JP2016025785A - Motor drive device and motor drive system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、モータを駆動するためのモータ駆動装置およびモータ駆動システムに関する。 The present invention relates to a motor driving device and a motor driving system for driving a motor.
モータは電源がオンの状態でも待機状態となることがある。例えば電気自動車やハイブリッド車には通常、同期モータまたは誘導モータが使用されるが、信号待ち等の一時停止時にはモータが待機状態となる。また、半導体露光装置における位置決めステージ装置では、載置台を移動させるためにリニアモータが使用されるが、載置台上の半導体ウエハが交換される際にはリニアモータが待機状態となる。 The motor may enter a standby state even when the power is on. For example, a synchronous motor or an induction motor is usually used for an electric vehicle or a hybrid vehicle, but the motor is in a standby state at a temporary stop such as waiting for a signal. In the positioning stage apparatus in the semiconductor exposure apparatus, a linear motor is used to move the mounting table. However, when the semiconductor wafer on the mounting table is replaced, the linear motor is in a standby state.
モータの駆動回路としてフルブリッジ回路が広く用いられている。フルブリッジ回路では、モータコイルに供給する電流の向きを変えることができる。またフルブリッジ回路を構成するスイッチング素子を駆動するためのPWM(Pulse Width Modulation)信号のデューティ比を変えることにより、モータコイルに供給する電流量を変えることができる。 A full bridge circuit is widely used as a motor drive circuit. In the full bridge circuit, the direction of the current supplied to the motor coil can be changed. Further, the amount of current supplied to the motor coil can be changed by changing the duty ratio of a PWM (Pulse Width Modulation) signal for driving the switching elements constituting the full bridge circuit.
モータの待機時にフルブリッジ回路の動作を停止させると、モータの稼働再開時にフルブリッジ回路を再起動する必要がある。この再起動に遅延が生じるとモータの稼働再開にも遅延が生じることになる。 If the operation of the full bridge circuit is stopped when the motor is on standby, it is necessary to restart the full bridge circuit when the operation of the motor is resumed. If a delay occurs in this restart, a delay also occurs in the resumption of motor operation.
そこでモータの待機時に、フルブリッジ回路の出力電流が実質ゼロの状態でフルブリッジ回路のスイッチング動作を継続させることが考えられる。フルブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子の内、モータコイルの電流路を形成する2つのスイッチング素子を駆動するためのPWM信号の位相を逆にすれば、出力電流が実質ゼロの状態でフルブリッジ回路の動作を継続できる。 Therefore, it is conceivable to continue the switching operation of the full bridge circuit while the output current of the full bridge circuit is substantially zero during the motor standby. If the phase of the PWM signal for driving the two switching elements that form the current path of the motor coil among the plurality of switching elements constituting the full bridge circuit is reversed, the output current is substantially zero in the full bridge state. The operation of the circuit can be continued.
モータの待機時に、上記の2つのスイッチング素子を駆動するためのPWM信号の位相を逆にすれば、モータコイルへの電流供給を停止できるが、それらのスイッチング素子のスイッチング動作が継続しているためスイッチング損失が発生する。 If the phase of the PWM signal for driving the above two switching elements is reversed when the motor is on standby, the current supply to the motor coil can be stopped, but the switching operation of these switching elements continues. Switching loss occurs.
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、モータの待機時にモータ駆動装置の動作を停止させない制御方式にて、モータの待機時における電力損失を低減する技術を提供することにある。 The present invention has been made in view of such circumstances, and an object thereof is to provide a technique for reducing power loss during motor standby in a control system that does not stop the operation of the motor drive device during motor standby. It is in.
上記課題を解決するために、本発明のある態様のモータ駆動装置は、複数のスイッチング素子を含み、モータコイルに供給する電流を制御するブリッジ回路と、前記複数のスイッチング素子の制御端子に信号を供給する制御回路と、前記制御回路にクロック信号を供給するクロック供給回路と、を備える。前記制御回路は、前記モータコイルの電流路を形成する2つのスイッチング素子の制御端子にPWM信号を供給する。モータの待機時に前記制御回路は、前記2つのスイッチング素子の制御端子に逆位相のPWM信号を供給する。前記クロック供給回路は、前記PWM信号を生成するためのクロック信号の周波数を、前記モータの待機時に低下させる。 In order to solve the above-described problems, a motor driving device according to an aspect of the present invention includes a plurality of switching elements, a bridge circuit that controls a current supplied to a motor coil, and a signal to control terminals of the plurality of switching elements. A control circuit for supplying the clock signal; and a clock supply circuit for supplying a clock signal to the control circuit. The control circuit supplies a PWM signal to control terminals of two switching elements forming a current path of the motor coil. When the motor is on standby, the control circuit supplies an antiphase PWM signal to the control terminals of the two switching elements. The clock supply circuit reduces the frequency of the clock signal for generating the PWM signal when the motor is on standby.
