状態を説明しており、二次電池８３に対して昇圧を伴う充電（昇圧充電）を行う場合の説明図である。図１７に示す最初のＰＷＭ周期（例えば１０μｓｅｃ、周波数１００ｋＨｚ）では、スイッチＳ１がＯＦＦ（オフ）の状態にあり、スイッチＳ２がＯＮ（オン）の状態にあり、スイッチＳ３がＯＮからＯＦＦへ切り替わり、スイッチＳ４がＯＦＦからＯＮへ切り替わる。そして、フィードバック周期ｆの間、このスイッチ制御（ＰＷＭ制御）が繰り返し実行される。

また、各ＰＷＭ周期内においてスイッチＳ３をＯＮ状態に維持する時間（オンデューティ時間ｔ１）は、フィードバック制御により決定される。つまり、次の周期のフィードバック制御の開始前に、所望の電圧（又は電流）と現在の電圧（又は電流）との差分が求められ、この差分に応じて当該次の周期のフィードバック制御でのオンデューティ時間ｔ１が決定される。

以上のような制御が制御部３０によって行われることで、インダクタ８６に溜められるエネルギーが種々変更され、一次側の電圧を昇圧し二次側へ出力し、二次電池８３へ充電を行うことが可能となる。

ここで、図１６に示す回路構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータ８０の場合、前記の昇圧充電の際のスイッチ制御に関する注意点として、インダクタ８６の二次側に接続されているスイッチＳ３，Ｓ４が同時にＯＮの状態になることを防止する必要がある。これは、二つのスイッチＳ３，Ｓ４が瞬時であっても同時にＯＮの状態になると、回路を破壊するほどの大きな貫通電流が流れてしまうためである。

そこで、二次側の二つのスイッチＳ３，Ｓ４のＯＮ／ＯＦＦ切り替えの際、図１８に示すように、両者を共にＯＦＦとするデッドタイムｔｄと呼ばれる休止時間を設ける必要がある。なお、図１８では、デッドタイムｔｄの時間帯にクロスハッチを付している。
このデッドダイムｔｄの長さはスイッチＳ３，Ｓ４の仕様によって決定されるが、スイッチＳ３，Ｓ４が比較的性能の高いＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：電界効果トランジスタ））であっても、２００ｎｓｅｃ程度のデッドタイムｔｄが必要になる。このデッドタイムｔｄは、昇圧が実行されないためコンバータ効率を低下させる原因の一つとなる。

降圧充電の場合について説明する。図１９は、図１６に示すスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の状態を説明しており、二次電池８３へ降圧を伴う充電（降圧充電）を行う場合の説明図である。降圧充電の際のスイッチ制御に関する注意点として、インダクタ８６の一次側に接続されているスイッチＳ１，Ｓ２が同時にＯＮの状態になることを防止する必要がある。これは、二つのスイッチＳ１，Ｓ２が瞬時であっても同時にＯＮの状態になると、回路を破壊するほどの大きな貫通電流が流れてしまうためである。

そこで、一次側の二つのスイッチＳ１，Ｓ２のＯＮ／ＯＦＦ切り替えの際、図２０に示すように、両者を共にＯＦＦとするデッドタイムｔｄと呼ばれる休止時間を設ける必要がある。なお、図２０では、デッドタイムｔｄの時間帯にクロスハッチを付している。

このように、昇圧充電の場合（図１８）及び降圧充電の場合（図２０）それぞれにおいて、ＰＷＭ周期毎に２回のデッドタイムｔｄが生じる。

更に、充電のための制御に関して説明する。通常、一次側と二次側との電圧差が大きい場合、前記のような昇圧動作（図１８）又は降圧動作（図２０）を繰り返し実行すれば所望の電圧を得ることが可能である。しかし、一次側と二次側との電圧差がある程度まで小さくなると、昇圧してから降圧しないと所望の電圧を得られない場合がある。このため、一次側と二次側との電圧差が小さい場合、図２１に示すように、フィードバック周期ｆ毎に昇圧と降圧とを繰り返し行う制御が実行される。

ここで、昇圧の場合であっても降圧の場合であってもＤＣ−ＤＣコンバータでは高速スイッチングが行われており、例えばＰＷＭ周期を１０μｓｅｃとしてスイッチングを行う場合、デッドタイムｔｄが２００ｎｓｅｃであると、コンバータ効率に関して、１回のデッドタイムにつき（２００ｎｓｅｃ／１０μｓｅｃ×１００＝）２％のロスが発生する。
近年では、デッドタイムを含む全てのロスを考慮しても９０％以上のコンバータ効率が主流となっている中で、このデッドタイムｔｄに起因する２％のロスは大きい。
なお、以上の説明は、「充電」の場合に関するものであるが、「放電」の場合も同様であり、コンバータロスを低減し、コンバータ効率を高めることが求められている。

そこで、本発明は、コンバータロスを低減しコンバータ効率を高めることが可能となるＤＣ−ＤＣコンバータ、このＤＣ−ＤＣコンバータを備えている二次電池システム、及びＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法を提供することを目的とする。

本発明の一態様に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷及び電源が一次側に接続され二次電池が二次側に接続され当該二次電池への充電を可能かつ当該二次電池による放電を可能とするＤＣ−ＤＣコンバータであって、インダクタ、当該インダクタの前記一次側に接続された第１及び第２スイッチ、及び、当該インダクタの前記二次側に接続された第３及び第４スイッチを含むＨブリッジ回路と、前記充電又は前記放電の際に、前記スイッチのオンオフの切り替えを行って昇圧する昇圧動作と、前記スイッチのオンオフの切り替えを行って降圧する降圧動作とを繰り返す制御を実行可能である制御部と、を備え、前記充電又は前記放電のために前記制御部が行う制御に、前記スイッチ全てのオンオフ状態を変化させないで前記昇圧動作から前記降圧動作へ切り替える非スイッチング制御が含まれている。

また、本発明の一態様に係る二次電池システムは、二次電池と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備えている。

また、本発明の一態様に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法は、負荷及び電源が一次側に接続され二次電池が二次側に接続され当該二次電池への充電が可能かつ当該二次電池による放電が可能であって、インダクタ、当該インダクタの前記一次側に接続された第１及び第２スイッチ、及び、当該インダクタの前記二次側に接続された第３及び第４スイッチを含むＨブリッジ回路を備えているＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、前記充電又は前記放電の際に、前記スイッチのオンオフの切り替えを行って昇圧する昇圧動作と、前記スイッチのオンオフの切り替えを行って降圧する降圧動作とを繰り返す制御を行うと共に、前記充電又は前記放電のために行う制御中に、前記スイッチ全てのオンオフ状態を変化させないで前記昇圧動作から前記降圧動作へ切り替える非スイッチング制御を行う。

本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータのコンバータロスを低減しコンバータ効率を高めることが可能となる。

本発明の一形態に係る二次電池システムの回路構成を示すブロック図である。 第１充電モード及び第２充電モードとなる場合のスイッチそれぞれの状態をまとめて示した説明図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータが第１充電モードにある状態の説明図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータが第２充電モードにある状態の説明図である。 第１放電モード及び第２放電モードとなる場合のスイッチそれぞれの状態をまとめて示した説明図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータが第１放電モードにある状態の説明図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータが第２放電モードにある状態の説明図である。 昇圧充電制御を行う場合のスイッチの状態を説明する説明図である。 降圧充電制御を行う場合のスイッチの状態を説明する説明図である。 昇降圧充電制御（その１）を行う場合のスイッチの状態を説明する説明図である。 昇降圧充電制御（その２）を行う場合のスイッチの状態を説明する説明図である。 昇圧放電制御を行う場合のスイッチの状態を説明する説明図である。 降圧放電制御を行う場合のスイッチの状態を説明する説明図である。 昇降圧放電制御（その１）を行う場合のスイッチの状態を説明する説明図である。 昇降圧放電制御（その２）を行う場合のスイッチの状態を説明する説明図である。 従来技術を説明するブロック図である。 昇圧充電を行う場合（従来技術）の説明図である。 昇圧充電を行う場合（デッドタイムを含む従来技術）の説明図である。 降圧充電を行う場合（従来技術）の説明図である。 降圧充電を行う場合（デッドタイムを含む従来技術）の説明図である。 昇圧動作と降圧動作とを繰り返し行う制御（従来技術）の説明図である。 昇圧動作と降圧動作とを繰り返し行う制御（従来技術）の説明図である。