本発明の別の態様は、モータ駆動システムである。このモータ駆動システムは、モータを駆動するモータ駆動装置と、当該モータ駆動装置に電源を供給する電源装置と、を備える。前記モータ駆動装置は、複数のスイッチング素子を含み、モータコイルに供給する電流を制御するブリッジ回路と、前記複数のスイッチング素子の制御端子に信号を供給する制御回路と、前記制御回路にクロック信号を供給するクロック供給回路と、を備える。前記制御回路は、前記モータコイルの電流路を形成する2つのスイッチング素子の制御端子にPWM信号を供給する。モータの待機時に前記制御回路は、前記2つのスイッチング素子の制御端子に逆位相のPWM信号を供給する。前記モータの待機時に前記電源装置は、前記モータ駆動装置に供給する出力電圧を低下させる。 Another aspect of the present invention is a motor drive system. The motor drive system includes a motor drive device that drives a motor, and a power supply device that supplies power to the motor drive device. The motor driving device includes a plurality of switching elements, a bridge circuit that controls a current supplied to the motor coil, a control circuit that supplies a signal to a control terminal of the plurality of switching elements, and a clock signal to the control circuit A clock supply circuit to be supplied. The control circuit supplies a PWM signal to control terminals of two switching elements forming a current path of the motor coil. When the motor is on standby, the control circuit supplies an antiphase PWM signal to the control terminals of the two switching elements. The power supply device reduces the output voltage supplied to the motor drive device during standby of the motor.
本発明によれば、モータの待機時にモータ駆動装置の動作を停止させない制御方式にて、モータの待機時における電力損失を低減できる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the power loss at the time of a motor standby can be reduced by the control system which does not stop operation | movement of a motor drive device at the time of a motor standby.
図1は、本発明の実施の形態に係るモータ駆動システム100の構成を示す図である。モータ駆動システム100はモータ70を駆動するためのシステムであり、電源装置20及び駆動装置60を備える。モータ70は電磁モータであり、電磁モータは固定子と可動子を備える。図1では固定子として電磁石となるモータコイル71、可動子として永久磁石を備えるロータ72を用いる例を示している。なおモータ70の構成は一例であり、モータコイルを使用する形態であれば、モータ70の構成は限定されない。例えば可動子に電磁石となるモータコイルを用い、固定子に永久磁石を備える構成であってもよい。
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a
状態管理装置80は、モータ70の状態を管理する管理装置である。状態管理装置80は、可動子の位置を検出する図示しないセンサ(例えばホール素子)から入力される検出位置信号と、目標位置信号とを比較して両者を近づけるためのサーボ信号(以下、フィードバック信号という)を生成する。状態管理装置80は、生成したフィードバック信号を駆動装置60に送信する。また状態管理装置80は、ユーザの操作または設定プログラムによりモータ70が待機状態に遷移すると、待機信号を生成して駆動装置60及び電源装置20に供給する。
The
電源装置20は、交流電源(商用電源)10から供給される交流電圧を直流電圧に変換するAC−DCコンバータである。電源装置20は整流回路30、PFC回路40及びDC−DCコンバータ50を備える。整流回路30は、交流電源10から供給される交流電圧を整流する。整流回路30は例えば、ダイオードブリッジ回路で構成できる。PFC回路(Power Factor Correction)40は、整流回路30により整流された電力の力率を改善する。DC−DCコンバータ50は、PFC回路40から入力される直流電圧を、設定された値の直流電圧に変換する。DC−DCコンバータ50は、変換した直流電圧を駆動装置60に供給する。なおPFC回路40及びDC−DCコンバータ50の構成例は後述する。
The
図2は、図1の駆動装置60の構成例を示す図である。駆動装置60は、電源装置20から電源供給を受けモータ70を駆動するモータ駆動装置である。駆動装置60はフルブリッジ回路61、制御回路62及びクロック供給回路63を備える。フルブリッジ回路61は、第1スイッチング素子S1−第4スイッチング素子S4を含み、モータコイル71に供給する電流を制御する。
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the
フルブリッジ回路61はハイサイド基準電位とローサイド基準電位の間に、第1スイッチング素子S1と第2スイッチング素子S2が直列接続された第1アームと、第3スイッチング素子S3と第4スイッチング素子S4が直列接続された第2アームが並列に接続されて構成されるHブリッジ回路である。第1アームの中点はモータコイル71の一端に接続され、第2アームの中点はモータコイル71の他端に接続される。
The
なお図2ではフルブリッジ回路61とモータコイル71の間に、出力フィルタ90が挿入されている。出力フィルタ90は、第1インダクタL1、第2インダクタL2及び第1容量C1で構成されるLCフィルタである。出力フィルタ90を挿入することにより、フルブリッジ回路61から出力される矩形波状の駆動信号を、正弦波状の駆動信号に近づけることができる。なお出力フィルタ90が挿入されない構成も可能である。モータコイル71もインダクタンス成分を持つため、出力フィルタ90が挿入されなくても一定のフィルタリング効果は発生する。
In FIG. 2, an
第1スイッチング素子S1−第4スイッチング素子S4には、MOSFETまたはIGBTを使用できる。図2には第1スイッチング素子S1−第4スイッチング素子S4にnチャンネル型のMOSFETを使用する例を描いている。第1スイッチング素子S1−第4スイッチング素子S4には、それぞれソースからドレイン方向に導通する第1ダイオードD1−第4ダイオードD4が並列に形成または接続される。なおハイサイドの第1スイッチング素子S1及び第3スイッチング素子S3に、pチャンネル型のMOSFETを使用してもよい。 MOSFETs or IGBTs can be used for the first switching element S1 to the fourth switching element S4. FIG. 2 illustrates an example in which an n-channel MOSFET is used for the first switching element S1 to the fourth switching element S4. The first switching element S1 to the fourth switching element S4 are respectively formed or connected in parallel with a first diode D1 to a fourth diode D4 that conduct in the direction from the source to the drain. Note that a p-channel MOSFET may be used for the first switching element S1 and the third switching element S3 on the high side.
制御回路62は、フルブリッジ回路61を構成する第1スイッチング素子S1−第4スイッチング素子S4の制御端子(MOSFETの場合はゲート端子)に供給するゲート信号を生成する。具体的にはモータ70を正回転させる場合(または正方向に移動させる場合)、第1スイッチング素子S1及び第4スイッチング素子S4をオン、第2スイッチング素子S2及び第3スイッチング素子S3をオフするためのゲート信号を生成する。制御回路62は、生成したゲート信号を第1スイッチング素子S1−第4スイッチング素子S4の制御端子にそれぞれ供給する。モータ70を逆回転させる場合(または逆方向に移動させる場合)、第1スイッチング素子S1及び第4スイッチング素子S4をオフ、第2スイッチング素子S2及び第3スイッチング素子S3をオンするためのゲート信号を生成する。制御回路62は、生成したゲート信号を第1スイッチング素子S1−第4スイッチング素子S4の制御端子にそれぞれ供給する。
The
制御回路62は、モータコイル71の電流路を形成する2つのスイッチング素子の制御端子にPWM信号を供給する。本実施の形態ではモータコイル71に正方向の電流が供給される状態では、上記の2つのスイッチング素子は第1スイッチング素子S1及び第4スイッチング素子S4が該当する。一方、モータコイル71に逆方向の電流が供給される状態では、上記の2つのスイッチング素子は第2スイッチング素子S2及び第3スイッチング素子S3が該当する。
The
制御回路62は、状態管理装置80から入力されるフィードバック信号に応じて、オン期間中のスイッチング素子のデューティ比を調整する。ロータ72の位置が遅れておりトルク増大を指示するフィードバック信号を受信すると、制御回路62はデューティ比を上げてモータコイル71に供給する電流量を増やす。反対にロータ72の位置が進んでおりトルク低下を指示するフィードバック信号を受信すると、制御回路62はデューティ比を下げてモータコイル71に供給する電流量を減らす。
The
クロック供給回路63は、制御回路62にPWM信号生成用のクロック信号を供給する。クロック供給回路63は、分周器64及び発振器65を備える。発振器65は、基準となるクロック信号を生成する。発振器65には水晶振動子などが用いられる。分周器64は、発振器65により生成されたクロック信号を1/Nで分周して、制御回路62に供給すべきクロック信号を生成する。例えば発振器65の発振周波数が500kHzで、第1スイッチング素子S1〜第4スイッチング素子S4のスイッチング周波数が100kHzに設定される場合、分周器64の分周比は1/5に設定される。