［本発明の実施形態の説明］
最初に本発明の実施態様を列記して説明する。
（１）本発明の一態様に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷及び電源が一次側に接続され二次電池が二次側に接続され当該二次電池への充電を可能かつ当該二次電池による放電を可能とするＤＣ−ＤＣコンバータであって、インダクタ、当該インダクタの前記一次側に接続された第１及び第２スイッチ、及び、当該インダクタの前記二次側に接続された第３及び第４スイッチを含むＨブリッジ回路と、前記充電又は前記放電の際に、前記スイッチのオンオフの切り替えを行って昇圧する昇圧動作と、前記スイッチのオンオフの切り替えを行って降圧する降圧動作とを繰り返す制御を実行可能である制御部と、を備え、前記充電又は前記放電のために前記制御部が行う制御に、前記スイッチ全てのオンオフ状態を変化させないで前記昇圧動作から前記降圧動作へ切り替える非スイッチング制御が含まれている。

このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータによれば、充電又は放電のために行う制御に、昇圧動作から降圧動作への切り替えにおいてスイッチ全てのオンオフ状態を変化させない、つまり、スイッチ全てについてオンオフの切り替えを行わない非スイッチング制御が含まれているので、昇圧動作から降圧動作への切り替えの際に、一次側の第１及び第２スイッチの双方、又は、二次側の第３及び第４スイッチの双方を、回路の保安のためにオフ（ＯＦＦ）とするデッドタイム（休止時間）が不要となる部分を生じさせることができる。このようにデッドタイムが不要となる部分を生じさせることで、コンバータロスを低減しコンバータ効率を高めることが可能となる。

（２）また、前記制御部は、前記昇圧動作又は前記降圧動作のために前記スイッチの一部をオン状態に維持するオンデューティ時間を決定するためのフィードバック制御を行い、前記非スイッチング制御が、前記フィードバック制御の１周期内に少なくとも１回含まれるのが好ましい。
この場合、フィードバック制御の１周期毎に、デッドタイムが不要となる部分を生じさせることができる。

（３）また、フィードバック制御の１周期の間、昇圧動作を継続して行い、次のフィードバック制御の１周期の間、降圧動作を継続して行うようにして、昇圧動作と降圧動作とを繰り返したり、フィードバック制御の１周期の間に、複数回の昇圧動作を継続して行った後に複数回の降圧動作を継続して行うようにして、昇圧動作と降圧動作とを繰り返したりしてもよいが、前記制御部は、前記フィードバック制御の１周期内で、前記昇圧動作と前記降圧動作とを交互に繰り返す制御を行うと共に、この繰り返す制御毎に前記非スイッチング制御を行うが好ましい。この構成により、昇圧動作と降圧動作とを交互に行う毎にデッドタイムを削減することが可能となる。

（４）また、前記制御部は、前記昇圧動作のための前記オンデューティ時間と前記降圧動作のための前記オンデューティ時間との双方を、前記フィードバック制御の１周期毎に決定するのが好ましい。
この場合、出力電圧を所望の電圧に収束させるのを早めることが可能となる。

（５）また、本発明の一態様に係る二次電池システムは、二次電池と、前記（１）〜（４）のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータと、を備えている。
このように構成された二次電池システムによれば、ＤＣ−ＤＣコンバータは、コンバータロスを低減しコンバータ効率を高めることが可能となるため、作動効率のよい二次電池システムが得られる。

（６）また、本発明の一態様に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法は、負荷及び電源が一次側に接続され二次電池が二次側に接続され当該二次電池への充電が可能かつ当該二次電池による放電が可能であって、インダクタ、当該インダクタの前記一次側に接続された第１及び第２スイッチ、及び、当該インダクタの前記二次側に接続された第３及び第４スイッチを含むＨブリッジ回路を備えているＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、前記充電又は前記放電の際に、前記スイッチのオンオフの切り替えを行って昇圧する昇圧動作と、前記スイッチのオンオフの切り替えを行って降圧する降圧動作とを繰り返す制御を行うと共に、前記充電又は前記放電のために行う制御中に、前記スイッチ全てのオンオフ状態を変化させないで前記昇圧動作から前記降圧動作へ切り替える非スイッチング制御を行う。

このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法によれば、充電又は放電のために行う制御中に、昇圧動作から降圧動作へ切り替えにおいてスイッチ全てのオンオフ状態を変化させない、つまり、スイッチ全てについてオンオフの切り替えを行わない非スイッチング制御が行われるので、昇圧動作から降圧動作への切り替えの際に、一次側の第１及び第２スイッチの双方、又は、二次側の第３及び第４スイッチの双方を、回路の保安のためにオフ（ＯＦＦ）とするデッドタイム（休止時間）が不要となる部分を生じさせることができる。このようにデッドタイムが不要となる部分を生じさせることで、コンバータロスを低減しコンバータ効率を高めることが可能となる。

［本発明の実施形態の詳細］
以下、好ましい実施形態について図面を参照しつつ説明する。
＜二次電池システムについて＞
図１は、本発明の一形態に係る二次電池システム１０の回路構成を示すブロック図である。本実施形態の二次電池システム１０は、設備機械等の負荷５が電源６に接続されて構成されている回路に接続されている。この二次電池システム１０は、電源６のバックアップ電源として二次電池１１を備えている他に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０を備えている。

通常、負荷５は、電源６に接続されており、この電源６から電力供給されるが、この電源６が停電した場合や、電源６を使用しない場合にのみ、二次電池システム１０（二次電池１１）から負荷５へ電力が供給される。電源６からの電力供給が停止すると二次電池１１から電力供給されることから、本実施形態の二次電池システム１０を無停電電源装置として使用することができる。

負荷５を、様々な電気機器とすることができるが、本実施形態の負荷５は直流のものであり、また、前記電源６も直流の電源である。なお、電源６が交流である場合、負荷５との間にＡＣ−ＤＣコンバータが介在する。本実施形態では、負荷５の定格電圧は４８Ｖであり、電源６は、定格電圧（４８Ｖ）を負荷５に対して供給するように構成されている。
そして、負荷５が必要とする電圧、つまり定格電圧４８Ｖを確保するために、二次電池１１は、複数個の電池セルを直列に接続して構成された組電池からなる。二次電池１１（電池セル）の例としてはリチウム電池や溶融塩電池等がある。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、図１に示す回路部の他に、制御部３０を備えている。この制御部３０は、基板上に実装されたマイコンからなり、所定の制御プログラムに従って前記回路部に含まれる後述のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４それぞれのオンオフスイッチングを制御することができ、また、後述する二次電池システム１０の制御を実行する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、前記回路部として、インダクタ２９及びスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を備えている。本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、更に、整流器２１，２２，２３，２４及びキャパシタ２５，２６を備えている。
スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４それぞれは、オンオフのスイッチング（切り替え）を行う構成であり、オン状態で通電可能、オフ状態で通電を遮断する。なお、以下に説明する各図では、各スイッチのオンをＯＮと記載し、オフをＯＦＦと記載している。
スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、様々な形式のものを採用可能であるが、本実施形態は半導体スイッチング素子であり、特に、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：電界効果トランジスタ）である。スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４それぞれは、制御部３０から出力される制御信号（駆動信号）を受けてオンからオフ及びオフからオンへと切り替わる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、負荷５及び電源６と、二次電池１１との間に設けられており、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０を構成する前記各素子は、図１に示すように電気的に接続されている。このＤＣ−ＤＣコンバータ２０では、Ｈブリッジが構成されており、インダクタ２９を中心とした対称型の回路構成を有している。以下、具体的な回路構成を説明する。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０において、電源６及び負荷５が接続される側を「一次側」と呼び、二次電池１１と接続される側を「二次側」と呼ぶ。

インダクタ２９の一次側の端部に第１スイッチＳ１の一端及び第２スイッチＳ２の一端が接続されており、インダクタ２９の二次側の端部に第３スイッチＳ３の一端及び第４スイッチＳ４の一端が接続されている。一対の第１及び第２スイッチＳ１，Ｓ２は、インダクタ２９に並列接続されている。一対の第３及び第４スイッチＳ３，Ｓ４は、インダクタ２９に並列接続されている。第１スイッチＳ１の他端と第３スイッチＳ３の他端とは接続されており、更に、これら他端の接続部は、一次側の第１端子７１及び二次側の第２端子７２を結ぶ線路に接続されている。第２スイッチＳ２の他端と第４スイッチＳ４の他端とは接続されておらず、第２スイッチＳ２の他端は第３端子７３と接続され、第４スイッチＳ４の他端は第４端子７４と接続されている。第１スイッチＳ１と第１整流器２１とは並列接続され、第２スイッチＳ２と第２整流器２２とは並列接続され、第３スイッチＳ３と第３整流器２３とは並列接続され、第４スイッチＳ４と第４整流器２４とは並列接続されている。第１キャパシタ２５は端子７１と端子７３との間に接続され、第２キャパシタ２６は端子７２と端子７４との間に接続されている。