The
制御回路62は、状態管理装置80から待機信号を受信することによりモータ70の待機状態を認識する。モータ70の待機時に制御回路62は、モータコイル71の電流路を形成する2つのスイッチング素子の制御端子に逆位相のPWM信号を供給する。モータ70の待機時にクロック供給回路63は、当該PWM信号を生成するためのクロック信号の周波数を低下させる。例えばモータ70の待機時における当該クロック信号の周波数を、モータ70の稼働時における当該クロック信号の周波数の1/2に設定する。この周波数切替処理は、制御回路62が分周器64の分周比を切り替えることにより実現できる。上述の例では分周比を1/5から1/10に切り替える。
The
図3(a)−(b)は、モータ70の待機時に、制御回路62から第1スイッチング素子S1−第4スイッチング素子S4の制御端子に供給されるゲート信号を示す図である。図3(a)は従来のゲート信号を示し、図3(b)は実施の形態に係るゲート信号を示す。
FIGS. 3A and 3B are diagrams illustrating gate signals supplied from the
制御回路62は、モータコイル71の電流路を形成する第1スイッチング素子S1及び第4スイッチング素子S4の制御端子にデューティ比が50%のPWM信号を供給する。その際、第1スイッチング素子S1及び第4スイッチング素子S4にそれぞれ逆位相のPWM信号を供給する。制御回路62は、第2スイッチング素子S2及び第3スイッチング素子S3の制御端子に、固定のローレベル信号をゲート信号として供給する。
The
図3(a)−(b)に示すように第1スイッチング素子S1と第4スイッチング素子S4に逆位相のPWM信号を供給すると、モータコイル71への出力電流を実質ゼロにできる。ただし第1スイッチング素子S1及び第4スイッチング素子S4のスイッチングによるリップル電流は発生している。このリップル電流が出力フィルタ90で除去されるとしても、リップル電流による損失は発生している。また第1スイッチング素子S1のターンオン時に、第2ダイオードD2にリカバリ電流が流れる。
As shown in FIGS. 3A and 3B, when an antiphase PWM signal is supplied to the first switching element S1 and the fourth switching element S4, the output current to the
このようにモータコイル71への出力電流が実質ゼロの状態でも、第1スイッチング素子S1及び第4スイッチング素子S4によるスイッチング損失が発生している。従来、モータコイル71の稼働時と待機時でスイッチング周波数は共通であった。これに対して本実施の形態では、モータコイル71の待機時にスイッチング周波数を低下させる。これにより第1スイッチング素子S1及び第4スイッチング素子S4によるスイッチング損失を低減できる。図3(b)に示すようにスイッチング周波数を1/2に切り替えれば、スイッチング損失も1/2にできる。
As described above, even when the output current to the
なおスイッチング周波数を大きく低下させれば、スイッチング損失をより低減できるが、第1インダクタL1及び第2インダクタL2のコアが発熱しやすくなる。スイッチング周波数が低下すると第1インダクタL1及び第2インダクタL2が磁気飽和しやすくなり、磁気飽和すると磁性体としての作用を失う。磁性体としての作用を失うと大きな電流が流れ発熱する。磁気飽和しにくくするには巻線数を多くすればよいが、面積が大きくなる。従って小型の第1インダクタL1及び第2インダクタL2でも磁気飽和しない程度に、スイッチング周波数を維持する必要がある。 If the switching frequency is greatly reduced, the switching loss can be further reduced, but the cores of the first inductor L1 and the second inductor L2 are likely to generate heat. When the switching frequency is lowered, the first inductor L1 and the second inductor L2 are likely to be magnetically saturated, and when magnetically saturated, the action as a magnetic material is lost. When the action as a magnetic material is lost, a large current flows and heat is generated. To reduce magnetic saturation, the number of windings may be increased, but the area increases. Therefore, it is necessary to maintain the switching frequency to such an extent that even the small first inductor L1 and the second inductor L2 are not magnetically saturated.
本実施の形態では、スイッチング損失の低減、第1インダクタL1及び第2インダクタL2の磁気飽和防止、及び分周器64の分周比切り替えの容易さを考慮し、スイッチング周波数を1/2にしている。なお1/2は一例であり、1/4などにしてもよい。
In the present embodiment, the switching frequency is halved in consideration of reduction of switching loss, prevention of magnetic saturation of the first inductor L1 and the second inductor L2, and ease of switching the frequency division ratio of the
第1スイッチング素子S1−第4スイッチング素子S4によるスイッチング損失を低減するために、スイッチング周波数を低下させる方法以外に、フルブリッジ回路61の動作電圧を下げる方法がある。フルブリッジ回路61の動作電圧を下げるには、電源装置20が駆動装置60に出力する電圧を低下させる必要がある。本実施の形態では、モータ70の待機時に、電源装置20は駆動装置60に供給する出力電圧を低下させる。以下、より具体的に説明する。
In order to reduce the switching loss due to the first switching element S1 to the fourth switching element S4, there is a method of lowering the operating voltage of the
図4は、図1のDC−DCコンバータ50の構成例を示す図である。DC−DCコンバータ50は、フルブリッジ回路51、トランス52、整流回路53、平滑回路54、出力電圧検出回路55、制御回路56、クロック供給回路57を備える。フルブリッジ回路51は、PFC回路40から供給される直流電圧を交流電圧に変換して、トランス52の一次コイルに供給する。
FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of the DC-
フルブリッジ回路51はハイサイド基準電位とローサイド基準電位の間に、第5スイッチング素子S5と第6スイッチング素子S6が直列接続された第1アームと、第7スイッチング素子S7と第8スイッチング素子S8が直列接続された第2アームが並列に接続されて構成されるHブリッジ回路である。第1アームの中点はトランス52の一次コイルの一端に接続され、第2アームの中点はトランス52の一次コイルの他端に接続される。
The
第5スイッチング素子S5−第8スイッチング素子S8にも、MOSFETまたはIGBTを使用できる。第5スイッチング素子S5−第8スイッチング素子S8には、それぞれソースからドレイン方向に導通する第5ダイオードD5−第8ダイオードD8が並列に形成または接続される。なおハイサイドの第5スイッチング素子S5及び第7スイッチング素子S7に、pチャンネル型のMOSFETを使用してもよい。 MOSFETs or IGBTs can also be used for the fifth switching element S5 to the eighth switching element S8. The fifth switching element S5 to the eighth switching element S8 are respectively formed or connected in parallel with a fifth diode D5 to an eighth diode D8 that conduct in the direction from the source to the drain. Note that p-channel MOSFETs may be used for the high-side fifth switching element S5 and the seventh switching element S7.
トランス52は、一次コイル及び二次コイルを備える。トランス52は、一次側と二次側を絶縁するとともに、一次コイルと二次コイルの巻線比に応じて変圧する。整流回路53は、トランス52の二次コイルから入力される交流電圧を直流電圧に整流する。平滑回路54は、整流回路53の出力電圧を平滑化する。平滑回路54により平滑化された電圧が、DC−DCコンバータ50の出力電圧として駆動装置60に供給される。
The
出力電圧検出回路55は、DC−DCコンバータ50の出力電圧を検出して制御回路56に出力する。制御回路56は、フルブリッジ回路51を構成する第5スイッチング素子S5−第8スイッチング素子S8の制御端子に供給するゲート信号を生成する。具体的にはトランス52の一次コイルに順方向電流を供給する場合、第5スイッチング素子S5及び第8スイッチング素子S8をオン、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7をオフするためのゲート信号を生成する。制御回路56は、生成したゲート信号を第5スイッチング素子S5−第8スイッチング素子S8の制御端子にそれぞれ供給する。トランス52の一次コイルに逆方向電流を供給する場合、第5スイッチング素子S5及び第8スイッチング素子S8をオフ、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7をオンするためのゲート信号を生成する。制御回路56は、生成したゲート信号を第5スイッチング素子S5−第8スイッチング素子S8の制御端子にそれぞれ供給する。
The output
制御回路56は、トランス52の一次コイルの電流路を形成する2つのスイッチング素子の制御端子にPWM信号を供給する。制御回路56は、出力電圧検出回路55からの検出値に応じて、オン期間中のスイッチング素子のデューティ比を適応的に変化させる。これによりDC−DCコンバータ50の出力電圧を一定に保つ。DC−DCコンバータ50の出力電圧が目標電圧より低い場合、制御回路56はデューティ比を上げてトランス52の一次コイルに供給する電流量を増やす。反対にDC−DCコンバータ50の出力電圧が目標電圧より高い場合、制御回路62はデューティ比を下げてトランス52の一次コイルに供給する電流量を減らす。
The
制御回路56は、状態管理装置80から待機信号を受信することによりモータ70の待機状態を認識する。モータ70の待機時に制御回路56は、オン期間中のスイッチング素子のデューティ比を低下させることにより、DC−DCコンバータ50の出力電圧を低下させる。例えばモータ70の待機時の出力電圧を、モータ70の稼働時の出力電圧の1/2にする。これにより駆動装置60のフルブリッジ回路61のスイッチング損失を1/4にできる。スイッチング損失は動作電圧の2乗に比例するため、動作電圧の低下はスイッチング損失の低減に大きく寄与する。
The
クロック供給回路57は、制御回路56にPWM信号生成用のクロック信号を供給する。クロック供給回路57は、分周器58及び発振器59を備える。発振器59は、駆動装置60の発振器65と共通化してもよい。分周器58は、発振器59または本モータ駆動システム100の共通の発振器により生成されたクロック信号を1/Nで分周して、制御回路56に供給すべきクロック信号を生成する。
The
モータ70の待機時にクロック供給回路57は、制御回路56に供給すべきクロック信号の周波数を低下させる。例えばモータ70の待機時における当該クロック信号の周波数を、モータ70の稼働時における当該クロック信号の周波数の1/2に設定する。この周波数切替処理は、制御回路56が分周器58の分周比を切り替えることにより実現できる。
The
このようにモータ70の待機時に、第5スイッチング素子S5−第8スイッチング素子S8のスイッチング周波数を低下させることにより、第5スイッチング素子S5−第8スイッチング素子S8によるスイッチング損失を低減できる。 As described above, when the motor 70 is on standby, the switching frequency of the fifth switching element S5 to the eighth switching element S8 can be reduced by reducing the switching frequency of the fifth switching element S5 to the eighth switching element S8.