このような構成によれば、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４が制御部３０によってそれぞれ制御されることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、二次電池１１から負荷５へ電力を供給させる放電状態、及び、電源６から二次電池１１へ電力を供給させる充電状態のどちらかの状態となることができる。また、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４が制御部３０によってそれぞれ制御されることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、充電に関して二つの動作モードとなることができ、また、放電に関して二つの動作モードとなることができる。

なお、二次電池１１にとって、一次側から二次側へ電流が流れる場合が充電であり、二次側から一次側へ電流が流れる場合が放電となる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、端子７１，７３が入力となりかつ端子７２，７４が出力となることで充電状態となり、これとは反対に、端子７２，７４が入力となりかつ端子７３，７１が出力となることで放電状態となる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の「充電状態」には、第１充電モード及び第２充電モードが含まれる。第１充電モードでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０が昇圧充電回路として機能する。第２充電モードでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０が降圧充電回路として機能する。
図２は、第１充電モード及び第２充電モードとなる場合のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４それぞれの状態をまとめて示した説明図である。図２に示すスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４それぞれにおいて、「オン（ＯＮ）」は短絡状態、「オフ（ＯＦＦ）」は開放状態、「ＳＷ」は例えばＰＷＭ制御等により適当な昇圧比又は降圧比となるようにオンオフを断続的に行うオンオフスイッチング状態である。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０が第１充電モード（昇圧充電モード）にある状態を、図３（Ａ）（Ｂ）に示している。この第１充電モードでは、図３の（Ａ）に示す状態と（Ｂ）に示す状態とが交互に繰り返されることで、電源６の電圧を昇圧して二次電池１１へ供給（充電）することが可能となる。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０が第２充電モード（降圧充電モード）にある状態を、図４（Ａ）（Ｂ）に示している。この第２充電モードでは、図４の（Ａ）に示す状態と（Ｂ）に示す状態とが交互に繰り返されることで、電源６の電圧を降圧して二次電池１１へ供給（充電）することが可能となる。

すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、充電の場合において、所望の電圧を出力させるために昇圧動作及び降圧動作を行うことができる回路構成を有しており、制御部３０のスイッチ制御によって、充電の際に、スイッチの一部（Ｓ３，Ｓ４）についてＯＮとＯＦＦの切り替えを行って昇圧する昇圧動作が可能となり（第１充電モード）、また、スイッチの一部（Ｓ１，Ｓ２）についてＯＮとＯＦＦの切り替えを行って降圧する降圧動作が可能となる（第２充電モード）。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の「放電状態」には、第１放電モード及び第２放電モードが含まれる。第１放電モードでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０が昇圧放電回路として機能する。第２充電モードでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０が降圧充電回路として機能する。
図５は、第１放電モード及び第２放電モードとなる場合のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４それぞれの状態をまとめて示した説明図である。図５に示すスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４それぞれにおいて、「オン（ＯＮ）」は短絡状態、「オフ（ＯＦＦ）」は開放状態、「ＳＷ」は例えばＰＷＭ制御等により適当な昇圧比又は降圧比となるようにオンオフを断続的に行うオンオフスイッチング状態である。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０が第１放電モード（昇圧放電モード）にある状態を、図６（Ａ）（Ｂ）に示している。この第１放電モードでは、図６の（Ａ）に示す状態と（Ｂ）に示す状態とが交互に繰り返されることで、二次電池１１の電圧を昇圧して負荷５へ供給（放電）することが可能となる。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０が第２放電モード（降圧放電モード）にある状態を、図７（Ａ）（Ｂ）に示している。この第２放電モードでは、図７の（Ａ）に示す状態と（Ｂ）に示す状態とが交互に繰り返されることで、二次電池１１の電圧を降圧して負荷５へ供給（放電）することが可能となる。

すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、放電の場合において、所望の電圧を出力させるために昇圧動作及び降圧動作を行うことができる回路構成を有しており、制御部３０のスイッチ制御によって、放電の際に、スイッチの一部（Ｓ１，Ｓ２）についてＯＮとＯＦＦの切り替えを行って昇圧する昇圧動作が可能となり（第１放電モード）、また、スイッチの一部（Ｓ３，Ｓ４）についてＯＮとＯＦＦの切り替えを行って降圧する降圧動作が可能となる（第２放電モード）。

また、図１において、二次電池システム１０は、一次側の電流及び電圧を計測する電流計３６及び電圧計３８を有しており、また、二次側の電流及び電圧を計測する電流計３７及び電圧計３９を有している。一次側の電圧計３８は、第１端子７１と第３端子７３との間の電圧を計測し、二次側の電圧計３９は、第２端子７２と第４端子７４との間の電圧を計測する。計測値は制御部３０に送信され、制御部３０は計測値に基づいてスイッチング制御を行う。

以上より、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の構成をまとめて説明すると、図１に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、単一のインダクタ２９、このインダクタ２９の一次側に接続された第１及び第２スイッチＳ１，Ｓ２、及び、インダクタ２９の二次側に接続された第３及び第４スイッチＳ３，Ｓ４を含むＨブリッジ回路を有している。
そして、この回路構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータ２０を、機能面から説明すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、一方側の一対のスイッチ（Ｓ１，Ｓ２）が入力、及び、他方側の一対のスイッチ（Ｓ３，Ｓ４）が出力となって充電動作可能である。更に、前記入力と前記出力とが反対となっても動作可能であり、このように反対になると放電動作可能となる。つまり、このＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、条件に応じて二次電池１１から放電可能となったり二次電池１１へ充電可能となったりし、双方向のコンバータとして機能することができる。しかも、充電の際に昇圧又は降圧可能となり、また、放電の際に昇圧又は降圧可能となる。

また、このＤＣ−ＤＣコンバータ２０の回路構成を、機能面から更に説明すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、その一次側に負荷５及び電源６が接続され、その二次側に二次電池１１が接続されており、電源６から二次電池１１へ電流が流れることで充電を可能とし、かつ、二次電池１１から負荷５へ電流が流れることで放電を可能とする。

より具体的に説明すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、図２に示すように、複数のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のオンオフの状態、つまりオンオフの切り替えに応じて、スイッチＳ３，Ｓ４がオンオフスイッチングすることで電源６の電圧を昇圧して二次電池１１へ出力する第１充電モード、及び、スイッチＳ１，Ｓ２がオンオフスイッチングすることで電源６の電圧を降圧して二次電池１１へ出力する第２充電モードとなることができる。
更に、このＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、図５に示すように、複数のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のオンオフの状態、つまりオンオフの切り替えに応じて、スイッチＳ１，Ｓ２がオンオフスイッチングすることで二次電池１１の電圧を昇圧して負荷５へ出力する第１放電モード、及び、スイッチＳ３，Ｓ４がオンオフスイッチングすることで二次電池１１の電圧を降圧して負荷５へ出力する第２放電モードとなることができる。

＜二次電池システム１０の制御方法について＞
以上の回路構成を備えた二次電池システム１０の制御方法について説明する。
前記のとおり、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、制御部３０からの制御信号に従ってオンオフの切り替えが行われ、制御部３０は、これらスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の一部に対してＰＷＭ制御等のオンオフスイッチング制御を行うことにより、充電及び放電の際に、昇圧動作及び降圧動作が可能となる。

＜＜制御部３０が行う昇圧充電制御（第１充電モード）に関して＞＞
図８は、昇圧充電制御を行う場合のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の状態を説明する説明図である。図８に示す各ＰＷＭ周期（例えば１０μｓｅｃ、周波数１００ｋＨｚ）では、スイッチＳ１がＯＦＦ（オフ）の状態にあり、スイッチＳ２がＯＮ（オン）の状態にあり、スイッチＳ３がＯＮからＯＦＦへ切り替わり、スイッチＳ４がＯＦＦからＯＮへ切り替わる。そして、フィードバック周期ｆの間、このスイッチ制御（ＰＷＭ制御）が繰り返し実行される。なお、本実施形態では、フィードバック周期ｆを５ｍｓｅｃ（２００Ｈｚ）としている。

各ＰＷＭ周期内においてスイッチＳ３をＯＮ状態に維持する時間（オンデューティ時間ｔ１）は、フィードバック制御により決定される。つまり、制御部３０によって、次の周期のフィードバック制御の開始前に、所望の電圧と現在の電圧との差分が求められ、この差分に応じて当該次の周期のフィードバック制御でのオンデューティ時間ｔ１が決定される。つまり、制御部３０は、出力電圧を目標電圧へ近づけるべく、昇圧動作のためにスイッチＳ３をＯＮ状態に維持するオンデューティ時間ｔ１を調整するためのフィードバック制御を行う。オンデューティ時間ｔ１の決定に関する具体例は最後に説明する。なお、オンデューティ時間ｔ１を決定するために、前記実施形態では所望の電圧と現在の電圧との差分を求める場合について説明したが、所望の電流と現在の電流との差分を求めてもよく、電流の場合であっても結果的に電圧を制御することができる。