図5は、図1のPFC回路40の構成例1を示す図である。図5に示すPFC回路40は、昇圧型のPFC回路である。図5に示すPFC回路40は、第3インダクタL3、第9スイッチング素子S9、第11ダイオードD11、第2容量C2、制御回路41及びクロック供給回路42を備える。第3インダクタL3の入力端子は、整流回路30のハイサイド出力端子に接続され、第3インダクタL3の出力端子は、第11ダイオードD11のアノード端子に接続される。第9スイッチング素子S9の入力端子は、第3インダクタL3と第11ダイオードD11との間のノードに接続され、第9スイッチング素子S9の出力端子は、整流回路30のローサイド出力端子に接続される。第2容量C2のハイサイド端子は、第11ダイオードD11のカソード端子に接続され、第2容量C2のローサイド端子は、ローサイド基準電位線に接続される。
FIG. 5 is a diagram showing a configuration example 1 of the
第9スイッチング素子S9にも、MOSFETまたはIGBTを使用できる。第9スイッチング素子S9には、ソースからドレイン方向に導通する第9ダイオードD9が並列に形成または接続される。第9スイッチング素子S9が高周波でスイッチングされることにより、第3インダクタL3に流れる電流が高周波でオンオフされ、力率が改善される。それとともにPFC回路40の出力電圧が昇圧される。PFC回路40の出力電圧は、第2容量C2により平滑化されて、DC−DCコンバータ50に出力される。
A MOSFET or IGBT can also be used for the ninth switching element S9. A ninth diode D9 conducting in the direction from the source to the drain is formed or connected in parallel to the ninth switching element S9. When the ninth switching element S9 is switched at a high frequency, the current flowing through the third inductor L3 is turned on / off at the high frequency, and the power factor is improved. At the same time, the output voltage of the
制御回路41は、第9スイッチング素子S9の制御端子にPWM信号を供給する。制御回路41は、状態管理装置80から待機信号を受信することによりモータ70の待機状態を認識する。モータ70の待機時に制御回路41は、第9スイッチング素子S9のスイッチング周波数を低下させる。クロック供給回路42は、制御回路31にPWM信号生成用のクロック信号を供給する。クロック供給回路42は、分周器43及び発振器44を備える。発振器44は、駆動装置60の発振器65及びDC−DCコンバータ50の発振器59と共通化してもよい。分周器43は、発振器44または本モータ駆動システム100の共通の発振器により生成されたクロック信号を1/Nで分周して、制御回路41に供給すべきクロック信号を生成する。
The
モータ70の待機時にクロック供給回路42は、制御回路41に供給すべきクロック信号の周波数を低下させる。例えばモータ70の待機時における当該クロック信号の周波数を、モータ70の稼働時における当該クロック信号の周波数の1/2に設定する。この周波数切替処理は、制御回路41が分周器43の分周比を切り替えることにより実現できる。
The
このようにモータ70の待機時に、第9スイッチング素子S9のスイッチング周波数を低下させることにより、第9スイッチング素子S9によるスイッチング損失を低減できる。 Thus, when the motor 70 is on standby, the switching loss of the ninth switching element S9 can be reduced by reducing the switching frequency of the ninth switching element S9.
図6は、図1のPFC回路40の構成例2を示す図である。図6に示すPFC回路40は、昇降圧型のPFC回路である。図6に示すPFC回路40は、図5に示すPFC回路40の構成に第10スイッチング素子S10及び第12ダイオードD12が追加された構成である。
FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example 2 of the
整流回路30のハイサイド出力端子と第3インダクタL3の入力端子の間に、第10スイッチング素子S10が挿入される。第12ダイオードD12のカソード端子は、第10スイッチング素子S10と第3インダクタL3との間のノードに接続され、第12ダイオードD12のアノード端子は整流回路30のローサイド出力端子に接続される。第10スイッチング素子S10にも、MOSFETまたはIGBTを使用できる。第10スイッチング素子S10には、ソースからドレイン方向に導通する第10ダイオードD10が並列に形成または接続される。
The tenth switching element S10 is inserted between the high-side output terminal of the
図6に示すPFC回路40では、第10スイッチング素子S10、第3インダクタL3及び第12ダイオードD12で降圧チョッパを構成している。また第2インダクタL2、第9スイッチング素子S9及び第11ダイオードD11で昇圧チョッパを構成している。
In the
クロック供給回路42は、分周器43及び発振器44に加えて分周器45をさらに含む。分周器43は、基本となるクロック信号を1/Nで分周して、第9スイッチング素子S9をスイッチングするためのクロック信号を生成して制御回路41に供給する。分周器45は、基本となるクロック信号を1/Nで分周して、第10スイッチング素子S10をスイッチングするためのクロック信号を生成して制御回路41に供給する。
The
モータ70の待機時に制御回路41は、第10スイッチング素子S10のデューティ比を下げることにより、整流回路30からの入力電圧を降圧する。第10スイッチング素子S10のデューティ比を下げるほど、入力電圧の降圧率が大きくなる。このように構成例2では、DC−DCコンバータ50に入力される電圧が構成例1より低くなる。
When the motor 70 is on standby, the
モータ70の待機時に、第10スイッチング素子S10のデューティ比を下げて入力電圧を降圧することにより、PFC回路40内の昇圧チョッパ、DC−DCコンバータ50及び駆動装置60の動作電圧を低下させることができる。これにより、それらで使用されるスイッチング素子のスイッチング損失を低減できる。
When the motor 70 is on standby, the operating voltage of the step-up chopper, the DC-
以上説明したように本実施の形態によれば、モータの待機時にモータ駆動装置の動作を停止させない制御方式にて、モータの待機時における電力損失を低減できる。駆動装置60のスイッチング周波数を低下させることにより、駆動装置60におけるスイッチング損失を低減できる。またDC−DCコンバータ50の出力電圧を低下させることにより駆動装置60におけるスイッチング損失を低減できる。またDC−DCコンバータ50のスイッチング周波数を低下させることによりDC−DCコンバータ50におけるスイッチング損失を低減できる。またPFC回路40のスイッチング周波数を低下させることによりPFC回路40におけるスイッチング損失を低減できる。またPFC回路40の出力電圧を低下させることにより、PFC回路40、DC−DCコンバータ50及び駆動装置60におけるスイッチング損失を低減できる。
As described above, according to the present embodiment, it is possible to reduce the power loss during the standby of the motor by the control method that does not stop the operation of the motor drive device during the standby of the motor. By reducing the switching frequency of the driving
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。 The present invention has been described based on the embodiments. This embodiment is an exemplification, and it will be understood by those skilled in the art that various modifications can be made to combinations of the respective constituent elements and processing processes, and such modifications are also within the scope of the present invention. is there.
上述の実施の形態では、モータ70の待機時に、
(1)駆動装置60のスイッチング周波数を低下させる制御、
(2)DC−DCコンバータ50の出力電圧を低下させる制御、
(3)DC−DCコンバータ50のスイッチング周波数を低下させる制御、
(4)PFC回路40のスイッチング周波数を低下させる制御、
(5)PFC回路40の出力電圧を低下させる制御、
の5つの制御を説明した。設計者はこの5つの制御の内、1つ以上の任意の制御を採用できる。
In the above-described embodiment, when the motor 70 is on standby,
(1) Control for reducing the switching frequency of the driving
(2) Control for reducing the output voltage of the DC-
(3) Control for reducing the switching frequency of the DC-
(4) Control for reducing the switching frequency of the
(5) Control for reducing the output voltage of the
The five controls have been described. The designer can employ any one or more of these five controls.