ここで、図１に示す回路構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータ２０の場合、昇圧充電の際のスイッチ制御に関する注意点として、インダクタ２９の二次側に接続されているスイッチＳ３，Ｓ４が同時にＯＮの状態になることを防止する必要がある。
そこで、これらスイッチＳ３，Ｓ４のＯＮ／ＯＦＦ切り替えの際、図８に示すように、両者が共にＯＦＦとなるデッドタイムｔｄと呼ばれる休止時間が設けられている。図８では、デッドタイムｔｄの時間帯にクロスハッチを付している。このデッドダイムｔｄの長さはスイッチＳ３，Ｓ４の仕様によって決定され、本実施形態では、デッドタイムｔｄを２００ｎｓｅｃとしている。この昇圧充電の際、ＰＷＭ周期毎に２回のデッドタイムｔｄが生じる。

＜＜制御部３０が行う降圧充電制御（第２充電モード）に関して＞＞
図９は、降圧充電制御を行う場合のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の状態を説明する説明図である。図９に示す各ＰＷＭ周期（例えば１０μｓｅｃ）では、スイッチＳ１がＯＦＦからＯＮへ切り替わり、スイッチＳ２がＯＮからＯＦＦへ切り替わり、スイッチＳ３がＯＦＦ（オフ）の状態にあり、スイッチＳ４がＯＮ（オン）の状態にある。そして、フィードバック周期ｆの間、このスイッチ制御（ＰＷＭ制御）が繰り返し実行される。

各ＰＷＭ周期内においてスイッチＳ２をＯＮ状態に維持する時間（オンデューティ時間ｔ２）は、フィードバック制御により決定される。つまり、次の周期のフィードバック制御の開始前に、所望の電圧と現在の電圧との差分が求められ、この差分に応じて当該次の周期のフィードバック制御でのオンデューティ時間ｔ２が決定される。このように、制御部３０は、出力電圧を目標電圧へ近づけるべく、降圧動作のためにスイッチＳ２をＯＮ状態に維持するオンデューティ時間ｔ２を調整するためのフィードバック制御を行う。なお、オンデューティ時間ｔ２を決定するために、前記実施形態では所望の電圧と現在の電圧との差分を求める場合について説明したが、所望の電流と現在の電流との差分を求めてもよく、電流の場合であっても結果的に電圧を制御することができる。

そして、降圧充電の際のスイッチ制御に関する注意点としては、インダクタ２９の一次側に接続されているスイッチＳ１，Ｓ２が同時にＯＮの状態になることを防止する必要がある。
そこで、これらスイッチＳ１，Ｓ２のＯＮ／ＯＦＦ切り替えの際、図９に示すように、両者を共にＯＦＦとするデッドタイムｔｄと呼ばれる休止時間が設けられている。図９では、デッドタイムｔｄの時間帯にクロスハッチを付している。このデッドダイムｔｄの長さはスイッチＳ１，Ｓ２の仕様によって決定され、本実施形態では、デッドタイムｔｄを２００ｎｓｅｃとしている。
このように、降圧充電の際、ＰＷＭ周期毎に２回のデッドタイムｔｄが生じる。

＜＜制御部３０が行う昇降圧充電制御に関して＞＞
一次側の電圧が二次側の電圧よりも低く一次側と二次側との電圧差が大きい場合、前記のような昇圧動作（図８）を繰り返し実行すれば所望の電圧を出力することが可能である。また、反対に、一次側の電圧が二次側の電圧よりも高く一次側と二次側との電圧差が大きい場合、前記のような降圧動作（図９）を繰り返し実行すれば所望の電圧を出力することが可能である。
これに対して、一次側の電圧が二次側の電圧よりも低くても、又は、一次側の電圧が二次側の電圧よりも高くても、一次側と二次側との電圧差がある程度小さい場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０が所望の電圧を出力するために、制御部３０は、図１０に示すように、昇圧してから降圧する昇降圧充電を行う。図１０に示す方法では、フィードバック周期ｆ毎に、前記昇圧動作と前記降圧動作とを交互に繰り返し行う制御が実行される。つまり、フィードバック制御の１周期の間、昇圧動作を継続して行い、次のフィードバック制御の１周期の間、降圧動作を継続して行うようにして、昇圧動作と降圧動作とを繰り返し行う。

このために、制御部３０は、充電の際、スイッチの一部（Ｓ３，Ｓ４）についてＯＮとＯＦＦの切り替えを行って昇圧する昇圧動作と、スイッチの一部（Ｓ１，Ｓ２）についてＯＮとＯＦＦの切り替えを行って降圧する降圧動作とを繰り返す制御を実行する。

ここで、従来の昇降圧充電制御について、図２１により説明する。図２１に示す最初の第１のフィードバック周期ｆでは、昇圧動作が行われ、この第１のフィードバック周期ｆ内では、ＰＷＭ周期毎に２回のデッドタイムｔｄを生じさせている。そして、次の第２のフィードバック周期ｆでは、降圧動作が行われ、この第２のフィードバック周期ｆ内では、ＰＷＭ周期毎に２回のデッドタイムｔｄを生じさせている。

＜＜昇降圧充電制御（その１）＞＞
これに対して、本実施形態では、図１０に示すように、最初の第１のフィードバック周期ｆの終わり（最後）のＰＷＭ周期では、制御部３０のスイッチ制御によれば、１回のデッドタイムｔｄしか生じさせていない。なお、図１０は、昇降圧充電制御（その１）を行う場合のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の状態を説明する説明図である。

すなわち、図２１の従来例では、第１のフィードバック周期ｆの終わりのＰＷＭ周期において、スイッチＳ３がＯＮからＯＦＦへ切り替わる際にデッドタイムｔｄを生じさせ、かつ、スイッチＳ４がＯＦＦからＯＮへ切り替わった後のこのＯＮの状態の最後に、デッドタイムｔｄ（図２１において※印のデッドタイムｔｄ）を生じさせている。
これに対して、図１０に示す本実施形態では、第１のフィードバック周期ｆの終わりのＰＷＭ周期において、スイッチＳ３がＯＮからＯＦＦへ切り替わる際にデッドタイムｔｄを生じさせているが、スイッチＳ４がＯＦＦからＯＮへ切り替わった後のこのＯＮの状態の最後に、デッドタイムｔｄを生じさせていない。

このように、フィードバック制御の１周期において、デッドタイムｔｄを１回省略できる理由は、図１０に示すように、第１のフィードバック周期ｆの最後のＰＷＭ周期と、その次の第２のフィードバック周期の最初のＰＷＭ周期とでは、全てのスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のＯＮ／ＯＦＦ状態（オンオフ状態）が変化しないためである。
つまり、第１のフィードバック周期でＯＮ／ＯＦＦスイッチングしＯＮの状態でスイッチングを終了したスイッチＳ４は、第２のフィードバック周期の開始において、そのままＯＮの状態が維持され、また、第１のフィードバック周期でＯＮ／ＯＦＦスイッチングしＯＦＦの状態でスイッチングを終了したスイッチＳ３は、第２のフィードバック周期の開始において、そのままＯＦＦの状態が維持されるためである。そして、第１のフィードバック周期ｆでＯＦＦの状態で維持されていたスイッチＳ１は、第２のフィードバック周期の開始に併せて、ＯＦＦからＯＮへスイッチングする動作を開始し、また、第１のフィードバック周期ｆでＯＮの状態で維持されていたスイッチＳ２は、第２のフィードバック周期の開始に併せて、ＯＮからＯＦＦへスイッチングする動作を開始するためである。

以上のように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０によれば、制御部３０は、充電の際に、図１０に示すように、スイッチの一部（Ｓ３，Ｓ４）についてＯＮとＯＦＦの切り替えを行って昇圧する昇圧動作と、スイッチの一部（Ｓ１，Ｓ２）についてＯＮとＯＦＦの切り替えを行って降圧する降圧動作とを繰り返す制御を実行する。そして、この充電のために制御部３０が行う制御には、全てのスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のＯＮ／ＯＦＦ状態（オンオフ状態）を変化させないで、第１のフィードバック周期ｆの最後の昇圧動作（ＰＷＭ制御）から、第２のフィードバック周期ｆの最初の降圧動作（ＰＷＭ制御）へ切り替える非スイッチング制御が含まれている。
つまり、制御部３０が行う制御に、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の全てについてＯＮとＯＦＦの切り替えを行わないで、昇圧動作から降圧動作へ移行している前記非スイッチング制御が含まれているので、昇圧動作から降圧動作への切り替えの際に、二次側の第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４の双方を、回路の保安のためにＯＦＦとするデッドタイムｔｄが不要となる部分を、フィードバック周期ｆの間において、生じさせることができる。このようにデッドタイムｔｄが不要となる部分を生じさせることで、コンバータロスを低減しコンバータ効率を高めることが可能となる。
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０による昇降圧充電制御において、昇圧動作から降圧動作へ切り替わる際に、全てのスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のＯＮ／ＯＦＦ状態（オンオフ状態）を変化させない制御を、非スイッチング制御という。