また上述の実施の形態では、モータコイル71を単相交流で駆動する方式を示したが、三相交流で駆動する方式を用いてもよい。この場合、フルブリッジ回路61としてHブリッジ回路ではなく三相ブリッジ回路が使用される。三相ブリッジ回路を使用する場合でも、三相ブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子の内、モータコイル71の電流路を形成する2つのスイッチング素子に対して、Hブリッジ回路を使用する場合と同様の制御を適用できる。
Moreover, in the above-mentioned embodiment, although the system which drives the
また上述の実施の形態では交流電源10を使用する例を説明したが、交流電源10の代わりに二次電池が用いられてもよい。その場合、電源装置20内の整流回路30及びPFC回路40は不要となる。この場合でも、(1)駆動装置60のスイッチング周波数を低下させる制御、(2)DC−DCコンバータ50の出力電圧を低下させる制御、(3)DC−DCコンバータ50のスイッチング周波数を低下させる制御の内、1つ以上の任意の制御を採用できる。
Moreover, although the example which uses
100 モータ駆動システム、 10 交流電源、 20 電源装置、 30 整流回路、 40 PFC回路、 41 制御回路、 42 クロック供給回路、 50 DC−DCコンバータ、 53 整流回路、 56 制御回路、 57 クロック供給回路、 60 駆動装置、 62 制御回路、 63 クロック供給回路、 70 モータ、 71 モータコイル。
DESCRIPTION OF
Claims (7)
前記複数のスイッチング素子の制御端子に信号を供給する制御回路と、
前記制御回路にクロック信号を供給するクロック供給回路と、を備え、
前記制御回路は、前記モータコイルの電流路を形成する2つのスイッチング素子の制御端子にPWM(Pulse Width Modulation)信号を供給し、
モータの待機時に前記制御回路は、前記2つのスイッチング素子の制御端子に逆位相のPWM信号を供給し、
前記クロック供給回路は、前記PWM信号を生成するためのクロック信号の周波数を、前記モータの待機時に低下させることを特徴とするモータ駆動装置。 A bridge circuit including a plurality of switching elements and controlling a current supplied to the motor coil;
A control circuit for supplying signals to control terminals of the plurality of switching elements;
A clock supply circuit for supplying a clock signal to the control circuit,
The control circuit supplies a PWM (Pulse Width Modulation) signal to control terminals of two switching elements that form a current path of the motor coil,
The control circuit supplies an antiphase PWM signal to the control terminals of the two switching elements during motor standby,
The motor drive device according to claim 1, wherein the clock supply circuit reduces the frequency of the clock signal for generating the PWM signal when the motor is on standby.
前記モータ駆動装置に電源を供給する電源装置と、を備え、
前記モータの待機時に前記電源装置は、前記モータ駆動装置に供給する出力電圧を低下させることを特徴とするモータ駆動システム。 The motor drive device according to claim 1 or 2,
A power supply for supplying power to the motor drive device,
The motor drive system according to claim 1, wherein the power supply device reduces an output voltage supplied to the motor drive device during standby of the motor.
スイッチング素子を含むDC−DCコンバータを有し、
前記モータの待機時に、前記DC−DCコンバータは、当該スイッチング素子のスイッチング周波数を低下させることを特徴とする請求項3に記載のモータ駆動システム。 The power supply device
A DC-DC converter including a switching element;
The motor drive system according to claim 3, wherein the DC-DC converter reduces a switching frequency of the switching element during standby of the motor.
交流電源から供給される交流電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路により整流された電力の力率を改善し、前記DC−DCコンバータに出力するPFC(Power Factor Correction)回路と、をさらに備え、
前記PFC回路はスイッチング素子を含み、前記モータの待機時に当該スイッチング素子のスイッチング周波数を低下させることを特徴とする請求項4に記載のモータ駆動システム。 The power supply device
A rectifier circuit for rectifying an AC voltage supplied from an AC power supply;
A power factor correction (PFC) circuit that improves the power factor of the power rectified by the rectifier circuit and outputs the power factor to the DC-DC converter;
The motor drive system according to claim 4, wherein the PFC circuit includes a switching element, and reduces a switching frequency of the switching element when the motor is on standby.
前記モータ駆動装置は、
複数のスイッチング素子を含み、モータコイルに供給する電流を制御するブリッジ回路と、
前記複数のスイッチング素子の制御端子に信号を供給する制御回路と、
前記制御回路にクロック信号を供給するクロック供給回路と、を備え、
前記制御回路は、前記モータコイルの電流路を形成する2つのスイッチング素子の制御端子にPWM(Pulse Width Modulation)信号を供給し、
モータの待機時に前記制御回路は、前記2つのスイッチング素子の制御端子に逆位相のPWM信号を供給し、
前記モータの待機時に前記電源装置は、前記モータ駆動装置に供給する出力電圧を低下させることを特徴とするモータ駆動システム。 A motor drive system comprising: a motor drive device that drives a motor; and a power supply device that supplies power to the motor drive device,
The motor driving device is
A bridge circuit including a plurality of switching elements and controlling a current supplied to the motor coil;
A control circuit for supplying signals to control terminals of the plurality of switching elements;
A clock supply circuit for supplying a clock signal to the control circuit,
The control circuit supplies a PWM (Pulse Width Modulation) signal to control terminals of two switching elements that form a current path of the motor coil,
The control circuit supplies an antiphase PWM signal to the control terminals of the two switching elements during motor standby,
The motor drive system according to claim 1, wherein the power supply device reduces an output voltage supplied to the motor drive device during standby of the motor.
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