＜＜昇降圧充電制御（その２）＞＞
図１１は、制御部３０が昇降圧充電制御（その２）を行う場合のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の状態を説明する説明図である。
前記昇降圧充電制御（その１）の場合と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０が所望の電圧を出力すべく、制御部３０は昇圧してから降圧する昇降圧充電を行うが、図１１に示す方法では、フィードバック制御の１周期内で（各フィードバック周期ｆ内で）、前記昇圧動作と前記降圧動作との双方を行い、しかも、ＰＷＭ周期毎に前記昇圧動作と前記降圧動作とを交互に繰り返す制御が実行される。

このために、図１１に示す本実施形態では、制御部３０が、フィードバック制御の１周期内で、１回の昇圧動作と１回の降圧動作とを交互に繰り返す制御を行うと共に、更に、この繰り返す制御毎に前記非スイッチング制御を行う。

この制御について具体的に説明する。図１１に示す最初の第１のフィードバック周期ｆにおいて、最初の（第１の）ＰＷＭ周期では昇圧動作を行い、その次の（第２の）ＰＷＭ周期では降圧動作を行う。これら第１のＰＷＭ周期の昇圧動作と第２のＰＷＭ周期の降圧動作とを、一組の昇降圧動作と定義すると、第１のフィードバック周期ｆにおいて、この昇降圧動作が、繰り返し実行される。また、その後に続く、他の（第２以降の）フィードバック周期ｆにおいても、この昇降圧動作が繰り返し実行される。なお、前記昇降圧動作の時間は、連続するＰＷＭ制御の２周期に相当する。本実施形態では、ＰＷＭ周期が１０μｓｅｃであることから、前記昇降圧動作の時間は２０μｓｅｃとなる。

ここで、図２１の従来例の場合、ＰＷＭ周期毎、つまり、１回のＰＷＭ周期における昇圧動作の間に２回のデッドタイムｔｄが生じており、１回のＰＷＭ周期における降圧動作の間に２回のデッドタイムｔｄが生じている。つまり、１回の昇圧動作と１回の降圧動作とを行う間に、合計４回のデッドタイムｔｄが生じている。つまり、ＰＷＭ周期が１０μｓｅｃであることから、ＰＷＭ制御の２周期は、２０μｓｅｃの時間に相当し、この２０μｓｅｃ毎に、４回のデッドタイムｔｄが生じている。
これに対して、図１１に示す本実施形態では、昇降圧動作の時間には、つまり、連続するＰＷＭ制御の２周期の間には、３回のデッドタイムｔｄが生じている。つまり、２０μｓｅｃ毎に、３回のデッドタイムｔｄが生じている。
このように、本実施形態によれば、昇降圧動作毎に（連続するＰＷＭ制御の２周期毎に）、デッドタイムｔｄが不要となる部分を、１回生じさせることができる。

これによる効果を、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０のコンバータ効率の観点で具体的に説明する。
従来例の場合、１回のＰＷＭ周期における昇圧動作の間に２回のデッドタイムｔｄが生じており、また、１回のＰＷＭ周期における降圧動作の間に２回のデッドタイムｔｄが生じている。そして、１回のデッドタイムｔｄが２００ｎｓｅｃであり、ＰＷＭ周期が１０μｓｅｃであるため、コンバータロスは次のとおり計算される。
（２００ｎｓｅｃ×４）／（１０μｓｅｃ×２）×１００＝４％
これに対して、図１１に示す本実施形態の場合、昇圧動作と降圧動作とを１回ずつ含む昇降圧動作の間に３回のデッドタイムｔｄが生じているため、コンバータロスは次のとおり計算される。
（２００ｎｓｅｃ×３）／（１０μｓｅｃ×２）×１００＝３％
このように、１％のコンバータ効率が改善される。

近年では、デッドタイムｔｄを含む全てのロスを考慮しても９０％以上のコンバータ効率が主流となっている。そして、本実施形態のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０では高速スイッチング（ＰＷＭ周期が１０μｓｅｃ）が行われており、デッドタイムｔｄが２００ｎｓｅｃである場合における、この１％のコンバータ効率の改善は非常に有効となる。

このように、昇降圧動作毎に、デッドタイムｔｄを１回省略できる理由は、図１１に示すように、昇圧動作のためのＰＷＭ周期と、その次の降圧動作のためのＰＷＭ周期とでは、全てのスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のＯＮ／ＯＦＦ状態（オンオフ状態）が変化しないためである。
つまり、昇圧動作のためのＰＷＭ周期でＯＮ／ＯＦＦスイッチングしＯＮの状態でスイッチングを終了したスイッチＳ４は、その次の降圧動作のためのＰＷＭ周期の開始において、そのままＯＮの状態が維持され、また、昇圧動作のためのＰＷＭ周期でＯＮ／ＯＦＦスイッチングしＯＦＦの状態でスイッチングを終了したスイッチＳ３は、その次の降圧動作のためのＰＷＭ周期の開始において、そのままＯＦＦの状態が維持されるためである。そして、昇圧動作のためのＰＷＭ周期でＯＦＦの状態で維持されていたスイッチＳ１は、その次の降圧動作のためのＰＷＭ周期の開始に併せて、ＯＦＦからＯＮへスイッチングする動作を開始し、また、昇圧動作のためのＰＷＭ周期でＯＮの状態で維持されていたスイッチＳ２は、その次の降圧動作のためのＰＷＭ周期の開始に併せて、ＯＮからＯＦＦへスイッチングする動作を開始するためである。

以上のように、図１１に示す実施形態においても、制御部３０は、充電の際に、スイッチの一部（Ｓ３，Ｓ４）についてＯＮとＯＦＦの切り替えを行って昇圧する昇圧動作と、スイッチの一部（Ｓ１，Ｓ２）についてＯＮとＯＦＦの切り替えを行って降圧する降圧動作とを繰り返す制御を実行する。そして、この充電のために制御部３０が行う制御には、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４全てのＯＮ／ＯＦＦ状態（オンオフ状態）を変化させないで、昇圧動作から降圧動作へ切り替える非スイッチング制御を行う。
このように制御部３０が行う制御に、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４全てについてオンオフの切り替えを行わないで、昇圧動作から降圧動作へ移行している前記非スイッチング制御が含まれているので、昇圧動作から降圧動作への切り替えの際に、二次側の第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４の双方を、回路の保安のためにＯＦＦとするデッドタイムｔｄが不要となる部分を、昇降圧動作毎に、生じさせることができる。このようにデッドタイムｔｄが不要となる部分を生じさせることで、コンバータロスを低減しコンバータ効率を高めることが可能となる。

また、図１１に示す実施形態において、制御部３０は、フィードバック周期ｆ内で昇圧動作と降圧動作とを行い、フィードバック周期ｆ内では、昇圧動作におけるスイッチＳ３のオンデューティ時間ｔ１は一定であり、降圧動作におけるスイッチＳ２のオンデューティ時間ｔ２は一定である。そして、次のフィードバック周期ｆのために、スイッチＳ３のオンデューティ時間ｔ１及びスイッチＳ２のオンデューティ時間ｔ２が、フィードバック制御により決定される。つまり、次の周期のフィードバック制御の開始前に、所望の電圧と現在の電圧との差分が求められ、この差分に応じて当該次の周期のフィードバック制御でのスイッチＳ３のオンデューティ時間ｔ１及びスイッチＳ２のオンデューティ時間ｔ２が決定される。なお、オンデューティ時間ｔ１，ｔ２を決定するために、前記実施形態では所望の電圧と現在の電圧との差分を求める場合について説明したが、所望の電流と現在の電流との差分を求めてもよく、電流の場合であっても結果的に電圧を制御することができる。

このように、制御部３０は、昇圧動作のためのスイッチＳ３のオンデューティ時間ｔ１と降圧動作のためのスイッチＳ２のオンデューティ時間ｔ２との双方を、フィードバック制御の１周期毎に決定し、調整することで、出力電圧を所望の電圧に収束させるのを早めることが可能となる。

なお、図１１に示すように、フィードバック制御の１周期（フィードバック周期ｆ内）において、ＰＷＭ周期毎に昇圧動作と降圧動作とを交互に切り替えるのではなく、その変形例として、フィードバック制御の１周期の間に、複数回の昇圧動作を継続して行った後に（１回又は複数回の）降圧動作を継続して行うようにして、昇圧動作と降圧動作とを繰り返してもよい。つまり、フィードバック周期ｆ内において、複数回の昇圧動作を連続して行った後に、これと連続して（複数の）降圧動作を行ってもよい。または、１回の昇圧動作を行った後に、これと連続して複数の降圧動作を行ってもよい。
この場合であっても、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４全てのオンオフ状態を変化させないで昇圧動作から降圧動作へ切り替える非スイッチング制御が、フィードバック制御の１周期内に少なくとも１回含まれるように、制御部３０はスイッチ制御を行う。これにより、フィードバック制御の１周期毎に、デッドタイムｔｄが不要となる部分を生じさせることができる。

＜＜制御部３０が行う昇圧放電制御（第１放電モード）に関して＞＞
図１２は、昇圧放電を行う場合のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の状態を説明する説明図である。図１２に示す各ＰＷＭ周期（例えば１０μｓｅｃ）では、スイッチＳ１がＯＮからＯＦＦへ切り替わり、スイッチＳ２がＯＦＦからＯＮへ切り替わり、スイッチＳ３がＯＦＦ（オフ）の状態にあり、スイッチＳ４がＯＮ（オン）の状態にある。そして、フィードバック周期ｆの間、このスイッチ制御（ＰＷＭ制御）が繰り返し実行される。

各ＰＷＭ周期内においてスイッチＳ１をＯＮ状態に維持する時間（オンデューティ時間ｔ１）は、フィードバック制御により決定される。つまり、制御部３０によって、次の周期のフィードバック制御の開始前に、所望の電圧と現在の電圧との差分が求められ、この差分に応じて当該次の周期のフィードバック制御でのオンデューティ時間ｔ１が決定される。つまり、制御部３０は、出力電圧を目標電圧へ近づけるべく、昇圧動作のためにスイッチＳ１をＯＮ状態に維持するオンデューティ時間ｔ１を調整するためのフィードバック制御を行う。なお、オンデューティ時間ｔ１を決定するために、前記実施形態では所望の電圧と現在の電圧との差分を求める場合について説明したが、所望の電流と現在の電流との差分を求めてもよく、電流の場合であっても結果的に電圧を制御することができる。

ここで、図１に示す回路構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータ２０の場合、昇圧放電の際のスイッチ制御に関する注意点として、インダクタ２９の一次側に接続されているスイッチＳ１，Ｓ２が同時にＯＮの状態になることを防止する必要がある。
そこで、これらスイッチＳ１，Ｓ２のＯＮ／ＯＦＦ切り替えの際、図１２に示すように、両者が共にＯＦＦとなるデッドタイムｔｄと呼ばれる休止時間が設けられている。図１２では、デッドタイムｔｄの時間帯にクロスハッチを付している。このデッドダイムｔｄの長さはスイッチＳ１，Ｓ２の仕様によって決定され、本実施形態では、デッドタイムｔｄを２００ｎｓｅｃとしている。この昇圧放電の際、ＰＷＭ周期毎に２回のデッドタイムｔｄが生じる。

＜＜制御部３０が行う降圧放電制御（第２放電モード）に関して＞＞
図１３は、降圧放電制御を行う場合のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の状態を説明する説明図である。図１３に示す各ＰＷＭ周期（例えば１０μｓｅｃ）では、スイッチＳ１がＯＦＦ（オフ）の状態にあり、スイッチＳ２がＯＮ（オン）の状態にあり、スイッチＳ３がＯＦＦからＯＮへ切り替わり、スイッチＳ４がＯＮからＯＦＦへ切り替わる。そして、フィードバック周期ｆの間、このスイッチ制御（ＰＷＭ制御）が繰り返し実行される。

各ＰＷＭ周期内においてスイッチＳ４をＯＮ状態に維持する時間（オンデューティ時間ｔ２）は、フィードバック制御により決定される。つまり、次の周期のフィードバック制御の開始前に、所望の電圧と現在の電圧との差分が求められ、この差分に応じて当該次の周期のフィードバック制御でのオンデューティ時間ｔ２が決定される。このように、制御部３０は、出力電圧を目標電圧へ近づけるべく、降圧動作のためにスイッチＳ４をＯＮ状態に維持するオンデューティ時間ｔ２を調整するためのフィードバック制御を行う。なお、オンデューティ時間ｔ２を決定するために、前記実施形態では所望の電圧と現在の電圧との差分を求める場合について説明したが、所望の電流と現在の電流との差分を求めてもよく、電流の場合であっても結果的に電圧を制御することができる。

そして、降圧放電の際のスイッチ制御に関する注意点としては、インダクタ２９の二次側に接続されているスイッチＳ３，Ｓ４が同時にＯＮの状態になることを防止する必要がある。
そこで、これらスイッチＳ３，Ｓ４のＯＮ／ＯＦＦ切り替えの際、図１３に示すように、両者を共にＯＦＦとするデッドタイムｔｄと呼ばれる休止時間が設けられている。図１３では、デッドタイムｔｄの時間帯にクロスハッチを付している。このデッドダイムｔｄの長さはスイッチＳ３，Ｓ４の仕様によって決定され、本実施形態では、デッドタイムｔｄを２００ｎｓｅｃとしている。
このように、降圧放電の際、ＰＷＭ周期毎に２回のデッドタイムｔｄが生じる。

＜＜制御部３０が行う昇降圧放電制御に関して＞＞
一次側の電圧が二次側の電圧よりも低く一次側と二次側との電圧差が大きい場合、前記のような昇圧動作（図１２）を繰り返し実行すれば所望の電圧を出力することが可能である。また、反対に、一次側の電圧が二次側の電圧よりも高く一次側と二次側との電圧差が大きい場合、前記のような降圧動作（図１３）を繰り返し実行すれば所望の電圧を出力することが可能である。
これに対して、一次側の電圧が二次側の電圧よりも低くても、又は、一次側の電圧が二次側の電圧よりも高くても、一次側と二次側との電圧差がある程度小さい場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０が所望の電圧を出力するために、制御部３０は、図１４に示すように、昇圧してから降圧する昇降圧放電を行う。図１４に示す方法では、フィードバック周期ｆ毎に、前記昇圧動作と前記降圧動作とを交互に繰り返し行う制御が実行される。つまり、フィードバック制御の１周期の間、昇圧動作を継続して行い、次のフィードバック制御の１周期の間、降圧動作を継続して行うようにして、昇圧動作と降圧動作とを繰り返し行う。

このために、制御部３０は、放電の際に、スイッチの一部（Ｓ１，Ｓ２）についてＯＮとＯＦＦの切り替えを行って昇圧する昇圧動作と、スイッチの一部（Ｓ３，Ｓ４）についてＯＮとＯＦＦの切り替えを行って降圧する降圧動作とを繰り返す制御を実行する。

ここで、従来の昇降圧放電制御について、図２２により説明する。図２２に示す最初の第１のフィードバック周期ｆでは、昇圧動作が行われ、この第１のフィードバック周期ｆ内では、ＰＷＭ周期毎に２回のデッドタイムｔｄを生じさせている。そして、次の第２のフィードバック周期ｆでは、降圧動作が行われ、この第２のフィードバック周期ｆ内では、ＰＷＭ周期毎に２回のデッドタイムｔｄを生じさせている。

＜＜昇降圧放電制御（その１）＞＞
これに対して、本実施形態では、図１４に示すように、最初の第１のフィードバック周期ｆの終わり（最後）のＰＷＭ周期では、制御部３０のスイッチ制御によれば、１回のデッドタイムｔｄしか生じさせていない。なお、図１４は、昇降圧放電制御（その１）を行う場合のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の状態を説明する説明図である。

すなわち、図２２の従来例では、第１のフィードバック周期ｆの終わりのＰＷＭ周期において、スイッチＳ１がＯＮからＯＦＦへ切り替わる際にデッドタイムｔｄを生じさせ、かつ、スイッチＳ２がＯＦＦからＯＮへ切り替わった後のこのＯＮの状態の最後に、デッドタイムｔｄ（図２２において※印のデッドタイムｔｄ）を生じさせている。
これに対して、図１４に示す本実施形態では、第１のフィードバック周期ｆの終わりのＰＷＭ周期において、スイッチＳ１がＯＮからＯＦＦへ切り替わる際にデッドタイムｔｄを生じさせているが、スイッチＳ２がＯＦＦからＯＮへ切り替わった後のこのＯＮの状態の最後に、デッドタイムｔｄを生じさせていない。

このように、フィードバック制御の１周期において、デッドタイムｔｄを１回省略できる理由は、図１４に示すように、第１のフィードバック周期ｆの最後のＰＷＭ周期と、その次の第２のフィードバック周期の最初のＰＷＭ周期とでは、全てのスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のＯＮ／ＯＦＦ状態（オンオフ状態）が変化しないためである。
つまり、第１のフィードバック周期でＯＮ／ＯＦＦスイッチングしＯＮの状態でスイッチングを終了したスイッチＳ２は、第２のフィードバック周期の開始において、そのままＯＮの状態が維持され、また、第１のフィードバック周期でＯＮ／ＯＦＦスイッチングしＯＦＦの状態でスイッチングを終了したスイッチＳ１は、第２のフィードバック周期の開始において、そのままＯＦＦの状態が維持されるためである。そして、第１のフィードバック周期ｆでＯＦＦの状態で維持されていたスイッチＳ３は、第２のフィードバック周期の開始に併せて、ＯＦＦからＯＮへスイッチングする動作を開始し、また、第１のフィードバック周期でＯＮの状態で維持されていたスイッチＳ４は、第２のフィードバック周期の開始に併せて、ＯＮからＯＦＦへスイッチングする動作を開始するためである。

以上のように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０によれば、制御部３０は、放電の際に、図１４に示すように、スイッチの一部（Ｓ１，Ｓ２）についてＯＮとＯＦＦの切り替えを行って昇圧する昇圧動作と、スイッチの一部（Ｓ３，Ｓ４）についてＯＮとＯＦＦの切り替えを行って降圧する降圧動作とを繰り返す制御を実行する。そして、この放電のために制御部３０が行う制御には、全てのスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のＯＮ／ＯＦＦ状態（オンオフ状態）を変化させないで、第１のフィードバック周期ｆの最後の昇圧動作（ＰＷＭ制御）から、第２のフィードバック周期ｆの最初の降圧動作（ＰＷＭ制御）へ切り替える非スイッチング制御が含まれている。
つまり、制御部３０が行う制御に、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の全てについてＯＮとＯＦＦの切り替えを行わないで、昇圧動作から降圧動作へ移行している前記非スイッチング制御が含まれているので、昇圧動作から降圧動作への切り替えの際に、一次側の第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２の双方を、回路の保安のためにＯＦＦとするデッドタイムｔｄが不要となる部分を、フィードバック周期ｆの間において、生じさせることができる。このようにデッドタイムｔｄが不要となる部分を生じさせることで、コンバータロスを低減しコンバータ効率を高めることが可能となる。
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０による昇降圧放電制御において、昇圧動作から降圧動作へ切り替わる際に、全てのスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のＯＮ／ＯＦＦ状態（オンオフ状態）を変化させない制御を、非スイッチング制御という。

＜＜昇降圧放電制御（その２）＞＞
図１５は、制御部３０が昇降圧放電制御（その２）を行う場合のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の状態を説明する説明図である。
前記昇降圧放電制御（その１）の場合と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０が所望の電圧を出力すべく、制御部３０は昇圧してから降圧する昇降圧放電を行うが、図１５に示す方法では、フィードバック制御の１周期内で（各フィードバック周期ｆ内で）、前記昇圧動作と前記降圧動作との双方を行い、しかも、ＰＷＭ周期毎に前記昇圧動作と前記降圧動作とを交互に繰り返す制御が実行される。

このために、図１５に示す本実施形態では、制御部３０が、フィードバック制御の１周期内で、１回の昇圧動作と１回の降圧動作とを交互に繰り返す制御を行うと共に、更に、この繰り返す制御毎に前記非スイッチング制御を行う。

この制御について具体的に説明する。図１５に示す最初の第１のフィードバック周期ｆにおいて、最初の（第１の）ＰＷＭ周期では昇圧動作を行い、その次の（第２の）ＰＷＭ周期では降圧動作を行う。これら第１のＰＷＭ周期の昇圧動作と第２のＰＷＭ周期の降圧動作とを、一組の昇降圧動作と定義すると、第１のフィードバック周期ｆにおいて、この昇降圧動作が、繰り返し実行される。また、その後に続く、他の（第２以降の）フィードバック周期ｆにおいても、この昇降圧動作が繰り返し実行される。なお、前記昇降圧動作の時間は、連続するＰＷＭ制御の２周期に相当する。本実施形態では、ＰＷＭ周期が１０μｓｅｃであることから、前記昇降圧動作の時間は２０μｓｅｃとなる。

ここで、図２２の従来例の場合、ＰＷＭ周期毎、つまり、１回のＰＷＭ周期における昇圧動作の間に２回のデッドタイムｔｄが生じており、１回のＰＷＭ周期における降圧動作の間に２回のデッドタイムｔｄが生じている。つまり、１回の昇圧動作と１回の降圧動作とを行う間に、合計４回のデッドタイムｔｄが生じている。つまり、ＰＷＭ周期が１０μｓｅｃであることから、ＰＷＭ制御の２周期は、２０μｓｅｃの時間に相当し、この２０μｓｅｃ毎に、４回のデッドタイムｔｄが生じている。
これに対して、図１５に示す本実施形態では、昇降圧動作の時間には、つまり、連続するＰＷＭ制御の２周期の間には、３回のデッドタイムｔｄが生じている。つまり、２０μｓｅｃ毎に、３回のデッドタイムｔｄが生じている。
このように、本実施形態によれば、昇降圧動作毎に（連続するＰＷＭ制御の２周期毎に）、デッドタイムｔｄが不要となる部分を、１回生じさせることができる。

これにより、前記昇降圧充電制御（その２）の場合と同様に、従来例の場合のコンバータロスは４％であるのに対して、本実施形態の場合のコンバータロスは３％となり、１％のコンバータ効率が改善される。
近年では、デッドタイムｔｄを含む全てのロスを考慮しても９０％以上のコンバータ効率が主流となっている。そして、本実施形態のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０では高速スイッチング（ＰＷＭ周期が１０μｓｅｃ）が行われており、デッドタイムｔｄが２００ｎｓｅｃである場合における、この１％のコンバータ効率の改善は非常に有効である。

このように、昇降圧動作毎に、デッドタイムｔｄを１回省略できる理由は、図１５に示すように、昇圧動作のためのＰＷＭ周期と、その次の降圧動作のためのＰＷＭ周期とでは、全てのスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のＯＮ／ＯＦＦ状態（オンオフ状態）が変化しないためである。
つまり、昇圧動作のためのＰＷＭ周期でＯＮ／ＯＦＦスイッチングしＯＮの状態でスイッチングを終了したスイッチＳ２は、その次の降圧動作のためのＰＷＭ周期の開始において、そのままＯＮの状態が維持され、また、昇圧動作のためのＰＷＭ周期でＯＮ／ＯＦＦスイッチングしＯＦＦの状態でスイッチングを終了したスイッチＳ１は、その次の降圧動作のためのＰＷＭ周期の開始において、そのままＯＦＦの状態が維持されるためである。そして、昇圧動作のためのＰＷＭ周期でＯＦＦの状態で維持されていたスイッチＳ３は、その次の降圧動作のためのＰＷＭ周期の開始に併せて、ＯＦＦからＯＮへスイッチングする動作を開始し、また、昇圧動作のためのＰＷＭ周期でＯＮの状態で維持されていたスイッチＳ４は、その次の降圧動作のためのＰＷＭ周期の開始に併せて、ＯＮからＯＦＦへスイッチングする動作を開始するためである。

以上のように、図１５に示す実施形態においても、制御部３０は、放電の際に、スイッチの一部（Ｓ１，Ｓ２）についてＯＮとＯＦＦの切り替えを行って昇圧する昇圧動作と、スイッチの一部（Ｓ３，Ｓ４）についてＯＮとＯＦＦの切り替えを行って降圧する降圧動作とを繰り返す制御を実行する。そして、この放電のために制御部３０が行う制御には、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４全てのＯＮ／ＯＦＦ状態（オンオフ状態）を変化させないで、昇圧動作から降圧動作へ切り替える非スイッチング制御を行う。
このように制御部３０が行う制御に、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４全てについてオンオフの切り替えを行わないで、昇圧動作から降圧動作へ移行している前記非スイッチング制御が含まれているので、昇圧動作から降圧動作への切り替えの際に、一次側の第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２の双方を、回路の保安のためにＯＦＦとするデッドタイムｔｄが不要となる部分を、昇降圧動作毎に、生じさせることができる。このようにデッドタイムｔｄが不要となる部分を生じさせることで、コンバータロスを低減しコンバータ効率を高めることが可能となる。

また、図１５に示す実施形態において、制御部３０は、フィードバック周期ｆ内で昇圧動作と降圧動作とを行い、フィードバック周期ｆ内では、昇圧動作におけるスイッチＳ１のオンデューティ時間ｔ１は一定であり、降圧動作におけるスイッチＳ４のオンデューティ時間ｔ２は一定である。そして、次のフィードバック周期ｆのために、スイッチＳ１のオンデューティ時間ｔ１及びスイッチＳ４のオンデューティ時間ｔ２が、フィードバック制御により決定される。つまり、次の周期のフィードバック制御の開始前に、所望の電圧と現在の電圧との差分が求められ、この差分に応じて当該次の周期のフィードバック制御でのスイッチＳ１のオンデューティ時間ｔ１及びスイッチＳ４のオンデューティ時間ｔ２が決定される。なお、オンデューティ時間ｔ１，ｔ２を決定するために、前記実施形態では所望の電圧と現在の電圧との差分を求める場合について説明したが、所望の電流と現在の電流との差分を求めてもよく、電流の場合であっても結果的に電圧を制御することができる。

このように、制御部３０は、昇圧動作のためのスイッチＳ１のオンデューティ時間ｔ１と降圧動作のためのスイッチＳ４のオンデューティ時間ｔ２との双方を、フィードバック制御の１周期毎に決定し、調整することで、出力電圧を所望の電圧に収束させるのを早めることが可能となる。

なお、図１５に示すように、フィードバック制御の１周期（フィードバック周期ｆ内）において、ＰＷＭ周期毎に昇圧動作と降圧動作とを交互に切り替えるのではなく、その変形例として、フィードバック制御の１周期の間に、複数回の昇圧動作を継続して行った後に（１回又は複数回の）降圧動作を継続して行うようにして、昇圧動作と降圧動作とを繰り返してもよい。つまり、フィードバック周期ｆ内において、複数回の昇圧動作を連続して行った後に、これと連続して（複数の）降圧動作を行ってもよい。または、１回の昇圧動作を行った後に、これと連続して複数の降圧動作を行ってもよい。
この場合であっても、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４全てのオンオフ状態を変化させないで昇圧動作から降圧動作へ切り替える非スイッチング制御が、フィードバック制御の１周期内に少なくとも１回含まれるように、制御部３０はスイッチ制御を行う。これにより、フィードバック制御の１周期毎に、デッドタイムｔｄが不要となる部分を生じさせることができる。

＜二次電池システム１０に関して＞
以上の構成を備えているＤＣ−ＤＣコンバータ２０と、二次電池１１とを備えている二次電池システム１０によれば、前記のとおり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、コンバータロスを低減しコンバータ効率を高めることが可能となるため、作動効率のよい二次電池システム１０が得られる。

また、この二次電池システム１０は、例えば、携帯電話の基地局装置に用いられる。この場合、基地局が備えている各種の設備機械（負荷５）が電源６に接続されており、二次電池システム１０（ＤＣ−ＤＣコンバータ２０）は、この基地局装置が備えている例えば１９インチラックに格納される。このために、二次電池システム１０（ＤＣ−ＤＣコンバータ２０）を小型化するのが好ましく、小型化の手段として、例えばインダクタ２９（図１参照）等の素子及び当該素子を実装する回路基板を小さくすればよい。
インダクタ２９を小型化する場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ２９において高速でオンオフスイッチング制御（ＰＷＭ制御）を行う必要がある。しかし、このオンオフスイッチング制御を高速にすると、つまり、ＰＷＭ周期を短くすると、前記デッドタイムｔｄの数（発生頻度）が増加し、コンバータ効率が低下する原因となる。

しかし、本実施形態によれば、オンオフスイッチング制御（ＰＷＭ制御）を高速に行っても、つまり、ＰＷＭ周期を短くしても、前記の各形態で説明したとおり、従来と比べてデッドタイムｔｄを減らすことができ、コンバータロスを低減しコンバータ効率を高めることが可能となる。
なお、高速でのオンオフスイッチング制御（ＰＷＭ制御）の一例としては、上記実施形態のとおり、オンオフスイッチング制御（ＰＷＭ制御）の周波数が１００ｋＨｚ（周期が１０μｓｅｃ）である場合があり、また、ここでの高速の定義は、オンオフスイッチング制御（ＰＷＭ制御）の周波数が８０ｋＨｚ以上である場合とすることができ、好ましくは１００ｋＨｚ以上である。

なお、前記実施形態では、ＰＷＭ周期を１０μｓｅｃとし、フィードバック周期ｆを５ｍｓｅｃとしているが、これらの値は変更自在である。ＰＷＭ周期は、インダクタ２９に貯蔵するエネルギーの大小に影響を与え、インダクタ２９に貯蔵するエネルギーによってＰＷＭ周期を設定することができる。また、フィードバック周期は、適用対象に応じて変更自在であるが、フィードバック制御に用いる電圧計３８，３９や電流計３６，３７等の測定値（電圧値や電流値）を取得するために必要な時間よりも大きく設定されている。この電圧値や電流値を取得するために要する時間よりも短い周期でフィードバック制御を行うと、古い（過去の）電圧値や電流値を用いることになってしまう。
本実施形態では、電圧値や電流値を取得するために要する時間を１ｍｓｅｃとしており、フィードバック周期を５ｍｓｅｃとしている。

前記のとおり、制御部３０は、出力電圧を目標電圧へ近づけるべく、スイッチをＯＮ状態に維持するオンデューティ時間を調整するためのフィードバック制御を行う。この制御部３０によるオンデューティ時間の決定は、例えば、次の方法により行うことができる。
例えば、充電の際、一次側の電圧が４８Ｖであり２次側の電圧が４０Ｖである場合、目標値を４０Ｖに設定すると降圧動作（降圧制御）が必要である。降圧動作のための理論式を、次に示す。
Ｖｏｕｔ＝（Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ））×Ｖｉｎ
ただし、Ｖｉｎ：一次側の電圧
Ｖｏｕｔ：二次側の電圧
Ｔｏｎ：オンデューティ時間
Ｔｏｆｆ：（ＰＷＭ周期−オンデューティ時間）

ここでＴｏｎ＋Ｔｏｆｆを１００％とすると、前記の場合、演算により、Ｔｏｎ＝８３％となる。
なお、オンデューティ時間の決定は、ＰＩＤ制御が用いられ、所定の係数とＰ（比例）成分、Ｉ（積分）成分、Ｄ（微分）成分を乗算することで行われる。実際には、理論値とおり４０Ｖにならず差分が残るため、次のフィードバック制御において次のオンデューティ時間を設定する。そして、このような処理を以降繰り返し実行すればよい。

［付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５ 負荷
６ 電源
１０ 二次電池システム
１１ 二次電池
２０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２１，２２，２３，２４ 整流器
２５，２６ キャパシタ
２９ インダクタ
２９ コンバータ
３０ 制御部
３６，３７ 電流計
３８，３９ 電圧計
７１ 第１端子
７２ 第２端子
７３ 第３端子
７４ 第４端子
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４ スイッチ
ｔ１ オンデューティ時間
ｔ２ オンデューティ時間

Claims (6)

1. 負荷及び電源が一次側に接続され二次電池が二次側に接続され当該二次電池への充電を可能かつ当該二次電池による放電を可能とするＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   インダクタ、当該インダクタの前記一次側に接続された第１及び第２スイッチ、及び、当該インダクタの前記二次側に接続された第３及び第４スイッチを含むＨブリッジ回路と、
   前記充電又は前記放電の際に、前記スイッチのオンオフの切り替えを行って昇圧する昇圧動作と、前記スイッチのオンオフの切り替えを行って降圧する降圧動作とを繰り返す制御を実行可能である制御部と、を備え、
   前記充電又は前記放電のために前記制御部が行う制御に、前記スイッチ全てのオンオフ状態を変化させないで前記昇圧動作から前記降圧動作へ切り替える非スイッチング制御が含まれているＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記制御部は、前記昇圧動作又は前記降圧動作のために前記スイッチの一部をオン状態に維持するオンデューティ時間を決定するためのフィードバック制御を行い、
   前記非スイッチング制御が、前記フィードバック制御の１周期内に少なくとも１回含まれる請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記制御部は、前記フィードバック制御の１周期内で、前記昇圧動作と前記降圧動作とを交互に繰り返す制御を行うと共に、この繰り返す制御毎に前記非スイッチング制御を行う請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記制御部は、前記昇圧動作のための前記オンデューティ時間と前記降圧動作のための前記オンデューティ時間との双方を、前記フィードバック制御の１周期毎に決定する請求項２又は３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 二次電池と、請求項１〜４のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータと、を備えている二次電池システム。
6. 負荷及び電源が一次側に接続され二次電池が二次側に接続され当該二次電池への充電が可能かつ当該二次電池による放電が可能であって、インダクタ、当該インダクタの前記一次側に接続された第１及び第２スイッチ、及び、当該インダクタの前記二次側に接続された第３及び第４スイッチを含むＨブリッジ回路を備えているＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、
   前記充電又は前記放電の際に、前記スイッチのオンオフの切り替えを行って昇圧する昇圧動作と、前記スイッチのオンオフの切り替えを行って降圧する降圧動作とを繰り返す制御を行うと共に、
   前記充電又は前記放電のために行う制御中に、前記スイッチ全てのオンオフ状態を変化させないで前記昇圧動作から前記降圧動作へ切り替える非スイッチング制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。

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